JP2005151227A - キャリア周波数同期回路 - Google Patents

Abstract

【課題】誤差キャリア数を算出する演算規模を小さくし、誤差キャリア数を正確に推定するまでの時間の短縮し、かつ、伝送路特性の時間変化を受けにくい、直交周波数分割多重信号復調装置用の、キャリア周波数間隔を単位とするキャリア周波数同期回路を提供する。
【解決手段】直交復調部１は、直交周波数分割多重信号に起因する中間周波数帯域信号を、ベースバンド直交周波数分割多重信号に復調する。フーリエ変換部２は、ベースバンド直交周波数分割多重信号を、フーリエ変換によって周波数領域信号に変換する。偏角差算出部１５は、周波数領域信号の偏角差を算出する。誤差キャリア算出部５’は、キャリア周波数間隔を単位とするキャリア周波数誤差を、前記偏角差から算出する。直交復調部１は、キャリア周波数誤差を補正するよう制御される。
【選択図】図５

Description

本発明は、所定のキャリアごとに配置されたパイロット信号を有する直交周波数分割多重(ＯＦＤＭ: Orthogonal Frequency Division Multiplex)信号を復調する直交周波数分割多重信号復調装置におけるキャリア周波数間隔を単位とするキャリア周波数同期回路に関する。

直交周波数分割多重信号は、地上波デジタル放送などで採用されている。パイロット信号を有するＯＦＤＭ方式は、ＡＲＩＢ規格ＳＴＤ−Ｂ３１「地上デジタルテレビジョン放送の伝送方式」や、ＡＲＩＢ規格ＳＴＤ−Ｂ３３「テレビジョン放送番組素材伝送用可搬形ＯＦＤＭ方式デジタル無線伝送システム」等で採用されている。

代表的なパイロット信号には、周波数方向には一定間隔で、時間方向に連続的に配置されたＣＰ(Continual Pilot)信号と、周波数方向及び時間方向に一定の間隔で、したがって、周波数方向及び時間方向に分散して配置されたＳＰ(Scattered Pilot)信号の２種類があり、ＳＴＤ−Ｂ３１ではＣＰ信号とＳＰ信号を採用し、ＳＴＤ−Ｂ３３ではＣＰ信号を採用している。

ＣＰ信号を利用したＯＦＤＭ信号の復調装置が複数提案されている（例えば、特許文献１）。このような復調装置及びそれに用いられるキャリア周波数間隔を単位とするキャリア周波数同期回路は、図１に示すように、直交復調部１と、フーリエ変換部２と、シンボル間差動復調部３と、相関判定部４と、誤差キャリア数算出部５と、復調部６と、デマッピング部７とを具える。ここで、直交復調部１と、フーリエ変換部２と、復調部６と、デマッピング部７とが、復調装置の主要部を構成し、シンボル間差動復調部３と、相関判定部４と、誤差キャリア数算出部５とが、キャリア周波数同期回路の主要部を構成する。なお、図１を含む以下の図面では、太線の矢印は複素数信号の伝送を表し、細線の矢印は実数信号の伝送を表している。

シンボル間差動復調部３は、１シンボル遅延部８及び除算部９を有し、相関判定部４は、シンボル間平均化部１０、電力算出部１１及び相関算出部１２を有する（図２参照）。図３は、相関判定部の他の構成である。シンボル間平均化部１０は、相関ピーク（相関判定部４，４’の出力の最大値）を取得しやすくする目的で相関算出部１２の前段（図２参照）又は後段（図３参照）に設けられている。誤差キャリア数算出部５は、最大値検出部１３及びＣＰ位置判定部１４を有する（図４参照）。

図１において、直交周波数分割多重信号は、図示しないチューナによってＩＦ（中間周波数）帯域信号に変換され、直交復調部１は、かかるＩＦ帯域信号を直交復調することによってベースバンド直交周波数分割多重信号に復調する。

フーリエ変換部２は、ベースバンド直交周波数分割多重信号から、ＤＦＴ(Discrete Fourier Transform)ウィンドウで指定する有効シンボル期間長の信号を取り出してフーリエ変換を施し、周波数領域の信号に変換する。復調部６は、フーリエ変換部２の一方の出力を伝送路等化し、デマッピング部７は、復調部６の出力をデマッピングして、元の信号に復調する。

フーリエ変換部２の他方の信号は、二つの信号に分配され、分配された一方の信号は、除算部９の一方の入力部に入力され、分配された他方の信号は、遅延部８を通じて除算部９の他方の入力部に入力される。すなわち、シンボル間差動復調部３を用いてＣＰに対する演算結果を同一の値とする。

図２に示す相関算出部１２は、シンボル間平均化部１０及び電力算出部１１を経た除算部９の出力と、ＣＰの配列情報との相互相関を求める演算を実施し、相関値を算出する。誤差キャリア数算出部５（図４参照）は、相関値に基づいて最大値検出部１３で最大値（相関ピーク）を検出し、ＣＰ位置判定部１４においてその最大値を与える周波数軸上のキャリア位置をＣＰ位置と判定し、その時点において受信機がＣＰ位置であると認識している位置との差を誤差キャリア数として算出する。キャリア周波数間隔を単位とするキャリア周波数誤差は、誤差キャリア数に基づいて、受信機の直交復調部の局部発振器周波数を制御することによって補正される。
特許第３２３８１２０号公報（図１参照）

図１に示すような従来のキャリア周波数間隔を単位とするキャリア周波数同期回路では、シンボル間差動復調処理及びその後の相関値算出処理を行なっており、いずれの処理も演算規模が比較的大きくなるという不都合を有する。

また、明確な相関ピークを得るためには、シンボル間平均化部１０において通常５０〜１００シンボル程度の平均化を行う必要があり、このシンボル間平均化に要する時間が、キャリア周波数間隔単位のキャリア周波数同期に要する時間を大きくしている。また、シンボル間に亘る処理は、伝送路特性の時間変化の影響を受けやすく、誤差キャリア数推定の精度低下の原因となるとともに、シンボル間平均を行うシンボル数の増加の原因ともなる。

本発明の目的は、誤差キャリア数を算出する演算規模を小さくし、誤差キャリア数を正確に推定するまでの時間を短縮し、かつ、伝送路特性の時間変化の影響を受けにくい直交周波数分割多重信号復調装置用のキャリア周波数間隔を単位とするキャリア周波数同期回路を提供することである。

本発明の請求項１によるキャリア周波数同期回路は、
所定のキャリアごとに配置されたＣＰ信号を含む直交周波数分割多重信号を復調する直交周波数分割多重信号復調装置において、キャリア周波数間隔を単位とするキャリア周波数誤差を推定し補正するキャリア周波数同期回路であって、
前記直交周波数分割多重信号復調装置が、
前記直交周波数分割多重信号に起因する中間周波数帯域信号を、ベースバンド直交周波数分割多重信号に復調する直交復調手段と、
前記ベースバンド直交周波数分割多重信号を、フーリエ変換によって周波数領域信号に変換するフーリエ変換手段とを具え、
前記キャリア周波数同期回路が、
前記周波数領域信号の１シンボル間の偏角差を算出する偏角差算出手段と、
前記キャリア周波数間隔を単位とする前記キャリア周波数誤差を、前記偏角差から算出する誤差キャリア数算出手段とを具え、
前記キャリア周波数誤差を補正するよう前記直交復調手段を制御するように構成したことを特徴とする。

本発明の請求項２によるキャリア周波数同期回路は、
所定のキャリアごとに配置されたＣＰ信号を含む直交周波数分割多重信号を復調する直交周波数分割多重信号復調装置において、キャリア周波数間隔を単位とするキャリア周波数誤差を推定し補正するキャリア周波数同期回路であって、
前記直交周波数分割多重信号復調装置が、
前記直交周波数分割多重信号に起因する中間周波数帯域信号を、ベースバンド直交周波数分割多重信号に復調する直交復調手段と、
前記ベースバンド直交周波数分割多重信号を、フーリエ変換によって周波数領域信号に変換するフーリエ変換手段とを具え、
前記キャリア周波数同期回路が、
前記周波数領域信号の１シンボル間の偏角差を算出する偏角差算出手段と、
前記キャリア周波数間隔を単位とする前記キャリア周波数誤差を、前記偏角差から算出する誤差キャリア数算出手段と、
前記キャリア周波数誤差の影響を補正するために、前記周波数領域信号のキャリア番号をシフトするキャリア番号シフト手段とを具えることを特徴とする。

本発明の請求項３によるキャリア周波数同期回路は、
前記偏角差算出手段が、
前記周波数領域信号の偏角を算出する第１の偏角算出手段と、
前記周波数領域信号を１シンボル期間だけ遅延させる周波数領域信号遅延手段と、
前記周波数領域信号遅延手段によって遅延された前記周波数領域信号の偏角を算出する第２の偏角算出手段と、
前記第１の偏角算出手段によって算出された偏角と、前記第２の偏角算出手段によって算出された偏角との差分を前記偏角差として算出する第１の差分算出手段とを有することを特徴とする。

本発明の請求項４によるキャリア周波数同期回路は、
前記偏角差算出手段が、
前記周波数領域信号の偏角を算出する偏角算出手段と、
前記偏角算出手段によって算出された偏角を１シンボル期間だけ格納する格納手段と、
前記偏角算出手段によって算出された偏角と、前記格納手段に格納された偏角との差分を前記偏角差として算出する第２の差分算出手段とを有することを特徴とする。

本発明の請求項５によるキャリア周波数同期回路は、
前記誤差キャリア数算出手段が、
前記偏角差算出手段によって算出された偏角差を所定キャリア数分だけ遅延する偏角差遅延手段と、
前記偏角差と、前記偏角差遅延手段によって遅延された偏角差との差分を算出する第３の差分算出手段と、
前記第３の差分算出手段によって算出された差分と所定の値とを比較する比較手段と、
前記比較手段の比較結果に基づいて、前記ＣＰ信号の周波数軸上の位置を判定するＣＰ位置判定手段とを有することを特徴とする。

本発明の請求項６によるキャリア周波数同期回路は、
前記誤差キャリア数算出手段が、
前記偏角差算出手段によって算出された偏角差を所定キャリア数分に相当する期間だけ格納する偏角差格納手段と、
前記偏角差と、前記偏角差格納手段に格納された偏角差との差分を算出する第４の差分算出手段と、
前記第４の差分算出手段によって算出された差分と、所定の値とを比較する比較手段と、
前記比較手段の比較結果に基づいて、前記ＣＰ信号の周波数軸上の位置を判定するＣＰ位置判定手段とを有することを特徴とする。

本発明の請求項７によるキャリア周波数同期回路は、
前記誤差キャリア数算出手段が、
前記偏角差算出手段によって算出された偏角差を所定キャリア数分だけ遅延する偏角差遅延手段と、
前記偏角差と、前記偏角差遅延手段によって遅延された偏角差との差分を算出する第５の差分算出手段と、
前記第５の差分算出手段によって算出された差分の絶対値を、前記所定のキャリア数ごとに１シンボル内で積算し絶対値和を算出する絶対値和算出手段と、
１シンボル内の該絶対値和を格納する絶対値和格納手段と、
該絶対値和格納手段の出力を比較してシンボルごとの該絶対値和の最小値を検出する最小値検出手段と、
前記最小値に基づいて前記ＣＰ信号の周波数軸上の位置を判定するＣＰ位置判定手段とを有することを特徴とする。

本発明の請求項８によるキャリア周波数同期回路は、
前記誤差キャリア数算出手段が、
前記偏角差算出手段によって算出された偏角差を、所定キャリア数分に相当する期間だけ格納する偏角差格納手段と、
前記偏角差と、前記偏角差格納手段に格納された偏角差との差分を算出する第６の差分算出手段と、
前記第６の差分算出手段によって算出された差分の絶対値を、前記所定キャリア数ごとに１シンボル内で積算し絶対値和を算出する絶対値和算出手段と、
１シンボル内の該絶対値和を格納する絶対値和格納手段と、
該絶対値和格納手段の出力を比較してシンボルごとの該絶対値和の最小値を検出する最小値検出手段と、
前記最小値に基づいて、前記ＣＰ信号の周波数軸上の位置を判定するＣＰ位置判定手段とを有することを特徴とする。

本発明の請求項１によれば、フーリエ変換の出力である複素数信号の偏角を算出することで、キャリア周波数単位のキャリア周波数同期回路の処理において最も早い段階で、処理対象信号を実数信号とできる。このことにより、シンボル間差動復調と相関演算を用いる従来の方法における、シンボル間差動復調における複素除算と相関演算を全て実数の加減算に置き換えることができる。偏角の算出をテーブル参照によって実施すれば、乗算又は除算を全く用いない構成も可能であり、結果として従来法における乗算又は除算の数をゼロにできる。メモリ量の削減などの回路上の工夫のために乗算又は除算を用いるとしても、その数を従来の方法に比べて数千分の一に削減することができる。したがって、従来のシンボル間差動復調及びその後の相関演算を行う方法に比べて、演算規模又は回路規模及び消費電力を大幅に削減することができる。

キャリア周波数間隔単位のキャリア周波数誤差がフーリエ変換後の信号に及ぼす影響は、誤差キャリア数を＋γとすると、キャリア番号の−γのシフト（以下、「キャリア番号の誤差シフト」と呼ぶ）と、−γに比例した位相変化である。本発明の請求項２によれば、推定した誤差キャリア数γに基づいてフーリエ変換の出力のキャリア番号を＋γシフトさせることで、キャリア番号の誤差シフトを補正できる。一方、−γに比例した位相変化は、フーリエ変換後の復調処理におけるＣＰを用いた伝送路等化によって自動的に補正されるので、別途補正のための処理を必要としない。結果として、指定した誤差キャリア数γに基づいてフーリエ変換の出力のキャリア番号をシフトさせるだけで、フーリエ変換後の信号に対するキャリア周波数間隔単位のキャリア周波数誤差の影響は全て補正できる。直交復調部の局部発振周波数を制御しないので、局部発振周波数制御のための回路は不要となり、かつ、新たな付加回路を設ける必要もない。したがって、請求項１の効果を全て具えた上で、キャリア周波数間隔単位のキャリア周波数同期回路の構成を簡略化できる。

本発明の請求項３によれば、シンボル間差動復調と相関演算を用いる従来の方法における、シンボル間差動復調における複素除算を、テーブル参照による偏角算出と減算に置き換えることができる。このことによって、演算規模又は回路規模及び消費電力を大幅に削減することができる。

本発明の請求項４によれば、請求項３における1シンボル遅延手段と第２の偏角算出手段を一つの偏角格納手段に置き換えることができ、請求項３の効果を全て具えた上で、演算処理又は回路規模を更に小さくすることができる。

本発明の請求項５によれば、シンボル間差動復調と相関演算を用いる従来の方法に比べて、誤差キャリア数を求める処理において演算量を大幅に削減できる。従来法では、誤差キャリアを求めるために、相関判定部における相関演算と電力算出を必要とするが、本発明の請求項５によれば、それらは不要であり、所定のキャリア間（ＣＰ配置間隔）の差分と所定の値との比較に置き換えることができる。特に、相関演算は大きな演算量を必要とするので、このことによる演算量削減効果は大きい。また、請求項５によれば、従来の方法で必要とする多くのシンボル間に亘る平均化処理が不要である。すなわち、５０〜１００シンボル程度のシンボル間に亘る処理を行う必要がないので、誤差キャリア数を正確に算出するまでの時間を著しく短縮することができる。また、シンボル間に長時間に亘る処理を必要としないことから、伝送路特性の時間変化の影響を受けにくい。さらに、所定のキャリア間（ＣＰ配置間隔）の差分処理は、伝送路特性の時間変化及びキャリア単位の周波数誤差に起因する各シンボル内での共通の位相誤差（ＣＰＥ：Common Phase Error）のシンボル間の変動を除去するという効果を有し、このことが、誤差キャリア数算出の精度向上に寄与している。
以上のことによって、演算規模又は回路規模及び消費電力を大幅に削減することができるとともに、誤差キャリア数算出までに要する時間を大幅に短縮できる。

本発明の請求項６によれば、請求項５における偏角差を所定キャリア数だけ遅延させる遅延手段を、偏角差を所定キャリア数（ＣＰ配置間隔）分だけ格納する手段に置き換えることができる。このことによって、請求項５の効果を全て具えた上で、遅延手段に相当する回路を削減するとともに、他の用途に使用されているメモリの一部を共用することも可能となるなど回路設計上の自由度を向上させることができる。

本発明の請求項７によれば、所定キャリア数ごとの偏角の差分の絶対値を積算して１シンボル内の積算値の最小値に基づいてＣＰ位置を判定する。このことにより、請求項５及び６における所定の値とを比較する比較手段を必要としない。よって、このことにおける回路構成を簡略化できる。また、最小値を検出する処理は１シンボル内で終了でき、請求項５及び６の場合と同様に多くのシンボルに亘る平均化処理は不要である。したがって、請求項５の全ての効果を具えた上で、演算規模及び回路規模を更に小さくできる。

本発明の請求項８によれば、請求項７における偏角差を所定キャリア数分だけ遅延させる遅延手段を、偏角差を所定キャリア数（ＣＰ配置間隔）分だけ格納する手段に置き換えることができる。このことによって、請求項７の効果を全て具えた上で、遅延手段に相当する回路を削減するとともに、他の用途に使用されているメモリの一部を共用することも可能となるなど、回路設計上の自由度を向上させることができる。

本発明によれば、フーリエ変換手段から出力される信号を用いてパイロット信号を伝送するキャリアの周波数軸上の位置を推定し、受信機がそれまでパイロット信号を伝送するキャリアであると認識していたキャリアの周波数軸上の位置との差を、キャリア間隔単位のキャリア周波数誤差と判定する。このことにより、ＣＰ信号間隔の約１／２までのキャリア周波数誤差を補正できる。

更に詳しく説明すると、キャリア周波数間隔をｆ０［Ｈｚ］とし、パイロット信号間隔をＱ×ｆ０［Ｈｚ］とした場合、キャリア周波数間隔を単位として、
±Ｑ’×ｆ０［Ｈｚ］
までのキャリア周波数誤差の補正が可能である。ここで、
Ｑ’＝Ｔｒｕｎｃ［（Ｑ−１）／２］
である。なお、Ｔｒｕｎｃ［ｘ］は、実数ｘの小数点以下の切り捨てを意味する。例えば、Ｑ＝８の場合、Ｑ’＝３となり、補正可能なキャリア周波数誤差は、±３×ｆ０［Ｈｚ］となる。

本発明によるキャリア周波数間隔を単位とするキャリア周波数同期回路の実施の形態を、図面を参照して詳細に説明する。なお、図面中、同一構成要素には同一符号を付すものとし、同一構成要素についての説明は省略する。
図５は、直交周波数分割多重信号復調装置及び本発明によるキャリア周波数を単位とするキャリア周波数同期回路の第１の実施の形態のブロック図である。これら直交周波数分割多重信号復調装置及びキャリア周波数同期回路は、直交復調部１と、フーリエ変換部２と、復調部６と、デマッピング部７と、偏角差算出部１５と、誤差キャリア数算出部５’とを具える。ここで、直交復調部１と、フーリエ変換部２と、復調部６と、デマッピング部７とが、直交周波数分割多重信号復調装置の主要部を構成し、偏角差算出部１５と、誤差キャリア数算出部５’とが、キャリア周波数同期回路の主要部を構成する。

偏角差算出部１５は、フーリエ変換部２の出力（周波数領域信号）の偏角と、フーリエ変換部２の出力に対して１シンボル期間だけ遅延したものの偏角との偏角差を算出する。誤差キャリア数算出部５’は、キャリア周波数間隔を単位とするキャリア周波数誤差すなわち誤差キャリア数γを、偏角差から算出し、キャリア周波数誤差を補正するよう直交復調部１の局部発振周波数を制御する。

図６は、直交周波数分割多重信号復調装置及び本発明によるキャリア周波数間隔を単位とするキャリア周波数同期回路の第２の実施の形態のブロック図である。これら直交周波数分割多重信号復調装置及びキャリア周波数同期回路は、直交復調部１と、フーリエ変換部２と、復調部６と、デマッピング部７と、偏角差算出部１５と、誤差キャリア数算出部５’と、キャリア番号シフト部１６とを具える。ここで、直交復調部１と、フーリエ変換部２と、キャリア番号シフト部１６と、復調部６と、デマッピング部７とが、直交周波数分割多重信号復調装置の主要部を構成し、偏角差算出部１５と、誤差キャリア数算出部５’とが、キャリア周波数同期回路の主要部を構成する。

直交周波数分割多重信号復調装置が、誤差キャリア数＋γ本分のキャリア周波数間隔を単位とするキャリア周波数誤差を有しているとき、その影響として、フーリエ変換部２の出力は、−γのキャリア番号の誤差シフトと、−（２π／ｍ）×γ［ｒａｄ］の整数倍の位相変化を受けている。

そこで、本実施の形態では、誤差キャリア数算出部５’の出力である誤差キャリア数をキャリア番号シフト部１６に入力し、キャリア番号シフト部１６は、誤差キャリア数に従って、フーリエ変換部２の出力信号（周波数領域信号）のキャリア番号を＋γだけシフトする。このことによって、前記誤差シフトが補正される。

一方、直交復調部１における局部発振周波数の補正制御は行わないことから、キャリア番号シフト部１６の出力中に、−（２π／ｍ）×γ［ｒａｄ］の整数倍の位相変化が存在する（ｍは、直交周波数分割多重信号の有効シンボル期間をガード期間で除したものである）が、この位相変化は、復調部６におけるＣＰを用いた伝送路等化機能によって自動的に除去される。かかる位相変化は、キャリア番号すなわちキャリア周波数に依存せず、1シンボル内で共通の量であるので、伝送路等化機能を用いて除去しても、等化機能の性能（例えば、マルチバス伝搬に対する等化性能）が低下するようなことはない。したがって、キャリア周波数を単位とするキャリア周波数誤差の影響は、キャリア番号をシフトすることだけによって補正される。

上記第１及び第２の実施の形態によれば、偏角差算出処理及び偏角差に基づく誤差キャリア数の算出処理を行うことによって、シンボル間差動復調処理及びその後の相関値算出処理を行う従来のキャリア周波数同期回路に比べて演算規模を大幅に小さくできる。すなわち消費電力を小さくできるとともに、回路規模を縮小することができるので、回路をコンパクトかつ廉価に構成することができる。

また、従来のキャリア周波数同期回路に必要なシンボル間平均化部は不要である。すなわち、５０〜１００シンボル程度のシンボル間に亘る処理は必要でないので、誤差キャリア数を正確に推定するまでの時間すなわち同期確立の時間を短縮することができる。

さらに、シンボル間に亘る統計処理を必要としないので、伝送路特性の時間変化を受けにくく、特に、移動受信において、より正確に誤差キャリア数を推定することができる。

図７は、図５又は図６の偏角差算出部１５のブロック図である。図７において、偏角差算出部１５は、偏角算出部１７と、１シンボル遅延部１８と、偏角算出部１９と、減算部２０とを有する。偏角算出部１７は、フーリエ変換部２の出力（複素数信号）の偏角を算出する。1シンボル遅延部１８は、フーリエ変換部２の出力を１シンボル期間だけ遅延する。偏角算出部１９は、１シンボル遅延部１８の出力（複素数信号）の偏角を算出する。減算部２０は、偏角算出部１７と偏角算出部１９との偏角差を算出する。

図８は、図５又は図６の他の誤差キャリア数算出部５’のブロック図である。図８において、誤差キャリア数算出部５’は、Ｑキャリア遅延部２１と、減算部２２と、零値検出部２３と、和算出部２４と、最大値検出部２５と、ＣＰ位置判定部２６とを有する。なお、ＱはＣＰ信号の配置間隔（キャリア数）である。誤差キャリア数算出部５’において、減算部２０（図７参照）からの出力が二つに分配され、そのうちの一方は、減算部２２の一方の入力部に入力され、他方は、Ｑキャリア遅延部２１によってＱキャリア遅延した後に減算部２２の他方の入力部に入力される。減算部２２の出力は、ＣＰのキャリア位置において零となる。例えば、ＣＰの配置間隔が８キャリアの場合、８キャリアごとに減算部２２から零値が出力される。

零値検出部２３は、減算部２２の減算結果の絶対値を所定のしきい値と比較し、減算結果の絶対値がしきい値より小さい場合には、零値と判定して値１を和算出部２４に出力し、それに対して、減算結果の絶対値がしきい値以上である場合には、零値でないと判定して値０を和算出部２４に出力する。和算出部２４は、零値判定部２３の出力を、キャリア番号ｋの値によって ｋ ｍｏｄ Ｑ の値が０からＱ−１のＱ種類に分類してシンボル内で累積加算し、それぞれの累積加算結果をインデックス（ ｋ ｍｏｄ Ｑ の値）が付与された合計Ｑ個のメモリに格納する。最大値判定部２５は、Ｑ個の積算結果の中から最大値を検出し、最大値を格納しているメモリのインデックス（ ｋ ｍｏｄ Ｑ の値）をＣＰ位置判定部２６に出力する。ＣＰ位置判定部２６は、インデックスからＣＰの位置を判定し、誤差キャリア数を算出して出力する。零値検出部２３の出力を累積加算した結果からＣＰ位置を判定することで、ＣＰ位置の誤判定とそれに伴う誤差キャリア数の誤推定を防止している。

図９は、図５又は図６の誤差キャリア算出部の他のブロック図である。図９において、誤差キャリア数算出部５’は、Ｑキャリア遅延部２１と、減算部２２と、絶対値和算出部２７と、最小値検出部２８と、ＣＰ位置判定部２９とを有する。図９において、減算部２２の出力までは図８と同様である。絶対値和算出部２７は、減算部２２の出力の絶対値を求めた上で、キャリア番号ｋの値によって ｋ ｍｏｄ Ｑ の値が０からＱ−１のＱ種類に分類してシンボル内で累積加算し、それぞれの累積加算結果を絶対値和としてインデックス ｋ ｍｏｄ Ｑ が付与された合計Ｑ個のメモリに格納する。最小値判定部２６は、Ｑ個の絶対値和の中から最小値を検出し、最小値を格納しているメモリのインデックス（ ｋ ｍｏｄ Ｑ の値）をＣＰ位置判定部２９に出力する。ＣＰ位置判定部２９は、インデックスからＣＰの位置を判定し、誤差キャリア数を算出して出力する。減算部２２の出力の絶対値和からＣＰ位置を検出することで、ＣＰ位置の誤判定とそれに伴う誤差キャリア数の誤推定を防止している。

さらに、ＣＰ位置の誤判定とそれによる誤差キャリア数の誤推定を防止する目的で、図８又は図９の構成によって算出された誤差キャリア数を数シンボルに亘って監視した上で出力することもできる。例えば、ＣＰ位置判定部２６（図８の場合）又はＣＰ位置判定部２９（図９の場合）からシンボルごとに出力される誤差キャリア数がシンボル方向で同一値として連続検出された時点で、最終的な誤差キャリア数と推定することも有効である。このことにより、誤差キャリア数の誤推定を防止する効果を更に高めることができる。

図８の構成の場合には、零値検出部２３の出力は、１シンボル内でＣＰ信号数とほぼ同数の複数回得られ、和算出部２４においてシンボル内で累積加算を行っている。このことによって、推定された誤差キャリア数（ＣＰ位置判定部２６の出力）は、既に高い精度を有している。したがって、数シンボルに亘って監視するとしても、そのシンボル数は、最大でも５〜８シンボル程度で十分である。一方、図９の構成の場合には、絶対値和算出部２７においてシンボル内で累積加算を行っている。このことにより、推定された誤差キャリア数（ＣＰ位置判定部２９の出力）は、図８の構成の場合と同様に高い精度を有している。したがって、数シンボルに亘って監視するとしても、そのシンボル数は、最大でも５〜８シンボル程度で十分である。

また、図８及び図９の構成は、移動受信時などにＣＰＥがシンボル間で変化しても、その変化成分が減算部２２でキャンセルされるという特徴を有する。すなわち、伝送路特性の時間変化に強く、シンボル間に亘る監視を行ったとしても、従来法に比べて精度良く誤差キャリア数を推定できる。

本発明は、上記実施の形態に限定されるものではなく、幾多の変更及び変形が可能である。
例えば、偏角差算出部１５（図７参照）が、周波数領域信号の偏角を算出する偏角算出部と、偏角算出部によって算出された偏角を１シンボル期間だけ格納する格納部（例えば、バッファメモリ）と、偏角算出部によって算出された偏角と、格納部に格納された偏角との差分を偏角差として算出する減算部とを有してもよい。

また、誤差キャリア数算出部５’（図８及び９参照）が、減算部２０（図７参照）の出力である偏角差を、所定キャリア数分に相当する期間だけ格納する偏角差格納部（例えば、バッファメモリ）と、減算部２０によって算出された偏角差と、偏角差格納部に格納された偏角差との差分を算出する減算部とを有してもよい。

本発明は、直交周波数分割多重伝送方式によるデジタル放送やデジタル通信に使用される直交周波数分割多重復調装置に用いられ、受信側で復調に用いる再生キャリアの周波数同期技術に関連する。

直交周波数分割多重信号復調装置及び従来のキャリア周波数間隔を単位とするキャリア周波数同期回路のブロック図である。 図１の相関判定部のブロック図である。 図１の相関判定部の他のブロック図である。 図１の誤差キャリア数算出部のブロック図である。 直交周波数分割多重信号復調装置及び本発明によるキャリア周波数間隔を単位とするキャリア周波数同期回路の第１の実施の形態のブロック図である。 直交周波数分割多重信号復調装置及び本発明によるキャリア周波数間隔を単位とするキャリア周波数同期回路の第２の実施の形態のブロック図である。 図５又は図６の偏角差算出部のブロック図である。 図５又は図６の誤差キャリア数算出部のブロック図である。 図５又は図６の誤差キャリア数算出部の他のブロック図である。

符号の説明

１ 直交復調部
２ フーリエ変換部
３ シンボル間差動復調部
４，４’ 相関判定部
５，５’ 誤差キャリア数算出部
６ 復調部
７ デマッピング部
８，１８ １シンボル遅延部
９ 除算部
１０ シンボル間平均化部
１１ 電力算出部
１２ 相関算出部
１３，２５ 最大値検出部
１４，２６，２９ ＣＰ位置判定部
１５ 偏角差算出部
１６ キャリア番号シフト部
１７，１９ 偏角算出部
２０，２２ 減算部
２１ Ｑキャリア遅延部
２３ 零値検出部
２４ 和算出部
２７ 絶対値和算出部
２８ 最小値検出部

Claims (8)

1. 所定のキャリアごとに配置されたＣＰ信号を含む直交周波数分割多重信号を復調する直交周波数分割多重信号復調装置において、キャリア周波数間隔を単位とするキャリア周波数誤差を推定し補正するキャリア周波数同期回路であって、
   前記直交周波数分割多重信号復調装置が、
   前記直交周波数分割多重信号に起因する中間周波数帯域信号を、ベースバンド直交周波数分割多重信号に復調する直交復調手段と、
   前記ベースバンド直交周波数分割多重信号を、フーリエ変換によって周波数領域信号に変換するフーリエ変換手段とを具え、
   前記キャリア周波数同期回路が、
   前記周波数領域信号の１シンボル間の偏角差を算出する偏角差算出手段と、
   前記キャリア周波数間隔を単位とする前記キャリア周波数誤差を、前記偏角差から算出する誤差キャリア数算出手段とを具え、
   前記キャリア周波数誤差を補正するよう前記直交復調手段を制御するように構成したことを特徴とするキャリア周波数同期回路。
2. 所定のキャリアごとに配置されたＣＰ信号を含む直交周波数分割多重信号を復調する直交周波数分割多重信号復調装置において、キャリア周波数間隔を単位とするキャリア周波数誤差を推定し補正するキャリア周波数同期回路であって、
   前記直交周波数分割多重信号復調装置が、
   前記直交周波数分割多重信号に起因する中間周波数帯域信号を、ベースバンド直交周波数分割多重信号に復調する直交復調手段と、
   前記ベースバンド直交周波数分割多重信号を、フーリエ変換によって周波数領域信号に変換するフーリエ変換手段とを具え、
   前記キャリア周波数同期回路が、
   前記周波数領域信号の１シンボル間の偏角差を算出する偏角差算出手段と、
   前記キャリア周波数間隔を単位とする前記キャリア周波数誤差を、前記偏角差から算出する誤差キャリア数算出手段と、
   前記キャリア周波数誤差の影響を補正するために、前記周波数領域信号のキャリア番号をシフトするキャリア番号シフト手段とを具えることを特徴とするキャリア周波数同期回路。
3. 前記偏角差算出手段が、
   前記周波数領域信号の偏角を算出する第１の偏角算出手段と、
   前記周波数領域信号を１シンボル期間だけ遅延させる周波数領域信号遅延手段と、
   前記周波数領域信号遅延手段によって遅延された前記周波数領域信号の偏角を算出する第２の偏角算出手段と、
   前記第１の偏角算出手段によって算出された偏角と、前記第２の偏角算出手段によって算出された偏角との差分を前記偏角差として算出する第１の差分算出手段とを有することを特徴とする請求項１又は２記載のキャリア周波数同期回路。
4. 前記偏角差算出手段が、
   前記周波数領域信号の偏角を算出する偏角算出手段と、
   前記偏角算出手段によって算出された偏角を１シンボル期間だけ格納する格納手段と、
   前記偏角算出手段によって算出された偏角と、前記格納手段に格納された偏角との差分を前記偏角差として算出する第２の差分算出手段とを有することを特徴とする請求項１又は２記載のキャリア周波数同期回路。
5. 前記誤差キャリア数算出手段が、
   前記偏角差算出手段によって算出された偏角差を所定キャリア数分だけ遅延する偏角差遅延手段と、
   前記偏角差と、前記偏角差遅延手段によって遅延された偏角差との差分を算出する第３の差分算出手段と、
   前記第３の差分算出手段によって算出された差分と所定の値とを比較する比較手段と、
   前記比較手段の比較結果に基づいて、前記ＣＰ信号の周波数軸上の位置を判定するＣＰ位置判定手段とを有することを特徴とする請求項１又は２に記載のキャリア周波数同期回路。
6. 前記誤差キャリア数算出手段が、
   前記偏角差算出手段によって算出された偏角差を所定キャリア数分に相当する期間だけ格納する偏角差格納手段と、
   前記偏角差と、前記偏角差格納手段に格納された偏角差との差分を算出する第４の差分算出手段と、
   前記第４の差分算出手段によって算出された差分と、所定の値とを比較する比較手段と、
   前記比較手段の比較結果に基づいて、前記ＣＰ信号の周波数軸上の位置を判定するＣＰ位置判定手段とを有することを特徴とする請求項１又は２記載のキャリア周波数同期回路。
7. 前記誤差キャリア数算出手段が、
   前記偏角差算出手段によって算出された偏角差を所定キャリア数分だけ遅延する偏角差遅延手段と、
   前記偏角差と、前記偏角差遅延手段によって遅延された偏角差との差分を算出する第５の差分算出手段と、
   前記第５の差分算出手段によって算出された差分の絶対値を、前記所定のキャリア数ごとに１シンボル内で積算し絶対値和を算出する絶対値和算出手段と、
   １シンボル内の該絶対値和を格納する絶対値和格納手段と、
   該絶対値和格納手段の出力を比較してシンボルごとの該絶対値和の最小値を検出する最小値検出手段と、
   前記最小値に基づいて前記ＣＰ信号の周波数軸上の位置を判定するＣＰ位置判定手段とを有することを特徴とする請求項１又は２に記載のキャリア周波数同期回路。
8. 前記誤差キャリア数算出手段が、
   前記偏角差算出手段によって算出された偏角差を、所定キャリア数分に相当する期間だけ格納する偏角差格納手段と、
   前記偏角差と、前記偏角差格納手段に格納された偏角差との差分を算出する第６の差分算出手段と、
   前記第６の差分算出手段によって算出された差分の絶対値を、前記所定キャリア数ごとに１シンボル内で積算し絶対値和を算出する絶対値和算出手段と、
   １シンボル内の該絶対値和を格納する絶対値和格納手段と、
   該絶対値和格納手段の出力を比較してシンボルごとの該絶対値和の最小値を検出する最小値検出手段と、
   前記最小値に基づいて、前記ＣＰ信号の周波数軸上の位置を判定するＣＰ位置判定手段とを有することを特徴とする請求項１又は２記載のキャリア周波数同期回路。

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