JP2005064991A - ９０度移相器 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は、位相比較器の出力レベルが過大となった場合であっても、安定した分周動作を行い、９０度位相差を持つ出力信号を高精度に得ることが可能な９０度移相器を提供することを目的とする。
【解決手段】本発明に係る９０度移相器は、入力信号に対して周波数が１／２で互いに９０度の位相差を持つ２系統の信号を出力する１／２分周器３０と、１／２分周器３０の出力信号を位相比較する位相比較器４０と、位相比較器４０の出力信号を制限するリミッタ回路５０と、を有して成り、リミッタ回路５０の出力信号を直流オフセットとして１／２分周器３０の入力端に帰還する構成としている。
【選択図】 図１

Description

本発明は、半導体集積回路上に構成される９０度移相器に関し、特に、ディジタル通信における直交変復調器用の９０度移相器に関する。

ディジタル通信においては、ＱＰＳＫ［Quadrature Phase Shift Keying］のように、変復調器に高精度の９０度位相差が要求される変調方式が用いられる。９０度移相器に関しては、従来から様々な技術が提案されており、Ｔフリップフロップを用いた９０度移相器に関して、出力位相差を高精度に９０度とする技術も開示・提案されている（例えば、特許文献１を参照）。

図８は、Ｔフリップフロップを用いた９０度移相器の一従来例を示す回路図である。本図に示すように、従来の９０度移相器は、入力端子１００と、結合コンデンサ２００と、Ｔフリップフロップを用いた１／２分周器３００と、位相比較器４００と、ＤＣアンプ５００と、出力端子６００、７００と、を有して成る。

入力端子１００は、結合コンデンサ２００を介して１／２分周器３００の入力端に接続されている。従って、入力端子１００に与えられた入力信号は、結合コンデンサ２００によって直流成分を除去されてから１／２分周器３００に入力される。１／２分周器３００は、結合コンデンサ２００を介して入力された信号に対し、周波数が１／２で互いに９０度の位相差を持つ２系統の信号を生成する。位相比較器４００は、１／２分周器３００で得られた２つの信号の位相を比較して、その位相差が９０度の場合はゼロを出力し、位相差が９０度からずれている場合はそのずれに応じた電圧を出力する。ＤＣアンプ５００は位相比較器４０の出力信号を増幅し、その出力信号を直流オフセットとして１／２分周器３００の入力端に帰還する。出力端子６００、７００は、１／２分周器３００の出力信号を外部に送出する。

図９は上記構成から成る９０度移相器の入出力波形の一例を示す図である。本図において、波形Ａ１は、直流オフセットや歪みのない入力信号であり、波形Ｂ１、Ｃ１は、該入力信号Ａ１から生成される２つの出力信号である。本図に示すように、Ｔフリップフロップを用いた１／２分周器３００において、出力信号Ｂ１は、入力信号Ａ１が立下がりでゼロクロスするタイミングで立ち上がり、出力信号Ｃ１は、入力信号Ａ１が立上がりでゼロクロスするタイミングで立ち下がる。従って、理想的な入力信号Ａ１に対してＴフリップフロップを用いた１／２分周器３００が理想的に動作すれば、出力信号Ｂ１と出力信号Ｃ１の位相差は正確に９０度となる。

次に、入力信号に直流オフセットが発生している場合について説明する。図１０は上記構成から成る９０度移相器の入出力波形の他の一例を示す図である。本図において、波形Ａ２は、直流オフセットΔＶ１を有する入力信号であり、波形Ｂ２、Ｃ２は、該入力信号Ａ２から生成される２つの出力信号である。ここで、出力信号Ｂ２は、前述と同様、入力信号Ａ２が立下がりでゼロクロスするタイミングで立ち上がる。また、出力信号Ｃ２は、入力信号Ａ２が立上がりでゼロクロスするタイミングで立ち下がる。このような場合、本図からも明らかなように、出力信号Ｂ２、Ｃ２の位相差は、入力信号Ａ２の直流オフセットΔＶ１により発生したデューティ比５０％からのずれによって９０度から大きくずれてしまう。なお、ここでは入力信号に直流オフセットがある場合について考えたが、入力信号のデューティ比が波形の歪み等によって５０％からずれた場合も、同様に２つの出力信号の位相差は９０度からずれることになる。

そこで、上記構成から成る９０度移相器では、入力信号の直流オフセットや歪みによるデューティ比の変動、或いは、１／２分周器３００自体が持つ誤差（１／２分周器３００を構成する素子の相対的な特性ばらつきに応じた誤差）に起因して生じる２つの出力信号の位相差９０度からのずれを位相比較器４００によって検出し、１／２分周器３００の直流オフセットとして入力端に帰還している。なお、上記構成から成る９０度移相器では、フィードバックループゲインを高めるために、位相比較器４００の出力信号をＤＣアンプ５００によって増幅している。
特開平８−２３７０７７号公報

確かに、上記構成から成る従来の９０度移相器であれば、１／２分周器３００に対する入力信号の直流電圧レベルをフィードバックループによって制御することで、出力端子６００、７００から出力される２つの出力信号の位相差を９０度に維持することができる。なお、１／２分周器３００が正常に動作しているとき、ＤＣアンプ５００から出力される直流オフセットは、入力信号のデューティ比がほぼ５０％になる電圧になっているはずであり、これは図１０におけるΔＶ１がほぼゼロになっていることを意味している。

しかしながら、上記構成から成る９０度移相器では、その電源投入直後等に、Ｔフリップフロップを用いて成る１／２分周器３００への直流オフセット（位相比較器４００の出力レベル）が過大になると、Ｔフリップフロップの入力段を構成する差動トランジスタの各ベースに与えられる直流電圧に大きな差が生じてしまい、該差動トランジスタの一方が常にオン状態となって、両差動対は入力信号に応じたスイッチング動作を行うことができなくなり、その結果として１／２分周器３００が分周動作を行えなくなる場合があった。特に、位相比較器４００の後段にＤＣアンプ５００を有する９０度移相器では、位相比較器４００の出力信号レベルが小さくても、ＤＣアンプ５００から１／２分周器３００の入力端に与えられる直流オフセットがＤＣアンプ５００のゲイン分だけ大きくなるため、上記課題が生じやすかった。このように、入力信号の直流オフセットによって１／２分周器３００が分周動作しなくなるのは、概念的には図１０に示した入力信号の直流オフセットΔＶ１が入力信号振幅を超えた状態であると考えることができる。

なお、上記課題の要因である入力信号の直流オフセットは、集積回路を構成するトランジスタや抵抗など、同一チップ上に形成された素子の相対的な特性ばらつきに起因して生じるものであり、製造上、このようなばらつきを完全に排除することは不可能であった。

本発明は、上記の問題点に鑑み、位相比較器の出力レベルが過大となった場合であっても、安定した分周動作を行い、９０度位相差を持つ出力信号を高精度に得ることが可能な９０度移相器を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明に係る９０度移相器は、入力信号が与えられる入力端子と、前記入力信号の直流成分を除去する直流成分除去手段と、前記直流成分除去手段の出力信号に対して周波数が１／２で互いに９０度の位相差を持つ２系統の信号を出力する１／２分周器と、該１／２分周器の出力信号を位相比較する位相比較器と、該位相比較器の出力信号を制限するリミッタ回路と、前記１／２分周器の出力信号を外部に送出するための出力端子と、を有して成り、前記リミッタ回路の出力信号を直流オフセットとして前記１／２分周器の入力端に帰還する構成としている。なお、上記構成から成る９０度移相器にて、前記１／２分周器は、Ｔフリップフロップを用いて成る構成にするとよい。

このような構成とすることにより、集積回路上に形成された素子の相対的な特性ばらつきに起因して、９０度移相器の電源投入直後等に位相比較器の出力レベルが過大となった場合であっても、１／２分周器の入力端に正常動作範囲を超える直流オフセットが入力されることはないので、１／２分周器は正常に分周動作を行うことができる。従って、９０度移相器は安定に動作し続けることができ、９０度位相差を持つ出力信号を高精度に得ることが可能となる。

また、上記構成から成る９０度移相器は、前記位相比較器と前記リミッタ回路との間に前記位相比較器から出力される信号の不要交流成分を除去するローパスフィルタを備えて成る構成にするとよい。このような構成とすることにより、位相比較器から出力される信号の不要交流成分を除去することができるので、１／２分周器を良好な状態で動作させることができ、９０度位相差を持つ出力信号を高精度に得ることが可能となる。

また、上記構成から成る９０度移相器は、前記位相比較器と前記リミッタ回路との間に前記位相比較器から出力される信号を増幅する増幅器を備えて成る構成にするとよい。このような構成とすることにより、フィードバックループゲインを増幅器のゲイン分だけ高くすることができるので、フィードバックループの安定状態では１／２分周器の２つの出力信号の位相差を高精度で９０度にすることが可能となる。

また、上記構成から成る９０度移相器にて、前記入力端子、前記直流成分除去手段、前記１／２分周器、前記位相比較器、前記リミッタ回路、及び前記出力端子は、いずれも差動形式である構成にするとよい。このような構成とすることにより、外部からのノイズや電源・グランドからのノイズ、電圧変動等の影響を受けにくくなるので、ＩＣ化に適した９０度移相器を得ることができる。

また、上記構成から成る９０度移相器において、前記リミッタ回路は、ダイオードを用いて成る構成にするとよい。このような構成とすることにより、位相比較器から出力される差動信号は、前記ダイオードのオン電圧に応じた所定範囲に制限されることになる。従って、リミッタ回路の出力端に上記範囲を超える過大な直流オフセットが生じることはなく、入力端子からの入力信号に対して１／２分周器が上記範囲の直流オフセットで十分に動作するように設計しておけば、９０度移相器の電源投入直後等に位相比較器の出力レベルが過大となった場合であっても、１／２分周器は常に正常動作することが可能となる。

また、上記構成から成る９０度移相器において、前記リミッタ回路は、少なくとも１段以上の抵抗負荷の差動増幅器を用いて成る構成にするとよい。このような構成とすることにより、このとき、位相比較器から出力される差動信号は、差動増幅器を構成する電流源の電流値と抵抗との積に応じた所定範囲に制限されることになる。従って、リミッタ回路の出力端に上記範囲を超える過大な直流オフセットが生じることはなく、入力端子からの入力信号に対して１／２分周器が上記範囲の直流オフセットで十分に動作するように設計しておけば、９０度移相器の電源投入直後等に位相比較器の出力レベルが過大となった場合であっても、１／２分周器は常に正常動作することが可能となる。

また、上記構成から成る９０度移相器において、前記１／２分周器は、ベースが入力端子に接続され、エミッタが第１の電流源に接続された第１のトランジスタと；ベースが反転入力端子に接続され、エミッタが第１のトランジスタのエミッタに接続された第２のトランジスタと；エミッタが第１のトランジスタのコレクタに接続され、コレクタが第１の出力端子及び一端が電源に接続された第１の抵抗の他端に接続され、ベースが第４の出力端子に接続された第３のトランジスタと；エミッタが第１のトランジスタのコレクタに接続され、コレクタが第２の出力端子及び一端が電源に接続された第２の抵抗の他端に接続され、ベースが第３の出力端子に接続された第４のトランジスタと；エミッタが第２のトランジスタのコレクタに接続され、コレクタが第１の出力端子に接続され、ベースが第２の出力端子に接続された第５のトランジスタと；エミッタが第２のトランジスタのコレクタに接続され、コレクタが第２の出力端子に接続され、ベースが第１の出力端子に接続された第６のトランジスタと；ベースが反転入力端子に接続され、エミッタが第２の電流源に接続された第７のトランジスタと；ベースが入力端子に接続され、エミッタが第７のトランジスタのコレクタに接続された第８のトランジスタと；エミッタが第７のトランジスタのコレクタに接続され、コレクタが第３の出力端子及び一端が電源に接続された第３の抵抗の他端に接続され、ベースが第１の出力端子に接続された第９のトランジスタと；エミッタが第７のトランジスタのコレクタに接続され、コレクタが第４の出力端子及び一端が電源に接続された第４の抵抗の他端に接続され、ベースが第２の出力端子に接続された第１０のトランジスタと；エミッタが第８のトランジスタのコレクタに接続され、コレクタが第３の出力端子に接続され、ベースが第４の出力端子に接続された第１１のトランジスタと；エミッタが第８のトランジスタのコレクタに接続され、コレクタが第４の出力端子に接続され、ベースが第３の出力端子に接続された第１２のトランジスタと；を有して成る構成にするとよい。

このようにＴフリップフロップを用いて成る１／２分周器であれば、入力信号に対して周波数が１／２で互いに９０度の位相差を持つ２系統の信号を生成することができる。なお、上記構成から成る１／２分周器への直流オフセット（位相比較器の出力レベル）が過大である場合、リミッタ回路がなければ、第１のトランジスタと第２のトランジスタの差動対及び第７のトランジスタと第８のトランジスタの差動対の各ベースに与えられる直流電圧に大きな差が生じてしまい、第１、第７のトランジスタまたは第２、第８のトランジスタが常にオン状態となって、両差動対は入力信号に応じたスイッチング動作を行うことができなくなり、その結果として正常に分周動作を行えなくなる。しかし、本発明に係る９０度移相器はリミッタ回路を有して成り、１／２分周器への直流オフセットは、リミッタ回路によってＴフリップフロップの正常動作範囲に制限されるため、９０度移相器の電源投入直後等に位相比較器の出力レベルが過大となった場合であっても、１／２分周器は常に正常動作することが可能となる。

上記したように、本発明に係る９０度移相器であれば、位相比較器の出力レベルが過大となった場合であっても、安定した分周動作を行い、９０度位相差を持つ出力信号を高精度に得ることが可能となる。

まず、本発明に係る９０度移相器の第１実施形態について詳細に説明する。図１は本発明に係る９０度移相器の第１実施形態を示すブロック図である。本図に示す通り、本実施形態の９０度移相器は、入力端子１０と、直流成分除去手段２０（本実施形態では、結合コンデンサ２０）と、１／２分周器３０と、位相比較器４０と、リミッタ５０と、出力端子６０、７０と、を有して成る。

入力端子１０は、結合コンデンサ２０を介して１／２分周器３０の入力端に接続されている。従って、入力端子１０に与えられた入力信号は、結合コンデンサ２０によって直流成分を除去されてから１／２分周器３０に入力される。１／２分周器３０は、結合コンデンサ２０を介して入力された信号に対し、周波数が１／２で互いに９０度の位相差を持つ２系統の信号を生成する。位相比較器４０は、１／２分周器３０で得られた２つの信号の位相を比較して、その位相差が９０度の場合はゼロを出力し、位相差が９０度からずれている場合はそのずれに応じた電圧を出力する。リミッタ回路５０は、位相比較器４０の出力信号レベルを１／２分周器３０が正常に動作する範囲に制限し、その出力信号を直流オフセットとして１／２分周器３０の入力端に帰還する。出力端子６０、７０は、１／２分周器３０の出力信号を外部に送出する。

ここで、１／２分周器３０で得られた２つの出力信号の位相差が９０度からずれている場合を考える。この場合、位相比較器４０は、上記のずれに応じた電圧を出力し、リミッタ回路５０を通して１／２分周器３０の入力端に直流オフセットを与える。なお、１／２分周器３０の入力直流電圧と出力信号位相差との相関関係は、１／２分周器３０の特性として決まっている。従って、リミッタ回路５０を通して、位相比較器４０の出力端と１／２分周器３０の入力端とを適切な極性で接続しておけば、１／２分周器３０で得られる２つの出力信号の位相差が９０度であるときにフィードバックループが安定となるようにすることができる。

すなわち、本実施形態のように、フィードバックループ内にリミッタ回路５０を設置していれば、集積回路上に形成された素子の相対的な特性ばらつきに起因して、９０度移相器の電源投入直後等に位相比較器４０の出力レベルが過大となった場合であっても、１／２分周器３０の入力端に正常動作範囲を超える直流オフセットが入力されることはなく、１／２分周器３０は正常に分周動作を行うことができる。１／２分周器３０が一旦動作を開始すれば、フィードバックループの動作によって１／２分周器３０への直流オフセットはほぼゼロとされるため、１／２分周器３０及び位相比較器４０は、いずれも正常状態に維持され、フィードバックループも安定状態となる。従って、９０度移相器は安定に動作し続けることができ、９０度位相差を持つ出力信号を高精度に得ることが可能となる。

なお、上記構成から成る９０度移相器を良好に動作させるために、１／２分周器３０としては、例えばＴフリップフロップを用いることが考えられる。

次に、本発明に係る９０度移相器の第２実施形態について詳細に説明する。図２は本発明に係る９０度移相器の第２実施形態を示すブロック図である。本図に示す通り、本実施形態の９０度移相器は、前出の第１実施形態とほぼ同様の構成から成り、位相比較器４０とリミッタ回路５０との間に、位相比較器４０から出力される信号の不要交流成分を除去するローパスフィルタ８０（以下、ＬＰＦ８０と呼ぶ）を備えて成ることを特徴とするものである。そこで、第１実施形態と同様の部分については、図１と同一符号を付すことで説明を省略し、以下では、本実施形態の特徴部分について重点を置いた説明を行う。

前述したように、位相比較器４０は、１／２分周器３０で得られた２つの信号の位相を比較して、その位相差が９０度からずれている場合はそのずれに応じた電圧を出力する。しかし、位相比較器４０の出力信号には、通常、位相比較の結果として必要となる直流成分だけでなく、入力信号の周波数に関連した交流成分が含まれている。該交流成分は、１／２分周器３０の出力にスプリアスを発生させるなど、９０度移相器の動作精度低下を招く要因となり得る。これに対して、本実施形態のように、位相比較器４０とリミッタ回路５０との間にＬＰＦ８０を設置していれば、位相比較器４０から出力される信号の不要交流成分を除去することができるので、１／２分周器３０を良好な状態で動作させることができ、９０度位相差を持つ出力信号を高精度に得ることが可能となる。

次に、本発明に係る９０度移相器の第３実施形態について詳細に説明する。図３は本発明に係る９０度移相器の第３実施形態を示すブロック図である。本図に示す通り、本実施形態の９０度移相器は、前出の第１実施形態とほぼ同様の構成から成り、位相比較器４０とリミッタ回路５０との間に、位相比較器４０から出力される信号を増幅するＤＣアンプ９０を備えて成ることを特徴とするものである。そこで、第１実施形態と同様の部分については、図１と同一符号を付すことで説明を省略し、以下では、本実施形態の特徴部分について重点を置いた説明を行う。

本実施形態の９０度移相器を構成するフィードバックループは、位相比較器４０によって１／２分周器３０の２つの出力信号の位相差ずれを検出し、その検出結果に応じた直流オフセットを１／２分周器３０の入力端に帰還させる構成である。従って、１／２分周器３０の２つの出力信号の位相差を高精度で９０度とするには、ある程度高いフィードバックループゲインが要求される。そこで、本実施形態のように、位相比較器４０とリミッタ回路５０との間にＤＣアンプ９０を設置すれば、フィードバックループゲインをＤＣアンプ９０のゲイン分だけ高くすることができるので、フィードバックループの安定状態では１／２分周器３０の２つの出力信号の位相差を高精度で９０度にすることが可能となる。

なお、本実施形態のようにＤＣアンプ９０を設置した場合、位相比較器４０の出力信号レベルが小さくても、ＤＣアンプ９０から１／２分周器３０の入力端に与えられる直流オフセットは、ＤＣアンプ９０のゲイン分だけ大きくなる。そのため、リミッタ回路５０を設置していなければ、９０度移相器の電源投入直後等に１／２分周器３０への直流オフセットが正常動作範囲を超えて分周動作が不可能になる、といった事態を招きかねない。しかし、本発明に係る９０度移相器は、フィードバックループ内にリミッタ回路５０を具備して成り、１／２分周器３０に帰還される直流オフセットは該リミッタ回路５０によって制限される。従って、１／２分周器３０の入力端にその正常動作範囲を超える直流オフセットが入力されることはなく、１／２分周器３０は正常に分周動作を行うことができる。

次に、本発明に係る９０度移相器の第４実施形態について詳細に説明する。図４は本発明に係る９０度移相器の第４実施形態を示すブロック図である。本図に示す通り、本実施形態の９０度移相器は、前出の第１実施形態とほぼ同様の構成から成り、入力端子１１、結合コンデンサ２１、１／２分周器３１、位相比較器４１、リミッタ回路５１、及び出力端子６１を、いずれも差動形式としたことに特徴を有している。本実施形態のように、９０度移相器を構成する各回路部及びフィードバックループを差動形式とすることにより、外部からのノイズや、電源・グランドからのノイズ、電圧変動等の影響を受けにくくなるので、ＩＣ化に適した９０度移相器を得ることができる。

次に、本発明に係る９０度移相器の第５実施形態を挙げ、リミッタ回路５１の一構成例について詳細に説明する。図５は本発明に係る９０度移相器の第５実施形態を示すブロック図である。本図に示す通り、本実施形態の９０度移相器において、前出の第４実施形態と同様の構成から成り、リミッタ回路５１は、カソードが位相比較器４１の出力端に接続され、アノードが位相比較器４１の反転出力端に接続されたダイオードＤａと、アノードが位相比較器４１の出力端に接続され、カソードが位相比較器４１の反転出力端に接続されたＤｂと、を有して成る。

ここで、ダイオードＤａ、Ｄｂのオン電圧をＶｏｎとすると、位相比較器４１から出力される差動信号は、上記構成から成るリミッタ回路５２によって、−Ｖｏｎから＋Ｖｏｎの範囲に制限されることになる。従って、リミッタ回路５１の出力端に上記範囲を超える過大な直流オフセットが生じることはなく、入力端子１１からの入力信号に対して１／２分周器３１が上記範囲の直流オフセットで十分に動作するように設計しておけば、９０度移相器の電源投入直後等に位相比較器４１の出力レベルが過大となった場合であっても、１／２分周器３１は常に正常動作することが可能となる。

次に、本発明に係る９０度移相器の第６実施形態を挙げ、リミッタ回路５１の他の一構成例について詳細に説明する。図６は本発明に係る９０度移相器の第６実施形態を示すブロック図である。本図に示すように、本実施形態の９０度移相器において、前出の第４実施形態と同様の構成から成り、リミッタ回路５１は、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタＱａ、Ｑｂと、抵抗Ｒａ、Ｒｂと、電流源Ｉａと、から成る差動増幅器で構成されている。リミッタ回路５１の差動出力端に相当するトランジスタＱａ、Ｑｂのコレクタには、各々抵抗Ｒａ、Ｒｂを介して、直流電圧が印加されている。トランジスタＱａ、Ｑｂのエミッタは、互いに接続されており、その接続ノードは、電流源Ｉａを介して接地されている。リミッタ回路５１の差動入力端に相当するトランジスタＱａ、Ｑｂのベースは、位相比較器４１の差動出力端に各々接続されている。

ここで、位相比較器４１からの出力がトランジスタＱａとトランジスタＱｂで構成される差動対の入力ダイナミックレンジよりも十分に大きい場合について考える。このとき、リミッタ回路５１の出力は、電流源Ｉａの電流値と抵抗Ｒａまたは抵抗Ｒｂとの積をＶＯとおくと、−ＶＯから＋ＶＯの範囲に制限されることになる。従って、リミッタ回路５１の出力端に上記範囲を超える過大な直流オフセットが生じることはなく、入力端子１１からの入力信号に対して１／２分周器３１が上記範囲の直流オフセットで十分に動作するように設計しておけば、９０度移相器の電源投入直後等に位相比較器４１の出力レベルが過大となった場合であっても、１／２分周器３１は常に正常動作することが可能となる。

次に、本発明に係る９０度移相器の第７実施形態を挙げ、１／２分周器３１の一構成例について詳細に説明する。図７は本発明に係る９０度移相器の第７実施形態を示すブロック図である。本図に示す通り、本実施形態の９０度移相器において、前出の第４実施形態と同様の構成から成り、１／２分周器３１は、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタＱ１〜Ｑ１２と、抵抗Ｒ１〜Ｒ４と、電流源Ｉ１、Ｉ２と、を有して成る。なお、出力端子６１、７１は、１／２分周器３１の２つの出力信号を出力する差動信号出力端子であり、出力端子６１は、０°の周波数信号を出力する第１の出力端子６１ａと、１８０°の周波数信号を出力する第２の出力端子６１ｂとから成る。一方、出力端子７１は、９０°の周波数信号を出力する第３の出力端子７１ａと、２７０°の周波数信号を出力する第４の出力端子７１ｂとから成る。

トランジスタＱ１は、ベースが結合コンデンサ２１ａを介して入力端子１１ａに接続されており、エミッタが定電流源Ｉ１を介して接地されている。トランジスタＱ２は、ベースが結合コンデンサ２１ｂを介して反転入力端子１１ｂに接続されており、エミッタがトランジスタＱ１のエミッタに接続されている。トランジスタＱ３は、エミッタがトランジスタＱ１のコレクタに接続されており、コレクタが第１の出力端子６１ａ及び一端が電源に接続された抵抗Ｒ１の他端に接続されており、ベースが第４の出力端子７１ｂに接続されている。トランジスタＱ４は、エミッタがトランジスタＱ１のコレクタに接続されており、コレクタが第２の出力端子４１ｂ及び一端が電源に接続された抵抗Ｒ２の他端に接続されており、ベースが第３の出力端子７１ａに接続されている。トランジスタＱ５は、エミッタがトランジスタＱ２のコレクタに接続されており、コレクタが第１の出力端子６１ａに接続されており、ベースが第２の出力端子６１ｂに接続されている。トランジスタＱ６は、エミッタがトランジスタＱ２のコレクタに接続されており、コレクタが第２の出力端子６１ｂに接続されており、ベースが第１の出力端子６１ａに接続されている。トランジスタＱ７は、ベースが結合コンデンサ２１ｂを介して反転入力端子１１ｂに接続されており、エミッタが電流源Ｉ２に接続されている。トランジスタＱ８は、ベースが結合コンデンサ２１ａを介して入力端子１１ａに接続されており、エミッタがトランジスタＱ７のエミッタに接続されている。トランジスタＱ９は、エミッタがトランジスタＱ７のコレクタに接続されており、コレクタが第３の出力端子７１ａ及び一端が電源に接続された抵抗Ｒ３の他端に接続されており、ベースが第１の出力端子６１ａに接続されている。トランジスタＱ１０は、エミッタがトランジスタＱ７のコレクタに接続されており、コレクタが第４の出力端子７１ｂ及び一端が電源に接続された抵抗Ｒ４の他端に接続されており、ベースが第２の出力端子６１ｂに接続されている。トランジスタＱ１１は、エミッタがトランジスタＱ８のコレクタに接続されており、コレクタが第３の出力端子７１ａに接続されており、ベースが第４の出力端子７１ｂに接続されている。トランジスタＱ１２は、エミッタがトランジスタＱ８のコレクタに接続されており、コレクタが第４の出力端子７１ｂに接続されており、ベースが第３の出力端子７１ａに接続されている。

上記構成から分かるように、本実施形態の１／２分周器３１は、Ｔフリップフロップを用いて成る。このような構成することにより、該１／２分周器３１は、入力信号に対して周波数が１／２で互いに９０度の位相差を持つ２系統の信号を生成することができる。

ここで、本実施形態の効果を考えるために、リミッタ回路５１がない場合を考える。この場合、Ｔフリップフロップを用いて成る１／２分周器３１への直流オフセット（位相比較器４１の出力レベル）が過大であると、トランジスタＱ１とトランジスタＱ２の差動対及びトランジスタＱ７とトランジスタＱ８の差動対の各ベースに与えられる直流電圧に大きな差が生じてしまい、トランジスタＱ１、Ｑ７若しくはトランジスタＱ２、Ｑ８が常にオン状態となって、両差動対は入力信号に応じたスイッチング動作を行うことができなくなり、その結果として１／２分周器３１は分周動作を行えなくなる。これに対して、本実施形態のように、リミッタ回路５１を設置することにより、１／２分周器３１への直流オフセットは、リミッタ回路５１によってＴフリップフロップの正常動作範囲に制限されるので、９０度移相器の電源投入直後等に位相比較器４１の出力レベルが過大となった場合であっても、１／２分周器３１は常に正常動作することが可能となる。

以上のように、本発明に係る９０度移相器は、ディジタル放送受信装置等の信号変復調手段の構成に有用であり、その送受信精度向上に貢献し得るものである。

は、本発明に係る９０度移相器の第１実施形態を示すブロック図である。 は、本発明に係る９０度移相器の第２実施形態を示すブロック図である。 は、本発明に係る９０度移相器の第３実施形態を示すブロック図である。 は、本発明に係る９０度移相器の第４実施形態を示すブロック図である。 は、本発明に係る９０度移相器の第５実施形態を示すブロック図である。 は、本発明に係る９０度移相器の第６実施形態を示すブロック図である。 は、本発明に係る９０度移相器の第７実施形態を示すブロック図である。 は、９０度移相器の一従来例を示すブロック図である。 は、９０度移相器の入出力波形の一例（ずれなし）を示す図である。 は、９０度移相器の入出力波形の他の一例（ずれあり）を示す図である。

符号の説明

１０、１１ 入力端子
２０、２１ 直流成分除去手段（結合コンデンサ）
３０、３１ １／２分周器
４０、４１ 位相比較器
５０、５１ リミッタ
６０、６１、７０、７１ 出力端子
８０ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
９０ ＤＣアンプ
Ｄａ、Ｄｂ ダイオード
Ｒａ、Ｒｂ 抵抗
Ｑａ、Ｑｂ ｎｐｎ型バイポーラトランジスタ
Ｉａ 電流源
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４ 抵抗
Ｑ１〜Ｑ１２ ｎｐｎ型バイポーラトランジスタ
Ｉ１、Ｉ２ 電流源

Claims (8)

1. 入力信号が与えられる入力端子と、前記入力信号の直流成分を除去する直流成分除去手段と、前記直流成分除去手段の出力信号に対して周波数が１／２で互いに９０度の位相差を持つ２系統の信号を出力する１／２分周器と、該１／２分周器の出力信号を位相比較する位相比較器と、該位相比較器の出力信号を制限するリミッタ回路と、前記１／２分周器の出力信号を外部に送出するための出力端子と、を有して成り、前記リミッタ回路の出力信号を直流オフセットとして前記１／２分周器の入力端に帰還することを特徴とする９０度移相器。
2. 前記１／２分周器は、Ｔフリップフロップを用いて成ることを特徴とする請求項１に記載の９０度移相器。
3. 前記位相比較器と前記リミッタ回路との間に、前記位相比較器から出力される信号の不要交流成分を除去するローパスフィルタを備えて成ることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の９０度移相器。
4. 前記位相比較器と前記リミッタ回路との間に、前記位相比較器から出力される信号を増幅する増幅器を備えて成ることを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれかに記載の９０度移相器。
5. 前記入力端子、前記直流成分除去手段、前記１／２分周器、前記位相比較器、前記リミッタ回路、及び前記出力端子は、いずれも差動形式であることを特徴とする請求項１〜請求項４のいずれかに記載の９０度移相器。
6. 前記リミッタ回路は、ダイオードを用いて成ることを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれかに記載の９０度移相器。
7. 前記リミッタ回路は、少なくとも１段以上の抵抗負荷の差動増幅器で構成されることを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれかに記載の９０度移相器。
8. 前記１／２分周器は、ベースが入力端子に接続され、エミッタが第１の電流源に接続された第１のトランジスタと；ベースが反転入力端子に接続され、エミッタが第１のトランジスタのエミッタに接続された第２のトランジスタと；エミッタが第１のトランジスタのコレクタに接続され、コレクタが第１の出力端子及び一端が電源に接続された第１の抵抗の他端に接続され、ベースが第４の出力端子に接続された第３のトランジスタと；エミッタが第１のトランジスタのコレクタに接続され、コレクタが第２の出力端子及び一端が電源に接続された第２の抵抗の他端に接続され、ベースが第３の出力端子に接続された第４のトランジスタと；エミッタが第２のトランジスタのコレクタに接続され、コレクタが第１の出力端子に接続され、ベースが第２の出力端子に接続された第５のトランジスタと；エミッタが第２のトランジスタのコレクタに接続され、コレクタが第２の出力端子に接続され、ベースが第１の出力端子に接続された第６のトランジスタと；ベースが反転入力端子に接続され、エミッタが第２の電流源に接続された第７のトランジスタと；ベースが入力端子に接続され、エミッタが第７のトランジスタのコレクタに接続された第８のトランジスタと；エミッタが第７のトランジスタのコレクタに接続され、コレクタが第３の出力端子及び一端が電源に接続された第３の抵抗の他端に接続され、ベースが第１の出力端子に接続された第９のトランジスタと；エミッタが第７のトランジスタのコレクタに接続されて、コレクタが第４の出力端子及び一端が電源に接続された第４の抵抗の他端に接続され、ベースが第２の出力端子に接続された第１０のトランジスタと；エミッタが第８のトランジスタのコレクタに接続され、コレクタが第３の出力端子に接続され、ベースが第４の出力端子に接続された第１１のトランジスタと；エミッタが第８のトランジスタのコレクタに接続され、コレクタが第４の出力端子に接続され、ベースが第３の出力端子に接続された第１２のトランジスタと；を有して成ることを特徴とする請求項５に記載の９０度移相器。

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