JP2005123759A - デジタル/アナログ変換器用出力可変回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】 回路全体で発生する熱雑音の出力レベルを相対的に小さくし、ノイズ性能の改善と共に、コストの低減化に寄与することができる「D/A変換器用出力可変回路」を提供すること。
【解決手段】 電子ボリュームシステム1において、D/A変換器用出力可変回路13は演算増幅器14を含み、この演算増幅器14の反転入力端と出力端の間に、電流出力型D/A変換器12から出力された電流Io を通過させる可変抵抗器15が接続されている。さらに演算増幅器14の出力端にミュート回路16が接続され、可変抵抗器15の抵抗値が切り換えられている期間中、その出力信号のレベルを所定レベル以下に低減している。制御部としてのマイクロコンピュータ10は、可変抵抗器15の抵抗値の切り換え処理を制御すると共に、ミュート回路16によるミューティング処理を制御する。
【選択図】 図1
【解決手段】 電子ボリュームシステム1において、D/A変換器用出力可変回路13は演算増幅器14を含み、この演算増幅器14の反転入力端と出力端の間に、電流出力型D/A変換器12から出力された電流Io を通過させる可変抵抗器15が接続されている。さらに演算増幅器14の出力端にミュート回路16が接続され、可変抵抗器15の抵抗値が切り換えられている期間中、その出力信号のレベルを所定レベル以下に低減している。制御部としてのマイクロコンピュータ10は、可変抵抗器15の抵抗値の切り換え処理を制御すると共に、ミュート回路16によるミューティング処理を制御する。
【選択図】 図1
Description
本発明は、デジタル/アナログ(D/A)変換器の出力レベルを調整する機能を備えた回路に関し、より詳細には、電流出力型のD/A変換器を含む電子ボリュームシステムにおいて当該D/A変換器の出力電流を電圧に変換すると共にその電圧レベルを可変する機能を備えたD/A変換器用出力可変回路に関する。
図4は従来技術の一例に係る電流出力型D/A変換器を含む電子ボリュームシステムの構成を概略的に示したものである。図示の電子ボリュームシステム1aは、オーディオシステムに適用した場合の構成例を示している。
この電子ボリュームシステム1aにおいて、21はデジタル信号プロセッサ(DSP)を示し、システム全体を制御するマイクロコンピュータ(図示せず)からの制御により、CDやDVD等のオーディオソースから出力されたデジタルのオーディオ信号に対し、音響効果を付加するための各種のデジタル調整を行うものである。典型的には、オーディオ信号の周波数帯毎のレベルをそれぞれ固有のフィルタ係数に応じて調整したり、各レベル毎にそれぞれ信号を遅延させるなどの処理を行う。また、22はDSP11から出力されたデジタル信号を当該デジタル値に応じた電流量のアナログ信号に変換して出力する電流出力型D/A変換器、23はD/A変換器22から出力された電流をその電流量に応じた電圧に変換する電流/電圧(I/V)変換回路を示す。このI/V変換回路23は、D/A変換器22の出力電流を反転入力端(−)に入力し、かつ非反転入力端(+)が接地された演算増幅器(オペアンプ)23aと、このオペアンプ23aの反転入力端(−)と出力端の間に接続された抵抗器(フィードバック抵抗)23bとを備えている。このフィードバック抵抗23bは、所望の最大出力レベルに応じて固定の抵抗値Rf に設定されている。また、24はポテンショメータや可変抵抗器等により構成されたボリューム回路を示し、I/V変換回路23から出力されたアナログ信号電圧を、その全抵抗値Rvol に対する抵抗設定値の比率で分圧し、出力レベルを調整するものである。このボリューム回路24における抵抗設定値の切り換え処理は、マイクロコンピュータ(図示せず)によって制御される。ボリューム回路24でレベル調整されて出力された信号のレベルは、後段のオーディオ出力系の入力インピーダンスの影響により変化することがある。これを防止するため、ボリューム回路24の次段にバッファ回路25が接続されている。このバッファ回路25は、図示のようにボリューム回路24からの出力電圧を非反転入力端(+)に入力し、かつ反転入力端(−)にその出力端が接続されたオペアンプ25aにより構成されており、入力された電圧信号のインピーダンスを高インピーダンスから低インピーダンスへと変換し、アナログオーディオ信号として後段のオーディオ出力系に出力する。
図4に例示する電流出力型D/A変換器を含む電子ボリュームシステム1aでは、デジタル領域(DSP21)において音響効果を付加するためにオーディオ信号の各周波数帯毎のレベル調整(フィルタ係数の掛け算)を行い、一種のボリュームとして動作を行っており、また、アナログ領域では、I/V変換後に通常のアナログ信号を扱うのと同様に、アナログ信号電圧を可変抵抗器等によるボリューム回路24によって適宜出力レベルを調整している(ボリューム動作)。
上記の従来技術に関連する技術としては、例えば、電流出力型D/A変換器の出力側に接続されるI/V変換器及びローパスフィルタを含む出力回路を、能動素子を用いずに実現するようにしたものがある(例えば、特許文献1参照)。また、デジタル信号を1対の出力信号線に差動アナログ信号として出力するD/Aコンバータと、この差動アナログ信号に対してフィルタリング処理を行うフィルタとの間に、1対の出力信号線に流れる電流を電圧に変換すると共に、その電圧の直流分のレベルを調整する電子ボリュームを介在させるようにしたものもある(例えば、特許文献2参照)。
特開平10−327036号公報
特開2002−33665号公報
上述したように従来の電流出力型D/A変換器を含む電子ボリュームシステムの構成では、デジタル領域におけるボリューム動作の場合、フィルタ係数の掛け算を行うときに有限の桁数による限界(通常のオーディオデータでは最大24ビット程度、DSP21内部のアキュムレータでは24*24=48ビットなど)があり、この桁よりはみ出してしまう小さい信号に対しては最終的に切り捨て(いわゆる「ビット落ち」)となるために、小さいレベルの信号に対する精度は悪化するものであった。また、アナログ領域におけるボリューム動作の場合、ボリューム回路24の次段に、後段の入力インピーダンスの影響による信号レベルの変化を防ぐためのバッファ回路25を設ける必要があったため、回路構成が比較的複雑になり、このためにコストがアップするといった不利があった。
また、I/V変換回路23におけるフィードバック抵抗23bは所望の最大出力レベルに応じてその抵抗値Rf が固定であるため、フィードバック抵抗23bで発生する熱雑音そのものが出力されると共に、これに加えて更にボリューム回路(可変抵抗器等)24で発生する熱雑音も出力される。特に、I/V変換回路23では、その後段(ボリューム回路24)での電圧レベル調整を行い易くするために不必要なレベルまで電圧を上げて出力する場合もあり、この場合、I/V変換回路23の出力電圧はフィードバック抵抗23bの抵抗値Rf で決まるため、その抵抗値Rf が相対的に大きくなる。その結果、フィードバック抵抗23bで発生する熱雑音がさらに大きくなり、ひいては回路全体で発生する熱雑音の出力レベルが大きくなり、ノイズ性能の低下をきたすといった課題があった。
本発明は、かかる従来技術における課題に鑑み創作されたもので、回路全体で発生する熱雑音の出力レベルを相対的に小さくし、ノイズ性能の改善を図ると共に、コストの低減化に寄与することができるデジタル/アナログ(D/A)変換器用出力可変回路を提供することを目的とする。
上述した従来技術の課題を解決するため、本発明によれば、演算増幅器を含み、電流出力型のD/A変換器から出力された電流を通過させる可変抵抗器を、前記演算増幅器の反転入力端と出力端との間に接続したことを特徴とするD/A変換器用出力可変回路が提供される。
本発明に係るD/A変換器用出力可変回路の構成によれば、演算増幅器と協働する可変抵抗器に、D/A変換器からの出力電流をその可変抵抗値に応じた電圧に変換するI/V変換機能と、その可変抵抗値に応じた出力レベルに調整するボリューム調整機能とを兼用させているので、従来形(図4)のように各機能毎にそれぞれ回路を別個に設けた構成のものと比べて、回路構成を簡素化することができる。これによって、回路全体で発生する熱雑音の出力レベルを相対的に小さくすることができ、ノイズ性能の改善と共に、コストの低減化を図ることが可能となる。
図1は本発明の一実施形態に係るD/A変換器用出力可変回路を含む電子ボリュームシステムの構成を概略的に示したものである。
本実施形態では、本発明に係るD/A変換器用出力可変回路を車載用オーディオシステムに適用した例を示している。図1に示すように、電子ボリュームシステム1は、システム全体の制御を行う制御部としてのマイクロコンピュータ10と、デジタル信号プロセッサ(DSP)11と、電流出力型D/A変換器12と、その一部の機能としてマイクロコンピュータ10を含むD/A変換器用出力可変回路13とを備えている。
DSP11は、マイクロコンピュータ10との通信に基づき、CDやDVD等のオーディオソースから出力されたデジタルのオーディオ信号に対し、音響効果を付加するための各種のデジタル調整を行うものである。オーディオソースから出力された信号がアナログ形式の場合には、適当なA/D変換器を通してデジタル化された後、DSP11に入力される。このDSP11には、特に図示はしていないが、入力されたオーディオ信号の周波数帯毎のレベル(バンドレベル)を、マイクロコンピュータ10からの制御により各バンドレベル毎に固有に設定されるフィルタ係数に応じて調整するイコライザや、このイコライザから出力された各バンドレベル毎の信号を所定の時間だけ遅延させる信号遅延部などが内蔵されている。
また、電流出力型D/A変換器12は、マイクロコンピュータ10からの制御により、DSP11から出力された複数ビットのデジタル信号(デジタル調整されたオーディオ信号)を当該デジタル値に応じたアナログ信号(電流量)に変換して出力するものである。この電流出力型D/A変換器12は、その一構成例として図2に示すように、nビットのデジタル入力(図示の例では、最上位ビットから最下位ビットの順に、「1」、「0」、「0」、……、「1」)に対し、各ビット毎に対応して設けられたn個のスイッチング素子SW1 〜SWn と、最上位ビットから最下位ビットの順に重み付けされたn個の抵抗器20 ×R〜2n-1 ×Rと、演算増幅器(オペアンプ)12aと、出力用抵抗器Ro とを備えて構成されている。重み付けされた各抵抗器20 ×R〜2n-1 ×Rの一端側は、それぞれ対応するスイッチング素子SW1 〜SWn を介して所定電位の電源ラインVcに接続され、他端側は、共通にオペアンプ12aの反転入力端(−)に接続されている。このオペアンプ12aの非反転入力端(+)は接地され、その反転入力端と出力端との間に出力用の抵抗器Ro が接続されている。各スイッチング素子SW1 〜SWn は、マイクロコンピュータ10からの制御により、入力ビットデータが「1」のときに「オン」となり、電源ラインVcに接続され、入力ビットデータが「0」のときに「オフ」となり、電源ラインVcから切り離される。この構成により、nビットのデジタル入力は、各抵抗器20 ×R〜2n-1 ×R、オペアンプ12a及び抵抗器Ro を介して、そのデジタル値に応じた電流量のアナログ出力(電流Io )に変換される。
また、本発明の特徴をなすD/A変換器用出力可変回路13は、D/A変換器12から出力されたアナログの電流Io を反転入力端(−)に入力し、かつ非反転入力端(+)が接地されたオペアンプ14と、このオペアンプ14の反転入力端(−)と出力端の間に接続された可変抵抗器(フィードバック抵抗)15と、オペアンプ14の出力に応答するミュート回路16と、その一部の制御機能としてマイクロコンピュータ10を備えている。オペアンプ14には、例えば、米国のBurr-Brown社製のデュアルFET入力構成のオペアンプ(OPA2604)が好適に用いられる。オペアンプ14と協働する可変抵抗器15により、D/A変換器12から出力された電流Io はその可変抵抗値Rf に応じた電圧に変換されると共に(I/V変換)、その可変抵抗値Rf に応じた出力レベルに調整される(ボリューム調整)。また、ミュート回路16は、ボリューム(可変抵抗器15の抵抗値Rf )の切り換え時に発生する、いわゆるステップノイズが後段のオーディオ出力系に影響しないようにするためのもので、ボリュームの切り換え処理を行っている期間中、オペアンプ14から出力された信号のレベルを所定レベル以下(本実施形態では、実質的に零レベル)に低減する。
ボリューム(可変抵抗器15の抵抗値Rf )の切り換え処理とミュート回路16によるミューティング処理は、マイクロコンピュータ10によって制御される。すなわち、その動作信号波形の一例として図3に示すように、マイクロコンピュータ10からの制御により、ボリューム切り換え処理に先立ち、t1の時点でミューティング処理をON状態(つまり、信号レベルを所定レベル以下に低減した状態)とし、以降t2までの期間中、このON状態を保持し、この期間中にボリューム切り換え処理(OFFからON)を行うことで、その際に発生するステップノイズが後段側に波及するのを防止している。ボリューム切り換え処理が終了すると、t2の時点でミューティング処理をOFF状態とする。このミューティング処理がOFF状態の時、オペアンプ14から出力された信号はそのままアナログオーディオ信号Vo として、後段のオーディオ出力系に出力される。
上記の構成において、D/A変換器12から出力された電流Io (出力可変回路13のオペアンプ14に入力された電流)と、出力可変回路13の可変抵抗器15(Rf )によりI/V変換され、かつボリューム調整されて出力された電圧Vo は、以下の関係式によって表される。
Vo =Rf ×Io
この関係式に表されるように、D/A変換器12からの出力電流Io が一定であれば、可変抵抗器15の抵抗値Rf の変化に応じて出力電圧Vo を変化させることができる。
この関係式に表されるように、D/A変換器12からの出力電流Io が一定であれば、可変抵抗器15の抵抗値Rf の変化に応じて出力電圧Vo を変化させることができる。
本実施形態に係るD/A変換器用出力可変回路13の構成によれば、オペアンプ14と協働する可変抵抗器(フィードバック抵抗)15に、D/A変換器12から出力された電流Io をその可変抵抗値Rf に応じた電圧に変換するI/V変換機能と、その可変抵抗値Rf に応じた出力レベルに調整するボリューム調整機能とを兼用させているので、従来の構成(図4)のように各機能毎にそれぞれ機能素子もしくは回路を別個に設けたものと比べて、回路構成を簡素化することができる。その結果、以下に説明するように回路全体で発生する熱雑音の出力レベルを相対的に小さくすることができ、ノイズ性能の改善を図ることができる。
以下、図4に示した従来の構成例を比較例として、本実施形態に係る出力可変回路13により熱雑音の出力レベルを低減できる具体例について説明する。
先ず、図4を参照すると、I/V変換回路23のフィードバック抵抗23bで発生する熱雑音レベルe(Rf)、及びボリューム回路24で発生する熱雑音レベルe(vol) は、それぞれ以下の式(1)及び(2)によって表される。
e(Rf)=(4kT・Rf )1/2 ……………………………………(1)
e(vol) =(4kT・Rvol )1/2 …………………………………(2)
ここに、kはボルツマン定数(≒1.38×10-23 〔J/K〕)、Tは当該抵抗の絶対温度〔K〕、Rf はフィードバック抵抗23bの抵抗値、Rvol はボリューム回路24の全抵抗値を表す。
e(vol) =(4kT・Rvol )1/2 …………………………………(2)
ここに、kはボルツマン定数(≒1.38×10-23 〔J/K〕)、Tは当該抵抗の絶対温度〔K〕、Rf はフィードバック抵抗23bの抵抗値、Rvol はボリューム回路24の全抵抗値を表す。
従来の構成では、フィードバック抵抗23bの抵抗値Rf は所望の最大出力レベルに応じて固定であり、従来の回路(図4)から出力される熱雑音レベルは、以下の式(3)によって表される。
e1 =(e(Rf)+e(vol) )×Rs /Rvol ………………………(3)
ここに、Rs はボリューム回路24の抵抗設定値を表す。
ここに、Rs はボリューム回路24の抵抗設定値を表す。
D/A変換器22からの出力電流の最大値をIo(max)とすると、今仮に、Io(max)=±1.2mA(ピーク値)の時に出力レベルとして最大8V(実効値)を必要とする場合、フィードバック抵抗23bの抵抗値Rf は以下のようにして求められる。
Rf =8×2√2÷(1.2×2)≒9.428〔kΩ〕
この値は固定であるため、フィードバック抵抗23bで発生する熱雑音そのものが出力されると共に、これに更にボリューム回路24で発生する熱雑音を加えたものが、トータルの熱雑音として出力される(上記の式(3)参照)。
この値は固定であるため、フィードバック抵抗23bで発生する熱雑音そのものが出力されると共に、これに更にボリューム回路24で発生する熱雑音を加えたものが、トータルの熱雑音として出力される(上記の式(3)参照)。
これに対し、本実施形態に係る出力可変回路13(図1)の構成では、フィードバック抵抗15の抵抗値Rf それ自体を可変とするため、回路全体で発生する熱雑音の出力レベルは、以下の式(4)によって表される。
e2 =e(Rf)×Rout /Rf ………………………………………(4)
ここに、Rout は後段の回路(オーディオ出力系)の入力インピーダンスの抵抗成分を表す。
ここに、Rout は後段の回路(オーディオ出力系)の入力インピーダンスの抵抗成分を表す。
このように、本実施形態に係る出力可変回路13の構成によれば、従来形(図4)のボリューム回路24に相当する回路を省略できるので、出力可変回路13全体で発生する熱雑音の出力レベルをトータルで小さくすることが可能となる。これは、ノイズ性能の改善に大いに寄与する。
また、回路構成が簡素化されることで、コストの低減化を図ることができる。さらに、ミュート回路16を設けることで、ボリューム(可変抵抗器15の抵抗値Rf )の切り換え時に発生するステップノイズが後段のオーディオ出力系に波及するのを防止しているので(図3の動作信号波形)、ノイズ性能の更なる改善を図ることができる。
上述した実施形態では、D/A変換器用出力可変回路13を車載用オーディオシステムに適用した場合を例にとって説明したが、本発明の要旨から明らかなように、電流出力型D/A変換器を含むシステムであれば、車載用であるか否かを問わず、またオーディオシステムであるか否かを問わず、同様に適用され得ることはもちろんである。
1…電子ボリュームシステム、
10…マイクロコンピュータ(制御部)、
11…デジタル信号プロセッサ(DSP)、
12…電流出力型D/A変換器、
13…D/A変換器用出力可変回路、
14…演算増幅器(オペアンプ)、
15…可変抵抗器(フィードバック抵抗)、
16…ミュート回路、
Io …D/A変換器の出力電流、
Vo …D/A変換器用出力可変回路の出力電圧。
10…マイクロコンピュータ(制御部)、
11…デジタル信号プロセッサ(DSP)、
12…電流出力型D/A変換器、
13…D/A変換器用出力可変回路、
14…演算増幅器(オペアンプ)、
15…可変抵抗器(フィードバック抵抗)、
16…ミュート回路、
Io …D/A変換器の出力電流、
Vo …D/A変換器用出力可変回路の出力電圧。
Claims (3)
- 演算増幅器を含み、電流出力型のデジタル/アナログ変換器から出力された電流を通過させる可変抵抗器を、前記演算増幅器の反転入力端と出力端との間に接続したことを特徴とするデジタル/アナログ変換器用出力可変回路。
- 前記可変抵抗器の抵抗値が切り換えられている期間中、前記演算増幅器から出力された信号のレベルを所定レベル以下に低減するミュート回路を備えたことを特徴とする請求項1に記載のデジタル/アナログ変換器用出力可変回路。
- 前記可変抵抗器の抵抗値の切り換え処理を制御すると共に、前記ミュート回路によるミューティング処理を制御する制御部を備えたことを特徴とする請求項2に記載のデジタル/アナログ変換器用出力可変回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2003354535A JP2005123759A (ja) | 2003-10-15 | 2003-10-15 | デジタル/アナログ変換器用出力可変回路 |
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Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008219855A (ja) * | 2007-03-01 | 2008-09-18 | Princeton Technology Corp | 音声処理システム |
JP2020027991A (ja) * | 2018-08-10 | 2020-02-20 | 株式会社エヌエフ回路設計ブロック | 電流増幅回路 |
-
2003
- 2003-10-15 JP JP2003354535A patent/JP2005123759A/ja active Pending
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