JP2005151571A - 無線通信システムにおけるパケット送受信のためのビットスクランブリング方法及び装置 - Google Patents

Abstract

【課題】無線通信システムでパケット送受信のためのビットスクランブリング方法及び装置を提供する。
【解決手段】本発明は、広帯域コード分割多重接続無線通信システムで高速パケットデータ送受信装置に係り、トランスミッタでエラー訂正符号を付加する以前にビットスクランブリングを遂行し、レシーバでエラー可否を判断した後に、デスクランブリングを遂行することによって、受信側チャンネル復号器でＣＲＣ検査による反復復号の終了方式を適用可能にして結果的に受信側電力消耗と作業処理量とを減らすことができる。
【選択図】図３

Description

本発明は、広帯域コード分割多重接続無線通信システムに係り、高速パケットデータの送受信のためトランスミッタ／レシーバのＭＡＣ−ｈｓ階層でビットスクランブル／デスクランブリングを遂行させる方法及び装置に関する。

移動通信システムは、初期の音声を主としてサービスの提供から進んで、データサービス及びマルチメディアサービス提供のための高速、高品質の無線データパケット通信システムに発展している。現在３ＧＰＰ（３ｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ）及び３ＧＰＰ２を中心に進行しているＨＳＤＰＡ（Ｈｉｇｈ Ｓｐｅｅｄ Ｄａｔａ Ｐａｃｋｅｔ Ａｃｃｅｓｓ）及び１ｘＥＶ−ＤＶ（Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ ｉｎ Ｄａｔａ ａｎｄ Ｖｏｉｃｅ）についての標準化は、第３世代移動通信システムで２Ｍｂｐｓ以上の高速、高品質の無線データパケット伝送サービスについての解法を探すための努力の代表的な例ということができ、４世代移動通信システムは、それ以上の高速、高品質のマルチメディアサービス提供を根幹としている。

無線通信で高速、高品質のデータサービスを阻害する要因は、総じて無線チャンネル環境に起因する。無線通信チャンネルは、白色雑音外にもフェーディングによる信号電力の変化、陰影（Ｓｈａｄｏｗｉｎｇ）、端末機の移動及び頻繁な速度変化によるドップラー効果、他使用者及び多重経路信号による干渉などによりチャンネル環境がしばしば変わる。従って、前述した高速無線データパケットサービスを提供するためには、既存２世代或いは第３世代移動通信システムで提供された一般的な技術の外に、チャンネル変化についての適応能力を高めることができる他の進歩された技術が必要である。既存システムで採択している高速電力制御方式もチャンネル変化についての適応力を高めるが、高速データパケット伝送システム標準を進行している３ＧＰＰ、３ＧＰＰ２では、共に、適応型変調／符号化スキーム（Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｄｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ；ＡＭＣＳ）及び複合自動再伝送スキーム（Ｈｙｂｒｉｄ Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｒｅｐｅａｔ Ｒｅｑｕｅｓｔ；ＨＡＲＱ）について言及している。

適応型変調／符号化スキームは、ダウンリンク（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ）のチャンネル環境の変化により変調方式（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｓｃｈｅｍｅ）と符号化率（Ｃｏｄｉｎｇ Ｒａｔｅ）とを変化させる方法である。一般的に、端末では、ダウンリンクの信号対雑音比（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ；ＳＮＲ）を測定して、これについての情報をアップリンクを通じて基地局に伝送し、基地局は、この情報を本として下向チャンネルの環境を予測し、その予測された値を基にして適切な変調方式とチャンネル符号器の符号化率とを指定する。従って、適応型変調／符号化スキームを使用しているシステムでは、通常基地局近辺にある端末のように良いチャンネル環境を有している端末の場合、１６ＱＡＭ（１６−ａｒｙ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、６４ＱＡＭなどの高次変調方式と３／４などの高符号化率を適用し、セルの境界地点にある端末のように悪いチャンネル環境を有している端末の場合、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ＰＳＫ）、８ＰＳＫ（８−ａｒｙ ＰＳＫ）などの低次変調方式と１／２などの低符号化率を適用する。こうした適応型変調／符号化スキームは、高速電力制御に依存した既存方式に比べて干渉信号を縮めることによって、平均的にシステムの性能を向上させる。

複合再伝送スキームは、初期に伝送されたデータパケットにエラーが発生した場合、そのパケットを補償させるために、パケットを再伝送するスキームを意味する。複合再伝送スキームは、チェースコンバイニングスキーム（Ｃｈａｓｅ Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ；以下、“ＣＣ”と称する。）、全体リダンダンシー増加スキーム（Ｆｕｌｌ Ｉｎｃｒｅｍｅｎｔａｌ Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ；以下、“ＦＩＲ”と称する。）及び部分的リダンダンシー増加スキーム（Ｐａｒｔｉａｌ Ｉｎｃｒｅｍｅｎｔａｌ Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ；以下、“ＰＩＲ”と称する。）に大別することができる。

ＣＣは再伝送時に、初期伝送と同一の全体パケットを単純伝送する方式に、レシーバでは、再伝送されたパケットと受信バッファに貯蔵されていた初期伝送パケットを所定の方式により結合することによって、復号器に入力される符号化ビットについての信頼度を向上させて全体的なシステム性能利得を得ることができる。この際、同一な二個のパケットを結合することは、反復符号化と類似した効果が発生するため平均的に約３ｄＢ程度の性能利得効果を得ることができる。

ＦＩＲは同一なパケットの代わりにチャンネル符号器から発生する剰余ビットよりのみ成ったパケットを伝送することによりレシーバにある復号器の性能を改善させる方法である。すなわち、復号器は、復号時に、初期伝送とき受信された情報だけではなく、新しい剰余ビットを用いることによって、結果的に符号化率を減少させて復号器の性能を増大させる。一般に、低い符号化率による性能利得が反復符号化による性能利得よりさらに大きいというのは、コード理論で既によく知られた事実である。従って、性能利得のみを考慮する場合、ＦＩＲは、ＣＣに比べて通常さらに良い性能を示す。

ＦＩＲとは違って、ＰＩＲは、再伝送時に、情報ビットと新しい剰余ビットの組合せより成ったデータパケットを伝送する方法であって、復号時にに、情報ビットについては、初期伝送された情報ビットと結合することによって、ＣＣと類似した効果を得、また剰余ビットを使用して復号化することによって、ＩＲとも類似した効果を得る。この際、ＰＩＲは、ＦＩＲよりは符号化率が多少高くなって一般にＦＩＲとＣＣの中間程度の性能を示す。

適応型変調／符号化方式と複合再伝送方式は、リンクの変化についての適応力を高めるための独立した技術であるが、二つ方式を結合して使用すれば、システムの性能を大きく改善させることができる。すなわち、適応型変調／符号化方式により下向チャンネル状況に適していた変調方式及びチャンネル符号器の符号化率が決定されれば、これに対応するデータパケットが伝送され、レシーバでは、伝送されたデータパケットについての復号化に失敗する場合再伝送要求を行う。基地局は、レシーバの再伝送要求を受け入れて予め決められた複合再伝送方式により所定のデータパケットを再伝送する。

図１は、典型的な高速パケットデータの送信のための送信機の物理階層構造を示しており、ここに示したように、チャンネルＣＲＣ挿入部１０２と、ビットスクランブラー（Ｂｉｔ Ｓｃｒａｍｂｌｅｒ）１０４と、コードブロック分割部（Ｃｏｄｅ Ｂｌｏｃｋ Ｓｅｇｍｅｎｔａｔｉｏｎ ｕｎｉｔ）１０６と、チャンネル符号器（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｎｃｏｄｅｒ）１０８と、ＨＡＲＱ機能部（ｆｕｎｃｔｉｏｎａｌｉｔｙ）１１０と、インタリーバ（Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ）１１２と、星状再配列部（Ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ ｒｅａｒｒａｎｇｅｍｅｎｔ）１１４と、変調部（Ｍ−ａｒｙ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ）１１６と、制御部１１８及び送信アンテナ１２０とから構成される。

図１を参照すれば、上位のＭＡＣ（Ｍｅｄｉａ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ）階層から伝達された伝送ブロック（Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ Ｂｌｏｃｋｓ）１００には、ＣＲＣ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ Ｃｈｅｃｋ）の挿入部１０２により所定ＣＲＣコードが添付されてビットスクランブラー１０４に入力される。ここで、伝送ブロック１００の構造について説明すれば次の通りである。

高速ダウンリンク共有チャンネル（Ｈｉｇｈ Ｓｐｅｅｄ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ；以下、“ＨＳ−ＤＳＣＨ”と称する。）の場合、ＭＡＣの階層から生成されるＰＤＵ（Ｐａｃｋｅｔ Ｄａｔａ Ｕｎｉｔ）は、一つのＭＡＣ−ｈｓのヘッダと一つ以上ののＭＡＣ−ｈｓのＳＤＵ（Ｓｅｒｖｉｃｅ Ｄａｔａ Ｕｎｉｔ）とから構成される。ここで、各ＭＡＣ−ｈｓのＳＤＵは、ＭＡＣ−ｄのＰＤＵと同一である。一つの使用者端末（Ｕｓｅｒ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ；ＵＥ）についてＴＴＩ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｔｉｍｅ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）当たり最大一つのＭＡＣ−ｈｓのＰＤＵのみを伝送可能であり、ＭＡＣ−ｈｓのヘッダは、可変の大きさを有する。一つのＴＴＩ内のＭＡＣ−ｈｓのＳＤＵは、同一な再配列キュー（ｒｅ−ｏｒｄｅｒｉｎｇ ｑｕｅｕｅ）に属している。

ビットスクランブラー１０４は、予め決められる初期値を用いてＣＲＣが添付された伝送ブロックをビット単位でスクランブリングする。ビットスクランブラー１０４を通過したビットは、コードブロック分割部１０６を経てチャンネル符号器１０８に入力される。コードブロック分割部１０６は、入力データの大きさがチャンネル符号器１０８で受けることができる最大入力ビット数より大きい場合、チャンネル符号器１０８で受けることができるビット数に分割してチャンネル符号器１０８に入力する。

チャンネル符号器１０８への入力ビットは、所定符号化を通じて入力ビットを示すシステマチック部分（Ｓｙｓｔｅｍａｔｉｃ Ｐａｒｔ）及びシステマチック部分のエラー訂正のためのパリティ部分（Ｐａｒｉｔｙ Ｐａｒｔ）で構成される符号化ビットに変換される。チャンネル符号器１０８は、入力ビットを符号化するため少なくとも一つの符号化率を有し、符号化率は、１／２，３／４などになることができる。異なる場合、チャンネル符号器１０８は、１／６又は１／５母符号化率（ｍｏｔｈｅｒ ｃｏｄｉｎｇ ｒａｔｅ）を有し、パンクチャリング（Ｐｕｎｃｔｕｒｉｎｇ）又は反復（Ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ）を通じて複数の符号化率を支援することができる。こうした場合には、支援する複数の符号化率の中使用する符号化率を決定する動作が必要である。

符号化ビットは、ＨＡＲＱ機能部１１０に入力される。ＨＡＲＱ機能部１１０により符号化ビットは、レートマッチング（Ｒａｔｅ Ｍａｔｃｈｉｎｇ）が成される。レートマッチングは、通常的に符号器１０８の出力ビットの数が無線上で伝送可能なビットの数と一致しない場合に、符号化ビットについての反復、パンクチャリングなどの動作により遂行される。ＨＡＲＱ機能部１１０によりレートマッチングされた符号化ビットは、インタリーバ１１２に入力され、レートマッチングされた符号化ビットは、インタリーバ１１２によりインタリービングされて出力される。

インタリービングされた符号化ビットは、星状再配列部１１４によりビット再配列されて変調部１１６に入力され、変調部１１６によりＭ進ＰＳＫ、Ｍ進ＱＡＭなど変調方式によりシンボルマッピングされてアンテナ１２０を通じて伝送される。星状再配列部１１４は、インタリービングされた符号化ビットをシステマチック部分とパリティ部分とに大別してシステマチック部分は、信頼度が高い位置に配列し、パリティ部分は、信頼度が低い部分に配列し、また初期伝送ときと再伝送ときとを大別して初期伝送されるビットは、エラー確率が低い変調シンボルにマッピングされ、再伝送されるビットは、エラー確率が高い変調シンボルにマッピングされることができるように再配列する。

一方、制御部１１８は、現在無線チャンネルの状態によりチャンネル符号器１０８の符号化率とＨＡＲＱの機能部１１０のレートマッチングと変調部１１６の変調方式などを制御する。ＨＳＤＰＡ無線通信システムの場合、制御部１１８は、ＡＭＣＳ（Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｄｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ）の動作を支援する。

次に、図２を参照して典型的な高速パケットデータの受信のための受信機の構造について説明する。図示したように、典型的な受信機は、受信アンテナ２００と、ＢＰＤ（Ｂｌｉｎｄ Ｐｏｗｅｒ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）検出部２０２と、復調部（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒ）２０４と、星状再配列部２０６と、デインタリーバ（Ｄｅｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ）２０８と、ビット収集バッファ（Ｂｉｔ Ｄｅｃｏｌｌｅｃｔｉｏｎ Ｂｕｆｆｅｒ）２１０と、レートディマッチング部（Ｒａｔｅ Ｄｅ−ｍａｔｃｈｅｒ）２１２と、コードブロック結合バッファ（Ｃｏｄｅ Ｂｌｏｃｋ ｄｅｓｅｇｍｅｎｔａｔｉｏｎ ｂｕｆｆｅｒ）２１４と、ターボ復号器（Ｔｕｒｂｏ Ｄｅｃｏｄｅｒ）２１６と、ビットデスクランブラー（Ｂｉｔ Ｄｅ−ｓｃｒａｍｂｌｅｒ）２１８と、ＣＲＣ検査器（ＣＲＣ Ｃｈｅｃｋｅｒ）４２０と、データバッファ２２２とから構成される。

図２を参照すれば、ＢＰＤ検出部２０２は、アンテナ２００を通じて受信された信号についてパイロット電力対トラフィック電力の比を推定する。復調部２０４では、ＢＰＤ検出部２０２で推定された電力比を用いて入力シンボル列からビット列を抽出し、星状再配列部２０６に入力してビットを再構成する。星状再配列部２０６を通過した符号化ビットは、送信部のインタリーバ１１２に相応するデインタリーバ２０８を経てビット収集バッファ２１０に入力される。ビット収集バッファ２１０からビットは、レートディマッチング部２１２を経てターボ復号器２１６に入力され、ターボ復号器２１６では、入力ビットをシステマチック部分とパリティ部分とに大別して情報ビットを抽出する。

第３世代通信システムの場合、送信側では、全ての使用者が受信することができる共通パイロットチャンネル（Ｃｏｍｍｏｎ Ｐｉｌｏｔ Ｃｈａｎｎｅｌ）を通じて予め約束されたパイロット信号を伝送し、受信側では、これを用いてチャンネルの特性、特にフェーディング現象を予測する。予測されたチャンネル特性は、フェーディングにより歪まれた信号を正常信号に復元されるため使用され、またトラフィックチャンネルとパイロットチャンネルとの電力比（ｔｒａｆｆｉｃ ｖｓ．ｐｉｌｏｔ ｃｈａｎｎｅｌ ｐｏｗｅｒ ｒａｔｉｏ）予測にも使用される。

トラフィックチャンネルとパイロットチャンネルとの電力比予測は、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭなど高次変調方式に変調された信号を復調するため必須的な過程である。電力比を送信機から受信機に知らせれば、予測過程が不要であるが、１６ＱＡＭの以上の高次変調を使用する１Ｘ−ＥｖＤｖ或いはＨＳＤＰＡのような一般的な高速パケット伝送システムは、シグナリング負担を減らすため受信機で電力比を予測するようになっている。このようにシグナリングを通じてトラフィックチャンネルとパイロットチャンネルの電力比を知らせず、受信機で予測する方法をブラインド電力比検出（ｂｌｉｎｄ ｐｏｗｅｒ ｒａｔｉｏ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）という。ところで、こうしたパイロット電力とトラフィック電力とを復調に用いるとき、レシーバから伝送される電力が不均衡する場合、問題が発生することがある。

ここで、送信機自体から発生される不均衡平均電力について詳細に説明する。高次変調方式は、各シンボルが相異なる電力レベルを有する。１６ＱＡＭの場合、同位相成分と直交位相成分とを各軸とする座標で（０，０）に近い内部の４個のシンボル（以下、内シンボル（ｉｎｎｅｒ ｓｙｍｂｏｌ）と称する。）の電力は、Ｐ_ｉｎ＝２Ａ^２であり、中間の８個のシンボル（以下、中シンボル（ｍｉｄｄｌｅ ｓｙｍｂｏｌ）と称する。）は、Ｐ_{ｍｉｄｄｌｅ}＝１０Ａ^２であり、最も外郭の４個のシンボル（以下、外シンボル（ｏｕｔｅｒ ｓｙｍｂｏｌ）と称する。）は、Ｐ_{ｏｕｔｅｒ}＝１８Ａ^２になる。ここで、Ａは、内シンボルそれぞれの座標軸からの距離を意味する。そうすると、三つの種類シンボルの全体平均電力は、Ｐ_{ｔｏｔａｌ}＝(２Ａ^２＋１０Ａ^２＋１８Ａ^２)／３＝１０Ａ^２であり、Ａが０．３１６２であれば、Ｐ_{ｔｏｔａｌ}は１になる。

データチャンネルを通じて伝送されるシンボルをデータシンボルＳ_ｄといい、パイロットチャンネルを通じて伝送されるシンボルをパイロットシンボルＳ_ｐといい、当該シンボルの電力を＜Ｓ＞というとき、送信機の伝送信号Ｔ_ｘは、下記式１の通りである。

ここで、Ｗは、データチャンネルとパイロットチャンネルとを区別するウォルシュスプレッディングコード（Ｗａｌｓｈ ｓｐｒｅａｄｉｎｇ ｃｏｄｅ）であり、Ａは、データチャンネルとパイロットチャンネルのチャンネル利得（ｃｈａｎｎｅｌ ｇａｉｎ）であり、Ｓは、一つのパケットを構成するトラフィックデータシンボルとパイロットシンボルとを示す。パイロットシンボルであるＳ_ｐは、送信機と受信機が予め約束したパターンを使用する。

高速パケット伝送システムは、Ｔ_ｘをパケット単位で伝送し、パケットは、多くの時間スロット（ｓｌｏｔｓ）から構成される。一つのスロットは、０．６６７ｍｓから構成され、スロット当たりシンボル数は、スロットに適用されるＳＦ（Ｓｐｒｅａｄｉｎｇ Ｆａｃｔｏｒ）により異なることができる。非同期方式のＨＳＤＰＡを例えば、一つのパケットは、３個のスロットから構成され、ＳＦ＝１６を使用してパケット当たり４８０個のシンボルを伝送することができる。

従って、１６ＱＡＭの場合一つのシンボルは、４ビットから構成されるため１９２０ビットがランダムに発生され、ＱＰＳＫの場合、一つのシンボルが２個のビットから構成されるため、９６０個のビットが発生される。４８０個のシンボルを伝送する場合、内シンボル１２０個、中シンボル２４０個、外シンボル１２０個が均等に発生されれば、パケット内の４８０個のシンボルの平均電力＜Ｓ_ｉ＞は１になる。だが、実際に全てのシンボルが常に均等に発生されることがなく、極端的な例として１９２０ビットが全て０に発生される場合、全てのシンボルは、Ａ＋ｊＡである内シンボルになってシンボルの平均電力＜Ｓ_ｉ＞は０．２になり、受信側でも雑音又は歪がない場合でも平均電力を１ではない０．２に予測するより外はない。逆に、全てのビットが１に発生される場合、全てのシンボルは３Ａ＋ｊ３Ａである外シンボルになって、平均電力＜Ｓ_ｉ＞は１．８になる。

こうした不均衡平均電力の特性をＰＤＦ（Ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）の観点で説明すれば次の通りである。全体伝送電力を１とするとき、トラフィックチャンネルに９０％（Ａ_ｄ ^２＝０．９）の電力を割り当てた場合、三種類（内シンボル、中シンボル、外シンボル）のシンボルが完全に均等に発生される場合、トラフィックチャンネルの平均電力Ｐ＝Ａ_ｄ ^２＜Ｓ_ｉ＞＝Ａ_ｄ ^２は０．９になるが、実際には、平均ｍは、０．９であり、標準偏差σは、０．０２３２を有する分布特性を示す。

もしトラフィックチャンネルの電力が全体電力の９０％（Ａ_ｄ ^２＝０．９）であり、シンボルの平均電力＜Ｓ_ｉ＞が０．８であり、電力０．２を有する雑音（＜Ｎ＞＝０．２）が発生すれば、付加白色ガウス雑音（Ａｄｄｉｔｉｖｅ Ｗｈｉｔｅ Ｇａｕｓｓｉａｎ Ｎｏｉｓｅ；ＡＷＧＮ）のチャンネルの場合、一般的なブラインド電力比検出方式であるトラフィックチャンネルの累積平均方式に次式２のような受信電力が検出される。

この中ウォルシュディカバーリングを通じてパイロットチャンネルを分離すれば次式３の電力が残る。

ここで、Ａ_ｄを求めるため累積平均電力を求めれば次式４の通りである。

式４で＜Ｓ_ｄ＞は、１であり、＜Ｎ＞は、０である理想的な（ｉｄｅａｌ）場合であれば、Ｐ＝Ａ_ｄ ^２＝０．９を検出することができるが、前述したように、＜Ｓ_ｄ＞は、０．９であり、＜Ｎ＞は、０．２であれば、 Ｐ＝Ａ_ｄ ^２＜Ｓ_ｄ＞＋＜Ｎ＞＝１．０１になるため、Ｐ≠Ａ_ｄ ^２になって正確なＡ_ｄ ^２を求めることができない。

以上説明したように、伝送されるシンボルが１６ＱＡＭ星状度で均一（ｕｎｉｆｏｒｍ）に発生する場合は、効果的にパイロット対トラフィック電力比を推定して正確なシンボル境界Ａ_ｄを推定することができるため、正確な変調を遂行することができるが、そうではない場合、シンボル境界Ａ_ｄを正確に推定することができないことから、復調時に性能低下が起こる。こうした性能低下は、１．０〜１．５ｄＢに予想されている。

従って、高次変調方式から発生するこうした送信電力の不均一なことを解決するために、ビットスクランブラー１０４とビットデスクランブラー２１８が使用される。ビットスクランブラー１０４は、入力ビットを予め決められる基準値と所定演算を遂行して、１又は、０に偏った不均一な入力ビットを１と０に均一な分布を有するように変える。ビットデスクランブラー２１８は、受信ビットについて、ビットスクランブラー１０４に対応する逆演算を遂行することによって、元来のビットを復元する。

一方、受信機での復号過程を詳細に調べれば、ターボ復号器２１６は、多数回の反復（ｉｔｅｒａｔｉｏｎ）を通じてさらに正確な情報ビットを抽出する。だが、あまり多い反復は、復号時間の遅延と電力消耗など多くの短所を示すことがある。これにより、大部分のターボ復号器２１６は、最大反復回数を制限している。しかしながら、最大反復回数に到達する以前にも正常的なデータの復元に成功すれば、反復復号を中断してターボ復号器２１６の動作による処理遅延と電力消耗を画期的に減少させ得る。このために復号された出力データのＣＲＣ検査を反復復号終了基準として適用することができる。

ところで、ＣＲＣによる反復復号の終了のためには、一番目に、全てのコードブロックがＣＲＣビットを含んでいなければならず、ターボ復号器が正常なＣＲＣ検査を遂行することができなければならない。ＨＳＤＰＡシステムの場合、前述した一番目の条件は、部分的に満足される。すなわち、上位から伝達される伝送ブロックのサイズ（ＴＢ Ｓｉｚｅ；ＴＢＳ）がターボコーディングの最大長さである５１１４より小さいか同じ場合に満足され、大きい場合、伝送ブロックが複数のコードブロックに分けられ、一個のコードブロックがＣＲＣを有することができないため満足されることはない。

二番目の条件の場合、従来のシステムでは、トランスミッタでＣＲＣ以後にビットスクランブリングが成されるため、レシーバでは、ビットデスクランブリングなしでＣＲＣ点検を行うことができない。従って、ＣＲＣによる反復復号の終了方式を適用することができない。これにより、ターボ復号器２１６でＣＲＣによる反復復号の終了方式を適用するためには、ターボ復号器２１６の内部にビットデスクランブラー２１８を含ませなければならない。

しかしながら、ターボ復号器２１６の内部にビットデスクランブラー２１８を設けさせることは容易なことではない。さらに、ターボ復号器２１６とビットデスクランブラー２１８が分離されている構造で、ビットデスクランブラー２１８の出力をターボ復号器２１６の入力にフィードバックさせるものにも、ターボ復号器２１６の構造変更が必ず必要である。

従って、一般的な構造のターボ復号器を用いてＣＲＣ検査による反復復号の終了方式を適用することができる送／受信機システムが必要である。

上記背景に鑑みて、本発明の目的は、無線通信システムでターボ復号器構造の変更なしにＣＲＣによる反復復号の終了を適用することができる方法及び装置を提供することにある。

本発明の他の目的は、無線通信システムで入力ビットにＣＲＣ符号を追加する以前にビットスクランブリングする方法及び装置を提供することにある。

本発明のさらに他の目的は、無線通信システムのターボ復号器でＣＲＣ検査による反復復号の終了を適用することができるようにビットスクランブリングされた入力ビットをデスクランブリングする方法及び装置を提供することにある。

このような目的を達成するために、本発明の第１の見地による方法は、無線通信システムで送信ビットをスクランブリングする方法であって、入力ビットをビット単位でスクランブリングする過程と、スクランブリングされたビットにエラー訂正符号を追加する過程と、エラー訂正符号を含むビットを符号化して伝送する過程とを含むことを特徴とする。

本発明の第２の見地による方法は、無線通信システムでスクランブリングされたビットを受信する方法であって、受信シンボルを復号する過程と、復号化されたビットに含まれたエラー訂正符号を用いて復号化されたビットのエラー可否を判断する過程と、判断結果エラーが現れないときまで受信シンボルを反復復号する過程と、判断結果エラーが現れなければ、復号化されたビットの中エラー訂正符号を除外した残りビットをビット単位でデスクランブリングする過程とを含むことを特徴とする。

本発明によれば、本発明を広帯域コード分割多重接続無線通信システムで高速パケットデータ送受信システムに適用する場合、高次変調方式から発生する送信電力不均衡の問題を解決するために使用されるビットスクランブリングをＣＲＣ付加の以前に遂行し、ビットデスクランブリングをＣＲＣ検査の以後に遂行してターボ復号器でＣＲＣ検査による反復復号の終了を可能にすることによって、復号過程を早期に終了して受信側電力消費を減らすことと同時に処理能力を増すことができる。

以下、添付した図面を参照して本発明の好適な実施の形態についての動作原理を詳細に説明する。下記で本発明を説明するものにおいて関連された公知機能又は構成についての具体的な説明が本発明の要旨を不要に不明確にすることがあると判断される場合には、その詳細な説明を省略する。そして、後述される用語は、本発明での機能を考慮して定義された用語として、これは、使用者、運用者の意図又は慣例などにより変えることができる。従って、その定義は、本明細書全般に亘る内容を基にして行われるべきである。

後述される本発明は、無線通信システムの受信機でＣＲＣ検査が反復復号の終了基準として使用することができるように、ＣＲＣコードを付加する以前にビットスクランブリングを遂行する。また、本発明は、ＣＲＣ検査が完了されたビットについてビットデスクランブリングを遂行する。

図３は、本発明の一実施の形態に従う高速パケットデータの送信のための送信機の構造を示したものであって、図示したようにビットスクランブラー３０２とＣＲＣ挿入部３０４と、コードブロック分割部（Ｃｏｄｅ Ｂｌｏｃｋ Ｓｅｇｍｅｎｔａｔｉｏｎ ｕｎｉｔ）３０６と、チャンネル符号器（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｎｃｏｄｅｒ）３０８と、ＨＡＲＱ機能部（ｆｕｎｃｔｉｏｎａｌｉｔｙ）３１０と、インタリーバ（Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ）３１２と、星状再配列部（Ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ ｒｅａｒｒａｎｇｅｍｅｎｔ）３１４と、変調部（Ｍ−ａｒｙ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ）３１６と、制御部１１８及び送信アンテナ１２０とから構成される。ここでは、ビットスクランブラー３０２と他の構成要素が全て同一な階層内に設けられるとしたが、場合によっては、ビットスクランブラー３０２は、上位階層であるＭＡＣ階層に設け、物理階層に設ける他の構成要素と区分することができる。

図３を参照すると、ＭＡＣ階層では、伝送ブロック３００を物理階層に伝達する以前にビットスクランブラー３０２によりビットスクランブリングする。ＣＲＣ挿入部３０４は、スクランブリングされた伝送ブロック（ｓｃｒａｍｂｌｅｄ Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ Ｂｌｏｃｋｓ）に所定ＣＲＣを添付して、コードブロック分割部３０６に入力する。ここで、ビットスクランブリングされた伝送ブロックについて詳細に調べると次の通りである。

高速ダウンリンク共有チャンネル（Ｈｉｇｈ Ｓｐｅｅｄ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ；以下、ＨＳ−ＤＳＣＨと称する。）の場合、ＭＡＣ階層から生成されるＰＤＵ（Ｐａｃｋｅｔ Ｄａｔａｇｒａｍ Ｕｎｉｔ）は、図４に示したように、一つのＭＡＣ−ｈｓヘッダと一つ以上のＭＡＣ−ｈｓ ＳＤＵとから構成される。ここで、各ＭＡＣ−ｈｓ ＳＤＵは、ＭＡＣ−ｄ ＰＤＵと同一である。一つの使用者端末（Ｕｓｅｒ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ；ＵＥ）についてＴＴＩ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｔｉｍｅ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）当たり最大一つのＭＡＣ−ｈｓ ＰＤＵのみを伝送可能であり、ＭＡＣ−ｈｓヘッダは、可変のサイスを有する。一つのＴＴＩ内のＭＡＣ−ｈｓ ＳＤＵは、同一な再配列キュー（ｒｅ−ｏｒｄｅｒｉｎｇ ｑｕｅｕｅ）に属している。

ＭＡＣ−ｈｓヘッダは、ＨＳ−ＤＳＣＨのためのＭＡＣ ＰＤＵのパラメータを含む。下記でＭＡＣ ＰＤＵのパラメータについて説明する。

バージョンフラグ（Ｖｅｒｓｉｏｎ Ｆｌａｇ；ＶＦ）フィールドは、ＭＡＣ−ｈｓ ＰＤＵフォーマットの拡張が可能なものを知らせる１ビットフラグである。ＶＦフィールドは、０に設定されなければならず、１は、現在プロトコルバージョンとして使用されない。

キュー識別子（Ｑｕｅｕｅ Ｉｄｅｎｔｉｆｉｅｒ；Ｑｕｅｕｅ ＩＤ）フィールドは、受信機の他の再配列キューに属しているデータと独立性を維持するための再配列キューを区分する識別子である。キュー識別子フィールドは３ビットのサイズを有する。

伝送シーケンス番号（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ Ｎｕｍｂｅｒ；ＴＳＮ）フィールドは、ＨＳ−ＤＳＣＨの伝送順序を示す番号識別子である。ＴＳＮフィールドは、上位階層への連続的な伝送を支援するための再配列を目的として使用され、６ビットのサイズを有する。

サイズインデックス識別子（Ｓｉｚｅ ｉｎｄｅｘ ｉｄｅｎｔｉｆｉｅｒ；ＳＩＤ）フィールドは、連続されるＭＡＤ−ｄ ＰＤＵのサイズを知らせるためのものである。与えられたＳＩＤに該当するＭＡＣ−ｄ ＰＤＵサイズは、上位階層で形成され、各キュー識別子とは独立的である。ＳＩＤのフィールドは、３ビットのサイズを有する。

Ｎフィールドは、同一なサイズの連続されるＭＡＤ−ｄ ＰＤＵの数字を知らせる。Ｎフィールドのサイズは７ビットである。周波数分割（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）のモードで一つのＴＴＩに伝送される最大ＰＤＵ個数は７０個に制限される。

Ｆフィールドは、ＭＡＣ−ｈｓヘッダに次ＳＩＤフィールドがさらに存在するか、或いは現在ＳＩＤフィールドが最後であるかを知らせるフラグである。もしＦフィールドが‘０’に設定されていれば、次ＳＩＤフィールドが存在するということであり、‘１’に設定された場合には、ＳＩＤフィールドが終わり、ＭＡＤ−ｄ ＰＤＵが後を追うということである。

前述したような伝送ブロックを物理チャンネルに伝送させる以前に、ＭＡＣ−ｈｓ階層でトランスミッタとレシーバ全て知っている方式によりビットスクランブラー３０２を用いてスクランブリングすることによって、言及したＨＳ−ＰＤＳＣＨビットが不均一に伝送される場合を未然に防止する。

すなわち、第３世代通信システムの場合、送信側では、全ての使用者が受信することができる共通パイロットチャンネル（Ｃｏｍｍｏｎ Ｐｉｌｏｔ Ｃｈａｎｎｅｌ）を通じて予め約束されたパイロット信号を伝送し、受信側では、これを用いてチャンネルの特性、特にフェーディング現象を予測する。予測されたチャンネル特性は、フェーディングにより、歪まれた信号を正常信号に復元するため使用され、またトラフィックチャンネルとパイロットチャンネルとの電力比の予測にも使用される。

トラフィックチャンネルとパイロットチャンネルとの電力比予測は、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭなど高次変調方式で変調された信号を復調するため必須の過程である。電力比を送信機から受信機に知らせれば予測過程が不要であるが、１６ＱＡＭ以上の高次変調を使用する１Ｘ−ＥｖＤｖ或いはＨＳＤＰＡのような一般的な高速パケット伝送システムは、シグナリング負担を減らすために受信機で電力比を予測するようになっている。このようにシグナリングを通じてトラフィックチャンネルとパイロットチャンネルとの電力比を知らせず、受信機で予測する方法をブラインド電力比検出という。ところで、こうしたパイロット電力とトラフィック電力とを復調に用いるとき、トランスミッタで伝送される電力が不均衡する場合に問題が発生することがある。

伝送されるシンボルが１６ＱＡＭ星状度で均一に発生する場合は、効果的にパイロット電力対トラフィック電力比を推定することができるが、そうではなければ、最悪の場合、全て１又は全て０であれば、推定誤差が発生して性能低下が起こる。こうした性能低下は、１．０〜１．５ｄｂと予想されている。従って、高次変調方式で起こるこうした送信電力の不均一なものを解決するために、ビットスクランブラー３０２が使用される。

図５では、本発明に適用することができるビットスクランブラー３０２の詳細な構造を示した。図５を参照して、ビットスクランブラー３０２の動作について詳細に説明すれば下記の通りである。ここで、ビットスクランブラー３０２に入力されるＢ個の入力ビットをｂ_ｉｍ，１，ｂ_ｉｍ，２，ｂ_ｉｍ，３，．．．ｂ_ｉｍ，Ｂといい、ビットスクランブリングされたビットは、 ｄ_ｉｍ，１，ｄ_ｉｍ，２，ｄ_ｉｍ，３，．．．ｄ_ｉｍ，Ｂという。入力ビット５３０は、前述したように、ＶＦフラグ、キュー識別子、ＴＳＮ、Ｎフィールド、Ｆフラグを含むＭＡＣ−ｈｓヘッダ５１０と、少なくとも一つのＭＡＣ−ｈｓ ＳＤＵとから構成されたＭＡＣ−ｈｓペイロード５２０より成る。

シフトレジスタ５４０には、予め決められた１６ビットの初期値ｇ＝｛ｇ_１，ｇ_２， ．．．ｇ_１６｝が貯蔵される。第１の合算器５５０は、シフトレジスタ値のうち選択された所定個数の値を合算して最上位レジスタ値として再び入力する。第２の合算器５６０は、入力ビット５３０に第１の合算器５５０からの出力を合算して、ビットスクランブリングビットとして出力する。こうしたビットスクランブリング手続きは、次式５のように表現される。

ここで、ｋは、１乃至Ｂの間の自然数であり、ｙ_ｋは、下記式６による結果の値である。

ここで、初期値ｇ＝｛ｇ_１，ｇ_２， ．．．ｇ_１６｝＝｛０，０，０，０，０，０，０，０，０，０，１，０，１，１，０，１｝である。

こうしたビットスクランブリングを経ることによって、スクランブリング本来の機能により１又は０に偏った不均一な信号が入力された場合、均一な信号に変えることができる。

本明細書では、全ての端末について、予め決定された特定スクランブリングコードｇを用いて高速パケットデータをビットスクランブリングする送信装置及び方法を提案する。しかしながら、これは、本発明の一実施形態に過ぎず、ビットスクランブリングを遂行するものにおいて、端末別ビットスクランブリングコードを使用させる方法など多様な適用を可能にすることによって、追加的なシステム性能改善を追求することができることは自明である。例えば、端末別ビットスクランブリングコードとしては当該端末の識別子（ＵＥ ＩＤ）が使用することができる。

コードブロック分割部３０６は、ＣＲＣを含む伝送ブロックのサイズがチャンネル符号器３０８に入力することができる最大ビット数より大きい場合、入力データを所定サイズのブロックに分割してチャンネル符号器３０８に入力させる。例えば、チャンネル符号器１０８で受けることができるビット数は、コンボリューションコードを使用する場合、５０４であり、ターボコードを使用する場合は５１１４である。

チャンネル符号器３０８は、所定符号化を通じて符号化ビットを出力する。チャンネル符号器３０８は、入力ビットを符号化するため少なくとも一つの符号化率を有する。符号化率は、１／２，３／４などとすることができる。また、チャンネル符号器３０８が１／３，１／６又は１／５母符号器を有し、パンクチャリング又は反復を通じて複数の符号化率を支援する場合には、支援する複数の符号化率の中使用する符号化率を決定する動作が必要になる。

通常的に通信システムから送信された信号を受信するとき何等歪みや雑音を受けずに信号を受けることは現実的に不可能である。特に無線ネットワークを通じて信号を送信及び受信する無線通信システムの場合には、有線ネットワークを通じる場合より歪みや雑音の影響がさらに大きい。この際、使用される効果的な方案中の一つがエラー訂正コーディングスキームである。エラー訂正コーディングスキームは、情報、すなわちシステマチック部分とこれを用いて生成されたパリティ部分とから構成された符号化ビットを伝送することによって、チャンネルによる歪みや雑音による影響を補償するスキームである。ここで、システマチック部分は送ろうとするビットその自体を意味し、パリティ部分は、伝送中発生したエラーを受信機で復号時に補正するため追加されるビットである。

次世代移動通信システムでは、高速のマルチメディアデータの信頼性がある伝送を要求するので、さらに強力なチャンネルコーディングスキームが要求される。チャンネル符号器を用いるチャンネルコーディングスキームは、低信号対雑音比でもビット誤り率（ＢＥＲ）の観点でシャノン限界（Ｓｈａｎｎｏｎ ｌｉｍｉｔ）に最も近接する性能を現す。

符号化ビットは、ＨＡＲＱ機能部３１０によりレートマッチングが成される。レートマッチングは、通常的に符号化ビットの個数が無線上で伝送可能なビットの数に一致しない場合に符号化ビットについての反復、パンクチャリングなどの動作を遂行することによって成される。ＨＡＲＱ機能部３１０によりレートマッチングされた符号化ビットは、インタリーバ３１２に入力され、インタリーバ３１２によりレートマッチングされた符号化ビットは、インタリービングされて出力される。インタリービング動作は、伝送中データに発生する群集エラーによるデータ損失を最小化するためである。

インタリービングされた符号化ビットは、星状再配列部１１４によりビット再配列されて変調部１１６に入力され、変調部１１６によりＭ進 ＰＳＫ、Ｍ進 ＱＡＭなど変調方式によりシンボルマッピングされてアンテナ１２０を通じて伝送される。星状再配列部１１４は、インタリービングされた符号化ビットをシステマチック部分とパリティ部分とに大別して、システマチック部分は、信頼度が高い位置に配列し、パリティ部分は、信頼度が低い部分に配列し、また初期伝送ときと再伝送ときとを大別して初期伝送されるビットは、エラー確率が低い変調シンボルにマッピングされ、再伝送されるビットは、エラー確率が高い変調シンボルにマッピングされることができるように再配列される。

一方、制御部１１８は、現在無線チャンネルの状態によりチャンネル符号器１０８の符号化率とＨＡＲＱ機能部１１０のレートマッチングと変調部１１６の変調方式などを制御する。ＨＳＤＰＡ無線通信システムの場合、制御部１１８は、ＡＭＣＳ（Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｄｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ）の動作を支援する。

前述した送信機の構造においては、符号器の出力をシステマチック部分とパリティ部分とに大別せず符号化ビットに統合して表現している。しかし、送信機を構成するチャンネル符号器から出力された符号化ビットの中システマチックビットとパリティビットの重要度（ｐｒｉｏｒｉｔｙ）は当然に異なる。言い換えれば、伝送するデータが所定比率にエラーが発生する場合、システマチックビットにエラーが発生することよりはパリティビットにエラーが発生することで、相対的に受信機ではより正確な復号が可能になる。その理由は、前述したように実質的なデータビットは、システマチックビットであり、パリティビットは、伝送中発生したエラーを復号時に補正するため追加される剰余ビットであるためである。こうした理由によりシステマチックビットは、信頼度が高いビットに伝送し、パリティビットは信頼度が低いビットに伝送してパリティビットより相対的に重要なシステマチックビットがエラーを発生することができる確率を低めることによって、システム性能を高めることができる。

ビットの信頼度によりシステマチック部分とパリティ部分とを伝送するスキームと共に、信号の再伝送時に符号化ビットにおいてシステマチック部分とパリティ部分とを交換するか、或いはパリティ部分を反転させることによって、符号化されたビットが初期伝送とは違う領域の変調シンボルにマッピングされるようにするスキームと信号の再伝送時にパケット内符号化ビットを再配列して伝送することができ、こうした制御は星状再配列部３１４により遂行される。

星状再配列部３１４の動作についてより詳しく説明すれば次の通りである。

１６ＱＡＭの場合、４個の符号化ビットが一つのシンボルを成して１６個の可能な信号点のうち一つにマッピングされる。図６は、１６ＱＡＭのため使用可能な星状度の一例を示したものであって、図示したようにそれぞれの信号点は、４個の符号化ビットにマッピングされる。

図６を参照すると、１６個の信号点は、３個の領域、すなわちエラー確率が最も高い領域１と最も低い領域３、そして中間である領域２に分離することができる。この際、毎再伝送時毎に伝送されるシンボルがマッピングされる信号点が一定すれば、領域１である信号点６，７，１０，１１を通じて伝送されるシンボルは、他の領域の信号点を通じて伝送されるシンボルに比べて相対的にエラー確率が高いことが分かる。特定シンボルが持続的に悪い環境で伝送されることは、システムの性能を低下させることになる要因となる。従って、既に伝送されたパケットについて再伝送時にビットを反転して初期伝送されたシンボル領域とは違う領域に伝送することによってシステムの性能を高めることができる。

また、Ｍ次（Ｍ−ａｒｙ）変調が成されたシンボルは、ｌｏｇ_２Ｍ個のビットより成っており、シンボルを構成する各ビットは、相異なる信頼度を有する。例えば、１６ＱＡＭの場合、４個の符号化ビットが一つのシンボルを成すが、一つのシンボルで前の二つビットは高信頼度のビットにマッピングされ、後の二つビットは、低信頼度のビットにマッピングされて伝送される。この際、再伝送されるビットやはり毎伝送とき同じ信頼度に伝送されれば、高信頼度に伝送されたビットは、継続高信頼度のビットを通じて伝送になり、低信頼度のビットに伝送されるビットは、継続低信頼度のビットに伝送されて特定ビットでエラーが起こる確率が高まる。

従って、星状再配列部３１４は、再伝送時に入力ビットを一定ビットずつ移動させて、低信頼度に伝送されたビットが再伝送時に高信頼度に伝送されるようにして、ターボ復号器入力ビットＬＬＲ（Ｌｏｇ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｒａｔｉｏ）値が均一（ｈｏｍｏｇｅｎｅｏｕｓ）であるようにすることによって、復号の性能を向上させ得る。こうした一連の処理を経て生成された変調シンボルはアンテナ５２０を通じて伝送が成される。

図７は、本発明の好適な実施の形態に従う高速パケットデータの受信のための受信機構造を示したものである。図示したように受信機は、受信アンテナ７００と、ＢＰＤ検出部７０２と、復調部７０４と、星状再配列部７０６と、デインタリーバ７０８と、ビット収集バッファ７１０と、レートマッチング部７１２と、コードブロック結合バッファ７１４（Ｃｏｄｅ Ｂｌｏｃｋ ｓｅｇｍｅｎｔａｔｉｏｎ ｂｕｆｆｅｒ）と、ターボ復号器７１６と、ＣＲＣ検査器７１８と、ビットデスクランブラー７２０と、データバッファ７２２とから構成される。

図７を参照すると、ＢＰＤ検出部７０２は、アンテナ７００を通じて受信された信号を有し、パイロット電力対トラフィック電力の比を推定する。復調部７０４では、ＢＰＤ検出部７０２で推定された電力比を用いて入力シンボル列からビット列を抽出し、星状再配列部２０６に入力してビットを再構成する。星状再配列部７０６を通過した符号化ビットは、送信部のインタリーバ３１２に相応するデインタリーバ７０８を経て、ビット収集バッファ７１０に入力される。ビット収集バッファ７１０からビットは、レートディマッチング部７１２を経てターボ復号器７１６に入力され、ターボ復号器７１６では、入力ビットをシステマチック部分とパリティ部分とに大別して情報ビットを抽出する。

この際、ターボ復号器７１６は、反復復号の遂行により情報ビットを出力するが、その反復復号停止基準として最大回数による反復復号終了、最大見込み比（ｍａｘｉｍｕｍ ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ ｒａｔｉｏ）による反復復号終了、そしてＣＲＣ検査による反復復号終了がある。従来は、ＣＲＣビットを含んでビットスクランブリングが遂行されるためビットデスクランブリング前には予め知っているＣＲＣビットを有しＣＲＣ検査を遂行することができなかった。従って、ＣＲＣ検査を反復復号停止基準として用いることができなかった。しかしながら、本発明によれば、毎反復復号時毎に、ＣＲＣ検査を遂行することができるため、ＣＲＣ検査を反復復号の停止基準として使用することができる。それだけではなく、本発明はＣＲＣ検査を反復復号の停止基準にするターボ復号器固有の特性により具現者の選択によりＣＲＣ検査器７１８を別途に備えずにＣＲＣ検査を遂行することができる。

復号過程を通じて抽出された情報ビットは、ＣＲＣ検査器７１８に入力されてＡＣＫ／ＮＡＣＫの可否を判定する。ＣＲＣ検査器７１８がＡＣＫに判定されれば、当該復号されたビットがデータバッファ７２０に貯蔵される。データバッファ７２０に貯蔵されたビットは、上位階層であるＭＡＣ−ｈｓ階層のビットデスクランブラー７２２により、送信側ＭＡＣ−ｈｓ階層のビットスクランブラー３０２に対応する方式にビットデスクランブリングされる。

このように、本発明に従う受信機は、物理チャンネルでＣＲＣを用いた反復復号の終了スキームを適用することによって、もうそれ以上反復して復号せずに済む場合を検出して、結果的に受信側電力消費を減らすと同時に処理能力を増すことができる。

図８は、図７の受信機に適用することができるビットデスクランブラー７２２の詳細構成を示したものである。ビットデスクランブラー７２２の動作について詳細に説明すれば下記の通りである。

図８を参照すれば、シフトレジスタ８４０には、予め決められた初期値ｇ＝｛ｇ_１，ｇ_２， ．．．ｇ_１６｝が貯蔵される。第１の合算器８５０は、シフトレジスタ値のうち選択された所定個数の値を合算して、最上位レジスタ値として再び入力する。第２の合算器８６０は、物理階層から入力されるビットに第１の合算器８５０からの出力を合算して、デスクランブリングされたビット８３０として出力する。

本明細書では、全ての端末について予め決定された特定スクランブリングコードｇを用いて高速パケットデータをビットスクランブリングする送信装置及び方法を提案する。しかしながら、これは、本発明の一実施の形態に過ぎず、ビットスクランブリングを遂行することにおいて、端末別ビットスクランブリングコードを使用する方法など多様な適用を可能にすることによって、追加的なシステム性能改善を追求することができることは自明である。例えば、端末別ビットスクランブリングコードとしては、当該端末の識別子が使用することができる。

デスクランブリングされたビット８３０は、前述したように、ＶＦフラグ、キュー識別子、ＴＳＮ、ＳＩＤ、Ｎフィールド、Ｆフラグを含むＭＡＣ−ｈｓヘッダ８１０と、少なくとも一つのＭＡＣ−ｈｓＳＤＵとから構成されたＭＡＣ−ｈｓペイロード８２０より成る。

一方、本発明の詳細な説明では、具体的な実施の形態について説明したが、本発明の範囲から外れない限度内で様々な変形が可能なものは勿論である。従って、本発明の範囲は、説明された実施の形態に局限されず、特許請求の範囲だけではなく、この特許請求の範囲と均等なものにより決められるべきである。

一般的な高速ダウンリンクパケットを伝送するための移動通信システムで送信機の構造を示している図である。 一般的な高速ダウンリンクパケットを伝送するための移動通信システムで受信機の構造を示している図である。 本発明の一実施の形態に従う高速ダウンリンクパケット送信のための移動通信システムで送信機の構造を示している図である。 通常的な高速ダウンリンクパケット伝送で使用されるＭＡＣ−ｈｓ ＰＤＵの構成を示している図である。 本発明を適用とき高速ダウンリンクパケット伝送で使用されるトランスミッタのＭＡＣ−ｈｓ ＰＤＵとスクランブラーの詳細構成を示している図である。 コード分割多重接続移動通信システムで１６ＱＡＭ変調に使用される星状度の例を示している図である。 本発明の一実施の形態に従う高速ダウンリンクパケット伝送のための移動通信システムで受信機の構造を示している図である。 本発明を適用とき高速ダウンリンクパケット伝送で使用されるレシーバのＭＡＣ−ｈｓ ＰＤＵとデスクランブラーの詳細構成を示している図である。

符号の説明

１１８…制御部
１２０…送信アンテナ
３００…伝送ブロック
３０２…ビットスクランブラー
３０４…ＣＲＣ挿入部
３０６…コードブロック分割部
３０８…チャンネル符号器
３１０…ＨＡＲＱ機能部
３１２…インタリーバ
３１４…星状再配列部
３１６…変調部

Claims (12)

1. 複合再伝送技法及び高次変調方式を用いる移動通信システムでパケットデータを伝送する方法であって、
   伝送ブロックに含まれたデータビットをビットスクランブリングする過程と、
   前記ビットスクランブリングされた伝送ブロックにエラー訂正符号を追加する過程と、
   前記ビットスクランブリングされ、前記エラー訂正符号が追加された伝送ブロックを符号化ブロック単位でチャンネル符号化する過程と、
   前記チャンネル符号化された伝送ブロックを変調して伝送する過程と
   から構成されることを特徴とする方法。
2. 前記ビットスクランブリングする過程は、
   システムで共通的に使用される予め決定されたスクランブリングコードで遂行されることを特徴とする請求項１記載の方法。
3. 前記ビットスクランブリングする過程は、
   端末別に割り当てられたスクランブリングコードで遂行されることを特徴とする請求項１記載の方法。
4. 前記ビットスクランブリングする過程は、
   予め定められる初期値のうち所定数の選択された値を第１合算器によって合算するステップと、
   前記合算した値をシフトレジスタ装置の最上位ビットとして提供するステップと、
   前記合算した値を第２合算器によって前記伝送ブロックと合算するステップと、
   前記シフトレジスタ装置のビットをシフトし、前記シフトレジスタ装置からの所定数の選択された値を前記第１合算器へ提供するステップと、
   前記伝送ブロックを前記第１合算器からの合算値と継続して合算して前記ビットスクランブリングされた伝送ブロックとして出力するステップと
   を含むことを特徴とする請求項１記載の方法。
5. 複合再伝送技法及び高次変調方式を用いる移動通信システムでパケットデータを伝送する装置であって、
   伝送ブロックに含まれたデータビットをビットスクランブリングするビットスクランブラーと、
   前記ビットスクランブリングされた伝送ブロックにエラー訂正符号を挿入するエラー訂正符号挿入器と、
   前記ビットスクランブリングされ、前記エラー訂正符号が追加された伝送ブロックを符号化ブロック単位でチャンネル符号化するチャンネル符号器と、
   前記チャンネル符号化された伝送ブロックを変調する変調器と
   から構成されることを特徴とする装置。
6. 前記ビットスクランブラーは、
   システムで共通的に使用される予め決定されたスクランブリングコードでビットスクランブリングを遂行することを特徴とする請求項５記載の装置。
7. 前記ビットスクランブラーは、
   端末別に割り当てられたスクランブリングコードでビットスクランブリングを遂行することを特徴とする請求項５記載の装置。
8. 前記ビットスクランブラーは、
   予め定められる初期値のうち所定数の選択された値で初期に設定されるシフトレジスタ装置と、
   前記シフトレジスタ装置のビットのうち所定数のビットを合算し、前記合算した値を前記シフトレジスタ装置の最上位ビットとして提供する第１合算器と、
   前記第１合算器による合算値を前記伝送ブロックと合算する第２合算器と
   から構成されることを特徴とする装置。
9. 複合再伝送スキームと高次変調方式とを用いる移動通信システムでパケットデータを受信する方法であって、
   受信信号を送信側で使用した変調方式と対応する方式に復調する過程と、
   前記復調されたデータを少なくとも１つまたはそれ以上の符号化ブロックに変換した後に、前記符号化ブロックをチャンネル復号してデータビットを出力する過程と、
   前記データビットに含まれたエラー訂正符号を用いて前記データビットのエラー可否を判断し、前記判断結果エラーが現れないときまで前記符号化ブロックを反復復号する過程と、
   前記判断結果エラーが現れなければ、前記データビット中前記エラー訂正符号を除外した残りビットをビットデスクランブリングする過程と
   から構成されることを特徴とする方法。
10. 前記ビットデスクランブリングする過程は、
    前記データビットを第２合算器に受信するステップと、
    シフトレジスタ装置に設定された予め定められる初期値のうち所定数の選択された値を第１合算器によって合算するステップと、
    前記データビットのうち一番目のビットを前記第２合算器によって前記第１合算器の合算値と合算して第１デスクランブリングされたビットを出力するステップと、
    前記第１合算器の合算値を前記シフトレジスタ装置の最上位ビットとして提供するステップと、
    前記シフトレジスタ装置のビットをシフトし、前記シフトレジスタ装置からの所定数の選択された値を前記第１合算器へ提供するステップと、
    前記受信されたデータビットを前記第１合算器の合算値と前記第２合算器によって継続して合算して前記ビットスクランブリングされた伝送ブロックとして出力するステップと
    を含むことを特徴とする方法。
11. 複合再伝送スキームと高次変調方式とを用いる移動通信システムでパケットデータを受信する装置であって、
    受信信号を送信側で使用した変調方式と対応する方式に復調する復調器と、
    前記復調されたデータを符号化ブロック単位で変換した後、チャンネル復号してデータビットを出力し、前記データビットにエラーが現れないときまで前記復調されたデータを反復復号するチャンネル復号器と、
    前記データビットに含まれたエラー訂正符号を用いて前記データビットのエラー可否を判断して、前記判断結果を復号器に提供するエラ検査器と、
    前記判断結果エラーが現れなければ、前記データビット中前記エラー訂正符号を除外した残りビットをビットデスクランブリングするビットデスクランブラーと
    から構成されることを特徴とする装置。
12. 前記ビットスクランブラーは、
    予め定められる初期値のうち所定数の選択された値で初期に設定されるシフトレジスタ装置と、
    前記シフトレジスタ装置のビットのうち、所定数のビットを合算し、前記合算した値を前記シフトレジスタ装置の最上位ビットとして提供する第１合算器と、
    前記第１合算器による合算値を前記データビットと合算する第２合算器と
    から構成されることを特徴とする請求項１１記載の装置。
    
    

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