JP2005168199A - 負荷回路 - Google Patents
負荷回路 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2005168199A JP2005168199A JP2003404475A JP2003404475A JP2005168199A JP 2005168199 A JP2005168199 A JP 2005168199A JP 2003404475 A JP2003404475 A JP 2003404475A JP 2003404475 A JP2003404475 A JP 2003404475A JP 2005168199 A JP2005168199 A JP 2005168199A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- transistor
- battery
- pulse drive
- transistors
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
【課題】 フィードバック手段の構成を簡素化しつつ、負荷への最適な制御を広範囲にかつ高い精度で行なう負荷回路を提供する。
【解決手段】 マイコン15は、電池14の状態を監視した電流検出回路13からの監視結果に基づき、トランジスタ5,7に与えるパルス駆動信号S1,S2のオン,オフ周期や、オン時間およびオフ時間を個々に可変制御する。これにより、電池14への最適な制御を広範囲にかつ高い精度で行なうことができる。また、トランジスタ5,7への制御が、単独のマイコン15で行なえるので、フィードバック手段としての実装面積が小さく済む。
【選択図】 図1
【解決手段】 マイコン15は、電池14の状態を監視した電流検出回路13からの監視結果に基づき、トランジスタ5,7に与えるパルス駆動信号S1,S2のオン,オフ周期や、オン時間およびオフ時間を個々に可変制御する。これにより、電池14への最適な制御を広範囲にかつ高い精度で行なうことができる。また、トランジスタ5,7への制御が、単独のマイコン15で行なえるので、フィードバック手段としての実装面積が小さく済む。
【選択図】 図1
Description
本発明は、スイッチング手段を備えたコンバータ部により電池などの負荷に電力を供給する負荷回路に関する。
従来この種の負荷回路の一例として、例えば特許文献1の図3にあるようなハーフブリッジ型のスイッチング電源回路を利用したものが知られている。図3は、こうしたハーフブリッジ型回路を備えた負荷回路の一例を示すものであるが、1は例えばAC100Vを供給する交流電源、2は全波整流器としてのダイオードブリッジ回路であり、交流電源1からの入力電圧がダイオードブリッジ回路2により整流され、このダイオードブリッジ回路2の整流出力が、チョークコイル3と第1のスイッチング手段であるトランジスタ5と、第2のスイッチング手段であるトランジスタ7とからなる直列回路に供給されるようになっている。
トランジスタ5のコレクタ・エミッタ間には、ダイオード6が逆並列接続されると共に、トランジスタ7のコレクタ・エミッタ間には、別なダイオード8が逆並列接続される。トランス9の1次巻線9aのドット側は、トランジスタ5のエミッタとトランジスタ7のコレクタとの接続点に接続され、1次巻線9aの非ドット側はコンデンサ10の一端に接続される。また、コンデンサ10の他端は、基準電位ラインであるトランジスタ7のエミッタへ接続される。
一方、トランス9の2次巻線9bのドット側には、ダイオード11のアノードが接続されると共に、2次巻線9bの非ドット側には、別なダイオード12のアノードが接続される。また、ダイオード11,12のカソードどうしが接続され、この接続点と2次巻線9bのセンタータップ9cとの間には、負荷である電池14が接続され、上記一対のトランジスタ5,7とトランス9の他に、トランス9の1次巻線9aとLC共振回路をなすコンデンサ10と、ダイオード6,8と、出力回路を構成するダイオード11,12とにより、ハーフブリッジ型のコンバータ部4を構成する。
そして、前記コンバータ部4は、トランジスタ5,7が交互にオン,オフすることにより、トランス9の1次巻線9aにダイオードブリッジ回路2からの整流出力が断続的に印加され、これによりトランス9の2次巻線9bに、1次巻線9aと2次巻線9bとの巻数比に比例した電圧が誘起されると共に、ダイオード11,12を介して電池14に充電電力を供給するようにしている。
一方、電池14への充電電流に基づき、トランジスタ5,7の動作ひいては電池14を最適に制御するフィードバック手段として、この充電電流を検出する電流検出回路13と、トランジスタ5,7の周期を決定する発振回路18と、発振回路18からのH(ハイ)レベルまたはL(ロー)レベルの発振信号S11を、2個のトランジスタ5,7が交互にオン,オフするパルス駆動信号S1’,S2’に分離する位相分離回路19とを備えて構成される。また位相分離回路19は、2個のトランジスタ5,7を交互にオン,オフさせる際に、これらの各トランジスタ5,7に送られるパルス駆動信号S1,S2が同時にオフになるように、デッドタイムを設けるOFF遅延回路20を備えている。
なお、OFF遅延回路20はフォトカプラ16,17の発光素子へそれぞれ接続され、フォトカプラ16の受光素子はトランジスタ7のベースへ、またフォトカプラ17の受光素子はトランジスタ6のベースへそれぞれ接続される。
上記構成についてその作用を説明すると、交流電源1からの交流入力電圧はダイオードブリッジ回路2により整流され、このダイオードブリッジ回路2の整流出力が、チョークコイル3を介してコンバータ部4の入力側に印加される。一方、前記フィードバック手段では、発振回路18から一定周波数のパルス発振信号S11が生成され、これを受けた位相分離回路19がパルス発振信号S11の位相分離を行うことで、ハイ,ローが対称な2つのパルス駆動信号S1’,S2’を生成する。そしてこの2つのパルス駆動信号はOFF遅延回路20へ入力され、パルス駆動信号S1,S2のハイレベルからローレベルへの切り替りと、ローレベルからハイレベルへの切り替り時において、双方のパルス駆動信号S1,S2が共にローになるようにデットタイムを設けて、フォトカプラ16とフォトカプラ17へ出力するようにしている。
今、フォトカプラ17からハイレベルのパルス駆動信号S1がトランジスタ5のベースへ入力されたとすると、このときにはトランジスタ7のベースはローレベルであるため、トランジスタ5はオン状態となる一方で、トランジスタ7はオフ状態となり、ダイオードブリッジ回路2で全波整流された電圧が、チョークコイル3を介して、トランス9の1次巻線9aおよびコンデンサ10に印加される。これによりコンデンサ10は充電されると共に、2次巻線9bのドット側を正極性とした電圧が誘起され、ダイオード11が導通して電池14に充電電流が供給される。
続いてフォトカプラ17からトランジスタ5のベースへ入力されるパルス駆動信号S1がハイレベルからローレベルになると、トランジスタ5はオフ状態となる。この時には、OFF遅延回路20の作用によりトランジスタ7もオフ状態を保ったままであるが、トランス9の一次巻線9aを流れる電流によってダイオード8が導通し、一次巻線9aに蓄えられたエネルギーがダイオード8を介して循環するので、コンデンサ10の充電は継続するとともに、2次巻線9bのドット側を正極性とした電圧誘起も継続される。
次にフォトカプラ16からハイレベルのパルス駆動信号S2がトランジスタ7のベースへ入力されると、このときにはトランジスタ5のベースはローレベルであるため、トランジスタ7がオン状態となる一方で、トランジスタ5はオフ状態となる。1次巻線9aに蓄えられたエネルギーがコンデンサ10に全て移動すると、トランジスタ7を介してコンデンサ10に蓄えられた電荷の放電が始まり、1次巻線9aにはそれまでとは逆方向の共振電流が流れるようになる。すると、トランス9の2次巻線9bには、非ドット側を正極性とする電圧が誘起され、ダイオード11は非道通状態となり、今度はダイオード12が導通して、電池14に充電電流が供給される。
その後、トランジスタ7へのパルス駆動信号S2がローレベルに切り替わると、今度はダイオード6が導通してコンデンサ10の電荷をコンバータ回路4の入力側に戻す。コンデンサ10が完全に放電した時点では、トランジスタ5のベースにハイレベルのパルス駆動信号S1が与えられるので、上述の動作に戻って電池14に充電電流を供給する。
また、フィードバック手段を構成する電流検出回路13は、電池14を流れる充電電流を監視し、その監視結果を発振回路18にフィードバックする。これを受けて発振回路18は、電池14への充電電流が一定になるように、パルス駆動信号S1,S2の一群の発振周波数を可変制御する。
特開平6−284713号公報
上記図3の従来例に開示される負荷回路は、トランジスタ5,7のベースへ入力するパルス駆動信号S1,S2が、発振回路18からのパルス発振信号S11の周波数が固定値である関係で一定の周期となり、トランジスタ5,7のオン,オフ時間を任意に変更することができない。そのため、2次側回路における電流制御精度が悪いものとなる。また、発振回路18はパルス発振信号S11の周波数を大きく可変することができないので、負荷である電池14の変化に対する電流制御の範囲が狭く、最適な出力電流(充電電流)の制御を広範囲にかつ高い精度で行なうことができない。さらには、フィードバック手段として発振回路18,位相分離回路19およびOFF遅延回路20が設けられるため、部品点数が多くなって、これらの回路を実装する基板面積を広く取らなければならず、負荷回路の小型化が難しいといった問題もあった。
本発明は上記問題点に鑑み、フィードバック手段の構成を簡素化しつつ、負荷への最適な制御を広範囲にかつ高い精度で行なうことができる負荷回路を提供することをその目的とする。
本発明における負荷回路は、上記目的を達成するために、スイッチング手段を備えたコンバータ部から、負荷へ電力を供給すると共に、フィードバック手段を備えた負荷回路において、前記フィードバック手段は前記スイッチング手段の周期、若しくはオン時間またはオフ時間を制御する制御手段により構成される。
上記構成により、制御手段は、負荷の状態を監視した結果に基づいて、スイッチング手段に与えるパルス駆動信号の周期や、オン時間およびオフ時間を制御するので、従来のようなパルス群単位での制御に比べて、負荷への最適な制御を広範囲にかつ高い精度で行なうことができる。また、こうしたスイッチング手段への制御が、単独の制御手段で行なえるので、フィードバック手段としての実装面積が小さく済み、負荷回路の小型化を図ることができる。
本発明の負荷回路によれば、フィードバック手段の構成を簡素化しつつ、負荷への最適な制御を広範囲にかつ高い精度で行なうことが可能になる。
以下、本発明の好ましい負荷回路について、図1および図2を参照して説明する。尚、図3の従来の負荷回路と構成と動作が重複するものについては同一の符号を付し、その説明を省略する。
負荷回路の全体構成を示す図1において、コンバータ部4を含めた交流電源1から電池14に至る主回路の構成は、図3に示す従来例と共通しているが、ここでは電池14の状態を監視してトランジスタ5,7を制御するフィードバック手段として、ワンチップのマイクロコンピュータ(以下、マイコンという)15が、電流検出回路13とフォトカプラ16,17との間に接続される。このマイコン15は、電流検出回路13の監視結果に基づき、負荷14への充電電流が最適な値となるように、スイッチング素子であるトランジスタ5,7に与えられるパルス駆動信号S1,S2のオン,オフ周期、あるいはオン時間またはオフ時間のいずれかをそれぞれ任意に可変制御するものである。
図2にマイコン15内部の機能構成を示す。各構成とその動作について説明をすると、22はフォトカプラ17を介してトランジスタ5にパルス駆動信号S1を出力する第1のPWM(パルス幅制御)出力手段であり、また23はフォトカプラ16を介してトランジスタ7にパルス駆動信号S2を出力する第2のPWM(パルス幅制御)出力手段である。また、PWM出力手段22,23から出力されるパルス駆動信号S1,S2を交互にオン,オフさせ、かつ各パルス駆動信号S1,S2のターンオンまたはターンオフ時に、双方のパルス駆動信号S1,S2が同時にオフになるデッドタイムを持たせるために、これらのPWM出力手段22,23を共通に制御するパルス駆動信号生成手段24が設けられる。さらに25は、電流検出手段13からのアナログ監視信号をデジタル変換するアナログ/デジタル変換手段であり、このアナログ/デジタル変換手段25からのデジタル符号化された監視信号に基づき、各PWM出力手段22,23が、個々のパルス駆動信号S1,S2におけるオン時間またはオフ時間(デューティー)、あるいはオン,オフ周期(PFM制御の場合)を最適に制御するようになっている。
なお、各PWM出力手段22,23は、トランス9の1次巻線9aとコンデンサ10との共振回路の共振周波数よりも高い周波数のパルス駆動信号S1,S2をトランジスタ5,7に出力する。これにより、各トランジスタ5,7において零電流スイッチング動作をさせ、これらの各トランジスタ5,7のスイッチング損失を低減するようにしている。
次に、上記マイコン15を備えた本実施例における負荷回路の作用を説明する。交流電源1からの交流入力電圧はダイオードブリッジ回路2により整流され、このダイオードブリッジ回路2の整流出力が、チョークコイル3を介してコンバータ部4の入力側に印加される。一方、マイコン15の各PWM出力手段21,22は、デッドタイムを有しながら交互にオン,オフするパルス駆動信号S1,S2を生成して、このパルス駆動信号S1,S2をフォトカプラ17,16を通じてトランジスタ5,7にそれぞれ供給する。
フォトカプラ17からハイレベルのパルス駆動信号S1がトランジスタ5のベースへ入力されると、別なトランジスタ7のベースはローレベルであるため、トランジスタ5はオン状態となる一方で、トランジスタ7はオフ状態となり、ダイオードブリッジ回路2で全波整流された電圧が、チョークコイル3を介して、トランス9の1次巻線9aおよびコンデンサ10に印加される。これによりコンデンサ10は充電されると共に、2次巻線9bのドット側を正極性とした電圧が誘起され、ダイオード11が導通して電池14に充電電流が供給される。
次に、フォトカプラ17からトランジスタ5のベースへ入力されるパルス駆動信号S1がハイレベルからローレベルになると、トランジスタ5はオフ状態となる。この時には、OFF遅延回路20の作用によりトランジスタ7もオフ状態を保ったままであり、トランス9の一次巻線9aに蓄えられたエネルギーがダイオード8を介して循環するので、コンデンサ10の充電は継続するとともに、2次巻線9bのドット側を正極性とした電圧誘起も継続され、ダイオード11を通して電池14に充電電流が供給される。
その後、フォトカプラ16からハイレベルのパルス駆動信号S2がトランジスタ7のベースへ入力されると、このときにはトランジスタ5のベースはローレベルであるため、トランジスタ7がオン状態となる一方で、トランジスタ5はオフ状態となる。この時点では、1次巻線9aに蓄えられたエネルギーにより引き続きコンデンサ10を充電しているが、やがてオン状態にあるトランジスタ7を介してコンデンサ10の放電が始まり、1次巻線9aにはそれまでとは逆方向の共振電流が流れる。すると、トランス9の2次巻線9bには非ドット側を正極性とする電圧が誘起され、ダイオード12が導通して電池14に充電電流が供給される。
さらに、トランジスタ7へのパルス駆動信号S2がローレベルに切り替わると、今度はダイオード6が導通してコンデンサ10の電荷をコンバータ回路4の入力側に戻す。コンデンサ10が完全に放電した時点では、トランジスタ5のベースにハイレベルのパルス駆動信号S1が与えられるので、上述の動作に戻って電池14に充電電流を供給する。
上記一連の動作において、フィードバック手段を構成する電流検出回路13は、電池14を流れる充電電流を監視し、その監視信号をマイコン15のアナログ/デジタル変換手段25に送出する。マイコン15のアナログ/デジタル変換手段25からパルス駆動信号生成手段23に送られるデジタル監視信号によって、各PWM出力手段21,22は、電池14に与えられる充電電流が適正値になるように、トランジスタ5,7に供給するパルス駆動信号S1,S2のデューティ(周期を固定したオン時間またはオフ時間)を可変する。マイコン15は、従来例のように、パルス駆動信号S1,S2の一群の発振周波数ではなく、個々のパルス駆動信号S1,S2におけるオン時間またはオフ時間を、電池14の充電電流に応じて細かく制御するので、高い精度で電池14への充電電流を適正値に制御することが可能になると共に、負荷である電池14の変化に対する電流制御の範囲も広くなる。なお、本実施例では、2つのPWM出力手段21,22により、パルス駆動信号S1,S2のパルス幅を制御しているが、PFM出力手段によりパルス駆動信号S1,S2のオン,オフ周期を可変させてもよい。
以上のように本実施例では、スイッチング手段であるトランジスタ5,7を備えたコンバータ部4から、負荷である電池14へ電力を供給すると共に、電池14の状態を例えば電流検出手段13で監視して各トランジスタ5,7を制御するフィードバック手段を備えた負荷回路において、このフィードバック手段はトランジスタ5,7のオン時間またはオフ時間を任意に可変制御するPWM出力手段21,22を備えた制御手段たるマイコン15により構成している。
この場合、マイコン15は、電池14の状態を監視した電流検出回路13からの監視結果に基づいて、トランジスタ5,7に与えるパルス駆動信号S1,S2のオン,オフ周期や、オン時間およびオフ時間を個々に可変制御するので、従来のようなパルス群単位での制御に比べて、電池14への最適な制御を広範囲にかつ高い精度で行なうことができる。また、こうしたトランジスタ5,7への制御が、単独のマイコン15で行なえるので、フィードバック手段としての実装面積が小さく済み、負荷回路の小型化を図ることができる。
また本実施例におけるマイコン15は、トランス9の1次巻線9aとコンデンサ10とにより構成される共振回路の共振周波数より少し高い周波数で、トランジスタ5,7のスイッチング動作を制御するものなので、各トランジスタ5,7のゼロ電流スイッチングを実現し、トランジスタ5,7のスイッチングに伴なうノイズを低減することができる。
なお、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内で適宜変更が可能である。例えば、スイッチング素子であるトランジスタ5,7はFETを用いてもよく、電流検出回路13はトランス9の一次側へ設けるようにしても良い。また、トランス9の二次側の負荷としては誘導コイル等を接続することも可能であり、電磁加熱調理器等への適用も可能である。さらに、負荷の状態を監視する手段として、例えば負荷電圧を監視する電圧検出手段を設けてもよい。
4 コンバータ部
5,7 トランジスタ(スイッチング手段)
14 電池(負荷)
15 マイコン(フィードバック手段,制御手段)
5,7 トランジスタ(スイッチング手段)
14 電池(負荷)
15 マイコン(フィードバック手段,制御手段)
Claims (1)
- スイッチング手段を備えたコンバータ部から、負荷へ電力を供給すると共に、フィードバック手段を備えた負荷回路において、
前記フィードバック手段は前記スイッチング手段の周期、若しくはオン時間またはオフ時間を制御する制御手段により構成されることを特徴とする負荷回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2003404475A JP2005168199A (ja) | 2003-12-03 | 2003-12-03 | 負荷回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2003404475A JP2005168199A (ja) | 2003-12-03 | 2003-12-03 | 負荷回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2005168199A true JP2005168199A (ja) | 2005-06-23 |
Family
ID=34727455
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2003404475A Pending JP2005168199A (ja) | 2003-12-03 | 2003-12-03 | 負荷回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2005168199A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2015045096A1 (ja) * | 2013-09-27 | 2015-04-02 | 三菱電機株式会社 | エレベータの制御装置 |
-
2003
- 2003-12-03 JP JP2003404475A patent/JP2005168199A/ja active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2015045096A1 (ja) * | 2013-09-27 | 2015-04-02 | 三菱電機株式会社 | エレベータの制御装置 |
US10065832B2 (en) | 2013-09-27 | 2018-09-04 | Mitsubishi Electric Corporation | Elevator control apparatus |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US5654881A (en) | Extended range DC-DC power converter circuit | |
JP4910525B2 (ja) | 共振型スイッチング電源装置 | |
JP5148515B2 (ja) | 供給回路及び供給回路を有する装置 | |
JP3475887B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
US6411535B1 (en) | Power factor correction circuit with integral bridge function | |
EP1331723A2 (en) | Low output voltage, high current, half-bridge, series-resonant, multiphase, DC-DC power supply | |
US7706153B2 (en) | DC-DC Converter | |
US20030026115A1 (en) | Switching-type DC-DC converter | |
JP2004015900A (ja) | プッシュプル回路方式の電力変換装置 | |
JPH1189232A (ja) | スイッチング電源装置 | |
US6185111B1 (en) | Switching power supply apparatus | |
JP2009232662A (ja) | Dc/dcコンバータ | |
JP5239917B2 (ja) | 力率改善コンバータおよび力率改善コンバータ制御器 | |
JP2001211644A (ja) | 電源装置とそれを用いた電子機器 | |
CN111146953B (zh) | 恒频振荡dc/dc功率变换装置及电源设备 | |
JP2001292571A (ja) | 同期整流回路 | |
JP2008048484A (ja) | 直流交流変換装置の駆動方法 | |
JP2005168199A (ja) | 負荷回路 | |
JP3699011B2 (ja) | スイッチングレギュレータ | |
KR20100025977A (ko) | 높은 승압비를 갖는 고효율 직류변환기 | |
JP2020058116A (ja) | スイッチング電源及びこれを有する装置 | |
KR100577472B1 (ko) | 승압 기능을 갖는 직렬 공진형 dc/dc 컨버터 | |
JP2004153990A (ja) | 力率改善コンバータ | |
JP2010246314A (ja) | ハーフブリッジ型dc/dcコンバータ | |
JP3245544B2 (ja) | 電源装置 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20070827 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20071217 |