JP2005069867A - 障害物検出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】障害物検出装置において、反射波の振幅変動の影響を受けずに反射波の受信時刻が正確に求められ、障害物の位置（距離、方位）が精度良く測定できるものとする。
【解決手段】障害物によって反射された反射波は、全波整流回路で全波整流波とされ、さらに包絡線形成回路で包絡線波Ｗ４とされる。包絡線波Ｗ４と閾値電圧ｖ１，ｖ２の交点が求められ、その交点を通る近似直線Ｌによって包絡線波Ｗ４の立上り部分が近似される。近似直線Ｌとオフセット電圧Ｖｏｆとの交点の時刻が、振幅変動の影響を受けずにオフセット補正ゼロクロス時刻Ｔｏ０として測定される。このゼロクロス時刻Ｔｏ０は、受信波の位相情報に基づいてさらに補正される。これらのゼロクロス時刻を用いて障害物の距離、及び方位が安定して精度良く算出される。
【選択図】図４

Description

本発明は、超音波を用いて障害物の位置（距離と方位）を検出する障害物検出装置に関する。

従来、距離測定技術に関して超音波の伝搬時間を利用して障害物までの距離を測定するための方法が提案されている（例えば、特許文献１参照）。この方法においては、既知の超音波送信時刻に対する反射超音波の受信時刻として、受信波の振幅が所定の閾値電圧に達した時刻が検出される。その時刻をより精確に求めることによって障害物までの超音波の往復伝搬時間の測定精度、従って距離の測定精度が向上される。図１６は、受信時刻検出の様子を示す。図１６（ａ）に示す方法においては、反射波の受信波をそのまま用いて、中点電圧ｖｃ１１に対する閾値電圧ｖ１１によって受信波ＷＲを２値化し、得られた２値整形波Ｗｓｔｐの立上り時刻ｔ５１を反射超音波の受信時刻として求めている。この場合、図１６（ｂ）に示すように振幅が変動した（減衰した）反射波ＸＷＲに対しては、約１周期分遅れた２値整形波ＸＷｓｔｐの立上り時刻ｘｔ５１が得られ、その時間遅れが誤差となる。

そこで、受信波をそのまま、つまり半波整流と同等の状態で用いないで、図１６（ｃ）に示すように、受信波を全波整流した全波整形波ＷＷＲを用いることによって、受信時刻検出のずれを半周期期内に抑えることが行われている。しかしながら、この場合においても、図１６（ｄ）に示すように、閾値電圧ｖ１１のレベルが１つに固定されていることもあり、反射波の振幅の変動によって、振幅が減衰した全波整形波ＸＷＷＲに対する２値整形波ＸＷｓｔｐの立上り時刻は、本来の立上り時刻ｔ５１から約半周期遅れた２値整形波ＸＷｓｔｐの立上り時刻ｘ５２となる。約半周期分の誤差が生じる。

また、上述の閾値電圧ｖ１１として複数の閾値レベルを持つ検知回路を用いて反射波の受信時刻を検出する技術が提案されている（例えば、特許文献２、特許文献３、特許文献４参照）。これらの技術は、送波信号の残響部に埋もれた信号の中から反射波形の有無を検出することを目的としており、超音波の波長レベルの精度で反射波の受信時刻を求めるためのものではない。

次に、従来の方位測定技術に関して説明する。複数個の受信器を用いて、各受信器への超音波の反射波到達の時間差を利用して障害物までの方位を測定するための技術が提案されている（例えば、特許文献５参照）。方位測定の原理については後述する。この従来技術では、障害物からの反射波の受信時刻を求める手段の一部としてワンショットマルチバイブレータが用いられている。反射超音波信号の受信波形は、通常、図１７に示すような立上り変化をする振動波形である。上述の従来技術では、受信波の振幅がワンショットマルチバイブレータの有する閾値レベルを超えた場合に、一定時間のハイレベル信号を出力するようになっており、この出力信号の立上り時刻を反射波の受信時刻としている。

ところが、実際の超音波の受信波は、超音波の伝搬空間における風や温度分布変動、障害物の移動、超音波送波／受波器の振動等の様々な要因によって振幅が変動する。このため、上記のワンショットマルチバイブレータやその他コンパレータなどのように、一定の閾値レベルにより受信波の立上りを検出する方式では、前述と同様に受信波の振幅変動により測定受信時刻が１周期程度ずれることになる。

その結果、反射波の受信時刻の検知精度は１周期分の誤差を含むことになり、障害物の方位を示す角度の値は、各々の受信器で生じるこれらの誤差を含むことになる。つまり、障害物の方位（及び距離）の測定精度を向上させるには、反射波の受信時刻精度を向上させることが必須となる。

次に、複数の受信器を用いた方位検出原理を説明する。図１８は、２方向における障害物検出例を示す。超音波センサ３は、１つの超音波送受信兼用器ＳＲと１つの反射超音波受信専用器Ｒにより構成されている。送受信兼用器ＳＲと受信専用器Ｒの間隔ＬＳの中心Ｏから前方（紙面上方）に向かう法線ｎを障害物２の方位φの角度原点とし、時計回り方向を方位φの正の方向とする。図１８（ａ）では、障害物２が前方右側（φ＞０）にあり、図１８（ｂ）では、障害物２が前方左側（φ＜０）にある。以下、図１８（ａ）について説明する。送受信兼用器ＳＲから送信された超音波は、障害物２によって反射され、略平行な反射波ＷＲとなって、それぞれ時刻ｔａに送受信兼用器ＳＲへ、時刻ｔｂに受信専用器Ｒへ入射して受信されるものとする。障害物２と受信兼用器ＳＲとの距離をｄとすると、障害物２と受信専用器Ｒとの距離はｄ＋Δｄとなる。前記の「略平行な反射波ＷＲ」の条件は、ｄがΔｄに対して非常に大きいということであり、この場合、センサ３から障害物２までの距離をｄで代表させることができる。受信時刻の測定値ｔａ，ｔｂ、既知の間隔ＬＳ、音速Ｃ０を用いて、方位角度φが、φ＝ａｒｃｓｉｎ（Δｄ／ＬＳ）、Δｄ＝Ｃ０・Δｔ、Δｔ＝ｔｂ−ｔａ、と求まる。

送受兼用器ＳＲと受信専用器Ｒとの間隔ＬＳをより大きくすると、同じ障害物位置（センサ３の中心Ｏからの距離と方位）であっても、障害物から遠い方の受信器が受信するまでの時間が増加するので、送受兼用器ＳＲと受信専用器Ｒの反射波受信時刻の時間差Δｔがより大きくなる。時間差Δｔが大きいほど、その変動による方位角度φへの影響が少なくなり、方位角度の測定精度が向上する。しかしながら、送受兼用器ＳＲと受信専用器Ｒの間隔ＬＳを広げることによりセンサ３が大型化することになり、コスト増やセンサ３の外見が悪くなるなどの弊害を生じる。従って、送受兼用器ＳＲと受信専用器Ｒの間隔ＬＳを広げることなく、障害物位置の測定精度を向上させること、すなわち反射波の受信時刻の測定精度を向上させることが重要となる。

また、反射波形の振幅変動の影響を受けずに反射波の受信時刻をより正確に求めるために、サンプリングによるパターン照合判定を行うものが知られている（例えば、特許文献６参照）。しかしながら、サンプリングによるパターン照合判定には、サンプリング時間分（４．８μｓ）に起因する誤差が生じる。サンプリング時間を短くするには高速処理の可能なハードウエア（ＣＰＵ）とデータ量の増加への対応（多くのメモリ領域の確保）が必要となる。
実開昭６０−７４０７１号公報 特開昭６３−３１１１９０号公報 特開昭６３−３１１１９１号公報 特開昭６３−３１１１９２号公報 特開昭５７−６６３７２号公報 特開２０００−２１４２５８公報

上記のように、従来の技術では障害物からの反射超音波の受信時刻測定において、反射波の振幅変動の影響を受けやすいため反射波受信時刻の測定精度が悪く、障害物の位置（距離、方位）の測定精度が悪いという問題がある。

本発明は、上記課題を解消するものであって、反射波の振幅変動の影響を受けずに反射波の受信時刻を正確に求めることができ、障害物の位置（距離、方位）を精度良く測定できる障害物検出装置を提供することを目的とする。

上記課題を達成するために、請求項１の発明は、超音波を用いて障害物の位置を検出する障害物検出装置であって、超音波信号を送信する送信器（Ｓ）と、前記送信器で送信した超音波信号の障害物からの反射波を受信する受信器（Ｒ）と、前記受信器（Ｒ）で受信した反射波の信号処理を行う受波回路（Ｈ）と、前記受波回路部（Ｈ）の出力を演算処理して障害物の位置を求める演算部（Ｅ）と、を備え、前記受波回路部（Ｈ）は、前記受信器（Ｒ）で受信した反射波の電圧信号を増幅する増幅回路（Ｊ）と、前記増幅回路（Ｊ）により増幅して得られた増幅受信波（Ｗ０）を半波整流する半波整流回路（Ａ１）及び前記半波整流回路（Ａ１）により整流して得られた半波整流波（Ｗ１）の振幅を２倍に増幅する２倍増幅回路（Ａ２）及び前記２倍増幅回路（Ａ２）により増幅して得られた２倍半波（Ｗ２）と前記増幅受信波（Ｗ０）を加算する加算回路（Ａ３）を備えた全波整流回路（Ａ）と、前記全波整流回路（Ａ）により整流して得られた全波整流波（Ｗ３）を積分する積分回路（Ｂ１）を備えた包絡線形成回路（Ｂ）と、前記包絡線形成回路（Ｂ）により形成された包絡線波（Ｗ４）を複数の閾値電圧（Ｖ（ｎ）：ｎは整数）により２値化整形する波形整形回路（Ｃ）と、前記波形整形回路（Ｃ）により整形して得られた各２値整形波（ＷＱ（ｎ）：ｎは整数）の立上りエッジ時刻（Ｔ（ｎ）：ｎは整数）を求める時刻測定手段（Ｄ）と、を備え、前記演算部（Ｅ）は、前記各閾値電圧（Ｖ（ｎ））及び各エッジ時刻（Ｔ（ｎ））から前記包絡線波（Ｗ４）の立上り部分を直線近似して得た近似直線（Ｌ）と０Ｖの電圧線との交点によりゼロクロス時刻（Ｔ０）を求めて、このゼロクロス時刻（Ｔ０）に基づいて障害物までの距離（ｄ）を算出する障害物検出装置である。

請求項２の発明は、請求項１に記載の障害物検出装置において、前記演算部（Ｅ）は、各閾値電圧（Ｖ（ｎ））及び各エッジ時刻（Ｔ（ｎ））のうち所定の２点（Ｖ（ｎ１），Ｔ（ｎ１））、（Ｖ（ｎ２），Ｔ（ｎ２））（ｎ１≠ｎ２）の値を用いて包絡線波（Ｗ４）の立上り部分を直線近似するものである。

請求項３の発明は、請求項２に記載の障害物検出装置において、前記所定の２点（Ｖ（ｎ１），Ｔ（ｎ１））、（Ｖ（ｎ２），Ｔ（ｎ２））（ｎ１≠ｎ２）の値は閾値電圧の最も低い方の２つの電圧値を用いるものである。

請求項４の発明は、請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の障害物検出装置において前記受波回路部（Ｈ）は、前記包絡線波（Ｗ４）のオフセット電圧の測定を行うオフセット測定回路（Ｉ）を有し、前記演算部（Ｅ）は、前記オフセット測定回路（Ｉ）が測定したオフセット電圧（Ｖｏｆ）と包絡線波（Ｗ４）の立上り部分を近似した直線の傾（Ｋ）とを用いて前記ゼロクロス時刻（Ｔ０）を補正したオフセット補正ゼロクロス時刻（Ｔｏ０）を式、Ｔｏ０＝Ｔ０＋Ｖｏｆ／Ｋにより求めて、このオフセット補正ゼロクロス時刻（Ｔｏ０）に基づいて障害物までの距離（ｄ）を算出するものである。

請求項５の発明は、請求項４に記載の障害物検出装置において、前記オフセット測定回路（Ｉ）は、送波開始から所定の前置時間（Ｔｇ）経過後に前記オフセット電圧の測定を開始し、前記包絡線波（Ｗ４）の各２値整形波（ＷＱ（ｎ））の最も早く受信した最早受信時刻（Ｔｅ０）まで所定の測定間隔（Ｔｓ）で測定を行い、前記最早受信時刻（Ｔｅ０）以前の所定の複数個の測定値の平均値をオフセット電圧（Ｖｏｆ）とするものである。

請求項６の発明は、請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の障害物検出装置において、前記受波回路部（Ｈ）は、前記増幅受信波（Ｗ０）の振動中点電圧（Ｖｃ）を閾値電圧として２値化整形する位相整形回路（Ｆ）と、前記位相整形回路（Ｆ）により整形された位相整形波（ＷＰ）の立上り時刻を測定する位相時刻測定手段（Ｇ）と、を有し、前記位相時刻測定手段（Ｇ）は、前記エッジ時刻（Ｔ（ｎ））の所定のエッジ検出後、位相整形波（ＷＰ）の最初の立上り時刻を位相時刻（Ｔｐ）とし、前記演算部（Ｅ）は、前記ゼロクロス時刻（Ｔ０）以前でありかつ前記ゼロクロス時刻（Ｔ０）に最も近い位相整形波（ＷＰ）の立上り時刻を、位相補正ゼロクロス時刻（Ｔ’ｐ）として式、Ｔ’ｐ＝Ｔｐ−Ｎ・τ（Ｎ：整数、τ：超音波の周期）により求め、この位相補正ゼロクロス時刻（Ｔ’ｐ）に基づいて障害物までの距離（ｄ）を算出するものである。

請求項７の発明は、請求項４又は請求項３に記載の障害物検出装置において、前記受波回路部（Ｈ）は、前記増幅受信波（Ｗ０）の振動中点電圧（Ｖｃ）を閾値電圧として２値化整形する位相整形回路（Ｆ）と、前記位相整形回路（Ｆ）により整形された位相整形波（ＷＰ）の立上り時刻を測定する位相時刻測定手段（Ｇ）と、を有し、前記位相時刻測定手段（Ｇ）は、前記エッジ時刻（Ｔ（ｎ））の所定のエッジ検出後、位相整形波（ＷＰ）の最初の立上り時刻を位相時刻（Ｔｐ）とし、前記演算部（Ｅ）は、前記オフセット補正ゼロクロス時刻（Ｔｏ０）以前でありかつ前記オフセット補正ゼロクロス時刻（Ｔｏ０）に最も近い位相整形波（ＷＰ）の立上り時刻を、位相オフセット補正ゼロクロス時刻（Ｔ’ｏｐ）として式、Ｔ’ｏｐ＝Ｔｐ−Ｎ・τ（Ｎ：整数、τ：超音波の周期）により求めて、この位相オフセット補正ゼロクロス時刻（Ｔ’ｏｐ）に基づいて障害物までの距離（ｄ）を算出するものである。

請求項８の発明は、請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の障害物検出装置において、１つ以上の超音波送信器（Ｓ）と２つ以上の超音波受信器（Ｒ（ｍ）：ｍは整数）と各超音波受信器（Ｒ（ｍ））に対応する受波回路部（Ｈ（ｍ）：ｍは整数）とを備え、前記受波回路部（Ｈ（ｍ））は、各受信器（Ｒ（ｍ））により受信された信号から各包絡線波（Ｗ４（ｍ）：ｍは整数）を算出し、前記演算部（Ｅ）は、前記各包絡線波（Ｗ４（ｍ））によるゼロクロス時刻（Ｔ０（ｍ）：ｍは整数）について所定の２つの受信器（Ｒ（ｍ１）、Ｒ（ｍ２）：ｍ１≠ｍ２）のゼロクロス時刻の差（△Ｔ０）を式、△Ｔ０＝Ｔ０（ｍ２）−Ｔ０（ｍ１）により求めて、このゼロクロス時刻の差（ΔＴ０）に基づいて障害物の方位を計算するものである。

請求項９の発明は、請求項４又は請求項５に記載の障害物検出装置において、１つ以上の超音波送信器（Ｓ）と２つ以上の超音波受信器（Ｒ（ｍ）：ｍは整数）と各超音波受信器（Ｒ（ｍ））に対応する受波回路部（Ｈ（ｍ）：ｍは整数）とを備え、前記受波回路部（Ｈ（ｍ））は、各受信器（Ｒ（ｍ））により受信された信号から各包絡線波（Ｗ４（ｍ）：ｍは整数）を算出し、前記演算部（Ｅ）は、前記各包絡線波（Ｗ４（ｍ））に対して算出されたオフセット電圧を用いて補正された各受波信号のオフセット補正ゼロクロス時刻（Ｔｏ０（ｍ）：ｍは整数）について所定の２つの受信器（Ｒ（ｍ１）、Ｒ（ｍ２）：ｍ１≠ｍ２）のオフセット補正ゼロクロス時刻の差（△Ｔｏ０）を式、△Ｔｏ０＝Ｔｏ０（ｍ２）−Ｔｏ０（ｍ１）により求めて、このオフセット補正ゼロクロス時刻の差（△Ｔｏ０）に基づいて障害物の方位を計算するものである。

請求項１０の発明は、請求項８に記載の障害物検出装置において、前記受波回路部（Ｈ（ｍ））は、各受信器で受信され増幅された増幅受信波（Ｗ０（ｍ））の振動中点電圧（Ｖｃ（ｍ）：ｍは整数）を閾値電圧として２値化整形する位相整形回路（Ｆ（ｍ）：ｍは整数）と、前記位相整形回路（Ｆ（ｍ））により整形された位相整形波（ＷＰ（ｍ）：ｍは整数）の立上り時刻（ＴＰ（ｍ）：ｍは整数）を測定する位相時刻測定手段（Ｇ（ｍ））と、を有し、前記位相時刻測定手段（Ｇ（ｍ））は、前記エッジ時刻（Ｔ（ｎ，ｍ）：ｎ，ｍは整数）の所定のエッジ検出後、位相整形波（ＷＰ（ｍ））の最初の立上り時刻を位相時刻（Ｔｐ（ｍ）：ｍは整数）とし、前記演算部（Ｅ）は、所定の２つの受信器の位相時刻（Ｔｐ（ｍ１），Ｔｐ（ｍ２）：ｍ１≠ｍ２）について求めた位相時刻の差（ΔＰ）、△Ｐ＝Ｔｐ（ｍ２）−Ｔｐ（ｍ１）、に対して式、△Ｐ０＝△Ｐ＋Ｎ・τ、−τ／２≦△Ｐ０≦τ／２（Ｎ：整数，τ：超音波の周期）を満たす周期内位相時刻差（△Ｐ０）を求め、前記ゼロクロス時刻の差（△Ｔ０）に対して式、△Ｔ０ｐ＝△Ｐ０＋Ｍ・τ（Ｍ：整数）、△Ｔ０−τ／２≦△Ｔ０ｐ≦△Ｔ０＋τ／２を満す位相補正ゼロクロス時刻の差（△Ｔ０ｐ）に基づいて障害物の方位を計算するものである。

請求項１１の発明は、請求項９に記載の障害物検出装置において、前記受波回路部（Ｈ（ｍ））は、各受信器で受信され増幅された増幅受信波（Ｗ０（ｍ）：ｍは整数）の振動中点電圧（Ｖｃ（ｍ）：ｍは整数）を閾値電圧として２値化整形する位相整形回路（Ｆ（ｍ）：ｍは整数）と、前記位相整形回路（Ｆ（ｍ））により整形された位相整形波（ＷＰ（ｍ）：ｍは整数）の立上り時刻（ＴＰ（ｍ）：ｍは整数）を測定する位相時刻測定手段（Ｇ（ｍ）：ｍは整数）と、を有し、前記位相時刻測定手段（Ｇ（ｍ））は、前記エッジ時刻（Ｔ（ｎ、ｍ）：ｎ，ｍは整数）の所定のエッジ検出後、位相整形波（ＷＰ（ｍ））の最初の立上り時刻を位相時刻（Ｔｐ（ｍ）：ｍは整数）とし、前記演算部（Ｅ）は、所定の２つの受信器の位相時刻（Ｔｐ（ｍ１），Ｔｐ（ｍ２）：ｍ１≠ｍ２）について求めた位相時刻の差（ΔＰ）、△Ｐ＝Ｔｐ（ｍ２）−Ｔｐ（ｍ１）、に対して式、△Ｐ０＝△Ｐ＋Ｎ・τ、−τ／２≦△Ｐ０≦τ／２（Ｎ：整数，τ：超音波の周期）を満たす周期内位相時刻差（△Ｐ０）を求め、前記オフセット補正ゼロクロス時刻の差（△Ｔｏ０）に対して式、△Ｔｏ０ｐ＝△Ｐ０＋Ｍ・τ（Ｍ：整数）、△Ｔｏ０−τ／２≦△Ｔｏ０ｐ≦△Ｔｏ０＋τ／２を満す位相オフセット補正ゼロクロス時刻の差（△Ｔｏ０ｐ）に基づいて障害物の方位を計算するものである。

請求項１２の発明は、請求項６又は請求項７又は請求項１０又は請求項１１に記載の障害物検出装置において、前記位相時刻測定手段（Ｇ又はＧ（ｍ））は、上記エッジ時刻（Ｔ（ｎ）又はＴ（ｎ，ｍ））の最も電圧値の高い閾値に対応するエッジ検出後の最初の立上り時刻を位相時刻（Ｔｐ又はＴｐ（ｍ））とするものである。

請求項１の発明によれば、反射超音波信号を全波整流した波形の包絡線波を求め、その立上り部分を直線近似して、その近似直線とゼロ電圧との交点から求めたゼロクロス時刻に基づいて障害物までの距離を算出するので、受信超音波の振幅変動に影響されずに超音波受信時刻が得られ、距離計算精度が向上する。従来例では振幅変動により時刻の変動や半波長の時間ずれが発生していたが、超音波センサの感度低下等による振幅変動が生じても反射超音波受信時刻測定値の変動を抑えることができる。

請求項２の発明によれば、包絡線波の近似直線を２点で決定するので、計算が簡単であり、処理の高速化と簡素な回路構成すなわち低コスト化とが可能である。

請求項３の発明によれば、閾値電圧の最も低い方の２つの電圧値を用いて包絡線波の近似直線を決定するので、上記効果に加え、閾値電圧の値が高い場所では波形の振幅変動の影響を受けるた波形のなまるという（非線形性）の影響を受けることなく、包絡線波の立上り近傍の傾きを求めることができる。

請求項４の発明によれば、オフセット電圧を除去して補正したオフセット補正ゼロクロス時刻に基づいて障害物までの距離を算出するので、暗ノイズレベルの影響による電圧変動などを受けることなく包絡線の立上り時刻を正確に計算することができ、距離計算精度の向上が図られる。

請求項５の発明によれば、所定時間毎の複数個のオフセット電圧の測定値の平均値をオフセット電圧とするので、一過性の音響ノイズなどの混入によるオフセット電圧値の変動の影響を排除することができ、オフセット電圧測定の耐ノイス性能が向上し、反射波受信時刻が精度良く、また安定して得られ、距離計算精度の向上が図られる。

請求項６の発明によれば、前述の包絡線の立上り近似直線から求めたゼロクロス時刻に対し、受信波の位相に基づく位相補正ゼロクロス時刻を受信時刻として、障害物までの距離算出に用いるので、受信波の振幅変動の影響をより低減して、受信時刻が精度良く、また安定して得られ、距離計算精度の向上が図られる。

請求項７の発明によれば、オフセット電圧補正と位相補正を行って反射波受信時刻を求めるので、暗ノイズレベルの影響を受けることなく距離計算精度の向上が図られる。

請求項８の発明によれば、振幅変動の影響を受けにくい前出のゼロクロス時刻の差を用いて方位を計算するので、方位測定精度が向上する。

請求項９の発明によれば、上記に加えオフセット電圧補正を行って得た受信時刻を用いるので、暗ノイズの影響を受けにくく、方位測定精度が向上する。

請求項１０の発明によれば、前出のゼロクロス時刻の差にさらに位相補正を行った受信時刻を用いるので、振幅変動の影響を受けにくく、方位測定精度が向上する。

請求項１１の発明によれば、前出のゼロクロス時刻の差に位相補正とオフセット電圧補正を行った受信時刻を用いるので、振幅変動の影響を受けにくく、方位測定精度が向上する。

請求項１２の発明によれば、受信波形が立ち上がって「検知有り」の状態が確定した状態で位相を測定することができ、受信波形が立ち上がらない状態、すなわち検知有りが確定しない程度の低い振幅の状態で誤ってノイズを測定するということがなくなる。

以下、本発明の一実施形態に係る障害物検出装置について、図面を参照して説明する。図１は、システム概要構成を示し、図２は、システム詳細構成を示す。障害物検出装置１は、超音波を用いて障害物の位置を検出する装置であって、例えば、車両に搭載され、車両の移動中に走行路上の障害物を検知して、徐行、退避等の情報を運転手に報知・表示して提供する装置として用いることができる。

障害物検出装置１は、図１に示すように、超音波信号を送信する送信器Ｓと、送信した超音波信号（送波）ＷＳの障害物２からの反射波ＷＲを受信する受信器Ｒと、受信器Ｒで受信した反射波ＷＲの信号処理を行う受波回路Ｈと、受波回路部Ｈの出力を演算処理して障害物の位置を求める演算部Ｅと、を備えている。

また、障害物検出装置１は、送信器Ｓを駆動する超音波送信回路部Ｕと、超音波送信回路部Ｕ、演算部Ｅを制御する中央制御部ＣＰＵを備えている。また、中央制御部ＣＰＵは、入出力部ＩＦを介して接続された報知用のブザーＢＺ、表示用の表示器ＤＳＰ、さらに、車両に搭載されている場合の車両の運転状態を検知するシフト位置センサＰｏｓが接続されている。

受波回路部Ｈは、図２に示すように、受信器Ｒで受信した反射波の電圧信号を増幅する増幅回路Ｊと、増幅回路Ｊにより増幅して得られた増幅受信波Ｗ０を半波整流する半波整流回路Ａ１及び半波整流回路Ａ１により整流して得られた半波整流波Ｗ１の振幅を２倍に増幅する２倍増幅回路Ａ２及び２倍増幅回路Ａ２により増幅して得られた２倍半波Ｗ２と増幅受信波Ｗ０を加算する加算回路Ａ３を備えた全波整流回路Ａとを備えている。

さらに、受波回路部Ｈは、全波整流回路Ａにより整流して得られた全波整流波Ｗ３を積分する積分回路Ｂ１及び積分回路Ｂ１により積分して得られた積分波の動作点を０Ｖに設定して直流増幅する直流増幅回路Ｂ２を備えた包絡線形成回路（Ｂ）とを備え、さらに、包絡線形成回路Ｂにより形成された包絡線波Ｗ４を複数の閾値電圧Ｖ（ｎ：ｎは整数）により２値化整形する波形整形回路Ｃと、波形整形回路Ｃにより整形して得られた各２値整形波ＷＱ（ｎ：ｎは整数）の立上りエッジ時刻Ｔ（ｎ：ｎは整数）を求める時刻測定手段Ｄとを備えている。この時刻測定手段Ｄは、中央制御部ＣＰＵ内部にソフトウエア的に構成することもできる。

演算部Ｅは、各閾値電圧Ｖ（ｎ）及び各エッジ時刻Ｔ（ｎ）から包絡線波Ｗ４の立上り部分を直線近似して得た近似直線Ｌと０Ｖの電圧線との交点によりゼロクロス時刻Ｔ０を求めて、このゼロクロス時刻Ｔ０に基づいて障害物までの距離ｄを算出する。

また、受波回路部Ｈは、包絡線波Ｗ４のオフセット電圧の測定を行うオフセット測定回路Ｉを有しており、さらに、増幅受信波Ｗ０の振動中点電圧Ｖｃを閾値電圧として２値化整形する位相整形回路Ｆと位相整形回路Ｆにより整形された位相整形波ＷＰの立上り時刻を測定する位相時刻測定手段Ｇとを有している。このオフセット測定回路Ｉは、中央制御部ＣＰＵ内部に構成されたＡＤ変換器を用いてソフトウエア的に構成することもできる。

（実施の形態１：オフセットによる距離補正）
次に、障害物検出装置１の基本動作を説明する。引き続き図２を参照する。図３は、各回路における信号波形の変遷を示す。本実施例は、車両周辺の障害物を車両に搭載された超音波送受信器を用いて検知し、運転手に障害物の存在及び障害物までの距離を報知するシステムの例である。

中央制御部ＣＰＵは、超音波信号の送信を行うための送波信号を発生する。その信号は超音波送信回路Ｕを通じて、車両に搭載された送受信器ＳＲ（送受信兼用）に伝達され、送受信器ＳＲから超音波信号として外部へ送信される。外部へ送信された超音波信号ＷＳは、障害物２によって反射され、反射波ＷＲとして送受信器ＳＲによって受信され、受信された受信信号は増幅回路Ｊにより増幅されて全波整流回路Ａへと送られる。

全波整流回路Ａは、下側半波整流回路Ａ１、２倍増幅回路Ａ２、加算回路あ３によって構成されている。増幅回路Ｊにより増幅された増幅受信波Ｗ０（図３（ａ））は、下側半波整流回路Ａ１へと送られる。この回路により超音波の振動波形は、図３（ｂ）に示すように振動中点電圧Ｖｃより上側の部分がカットされ、下側の部分のみ通過するように整流される。

整流された半波整流波Ｗ１は、２倍増幅回路Ａ２により振幅が２倍に増幅された２倍半波Ｗ２（図３（ｃ））となり、下側半波整流前のもとの増幅受信波Ｗ０（図３（ａ））と加算回路Ａ３によって加算されて、全波整流波Ｗ３（図２（ｄ））となって、次段の包絡線形成回路Ｂへと送られる。

包絡線形成回路Ｂは、積分回路Ｂ１，直流増幅回路Ｂ２により構成されている。全波整流された全波整流波Ｗ３は、積分回路Ｂ１により積分され（図３（ｅ））、直流増幅回路Ｂ２により動作点が振動中点電圧Ｖｃから０Ｖへと修正され、所定の増幅率にて振幅が増幅される（図３（ｆ））。このようにして包絡線波Ｗ４が得られる。

包絡線波Ｗ４は、波形整形回路Ｃによって複数の閾値電圧Ｖ（ｎ）で２値化整形され、２値整形波ＷＱ（ｎ）となる（図３（ｇ））。次に、各２値整形波ＷＱ（ｎ）の立上りエッジ時刻Ｔ（ｎ）が、回路的に構成された時刻測定手段Ｄによって測定され、又は中央制御部ＣＰＵ内部にソフトウエア的に構成された測定手段によって測定され、所定のメモリ領域に格納して記録される。

また、位相波形整形回路Ｆでは、下側半波整流前の増幅受信波Ｗ０（図３（ａ））が中点電圧Ｖｃにより２値化整形されて位相整形波ＷＰとなる（図３（ｈ））。位相整形波ＷＰのエッジ立上り時刻（位相時刻）は、位相時刻測定手段Ｇによって測定され、所定のメモリに記憶される。

中央制御部ＣＰＵでは、前記送波信号ＷＳの発生時刻、すなわち送波開始時刻と、超音波反射波ＷＲの到達時刻の測定結果とを用いて、距離計算処理が行われる（後述）。距離の計算結果と、シフト位置センサＰｏｓによる車両シフトポジションの入力状態（Ｐ：パーキング，Ｒ：リバース，Ｄ：ドライブ等）情報とに基づいて所定の方法により、運転手に対する報知のため、ブザーＢＺの鳴動、及び表示器ＤＳＰの駆動出力が行われる。

中央制御部ＣＰＵは、例えば汎用の１６ｂｉｔ型ワンチップマイクロコンピュータで構成され、内部ＲＯＭには、超音波信号制御、及び障害物の距離・方向計算処理、表示器駆動・ブザー鳴動処理のためのプログラムを記録してある。

（手順１：包絡線波を直線近似）
次に、包絡線波の立上り部分の直線近似について説明する。図４は、包絡線波Ｗ４の立上り部分の様子を示す。包絡線形成回路Ｂにより形成された包絡線波Ｗ４は、波形整形回路Ｃにより２段階に設定された閾値電圧Ｖ（１）、Ｖ（２）（ｖ１，ｖ２と表記する）により２値化整形され、立上り時刻すなわちエッジ時刻Ｔ（１）、Ｔ（２）（ｔ１，ｔ２と表記する）を有する２値整形波ＷＱ（１）、ＷＱ（２）となり、中央制御部ＣＰＵへ入力される。中央制御部ＣＰＵでは送波開始時刻を時間原点として、各受波信号の立上りエッジ時刻ｔ１，ｔ２を内部のタイマにより測定し、測定した値を所定のメモリに格納し記録する。記録されたエッジ時刻ｔ１，ｔ２と閾値電圧ｖ１，ｖ２とにより包絡線近似直線Ｌが決定される。

包絡線波Ｗ４の立上り部分近似直線Ｌと電圧０Ｖとの交点時刻、すなわちゼロクロス時刻Ｔ０が、Ｔ０＝ｔ１−ｖ１／Ｋ、Ｋ＝（ｖ２−ｖ１）／（ｔ２−ｔ１）によって求められる。ここで、Ｋは直線Ｌの傾きである。求められたゼロクロス時刻Ｔ０が所定のメモリ領域に格納、記録される。

この、ゼロクロス時刻Ｔ０を用いて、障害物（超音波反射物体）の距離ｄが式、ｄ＝Ｔ０×Ｃ０／２＋α、により計算される。ここで、Ｃ０は音速（約３４０ｍ／ｓ）であり、αは包絡線形成回路Ｂの応答遅延等による実測値とのズレを補正する所定のズレ補正値である。

上述の直線近似の効果について説明する。図５は、振幅が変動した場合の包絡線波ＡＷ４，ＢＷ４を示す。増幅受信波Ｗ０の振幅が変動すると、包絡線波ＡＷ４，ＢＷ４のように包絡線波Ｗ４の振幅が変動し、それぞれの立上り部分の近似直線ＡＬ，ＢＬの傾きも変動するが、ゼロクロス時刻Ｔ０の位置（値）は変動しないことが分かる。このように、反射超音波信号を全波整流した波形の包絡線波を求め、その立上り部分を直線近似して、その近似直線とゼロ電圧との交点から求めたゼロクロス時刻は、受信超音波の振幅変動に影響されないので、安定して精確に超音波受信時刻が得られる。このゼロクロス時刻Ｔ０に基づいて障害物までの距離を算出すると距離測定精度が向上する。従来例では振幅変動により時刻の変動や半波長の時間ずれが発生していたが、超音波センサの感度低下等による振幅変動が生じても、上記の方法によると、反射超音波受信時刻測定の変動を抑えることができる。

（手順２：オフセット電圧測定）
次に、包絡線波Ｗ４におけるオフセット電圧Ｖｏｆの処理について説明する。引き続き図４を参照する。包絡線形成回路Ｂにより形成された包絡線波Ｗ４は、中央制御部ＣＰＵ内部に構成されたＡＤ変換器を用いて超音波送波開始後所定の前置時間Ｔｇ（例えば、Ｔｇ＝１．４ｍｓ）が経過後、所定の時間間隔Ｔｓ（例えば、Ｔｓ＝１０μｓ）で包絡線波Ｗ４の電圧値をサンプリングして最新の８個のサンプリング値を所定のメモリ領域に更新格納する。サンプリングは、上記閾値電圧Ｖ（１）による２値整形波ＷＱ（１）の立上りエッジが来た時点（エッジ時刻Ｔ（１）＝ｔ１）で停止し、最新の２個を除いた残り６個のサンプリング値の平均値を計算し、その値をオフセット電圧Ｖｏｆとして所定のメモリ領域に格納して記録する。このオフセットＶｏｆは、オフセット測定回路Ｉを用いて測定することもできる。

（手順３：オフセット電圧と包絡線近似直線とのクロス時刻測定）
次に、オフセット補正ゼロクロス時刻Ｔｏ０について説明する。前記手順により計算し、所定のメモリ領域に格納した包絡線近似直線Ｌの０Ｖとの交差時刻Ｔ０（ゼロクロス時刻）と、閾値電圧値（ｖ１，ｖ２）と、この閾値電圧に対応する２置整形波ＷＱ（１）、ＷＱ（２）の立上りエッジ時刻（ｔ１，ｔ２）と、オフセット電圧値Ｖｏｆを用いて、オフセット電圧補正後のゼロクロス時刻Ｔｏ０＝Ｔ０＋Ｖｏｆ／Ｋが求められ、所定のメモリ領域に格納して記録する。

（手順４：距離計算）
上記手順により計算したオフセット電圧補正後のゼロクロス時刻Ｔｏ０を用いて、障害物（超音波反射物体）の距離ｄを式、ｄ＝Ｔｏ０×Ｃ０／２＋α、により計算する。ここで、Ｃ０は音速（約３４０ｍ／ｓ）であり、αは包絡線形成回路Ｂの応答遅延等による実測値とのズレを補正する所定のズレ補正値である。

上述のオフセット電圧補正の効果について説明する。図６は、オフセット電圧が変動した例を示す。ゼロクロス時刻Ｔ０、オフセット補正ゼロクロス時刻Ｔｏ０、近似直線Ｌを有する包絡線波Ｗ４に対し、音響ノイズの印加などによりオフセット電圧値が増加して、包絡線波ＸＷ４に変動した場合が示されている。包絡線波ＸＷ４は、包絡線波Ｗ４のものと異なる近似直線ＸＬ、ゼロクロス時刻ＸＴ０を有しているが、オフセット補正ゼロクロス時刻は、両包絡線波に対して同じ値Ｔｏ０になっていることが分かる。オフセット電圧値による補正を行わない場合は、オフセット電圧値の増加によリゼロクロス時刻が前に（短距離側に）移動する。その結果、距離値が変動することになる。

オフセット電圧値による補正を行った場合、オフセット補正ゼロクロス時刻には殆ど変動が生じない。この結果からオフセット電圧による補正を行うことにより、オフセット電圧値の変動が生じても反射波受信時刻（従って距離計算値）の変動を抑えることができる。このように、オフセット電圧を除去して補正したオフセット補正ゼロクロス時刻に基づいて障害物までの距離を算出することで、暗ノイズレベルの影響による電圧変動などを受けることなく包絡線の立上り時刻を正確に計算することができ、距離計算精度の向上が図られる。

（実施の形態２：受信波の位相に基づく距離補正）
次に、位相補正ゼロクロス時刻Ｔ’ｐについて説明する。図７は、位相補正の様子を示す。上段は包絡線波の近似直線Ｌ、オフセット補正ゼロクロス時刻Ｔｏ０（オフセット電圧Ｖｏｆ＝０ならば通常のゼロクロス時刻Ｔ０）を示し、中段は増幅受信波Ｗ０を示し、下段は増幅受信波Ｗ０を２値化整形した位相整形波ＷＰを示す。前記の手順２（包絡線を直線近似）において、高い側の閾値電圧ｖ２による２値整形波ＷＱ（２）の立上りエッジ時刻Ｔ（２）（＝ｔ２）の受信後、位相整形波ＷＰにおいて最初に発生した立上りエッジ時刻Ｔｐ（位相時刻と呼ぶ）が位相時刻測定手段Ｇ、又は中央制御部に内蔵した時刻測定手段によって測定される。測定された位相時刻Ｔｐは、所定のメモリ領域に格納して記録される。

この位相時刻Ｔｐは、受波検知の判断にも用いられる。閾値電圧ｖ２による位相整形波ＷＰの立上りエッジ受信が確認されれば、その回の受波を検知有りと判定し、ｖ２による位相整形波ＷＰの立上りエッジ受信がなければ、その回の受波は検知なし（障害物からの反射波なし、障害物なし）と判定される。

図７において、時刻ｔｐ５が位相時刻Ｔｐとなる。オフセット補正ゼロクロス時刻Ｔｏ０以下で、かつＴｏ０に最も近い時刻を位相オフセット補正ゼロクロス時刻Ｔ’ｐとする。すなわち、Ｔ’ｐ＝Ｔｐ−Ｎ・τ≦Ｔｏ０であり、ここで、整数Ｎは最小の値であり、τは超音波の周期（例えばτ＝２０．８３３μｓ、周波数４８ｋＨｚ駆動時）である。

また、時刻Ｔｐ３が位相オフセット補正ゼロクロス時刻Ｔ’ｐとなる（上式でＮ＝２）。このようにして求めた位相補正後のゼロクロス時刻Ｔ’ｐを前記手順４に記載のオフセット補正ゼロクロス時刻Ｔｏ０の代わりに用いて距離値の計算を行う。

受信波の位相に基づく補正の効果を説明する。図８は、各方式の受信時刻（Ｔ０、Ｔｏ０、Ｔ’ｐ）の測定結果を示す。受信時刻の測定は、障害物として距離約９０ｃｍ、正面（０゜）位置の静止した直径φ６０ｍｍのボールを超音波照射の対象にして行われた。通常のゼロクロス時刻Ｔ０は値の変動が大きく、オフセット補正ゼロクロス時刻Ｔｏ０では変動が減少し、位相オフセット補正ゼロクロス時刻Ｔ’ｐでは殆ど変動が見られない。このように、位相補正を行ったゼロクロス時刻を受信時刻とすると、受信波の振幅変動の影響を低減して、受信時刻が精度良く、また立上り時刻の計算値の変動が１波長分を吸収して安定すると共に、距離計算精度の向上が図られる。

（実施の形態３：オフセットによる角度補正）
次に障害物の方位の測定について説明する。図９は、方位測定用のシステム構成を示す。障害物検出装置１０は、車両周辺の障害物を車両に搭載された複数個の超音波送受信器を用いて検知し、運転手に障害物の存在及び障害物までの距離とその方向を報知するシステムの例である。障害物検出装置１０の基本的な構成は、前出の図１、図２に示した障害物警報装置１と同様であるため省略する。障害物検出装置１０は、複数個の超音波受信器（送受信兼用器ＳＲの受信器と専用受信器Ｒの２個）を備えており、各受信器に対応する受波回路Ｈが複数系統（Ｈ（１）、Ｈ（２）の２系統）設けられている点が前出のものと異なる。

中央制御部ＣＰＵは、各受信器で得られた受信時刻の差から障害物と各受信器とのなす角度（方位角度）φ及び障害物と各受信器との距離ｄを算出する。中央制御部ＣＰＵは、各受信器からみた障害物の方位φと距離ｄとから、車両と障害物との位置関係を計算し、運転者に警報するため、その結果を表示器ＤＳＰに送って表示するとともに、ブザーＢＺを鳴動する。

オフセット補正ゼロクロス時刻の差ΔＴｏ０について説明する。図１０は、２つの受信器で受信された波の増幅受信波ＡＷ０，ＢＷ０を示す。それぞれの増幅受信波ＡＷ０，ＢＷ０に基づいて得られた包絡線波の立上り部分の近似直線ＡＬ，ＢＬからオフセット補正ゼロクロス時刻Ｔｏ０（１）、Ｔｏ０（２）（それぞれｔａ，ｔｂと表す）が得られる。また、オフセット補正ゼロクロス時刻の差ΔＴｏ０＝Ｔｏ０（２）−Ｔｏ０（１）＝ｔｂ−ｔａ＝Δｔを用いて、前出の図１８を参照して説明したように、方位角度φが、φ＝ａｒｃｓｉｎ（Δｄ／ＬＳ）、Δｄ＝Ｃ０・Δｔ、Δｔ＝ｔｂ−ｔａ、と求められる。ここで、ＬＳは両受信器の間隔、Ｃ０は音速である。

（実施の形態４：受信波の位相に基づく角度補正）
次に、方位角を求める際の補正について説明する。図１１は、ゼロクロス時刻の差の位相補正の概念を示す。方位角は、前述のように、２つの超音波受信器（センサＡ，センサＢと呼ぶ）による反射超音波受信時刻の差によって求められる。そこで、個々の受信時刻の測定補正の他に、差そのものについて適正に補正することが方位角測定精度、及び安定測定に有効となる。図１１において、上段にセンサＡによる増幅受信波ＡＷ０、下段にセンサＢによる増幅受信波ＢＷ０がそれぞれ示されている。各増幅受信波について、包絡線波近似直線ＡＬ，ＢＬ、オフセット補正ゼロクロス時刻Ｔｏ０（１）、Ｔｏ０（２）、包絡線形成回路Ｂの応答遅延等による実測値とのズレを補正する所定のズレ補正値α１，α２、真の受波時刻Ａｔ，Ｂｔが示されている。ズレ補正値α１、α２は通常一定であり、α１＝α２である。

ここで、真の受波時刻の差ΔＴｒを、ΔＴｒ＝Ｂｔ−Ａｔで定義する。この真の受波時刻の差ΔＴｒは、整数Ｍと周期τと端数成分である周期内位相時刻差ΔＰ’０によって、ΔＴｒ＝ΔＰ’０＋Ｍ・τと表される。測定精度として１波長（１周期）以下、さらには半波長（半周期）以下の精度を問題としているので、ΔＴｒのうち周期内位相時刻差ΔＰ’０に注目すれば良い。現実に測定される受信時刻の差は、オフセット補正ゼロクロス時刻の差ΔＴｏ０＝Ｔｏ０（２）−Ｔｏ０（１）であり、このゼロクロス時刻の差ΔＴｏ０に補正を施して、真の値ΔＴｒに近づけることが、方位角測定精度向上のための課題となる。

次に、上述の真の受信時刻Ａｔ，Ｂｔに基づく周期内位相時刻差ΔＰ’０に着目して、オフセット補正ゼロクロス時刻の差ΔＴｏ０を補正する方法を説明する。図１２（ａ）（ｂ）は、位相時刻を用いた補正方法を示す。図１２（ａ）の上段において、センサＡ、Ｂで得られた受信波に対する包絡線波近似直線ＡＬ，ＢＬ、オフセット補正ゼロクロス時刻Ｔｏ０（１）、Ｔｏ０（２）（それぞれｔａ、ｔｂと表す）、閾値電圧Ｖ（２）（ｖ２と表わされている）によるエッジ時刻Ｔ（２，１）、Ｔ（２，２）（それぞれＡＴ２、ＢＴ２と表す）が示されている。閾値電圧ｖ２は、センサＡ、Ｂに共通に設定されており、オフセット電圧Ｖｏｆも両者に共通と仮定されている。また、ここでは、包絡線波に係る２値整形波ＷＱ（ｎ）のエッジ時刻Ｔ（ｎ、ｍ）を検出するための閾値電圧Ｖ（ｎ）のうち、低い方から２番目（ｎ＝２）の電圧Ｖ（２）が以下に示す位相時刻を決定するのに用いられている。

また、図１２（ａ）の中段、下段にはそれぞれ、センサＡ，Ｂに関係する位相整形波ＷＰ（１），ＷＰ（２）が示されており、上記のエッジ時刻ＡＴ２，ＢＴ２に対応して、それらの時刻の直前の立上り時刻が、それぞれ位相時刻Ｔｐ（１），Ｔｐ（２）（それぞれＡＴｐ，ＢＴｐと表す）が決定されている。

上述の測定値をもとに、オフセット補正ゼロクロス時刻の差ΔＴｏ０＝Ｔｏ０（２）−Ｔｏ０（１）（ΔＴｏ０＝ｔｂ−ｔａと表す）、及び、位相時刻の差ΔＰ＝Ｔｐ（２）−Ｔｐ（１）＝ＢＴｐ−ＡＴｐが得られる。この位相時刻の差ΔＰは、整数Ｎと周期τと端数成分である周期内位相時刻差ΔＰ０によって、ΔＰ＝ΔＰ０＋Ｎ・τと表すことができる。ところで、測定によって得られた周期内位相時刻差ΔＰ０は、測定誤差がゼロであれば、前述の真の値に関する周期内位相時刻差ΔＰ’０と一致するものである。

そこで、新たに、位相オフセット補正ゼロクロス時刻の差ΔＴｏ０ｐを、式ΔＴｏ０ｐ＝ΔＰ０＋Ｍ・τ、（Ｍは整数）によって定義し、ΔＴｏ０ｐとΔＴｏ０との差が±τ／２に入るように、パラメータである整数Ｍを調整する。すなわち、ΔＴｏ０−τ／２≦ΔＴｏ０ｐ≦ΔＴｏ０＋τ／２の関係を満たすように整数Ｍを決める。そして、この位相オフセット補正ゼロクロス時刻の差ΔＴｏ０ｐを用いて方位角を算出する。なお、オフセット補正が不要又は補正なしの場合は、位相補正ゼロクロス時刻の差ΔＴ０ｐが上記同様に定義されΔＴ０−τ／２≦ΔＴ０ｐ≦ΔＴ０＋τ／２の関係を満たすように決められる。

周期内位相時刻差ΔＰ０は、２つの位相時刻のうち基準とした位相時刻、例えば、センサＡにおける位相時刻ＡＴｐの前後±τ／２以内に定義され、ΔＰ＝ΔＰ０＋Ｎ・τが満たされるように決定される。言い換えると、ΔＰ０は、−τ／２≦ΔＰ０≦τ／２の範囲で定義される。図１２（ａ）は、ΔＰ≧０、ΔＰ０≧０の場合を示しており、図１２（ｂ）はΔＰ≧０、ΔＰ０≦０の場合を示している。同様に、図１２（ｃ）にΔＰ＜０、ΔＰ０≦０の場合、図１２（ｄ）にΔＰ＜０、ΔＰ０≧０の場合が示してある。

次に、具体的な角度計算処理を説明する。図１３は、ゼロクロス時刻と位相時刻の測定値から方位角を算出するフローを示す。以下の説明において、前出の図１１、図１２等の説明で用いられた前提や符号が用いられる。方位角計算処理は、周期内位相時刻差ΔＰ０を求めるステップＳ１〜Ｓ１３、位相オフセット補正ゼロクロス時刻の差ΔＴｏ０ｐを求めるステップＳ１４〜Ｓ１９、角度値を決定するステップＳ２０〜Ｓ２４の順に行われる。各受信器Ａ，Ｂで受信された信号が、障害物検出装置の各回路、及び中央制御部において、前述のいずれかの手順に従って処理される。まず、包絡線波が直線近似されオフセット電圧値との交差時刻、すなわちオフセット補正ゼロクロス時刻ｔａ，ｔｂが求められ、その差△Ｔｏ０＝ｔｂ−ｔａが計算されて所定のメモリ領域に記憶される（Ｓ１）。

続いて、２番目の閾値電圧Ｖ（２）によるエッジ時刻に対する、位相整形波における直前の立上り時刻が位相時刻ＡＴｐ、ＢＴｐとして測定され、所定のメモリ領域に記憶される。その差分（ＢＴｐ−ＡＴｐ）が変数ΔＰ（位相時刻の差）に代入される（Ｓ２）。

続いて、上記△ＰからＮ・τ（Ｎは正負の値を取りうる整数）が減算され、その絶対値がτ／２以下とされ、減算処理されたΔＰが所定のメモリ領域に記憶され、変数ΔＰ０（周期内位相時刻差）に代入される（Ｓ３〜Ｓ１２）。すなわち、ΔＰ≧０の場合（Ｓ３でＹ）、その値が負になるまで繰り返して周期τが減算される（Ｓ４，Ｓ５）。その後、ΔＰが負になる直前の値ΔＰ’＝ΔＰ＋τ（これは０≦ΔＰ’＜τを満たす）が半周期τ／２より小さければ（Ｓ６でＹ）、その直前の値ΔＰ’＝ΔＰ＋τがΔＰ０とされる（Ｓ７）。これは前出の図１２（ａ）に示される場合に対応する。また、ΔＰ’が半周期τ／２以上であれば（Ｓ６でＮ）、現時点のΔＰ（すなわちΔＰ’−τ）がΔＰ０とされる（Ｓ８）。これは前出の図１２（ｂ）に示される場合に対応する。ΔＰ≧０でない場合（Ｓ３でＮ）も同様に処理される。

続くステップでΔＴｏ０ｐが求められる。すなわち、△Ｔｏ０ｐ＝△Ｐ０＋Ｍ・τの値が｜△Ｔｏ０｜＜τ／２を満たすように、ΔＰ０にＭ・τ（Ｍは正負の値を取りうる整数）が加算される。得られた△Ｔｏ０ｐ値が所定のメモリ領域に記憶される。まず、上限ｍａｘ、下限ｍｉｎがΔＴｏ０＋τ／２、ΔＴｏ０−τ／２によって決められる（Ｓ１４）。その後、ステップＳ１５，Ｓ１６による周期τの減算、又は、その後、ステップＳ１７，Ｓ１８による周期τの加算が行われ、得られた結果ΔＰ０が、位相オフセット補正時刻の差ΔＴｏ０ｐに代入され、また所定のメモリ領域に記憶される（Ｓ１９）。

続くステップで方位角φが決定される。方位角φは２つの超音波センサの配置寸法、超音波の周波数、及び受信時刻差で決定されるものであり、受信時刻差と方位角の対応表が予め準備され、角度テーブルとして所定のメモリ領域に記憶されている。そこで、受信時刻差であるΔＴｏ０ｐ（の絶対値）に対応する方位角φ（の絶対値）を角度テーブルから読み出し（Ｓ２０）、その角度が所定の上限角度、例えば７５゜以上であれば（Ｓ２１でＹ）、７５゜を上限とし（Ｓ２２）、また、ΔＴｏ０ｐの符号に従って方位角φの符号が決定され（Ｓ２３，Ｓ２４）、最終の方位角φが得られる。

上述の上限角度は、実際の超音波送受波器における反射波検知可能領域（検知エリア）を超える領域に対する結果を除外するものである。従って、方位角φが７５゜以上になる場合は、値無しという意味である。

上述の手順によって得られた障害物の方位角と、前述のいずれかに記載の方法を用いて、例えば式ｄ＝ｔａ／２＋α３（α３は所定の補正値）で得られた障害物までの距離ｄとが所定のメモリ領域に記憶され、所定の方法によりブザー鳴動、及び表示器駆動が行われて、運転手に対して障害物検知の報知が行われる。

次に、上述の手順で得られた方位角の値が安定する原理について説明する。図１４は、上述の周期内位相時刻差△Ｐ０と、位相オフセット補正ゼロクロス時刻の差△Ｔｏ０ｐと、方位角の値の関係を模式的に示す。「△Ｔｏ０ｐ±τ／２の間に含まれるΔＰ０±Ｍ・τを選択すること」は、「△Ｐ±Ｍ・τを中心とした±τ／２の領域（ゾーン）のどこに△Ｔｏ０が含まれるかによって、選択されるＭを決めること」と等価である。例えば、ゾーンＺ１に示す範囲内に、△Ｔｏ０が含まれる場合にはＭ＝１が選択され、その際の角度値は、△Ｐ＋τに相当する値が得られる。また、ゾーンＺ２に△Ｔｏ０が来た場合には、Ｍ＝２が選択され、その際の角度値は、△Ｐ０＋２τに相当する値が得られる。すなわち、この方式では、△Ｔｏ０の変動が±τ／２生じても結果として得られる角度値は一定の値となる。

図１５に上述の方法による測定データを示す。このデータは、距離が約９０ｃｍ、方位角約０゜の位置の直径φ６０ｍｍのポールを静止して測定する場合の、２つの受信器の受信時刻差の測定結果である。超音波の周波数を４８ｋＨｚとし、２つの超音波受信器の間隔を２ｃｍとした場合、受信時刻の差１μｓは約１゜に相当する。従来方式によると約±１０゜の変動が見られるが、本方式によると測定値変動が±１゜以下に抑えられていることが分かる。なお、本発明は、上記構成に限られることなく種々の変形が可能である。

本発明の一実施形態に係る障害物検出装置のシステム構成図。 同装置の詳細システム構成図。 （ａ）〜（ｈ）は同装置で処理される信号波形図。 同装置によるゼロクロス時刻の計算を示す図。 同装置によるゼロクロス時刻の実測データを示す図。 同装置によるゼロクロス時刻の比較例を示す図。 同装置による位相補正の例を示す図。 同装置による受信時刻測定結果の図。 本発明の一実施形態に係る障害物検出装置の他の例を示すシステム構成図。 同装置によるゼロクロス時刻の差を説明する信号波形図。 同装置によるゼロクロス時刻の差の位相補正を説明する図。 （ａ）（ｂ）は同装置によるゼロクロス時刻差の位相補正を説明する図。 同装置による方位角計算処理フローチャート。 同装置による方位角と位相補正の概念を説明する図。 同装置による位相補正をした実測時間差の図。 （ａ）〜（ｄ）は従来技術を説明する超音波の受信波形図。 障害物からの反射波の受信波形を示す波形図。 （ａ）（ｂ）は本発明で用いられる方位角測定の原理図。

符号の説明

１ 障害物検出装置
２ 障害物
Ａ 全波整流回路
Ｂ 包絡線形成回路
Ｃ 波形整形回路
Ｄ 時刻測定手段
Ｅ 演算回路
Ｆ 位相整形回路
Ｇ 位相時刻測定手段
Ｈ 受波回路部
Ｉ オフセット測定回路
Ｊ 増幅回路
Ｒ 受信器
ＳＲ 送受信器
Ｕ 超音波送信回路
Ｔ０ ゼロクロス時刻
Ｔｏ０ オフセット補正ゼロクロス時刻
Ｔ’ｐ 位相補正ゼロクロス時刻
Ｔ’ｏｐ 位相オフセット補正ゼロクロス時刻
Ｔ０ ゼロクロス時刻
Ｔ（ｎ）、Ｔ（ｎ，ｍ） エッジ時刻
Ｔｐ、Ｔｐ（ｍ） 位相時刻
Ｗ０ 増幅受信波
Ｗ１ 半波整流波
Ｗ２ ２倍半波
Ｗ３ 全波整流波
Ｗ４ 包絡線波
ＷＰ 位相整形波
ＷＱ（ｎ） ２値整形波
ΔＰ０ 周期内位相時刻差
ΔＴｏ０ｐ 位相オフセット補正ゼロクロス時刻の差

Claims (12)

1. 超音波を用いて障害物の位置を検出する障害物検出装置であって、
   超音波信号を送信する送信器（Ｓ）と、
   前記送信器で送信した超音波信号の障害物からの反射波を受信する受信器（Ｒ）と、
   前記受信器（Ｒ）で受信した反射波の信号処理を行う受波回路（Ｈ）と、
   前記受波回路部（Ｈ）の出力を演算処理して障害物の位置を求める演算部（Ｅ）と、を備え、
   前記受波回路部（Ｈ）は、
   前記受信器（Ｒ）で受信した反射波の電圧信号を増幅する増幅回路（Ｊ）と、
   前記増幅回路（Ｊ）により増幅して得られた増幅受信波（Ｗ０）を半波整流する半波整流回路（Ａ１）及び前記半波整流回路（Ａ１）により整流して得られた半波整流波（Ｗ１）の振幅を２倍に増幅する２倍増幅回路（Ａ２）及び前記２倍増幅回路（Ａ２）により増幅して得られた２倍半波（Ｗ２）と前記増幅受信波（Ｗ０）を加算する加算回路（Ａ３）を備えた全波整流回路（Ａ）と、
   前記全波整流回路（Ａ）により整流して得られた全波整流波（Ｗ３）を積分する積分回路（Ｂ１）を備えた包絡線形成回路（Ｂ）と、
   前記包絡線形成回路（Ｂ）により形成された包絡線波（Ｗ４）を複数の閾値電圧（Ｖ（ｎ）：ｎは整数）により２値化整形する波形整形回路（Ｃ）と、
   前記波形整形回路（Ｃ）により整形して得られた各２値整形波（ＷＱ（ｎ）：ｎは整数）の立上りエッジ時刻（Ｔ（ｎ）：ｎは整数）を求める時刻測定手段（Ｄ）と、を備え、
   前記演算部（Ｅ）は、前記各閾値電圧（Ｖ（ｎ））及び各エッジ時刻（Ｔ（ｎ））から前記包絡線波（Ｗ４）の立上り部分を直線近似して得た近似直線（Ｌ）と０Ｖの電圧線との交点によりゼロクロス時刻（Ｔ０）を求めて、このゼロクロス時刻（Ｔ０）に基づいて障害物までの距離（ｄ）を算出することを特徴とする障害物検出装置。
2. 前記演算部（Ｅ）は、各閾値電圧（Ｖ（ｎ））及び各エッジ時刻（Ｔ（ｎ））のうち所定の２点（Ｖ（ｎ１），Ｔ（ｎ１））、（Ｖ（ｎ２），Ｔ（ｎ２））（ｎ１≠ｎ２）の値を用いて包絡線波（Ｗ４）の立上り部分を直線近似することを特徴とした請求項１に記載の障害物検出装置。
3. 前記所定の２点（Ｖ（ｎ１），Ｔ（ｎ１））、（Ｖ（ｎ２），Ｔ（ｎ２））（ｎ１≠ｎ２）の値は閾値電圧の最も低い方の２つの電圧値を用いることを特徴とする請求項２に記載の障害物検出装置。
4. 前記受波回路部（Ｈ）は、前記包絡線波（Ｗ４）のオフセット電圧の測定を行うオフセット測定回路（Ｉ）を有し、
   前記演算部（Ｅ）は、前記オフセット測定回路（Ｉ）が測定したオフセット電圧（Ｖｏｆ）と包絡線波（Ｗ４）の立上り部分を近似した直線の傾（Ｋ）とを用いて前記ゼロクロス時刻（Ｔ０）を補正したオフセット補正ゼロクロス時刻（Ｔｏ０）を式、
   Ｔｏ０＝Ｔ０＋Ｖｏｆ／Ｋ
   により求めて、このオフセット補正ゼロクロス時刻（Ｔｏ０）に基づいて障害物までの距離（ｄ）を算出することを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の障害物検出装置。
5. 前記オフセット測定回路（Ｉ）は、送波開始から所定の前置時間（Ｔｇ）経過後に前記オフセット電圧の測定を開始し、前記包絡線波（Ｗ４）の各２値整形波（ＷＱ（ｎ））の最も早く受信した最早受信時刻（Ｔｅ０）まで所定の測定間隔（Ｔｓ）で測定を行い、前記最早受信時刻（Ｔｅ０）以前の所定の複数個の測定値の平均値をオフセット電圧（Ｖｏｆ）とすることを特徴とする請求項４に記載の障害物検出装置。
6. 前記受波回路部（Ｈ）は、前記増幅受信波（Ｗ０）の振動中点電圧（Ｖｃ）を閾値電圧として２値化整形する位相整形回路（Ｆ）と、
   前記位相整形回路（Ｆ）により整形された位相整形波（ＷＰ）の立上り時刻を測定する位相時刻測定手段（Ｇ）と、を有し、
   前記位相時刻測定手段（Ｇ）は、前記エッジ時刻（Ｔ（ｎ））の所定のエッジ検出後、位相整形波（ＷＰ）の最初の立上り時刻を位相時刻（Ｔｐ）とし、
   前記演算部（Ｅ）は、前記ゼロクロス時刻（Ｔ０）以前でありかつ前記ゼロクロス時刻（Ｔ０）に最も近い位相整形波（ＷＰ）の立上り時刻を、位相補正ゼロクロス時刻（Ｔ’ｐ）として式、
   Ｔ’ｐ＝Ｔｐ−Ｎ・τ（Ｎ：整数、τ：超音波の周期）
   により求め、この位相補正ゼロクロス時刻（Ｔ’ｐ）に基づいて障害物までの距離（ｄ）を算出することを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の障害物検出装置。
7. 前記受波回路部（Ｈ）は、前記増幅受信波（Ｗ０）の振動中点電圧（Ｖｃ）を閾値電圧として２値化整形する位相整形回路（Ｆ）と、
   前記位相整形回路（Ｆ）により整形された位相整形波（ＷＰ）の立上り時刻を測定する位相時刻測定手段（Ｇ）と、を有し、
   前記位相時刻測定手段（Ｇ）は、前記エッジ時刻（Ｔ（ｎ））の所定のエッジ検出後、位相整形波（ＷＰ）の最初の立上り時刻を位相時刻（Ｔｐ）とし、
   前記演算部（Ｅ）は、前記オフセット補正ゼロクロス時刻（Ｔｏ０）以前でありかつ前記オフセット補正ゼロクロス時刻（Ｔｏ０）に最も近い位相整形波（ＷＰ）の立上り時刻を、位相オフセット補正ゼロクロス時刻（Ｔ’ｏｐ）として式、
   Ｔ’ｏｐ＝Ｔｐ−Ｎ・τ（Ｎ：整数、τ：超音波の周期）
   により求めて、この位相オフセット補正ゼロクロス時刻（Ｔ’ｏｐ）に基づいて障害物までの距離（ｄ）を算出することを特徴とする請求項４又は請求項５に記載の障害物検出装置。
8. １つ以上の超音波送信器（Ｓ）と２つ以上の超音波受信器（Ｒ（ｍ）：ｍは整数）と各超音波受信器（Ｒ（ｍ））に対応する受波回路部（Ｈ（ｍ）：ｍは整数）とを備え、
   前記受波回路部（Ｈ（ｍ））は、各受信器（Ｒ（ｍ））により受信された信号から各包絡線波（Ｗ４（ｍ）：ｍは整数）を算出し、
   前記演算部（Ｅ）は、前記各包絡線波（Ｗ４（ｍ））によるゼロクロス時刻（Ｔ０（ｍ）：ｍは整数）について所定の２つの受信器（Ｒ（ｍ１）、Ｒ（ｍ２）：ｍ１≠ｍ２）のゼロクロス時刻の差（△Ｔ０）を式、
   △Ｔ０＝Ｔ０（ｍ２）−Ｔ０（ｍ１）
   により求めて、このゼロクロス時刻の差（ΔＴ０）に基づいて障害物の方位を計算することを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の障害物検出装置。
9. １つ以上の超音波送信器（Ｓ）と２つ以上の超音波受信器（Ｒ（ｍ）：ｍは整数）と各超音波受信器（Ｒ（ｍ））に対応する受波回路部（Ｈ（ｍ）：ｍは整数）とを備え、
   前記受波回路部（Ｈ（ｍ））は、各受信器（Ｒ（ｍ））により受信された信号から各包絡線波（Ｗ４（ｍ）：ｍは整数）を算出し、
   前記演算部（Ｅ）は、前記各包絡線波（Ｗ４（ｍ））に対して算出されたオフセット電圧を用いて補正された各受波信号のオフセット補正ゼロクロス時刻（Ｔｏ０（ｍ）：ｍは整数）について所定の２つの受信器（Ｒ（ｍ１）、Ｒ（ｍ２）：ｍ１≠ｍ２）のオフセット補正ゼロクロス時刻の差（△Ｔｏ０）を式、
   △Ｔｏ０＝Ｔｏ０（ｍ２）−Ｔｏ０（ｍ１）
   により求めて、このオフセット補正ゼロクロス時刻の差（△Ｔｏ０）に基づいて障害物の方位を計算することを特徴とする請求項４又は請求項５に記載の障害物検出装置。
10. 前記受波回路部（Ｈ（ｍ））は、各受信器で受信され増幅された増幅受信波（Ｗ０（ｍ））の振動中点電圧（Ｖｃ（ｍ）：ｍは整数）を閾値電圧として２値化整形する位相整形回路（Ｆ（ｍ）：ｍは整数）と、
    前記位相整形回路（Ｆ（ｍ））により整形された位相整形波（ＷＰ（ｍ）：ｍは整数）の立上り時刻（ＴＰ（ｍ）：ｍは整数）を測定する位相時刻測定手段（Ｇ（ｍ））と、を有し、
    前記位相時刻測定手段（Ｇ（ｍ））は、前記エッジ時刻（Ｔ（ｎ，ｍ）：ｎ，ｍは整数）の所定のエッジ検出後、位相整形波（ＷＰ（ｍ））の最初の立上り時刻を位相時刻（Ｔｐ（ｍ）：ｍは整数）とし、
    前記演算部（Ｅ）は、所定の２つの受信器の位相時刻（Ｔｐ（ｍ１），Ｔｐ（ｍ２）：ｍ１≠ｍ２）について求めた位相時刻の差（ΔＰ）、
    △Ｐ＝Ｔｐ（ｍ２）−Ｔｐ（ｍ１）、
    に対して式、
    △Ｐ０＝△Ｐ＋Ｎ・τ、−τ／２≦△Ｐ０≦τ／２（Ｎ：整数，τ：超音波の周期）
    を満たす周期内位相時刻差（△Ｐ０）を求め、前記ゼロクロス時刻の差（△Ｔ０）に対して式、
    △Ｔ０ｐ＝△Ｐ０＋Ｍ・τ（Ｍ：整数）、
    △Ｔ０−τ／２≦△Ｔ０ｐ≦△Ｔ０＋τ／２
    を満す位相補正ゼロクロス時刻の差（△Ｔ０ｐ）に基づいて障害物の方位を計算することを特徴とする請求項８に記載の障害物検出装置。
11. 前記受波回路部（Ｈ（ｍ））は、各受信器で受信され増幅された増幅受信波（Ｗ０（ｍ）：ｍは整数）の振動中点電圧（Ｖｃ（ｍ）：ｍは整数）を閾値電圧として２値化整形する位相整形回路（Ｆ（ｍ）：ｍは整数）と、
    前記位相整形回路（Ｆ（ｍ））により整形された位相整形波（ＷＰ（ｍ）：ｍは整数）の立上り時刻（ＴＰ（ｍ）：ｍは整数）を測定する位相時刻測定手段（Ｇ（ｍ）：ｍは整数）と、を有し、
    前記位相時刻測定手段（Ｇ（ｍ））は、前記エッジ時刻（Ｔ（ｎ、ｍ）：ｎ，ｍは整数）の所定のエッジ検出後、位相整形波（ＷＰ（ｍ））の最初の立上り時刻を位相時刻（Ｔｐ（ｍ）：ｍは整数）とし、
    前記演算部（Ｅ）は、所定の２つの受信器の位相時刻（Ｔｐ（ｍ１），Ｔｐ（ｍ２）：ｍ１≠ｍ２）について求めた位相時刻の差（ΔＰ）、
    △Ｐ＝Ｔｐ（ｍ２）−Ｔｐ（ｍ１）、
    に対して式、
    △Ｐ０＝△Ｐ＋Ｎ・τ、−τ／２≦△Ｐ０≦τ／２（Ｎ：整数，τ：超音波の周期）
    を満たす周期内位相時刻差（△Ｐ０）を求め、前記オフセット補正ゼロクロス時刻の差（△Ｔｏ０）に対して式、
    △Ｔｏ０ｐ＝△Ｐ０＋Ｍ・τ（Ｍ：整数）、
    △Ｔｏ０−τ／２≦△Ｔｏ０ｐ≦△Ｔｏ０＋τ／２
    を満す位相オフセット補正ゼロクロス時刻の差（△Ｔｏ０ｐ）に基づいて障害物の方位を計算することを特徴とする請求項９に記載の障害物検出装置。
12. 前記位相時刻測定手段（Ｇ又はＧ（ｍ））は、上記エッジ時刻（Ｔ（ｎ）又はＴ（ｎ，ｍ））の最も電圧値の高い閾値に対応するエッジ検出後の最初の立上り時刻を位相時刻（Ｔｐ又はＴｐ（ｍ））とすることを特徴とする請求項６又は請求項７又は請求項１０又は請求項１１に記載の障害物検出装置。
    

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