JP2005174176A

JP2005174176A - レギュレータ用集積回路

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Publication number: JP2005174176A
Application number: JP2003416211A
Authority: JP
Inventors: Mitsuharu Ota; 光治大田; Masataka Tsuji; 雅孝辻; Shintaro Miyata; 伸太郎宮田
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2003-12-15
Filing date: 2003-12-15
Publication date: 2005-06-30

Abstract

【課題】本発明は、使用する電源電圧が低下しても、フォトカップラを駆動するダイナミックレンジを確保できるレギュレータ用集積回路を提供する。
【解決手段】トランジスタ５及び８のエミッタにそれぞれ、抵抗６、７による直列回路と、抵抗９、１０による直列回路と接続し、その直列接続点に差動増幅器Ｇを構成するトランジスタ１１、１５のベースを接続し、その差動増幅器Ｇの出力にＮＰＮ型、ＰＮＰ型、ＮＰＮ型のトランジスタ２０、２２、２５でなる３段の増幅段を構成する。そして、最終段のトランジスタ２５でフォトカップラＰの発光ダイオードを駆動する。
【選択図】図１

Description

本発明は、バンドギャップ方式の基準電圧を用いて低電圧まで動作し温度変化が少なく、出力ダイナミックレンジが広いレギュレータ用集積回路に関する。

従来のバンドギャップ方式の基準電圧回路としては、例えば、特許文献１や、特許文献２などで紹介されている。これらの基準電圧回路には誤差増幅器が用いられるが、一般的な誤差増幅器としてオペレーショナルアンプ（以下、ＯＰアンプという）が使用される。一般的にＯＰアンプを動作させるには、最低でも２Ｖ以上の電源電圧が必要であった。

一般的な従来の基準電圧回路について、図７を用いて説明する。従来例では、ＯＰアンプの電源電圧として２Ｖ以上必要であり、バンドギャップの基準電圧である１．２５Ｖまでの、さらにそれ以下の低電圧で使用するのは困難であった。

バンドギャップ基準電圧Ｖｒｅｆ（端子Ｒの電圧）は、
Ｖ７＝Ｖ１０＋ＶOFFset
ΔＶ６＝Ｖｂｅ８−Ｖｂｅ５
＝VT・In（Ｉ８・Ｉｓ５／Ｉ５・Ｉｓ８）
＝VT・In（Ｒ７・Ｉｓ５／Ｒ１０・Ｉｓ８）
Ｖ７＝（Ｒ７／Ｒ６）ΔＶ６
Ｖ７＝（Ｒ７／Ｒ６）ＶＴ・In（Ｒ７・Ｉｓ５／Ｒ１０・Ｉｓ８）
Ｖｒｅｆ＝Vbe8＋ＶOFFset＋(R7／R6)VT・In(R7・Is5／R10・Is8)・・・（１）
と表される。

ここでＶ７はＯＰアンプの＋入力電圧、Ｖ１０は、ＯＰアンプの−入力電圧、Ｉ５はトランジスタ５のエミッタ電流、Ｉ８はトランジスタ８のエミッタ電流、ΔＶ６は抵抗６の端子間電圧、Ｖｂｅ５はトランジスタ５のベース−エミッタ間電圧、Ｖｂｅ８はトランジスタ８のベース−エミッタ間電圧、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ１０は抵抗６、７、１０の抵抗値、Ｉｓ５はトランジスタ５の電流密度、Ｉｓ８はトランジスタ８の電流密度、ＶOFFsetはＯＰのオフセット電圧、熱起電圧ＶＴはＶＴ＝ｋＴ／ｑで表される。但し、ｑは電子の電荷、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度である。

一般にＶｂｅは−２ｍＶ／℃、ＶＴは＋０．０８５ｍＶ／℃の温度特性を有し、Ｒ６とＲ７の抵抗比、Ｒ１０とＲ７の抵抗比、及びトランジスタ５、８の電流密度すなわちエミッタ面積を適切に設定することにより、（１）式のVbe8以外の項目を＋２ｍＶ／℃の温度特性に設定すれば、端子Ｒの温度変化を０に設計できる。温度変化を０に設計したこの電圧を一般にバンドギャップ電圧と言われ約１．２５Ｖとなる(ＶOFFsetの温度変化は０とする)。図７に示すバンドギャップ基準電圧回路を可変シャントレギュレータ用に使用するには、図８に示す構成とする。可変シャントレギュレータの場合、Ｃはカソード、ＧＮＤをアノード、Ｒはレファレンスと呼ばれる。可変シャントレギュレータの主要な用途としてスイッチングレギュレータの２次側電圧のセンシング用フォトカップラ駆動に使用され、応用例のブロック図を図４に示す。

ＡＣ−ＤＣ制御用スイッチングレギュレータＩＣ、ＳＷの２次側出力電圧センサ用のフォトカップラ駆動用に可変シャントレギュレータＳを使用する。ＡＣ−ＤＣ制御用スイッチングレギュレータＳＷで、商用交流電源を高周波でスイッチングし、トランスの１次側巻線に流し、２次側巻線に低電圧を得る。２次側で整流、平滑し、低電圧直流の大電流を得る。２次側の出力電圧を一定に制御するためＡＣ−ＤＣ制御用スイッチングレギュレータのセンサ信号として１次側から絶縁された２次側出力電圧に比例した信号を得る必要があるため、可変シャントレギュレータＳでフォトカップラＰを駆動し前記スイッチングレギュレータＳＷの制御信号としている。例えば２次側の電圧が可変シャントレギュレータＳで設定した電圧より高い場合、フォトカップラＰに内蔵された発光ダイオードに流れる電流が増加し、発光ダイオードの発光量が増加し、発光ダイオードと対に配置されたフォトトランジスタの電流が増加する。この信号が前記スイッチングレギュレータＳＷのセンサ信号となり、スイッチングレギュレータＳＷのＰＷＭ制御によりパワーＭＯＳＦＥＴのＯＮ時間を制御しトランスの２次側電圧を低下する方向に動作し電圧を一定に制御する動作を実行する。２次側電圧が低下する方向の場合は、上記とは逆の動作により一定に制御される。

可変シャントレギュレータの一般的なシンボルを用いて可変シャントレギュレータとフォトカップラとの説明を図９に示す。

Ｓは可変シャントレギュレータでＡがアノード、Ｒがレファレンス、Ｃがカソードであり、レファレンスＲは分割抵抗３１、３２の中点に接続され、中点電圧はレファレンス電圧のＶｒｅｆに制御される。

抵抗３１、３２の抵抗値をR31、R32とすればｅ点の電圧Ｖｅは次式で表される。

Ｖｅ＝（Ｖｒｅｆ・Ｒ３１／Ｒ３２）+Ｖｒｅｆ・・・（２）
フォトカップラの発光ダイオード順方向電圧は、１．２Ｖ程度である。可変シャントレギュレータの電源電圧（この例では、カソード電圧）は２Ｖ程度必要であり、合計で３．２Ｖ必要となる。

この関係を図３の（ロ）に示す。ｅ点の電圧が３．２Ｖ以上でないと可変シャントレギュレータのカソードに電流が流れない。つまり（２）式でＲ３２を∞に設定し、ＶｅをＶｒｅｆ電圧の１．２５Ｖに計算上設定した場合にもｅ点の電圧が３．２Ｖ以上でないとフォトカップラの発光ダイオードに電流が流れずフォトカップラが動作しない。また発光ダイオードの輝度制御のダイナミックレンジを0.５Ｖ必要と考えれば、すべての合計で３．７Ｖとなる。つまり、ｅ点の電圧は、３．７Ｖ以上でないとフォトカップラの制御ができない。
特開平０４−１４３８１１号公報特許第２６９５５１５号公報

近年、電子機器の小型化、省電力化が顕著に進められており、従来、５Ｖ仕様で設計されていた電源電圧が３．３Ｖに、更には１．８Ｖが標準になりつつあり、電源電圧を低電圧化すると、フォトカップラを駆動制御することができないという不都合があった。

本発明は、使用する電源電圧が低下して、バンドギャップ電圧の１．２５Ｖ程度に下がっても、さらにフォトカップラを駆動するダイナミックレンジを確保でき、外付部品の少ないレギュレータ用集積回路を提供する。

本発明のレギュレータ用集積回路は、電源端子ａへダイオード接続した第１のトランジスタのエミッタを接続し、ベースとコレクタの接続点を第２のトランジスタのコレクタへ接続しエミッタを第１の抵抗を介して最低電位のアノード端子へ接続し、前記第２のトランジスタのベースを第２の抵抗を介して第３のトランジスタのベースと第４のトランジスタのベースに接続するとともに、レファレンス端子とし、第３、第４のトランジスタのコレクタを共に電源端子ａに接続し、第３のトランジスタのエミッタを第３の抵抗と第４の抵抗の直列接続を介してアノード端子に接続すると共に、第４のトランジスタのエミッタを第５、第６の抵抗の直列接続を介してアノード端子に接続し、前記第３と第４の抵抗の中間接続点および第５、第６の抵抗の中間接続点に、差動増幅器を構成する第５、第６のトランジスタのベースをそれぞれ接続し、差動増幅器の出力をＮＰＮ型、ＰＮＰ型、ＮＰＮ型のトランジスタで３段増幅を行ない、３段目のＮＰＮトランジスタのエミッタをアノード端子へ接続し、該トランジスタのコレクタをカソード端子とし、差動増幅器の出力から３段目のＮＰＮトランジスタのコレクタへコンデンサと抵抗を直列接続した構成である。

また更には、２段目のＰＮＰトランジスタのエミッタへもコンデンサを接続する帰還回路を設けてもよい。

前記説明から明らかなように、本発明の図１および図２に示す、可変シャントレギュレータの回路構成により、位相余裕が十分とれ、集積回路化した場合の外付け位相補償が不要になり、さらに起動時の初期電流も不要になるため初期電流用の抵抗も不要になり、小型、低価格が実現できる。またバンドギャップ基準電圧の調整が抵抗のトリミングで簡単にでき、さらにカソード端子と電源端子を別端子に分けることで、カソード端子の最低電圧を出力トランジスタの飽和電圧約０．１Ｖまで動作させて使用することが可能となり、負荷のダイナミックレンジが増大し、従来と比較し約２Ｖの低電圧化が可能であるため低電圧の電源まで使用でき、大幅な低消費電力化、応用範囲の拡大が可能となる。

本発明の一実施の形態である図１を基に説明すれば、電源端子ａからダイオード接続されたＰＮＰトランジスタ１のエミッタを接続しトランジスタ１とカレントミラー構成したトランジスタ１４を設け、トランジスタ１のベースとコレクタの接続点をＮＰＮトランジスタ２のコレクタに接続しトランジスタ２のエミッタを抵抗３を介して接地しトランジスタ２のベースを抵抗４を介して基準電圧（Ｖｒｅｆ）端子Ｒに接続する。バンドギャップ基準電圧を構成するトランジスタ５のコレクタを電源端子ａに接続しエミッタを直列接続した抵抗６、７を介して接地しベースをＶｒｅｆ端子Ｒに接続すると共に、バンドギャップ基準電圧を構成する他の一方のトランジスタ８のコレクタを電源端子ａに接続しエミッタを直列接続した抵抗９、１０を介して接地しベースをＶｒｅｆ端子Ｒに接続する。抵抗６、７および抵抗９、１０の直列接続点を、差動増幅器を構成するPNPトランジスタ１１、１５のそれぞれのベースに接続すると共にトランジスタ１１、１５のそれぞれのエミッタを共通に接続すると共に、前記トランジスタ１４のコレクタにも接続し、トランジスタ１１のコレクタを、カレントミラー構成のＮＰＮトランジスタ１２のコレクタ、ベース接続点に接続し、カレントミラーを構成する他方のＮＰＮトランジスタ１６のコレクタは、前記差動増幅器を構成するトランジスタ１５のコレクタに接続し、カレントミラーを構成するトランジスタ１２、１６のそれぞれのエミッタにそれぞれ、抵抗１３、１７を介して接地する。差動増幅器の出力であるトランジスタ１５とトランジスタ１６のそれぞれのコレクタの接続点をＮＰＮトランジスタ２０のベースに接続し、トランジスタ２０のエミッタを接地し、コレクタを抵抗１９を介して、電源端子ａに接続すると共に、電源端子ａから、抵抗２１を介してエミッタに接続したＰＮＰトランジスタ２２のベースに接続する。前記トランジスタ２２のコレクタを抵抗２３を介して接地すると共に、出力トランジスタ２６のベースに接続し、トランジスタ２６のエミッタを接地し、コレクタを抵抗２５とコンデンサ２４の直列接続を介し、前記トランジスタ２０のベースに接続すると共にカソード端子Ｃとして出力する。前記トランジスタ２２のエミッタから、トランジスタ２０のベース間に位相補償のコンデンサ１８を接続する。前記カソード端子Ｃ、電源端子ａおよび、Ｖｒｅｆ端子Ｒ、接地端子Ａをそれぞれ出力端子とする集積回路化した構成とする。

（１）式からＯＰアンプ（本発明では、差動増幅器を構成するトランジスタ１１、１５、１２、１６のアンプ部）のオフセット電圧を微調整する事によりＶｒｅｆ電圧を調整する事ができる。具体的には、差動増幅器を構成するトランジスタ１２及び１６のエミッタに接続する抵抗１３、１７をトリミングすることで、簡単にバンドギャップ電圧Ｖｒｅｆを調整することができる。

また、出力トランジスタ２６のコレクタを単独でカソード端子Ｃとすることにより、Ｃの電圧は、出力トランジスタ２６の飽和電圧まで動作することができ、フォトカップラ駆動のダイナミックレンジを大幅に広げることができる。また、従来、起動時に初期電流を流す抵抗が必要であったが、本発明はカソード端子が、独立しているため初期電流用の抵抗は不要になり、集積回路の外付部品を少なくできる。

具体的な動作を本発明の一実施の形態である図２を基に説明する。電源端子ａに電圧を印加すると、ＰＮＰトランジスタ１、トランジスタ２がＯＮし、トランジスタ１とカレントミラーを構成するトランジスタ１４もＯＮする。バンドギャップを構成するトランジスタ５、８および抵抗６、７、９、１０と、差動増幅器を構成するトランジスタ１１、１２、１５、１６および２０、２２と駆動トランジスタ２６でバンドギャップ回路が構成されて、バンドギャップ電圧は、１．２５Ｖに制御される。

動作の説明のため、バンドギャップを構成するトランジスタ５、８のベースと出力トランジスタ２６のコレクタを接続し、さらに直列接続した抵抗３１と３２の直列接続点に、トランジスタ２６のコレクタを接続し、抵抗３２の他方をＧＮＤ、抵抗３１を３３の抵抗値をもつインピーダンスの高い電源に接続した場合、バンドギャップ電圧をＶｒｅｆとすれば下記式（３）で設定される。

Ｖｒｅｆ＋Ｖｒｅｆ（Ｒ３１／Ｒ３２）＝Ｖａ
Ｖｒｅｆ＝ＶａＲ３２／（Ｒ３１+Ｒ３２）・・・（３）
ここでＶａはａ点の電圧、Ｒ３１は抵抗３１の抵抗値、Ｒ３２は抵抗３２の抵抗値である。

バンドギャップを構成するトランジスタ８のエミッタにも抵抗９を接続し、後段にある差動増幅回路のインピーダンスの影響を少なくしている。

位相補償用コンデンサ１８をトランジスタ２０のベースとトランジスタ２２のエミッタ間に接続すると共にトランジスタ２０のベースと出力トランジスタ２６のコレクタ間にコンデンサ２４と抵抗２５を直列接続することにより、回路全体の発振を防止するための位相補償を行なう。この位相補償により大きな位相余裕が得られ、集積回路化した場合、外付けでの位相補償が不要となり、小型化、低価格化に対応できる。

また、（３）式よりＲ３１が０Ωの場合
Ｖａ＝Ｖｒｅｆとなり、可変シャントレギュレータの電源電圧はバンドギャップ電圧Ｖｒｅｆ＝１．２５Ｖで正常に動作する必要があるが、本発明は可能である。

電圧低下で制約を受ける回路部分は、差動増幅回路部分であり、
ＶＲ１３＋Ｖｂｅ１２＋ＶＣＥｓａｔ１１＋ＶＣＥｓａｔ１４＜Ｖｒｅｆ・・・（４）
の関係を成立させる必要がある。

ここで、ＶＲ１３は、抵抗１３の電圧降下、Ｖｂｅ１２はトランジスタ１２のベース、エミッタ間電圧、ＶＣＥｓａｔ１１はトランジスタ１１のコレクタ、エミッタ間飽和電圧、ＶＣＥｓａｔ１４はトランジスタ１４のコレクタ、エミッタ間飽和電圧である。

（４）式を計算すると、左辺は０．１Ｖ＋０．７Ｖ＋０．１Ｖ＋０．１Ｖ＝１．０Ｖとなり、一方右辺はＶｒｅｆ＝１．２５Ｖであるから、上記式（４）の関係が成立する。

本発明は、電源電圧がバンドギャップ電圧と同じに低下した場合にも正常に動作する。

具体例について説明するため、本発明の一実施の形態を図１に示す。

Ｅは、起動回路および差動増幅回路への定電流を形成し、Ｆは、バンドギャップ部、Ｇは、差動回路部で、ＦとＧでバンドギャップ基準電圧回路を構成し、Ｈ部は出力トランジスタ２６のコレクタを単独で出力端子とすることにより出力端子Ｃの電圧は、トランジスタ２６の飽和電圧まで動作することができフォトカップラ駆動の場合、駆動範囲のダイナミックレンジを大幅に拡大することができる。

ＦとＧで構成されるバンドギャップ基準電圧は（１）式と類似の式で計算される。

通常、コンピュータによるシミュレーションにより正確に計算され、抵抗６、７、９、１０の抵抗値およびトランジスタ５、８のエミッタ面積を適切に選ぶことにより、温度変化の少ない基準電圧に設定する。この場合も基準電圧値は、１．２５Ｖに選定される。

Ｇの差動増幅回路の位相補償のコンデンサ１８を約３０ＰＦと共に、抵抗２５とコンデンサ数ＰＦの２４との直列接続の負帰還回路を構成することにより、位相余裕が大きく取れ、集積回路外の位相補償用コンデンサを不要にでき小型化、低価格が実現できる。

一例として、位相−周波数特性を図６に示す。

Ｊが本発明のゲイン特性であり、Ｋが本発明の位相特性である。

ｊが従来の可変シャントレギュレータのゲイン特性で、ｋが位相特性である。従来例では、外付けで位相補償しない場合、位相余裕（ゲイン０時の位相）は３０度と少なく、ゲイン特性も０になった後ピークが発生し発振の可能性がある。

本発明の特性は、位相余裕が１００度あり、周波数特性にピークは無く、外付けで位相補償しない場合でも発振の危険はない。

カソード端子ＣをフォトカップラＰの発光ダイオード駆動に接続して使用する。

端子ａの電圧Ｖｅは、（２）式で示される。この設定電圧より端子ａの電圧が高くなるとカソード端子Ｃから電流が流れ込みフォトカップラの発光ダイオードの電流が増大し、発光量が増加しフォトトランジスタの動作電流も増大する。図１に示す回路には、負帰還回路が構成されていない。

可変シャントレギュレータを一般的なシンボルとして記入し、フォトカップラ駆動部分の説明図を図５に示す。

Ｑは本発明の可変シャントレギュレータであり、Ｐはフォトカップラで、スイッチングレギュレータの２次電圧検出用に使用される。ｅはフォトカップラの駆動電圧で、この電圧をＶｅとすれば、（２）式で表される電圧に制御される。

また、ｅは絶縁型スイッチングレギュレータの２次出力でもあり、この電圧が設定より低下した場合、レファレンス端子ＲのＶｒｅｆ電圧も低下し、可変シャントレギュレータＱは、Ｒ端子を規定のＶｒｅｆ電圧になるようカソード端子Ｃの吸込み電流を減少させ、フォトカップラ内の発光ダイオードの発光量が減少し、フォトカップラの信号として、スイッチングレギュレータの２次側出力電圧ｅを高める制御が行われｅの電圧を一定に制御する動作が実行される。ｅの電圧が設定より高くなった場合は、上記説明の逆の動作を実行し、ｅの電圧を一定に制御する動作が実行される。応用例のブロック図を示す図４の可変シャントレギュレータにも簡単にそのまま応用でき、動作は上記説明の通りである。

従来は、可変シャントレギュレータのカソード端子Ｃが可変シャントレギュレータの電源と共通であったためカソード電圧は、バンドギャップ電圧Ｖｒｅｆ＝１．２５Ｖ以下の動作が不可能であり、フォトカップラ内の発光ダイオードの順方向電圧約１．２Ｖを考慮すれば、駆動電圧は３．７Ｖ以上が必要になっていた。

本発明は、電源端子をカソードＣとは別端子とし、駆動トランジスタ２６のオープンコレクタをカソード端子Ｃとする。駆動トランジスタ２６の飽和電圧を０．１Ｖ、フォトカップラの順方向電圧を１．２Ｖ、輝度制御のダイナミックレンジ０．５Ｖを考慮しても、ｅの駆動電圧は、１．８Ｖの低電圧で正常に動作することができる。

この関係を図３の（イ）に示す。本発明の制御では、ｅの電圧が１．３Ｖでフォトカップラの発光ダイオードに電流を流し始めることができる。実際の制御は、ダイナミックレンジが必要で、この電圧に０．５Ｖを加えた１．８Ｖ以上が必要になる。従来例の（ロ）と比較し、約２Ｖの低電圧化が可能である。

また、素子のバラツキ等のためバンドギャップ基準電圧が設定値よりズレ、調整が必要になった場合、差動増幅回路のエミッタ抵抗１３または１７の抵抗値をトリミングすることにより簡単に調整が可能である。これはオペアンプのオフセット電圧調整の場合と同じ方法が利用でき、技術が確立しているため、高い信頼性が期待できる。

本発明の可変シャントレギュレータの一実施の形態を示す図本発明の可変シャントレギュレータ説明用の一実施の形態を示す図フォトカップラ内の発光ダイオードに流れる電流とｅ端子電圧との関係を本発明の制御と従来の制御の特性を比較した特性図例を示す図ＡＣ−ＤＣスイッチングレギュレータに可変シャントレギュレータを使用しフォトカップラ駆動に応用した例を示す図本発明の可変シャントレギュレータを使用したフォトカップラの駆動回路例を示す図本発明の可変シャントレギュレータと従来の可変シャントレギュレータの周波数−位相特性例を示す図バンドギャップ基準電圧の基本回路例を示す図従来の可変シャントレギュレータの回路例を示す図従来のシャントレギュレータを使用したフォトカップラの駆動回路例を示す図

符号の説明

１、２、５、８、１１、１２、１４、１５、１６、２０、２２、２６トランジスタ
３、４、６、７、９、１０、１３、１７、１９、２１、２３、２５、３１、３２、３３抵抗
１８、２４コンデンサ
Ａアノード端子
ａ可変シャントレギュレータの電源端子
Ｃカソード端子
Ｅ起動回路部分
ｅトランスの２次側電圧を整流、平滑した電圧
Ｆバンドギャップ部分
Ｇ差動増幅部分
Ｈ出力トランジスタ部分
Ｊ、ｊゲイン−周波数特性
Ｋ，ｋ位相−周波数特性
ＯＰオペアンプ
Ｐフォトカップラ
Ｑ本発明の可変シャントレギュレータ
Ｒレファレンス端子
Ｓ従来の可変シャントレギュレータ
ＳＷＡＣ−ＤＣ制御用スイッチングレギュレータＩＣ
（イ）本発明の制御の特性例
（ロ）従来の制御の特性例

Claims

電源端子へダイオード接続した第１のトランジスタのエミッタを接続し、ベースとコレクタの接続点を第２のトランジスタのコレクタへ接続しエミッタを第１の抵抗を介して最低電位へ接続し、前記第２のトランジスタのベースを第２の抵抗を介して第３のトランジスタのベースと第４のトランジスタのベースに接続すると共にレファレンス端子とし、第３、第４のトランジスタのコレクタを共に電源端子に接続し、第３のトランジスタのエミッタを第３の抵抗と第４の抵抗の直列接続を介して最低電位へ接続し、さらに第４のトランジスタのエミッタを第５の抵抗と第６の抵抗の直列接続を介して最低電位へ接続し、前記第３と第４の抵抗の直列接続点および第５と第６の抵抗の直列接続点に、差動増幅器を構成する第５と第６のトランジスタのベースをそれぞれ接続し、差動増幅器の出力をＮＰＮ型、ＰＮＰ型、ＮＰＮ型のトランジスタで３段の増幅を行い、３段目のＮＰＮ型トランジスタのエミッタを最低電位へ接続し、３段目のトランジスタのコレクタをカソード端子とし、前記最低電位をアノード端子とし前記レファレンス端子と電源端子とを合せて４端子を外部端子とするレギュレータ用集積回路。
差動増幅器の出力から３段目のＮＰＮトランジスタのコレクタへコンデンサと抵抗を直列接続すると共に、２段目のＰＮＰトランジスタのエミッタへコンデンサを接続する帰還回路を設けた請求項１に記載のレギュレータ用集積回路。