JP2005064983A - スペクトラム拡散信号受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】スペクトラム拡散信号受信装置において、メッセージデータが得られない状況でも、受信信号のパラメータを高感度に検出し、メッセージデータの符号反転（極性反転）に関わりなく、受信感度を向上する。
【解決手段】受信信号中のメッセージデータを推定し、この推定したメッセージデータの符号反転に合わせて、受信信号中の各メッセージデータ相当分の各極性を変更することで、受信信号中のメッセージデータの周波数成分を除去し、カットオフ周波数を十分に下げる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、スペクトラム拡散されている受信信号に対し拡散コードを用いて逆拡散を行うスペクトラム拡散信号受信装置に関する。

従来から例えば、衛星測位システムの衛星電波を受信するスペクトラム拡散信号受信装置において、衛星電波中には、衛星の軌道情報などのメッセージデータが、衛星毎に異なったあらかじめ決められている符号パターンの拡散コードの極性を、メッセージデータ1ビットの符号に合わせて、メッセージデータ1ビットの周期に相当する複数の拡散コードを変調させることで載せられている。

図１１は、従来のスペクトラム拡散信号受信装置の構成を示す図であり、空中線１、周波数変換部２、Ａ/Ｄ変換部３、信号処理部５−１〜５−αから構成されている。αは、信号処理部の数である。

衛星から送信されたスペクトラム拡散信号は、まず空中線１により受信信号として受信される。そして、受信信号は、周波数変換部２に供給され、ここで所定の周波数変換及び信号増幅処理が施され、中間周波数に変換される。この中間周波数に変換された受信信号は、Ａ/Ｄ変換部３において、所定のサンプリング周波数で量子化されてデジタル信号に変換され、このデジタル信号が、信号処理部５−１〜５−αへ各々供給される。

信号処理部５−１〜５−αは、複数衛星を同時受信すべく、α個を有している。この各信号処理部５−１〜５−αは、各々独立に動作するドップラー周波数補正部５１と参照信号発生部５２及び相関&フィルター部５３及びコード位相パラメータ検出部５４を有している。

ドップラー周波数補正部５１は、ドップラー周波数を考慮したローカル周波数信号をＡ/Ｄ変換部３から供給される中間周波数にミキシングする。位相が互いに９０゜異なる直交関係を持った一対のローカル周波数信号を、ミキシングすることで直交検波する。これによって、中間周波数信号の搬送波成分が除去され、ベースバンド信号の互いに直交する成分である一般的なＩ信号データ列ｉ(1),ｉ(2),ｉ(3),・・・及びＱ信号データ列ｑ(1),ｑ(2),ｑ(3),・・・が得られる。

図１２は、参照信号発生部５２の構成を示す図である。参照信号発生部５２は、拡散コード発生部５２１と拡散コード連結部５２２を有する。

拡散コード発生部５２１は、受信信号に重畳されている拡散コードと同一で、ＩＱ信号データ列と同一となるサンプリング周波数で、拡散コード1周期分のデータ列ｃ(1),ｃ(2),・・・ｃ(ｎ)を発生させる。ここで、任意のｋはｋ=1,2,3,・・・,ｎとし、ｃ(ｋ)の値は−１あるいは１とする。

拡散コード連結部５２２は、ＩＱ信号データ数と同じ長さまで、拡散コード発生部５２１から供給される拡散コード１周期分のデータ列ｃ(1),ｃ(2),・・・,ｃ(ｎ)を繰り返した参照信号データ列ｒ(1),ｒ(2),ｒ(3),・・・を発生させる。即ち、ｒ(1)=ｃ(1),ｒ(2)=ｃ(2),ｒ(3)=ｃ(3),・・・,ｒ(ｎ)=ｃ(ｎ),ｒ(ｎ+1)=ｃ(1), (ｎ+2)=ｃ(2),ｒ(ｎ+3)=ｃ(3),・・・,ｒ(2ｎ)=ｃ(ｎ),・・・

図１３は、相関&フィルター部５３の構成を示す図である。検出すべきコード位相のパラメータ候補数は、拡散コード１周期のサンプリング数と等しくｎ個とする。これに合わせて、相関&フィルター部５３は、ｎ個の参照信号位相遅延部５３１−１〜５３１−ｎとｎ個の相関電圧積算フィルター部５３１−１〜５３２−ｎとｎ個の相関電力積算フィルター部５３３−１〜５３３−ｎを有している。

参照信号位相遅延部５３１−ｋは、参照信号発生部５２から供給される参照信号データ列ｒ(1),ｒ(2),ｒ(3),...の位相を遅延させた遅延参照信号データ列ｒd(ｋ,1),ｒd(ｋ,2),ｒd(ｋ,3),・・・を、以下のようにして発生させる。即ち、ｒd（ｋ,1) = ｒ(ｋ), ｒd(ｋ,2)=ｒ(ｋ+1), ｒd(ｋ,3)=ｒ(ｋ+2),・・・

相関電圧積算フィルター部５３２−ｋは、Ｉ信号と遅延参照信号をミキシングし、積算回数Ｔv回だけ電圧加算したＩ信号相関電圧積算値Ｖｉ(ｋ,1),Ｖｉ(ｋ,2),Ｖｉ(ｋ,3),・・・を得る。
Ｖｉ(ｋ,1)=ｉ(1)×ｒd(ｋ,1)+ｉ(2)×ｒd(ｋ,2)+・・・+ｉ(ｎ)×ｒd(ｋ,ｎ)+ｉ(ｎ+1)×ｒd(ｋ,ｎ+1)+ｉ(ｎ+2)×ｒd(ｋ,ｎ+2)+・・・+ｉ(2ｎ)×ｒd(ｋ,2ｎ)+・・・+ｉ((Ｔv-1)ｎ+1)×ｒd(ｋ,(Ｔv-1)ｎ+1)+ｉ((Ｔv-1)ｎ+1)×ｒd(ｋ,(Ｔv-1)ｎ+1)+・・・+ｉ(Ｔv×ｎ)×ｒd(ｋ,Ｔv×ｎ)
Ｖｉ(ｋ,2)=ｉ(Ｔv×ｎ+1)×ｒd(ｋ,Ｔv×ｎ+1)+ｉ(Ｔv×ｎ+2)×ｒd(ｋ,Ｔv×ｎ+2)+・・・+ｉ((Ｔv+1)ｎ)×ｒd(ｋ,(Ｔv+1)ｎ)+ｉ((Ｔv+1)ｎ+1)×ｒd(ｋ,(Ｔv+1)ｎ+1)+ｉ((Ｔv+1)ｎ+2)×ｒd(ｋ,(Ｔv+1)ｎ+2)+・・・+ｉ((Ｔv+2)ｎ)×ｒd(ｋ,(Ｔv+2)ｎ)・・・+ｉ((2Ｔv-1)ｎ+1)×ｒd(ｋ,(2Ｔv-1)ｎ+1)+ｉ((2Ｔv-1)ｎ+2)×ｒd(ｋ,(2Ｔv-1)ｎ+2)+・・・+ｉ(2Ｔv×ｎ)×ｒd(ｋ,2Ｔv×ｎ)
Ｖｉ(ｋ,3)=ｉ(2Ｔv×ｎ+1)×ｒd(ｋ,2Ｔv×ｎ+1)+ｉ(2Ｔv×ｎ+2)×ｒd(ｋ,2Ｔv×ｎ+2)+・・・+ｉ((2Ｔv+1)ｎ)×ｒd(ｋ,(2Ｔv+1)ｎ)+ｉ(2Ｔv+1)ｎ+1)×ｒd(ｋ,(2Ｔv+1)ｎ+1)+ｉ(2Ｔv+1)ｎ+2)×ｒd(ｋ,(2Ｔv+1)ｎ+2)+・・・+ｉ((2Ｔv+2)ｎ)×ｒd(ｋ,(2Ｔv+2)ｎ)・・・+ｉ(3Ｔv-1)ｎ+1)×ｒd(ｋ,(3Ｔv-1)ｎ+1)+ｉ(3Ｔv-1)ｎ+2)×ｒd(ｋ,(3Ｔv-1)ｎ+2)+・・・+ｉ(3Ｔv×ｎ)×ｒd(ｋ,(3Ｔv×ｎ)・・・

また、Ｑ信号波形ｑ(ｋ)についても、ｉ(ｋ)と同様にして、Ｑ信号相関電圧積算値Ｖｑ(ｋ,1),Ｖｑ(ｋ,2),Ｖｑ(ｋ,3),・・・を得る。

電圧積算回数Ｔv回の場合、１回のときのカットオフ周波数ｆに対して、低いカットオフ周波数ｆ/Ｔvとなるから、ノイズ低減の効果が得られる。

相関電力積算フィルター部５３３−ｋは、供給されてくるＩ信号相関電圧積算値Ｖｉ(ｋ,1),Ｖｉ(ｋ,2),Ｖｉ(ｋ,3),・・・とＱ信号相関電圧積算値Ｖｑ(ｋ,1),Ｖｑ(ｋ,2),Ｖｑ(ｋ,3),・・・をＩＱ合成して、これら全てを電力加算した相関電力積算値Ｐ(ｋ)を得る。即ち、Ｐ(ｋ) = [Ｖｉ(ｋ,1)²+Ｖｑ(ｋ,1)²] + [Ｖｉ(ｋ,2)²+Ｖｑ(ｋ,2)²] + [Ｖｉ(ｋ,3)²+Ｖｑ(ｋ,3)²] +・・・

相関電圧積算フィルター部５３２−１〜５３２−ｎと相関電力積算フィルター部５３３−１〜５３３−ｎは、このように積算による平滑化を行うことで、雑音の高周波成分をカットし、信号成分を通過させるフィルター効果を得る。

コード位相パラメータ検出部５４は、相関電力積算フィルター部５３３−１〜５３３−ｎから供給される相関電力積算値Ｐ(1)〜Ｐ(ｎ)のうちの最大値Ｐ(ｋmax)を検出する。そして、最大値Ｐ(ｋmax)が、あらかじめ設定されているしきい値よりも大きい場合、その位相ｋmaxを受信信号のコード位相として検出する。

この検出したコード位相ｋmaxを用いて、受信信号に参照信号を追尾させるように制御し、受信信号と参照信号との相関値からメッセージデータ列を得て、受信装置とその衛星との擬似距離を求める。また得られたメッセージデータ列より、衛星の軌道情報を復調することで衛星の位置が求まる。そして複数の衛星の位置及び擬似距離を用いて受信装置の測位位置を算出する。また受信装置には、高精度の発振器を備えており、一旦測位することで、測位時刻が既知となり、またこの発振器の周波数誤差も既知となる。このため、測位中断後も、この発振器の周波数誤差を補正した周波数により経過時間を計測することで、現在時刻を常に推定することができる。

この相関電圧積算フィルター部５３２−１〜５３２−ｎと相関電力積算フィルター部５３３−１〜５３３−ｎは、各々の積算回数を増やすほど、カットオフ周波数が低くなり、不要な雑音を多くカットすることができる。また、積算回数を増やす場合は、電圧積算回数を極力延長した方が、不要な雑音をカットするには有利となる。例えば、電圧積算回数を２倍にしたとき、電力積算回数を２倍にしたときに比べて、雑音は３ｄＢ多くカットできる。

しかし、電圧積算区間を長くしてしまうと、メッセージデータの極性反転による影響で信号も減少させてしまうということがある。この例として、メッセージデータ１ビットの周期が拡散コード２周期からなる簡単なスペクトラム拡散信号の場合について図１４を参照して説明する。

図１４は、メッセージデータ=１,０の２周期分での、(１)受信信号波形，(２)参照信号波形，(３)相関波形，(４)相関電圧積算値を示したものである。Ｉ信号波形ｉ(ｋ)のうち、信号成分をｉs(ｋ)，ノイズ成分ｉn(ｋ)とした場合、(１)受信信号波形は、ｉs(1)〜ｉs(4ｎ)に相当する。なお、ノイズ成分ｉn(ｋ)は、説明の簡略のため無視する。(２)参照信号波形は、ｒd(ｋ,1)〜ｒd(ｋ,4ｎ)に相当する。(３)相関波形は、(１)受信信号波形と(２)参照信号波形を１〜４ｎの各々サンプリングについて、相関をとったもので＋１ または−１が出力されるものとする。(４)相関電圧積算値は、区間１，２，３，４の各区間毎の相関電圧積算値Ｖi-1(ｋ,1),Ｖi-2(ｋ,1) ,Ｖi-3(ｋ,1) ,Ｖi-4(ｋ,1)であり、次の式で算出したものとする。
Ｖi-1(ｋ,1) = ｉ(1)×ｒd(ｋ,1) +ｉ(2)×ｒd(ｋ,2)+・・・+ｉ(ｎ)×ｒd(ｋ,ｎ)= ｎ
Ｖi-2(ｋ,1) =ｉ(ｎ+1)×ｒd(ｋ,ｎ+1)+ｉ(ｎ+2)×ｒd(ｋ,ｎ+2)+・・・+ｉ(2ｎ)×ｒd(ｋ,2ｎ)= ｎ
Ｖi-3(ｋ,1) =ｉ(2ｎ+1)×ｒd(ｋ,2ｎ+1)+ｉ(2ｎ+1)×ｒd(ｋ,(2ｎ+1)+・・・+ｉ(3ｎ)×ｒd(ｋ,3ｎ) = -ｎ
Ｖi-4(ｋ,1) =ｉ(3ｎ+1)×ｒd(ｋ,3ｎ+1)+ｉ(3ｎ+1)×ｒd(ｋ,(3ｎ+1)+・・・+ｉ(4ｎ)×ｒd(ｋ,4ｎ) = -ｎ

そして、電圧積算区間にメッセージデータ極性反転が含まれない積算回数Ｔv=２回と、電圧積算区間にメッセージデータ極性反転が含まれる積算回数Ｔv=４回の場合について、各々、相関電力積算値Ｐ(ｋ)を算出する。なお、相関電力積算値Ｐ(ｋ)は、説明の簡略のため、Ｑ信号成分は無視し、Ｉ信号成分のみの積算とする。

積算回数Ｔv=２回のときは、電圧積算区間にメッセージデータの極性反転が含まれないため、極性付きで積算となる電圧積算でも信号成分の相関が、以下のように得られる。
Ｖｉ(ｋ,1) = Ｖi-1(ｋ,1)+Ｖi-2(ｋ,1) = 2ｎ
Ｖｉ(ｋ,2) = Ｖi-3(ｋ,1)+Ｖi-4(ｋ,1) = -2ｎ

そして、極性無しでの絶対値の積算となる電力積算では、極性反転の影響はないため、信号成分の相関が相殺されてしまうことはなく、相関電力積算値Ｐ(ｋ)が、以下のように得られる。
Ｐ(ｋ) = Ｖｉ(ｋ,1)²+Ｖｉ(ｋ,2)² = 8ｎ²

一方、積算回数Ｔv=４回の場合、電圧積算区間の中点にメッセージデータの極性反転が存在するため、その極性反転位置の前後で、信号成分の相関値の極性が変化するため、極性付きで積算となる電圧積算で、以下のように相殺されてしまう。
Ｖｉ(ｋ,1) = Ｖi-1(ｋ,1)+Ｖi-2(ｋ,1)+Ｖi-3(ｋ,1)+Ｖi-4(ｋ,1)＝ｎ+ｎ-ｎ-ｎ= 0
よって、相関電力積算値Ｐ(ｋ)は、以下のように0となってしまう。
Ｐ(ｋ)=Ｖｉ(ｋ,1)²=0

このようなメッセージデータの極性反転に対処するために、当該受信装置とは別に外部に衛星電波を良好なＳ／Ｎ比で受信し航法データを算出するサーバーを設けて、このサーバーで得た航法データを通信手段を介して、当該受信装置に供給するようにしたＧＰＳ測位システムが提案されている（特許文献１，２参照）。
特許第３２７０４０７号明細書 特開２００１−３４９９３５号公報

以上のように、受信信号にメッセージデータの周波数成分が含まれているため、１回あたりの電圧積算区間は、メッセージデータ1周期よりも十分に短い区間にしないと、メッセージデータの極性反転による影響で相関電圧積算値も減少させてしまう。このため、電圧積算回数を十分に増やすことができず、Ｓ/Ｎ感度が不足してしまうという問題があった。このＳ/Ｎ感度不足分を補うため、電力積算回数を増やした場合、電圧積算回数よりも大きく増やすことになるため、受信信号の全体の積算期間が長くなり、ダイナミック性能を犠牲にしてしまうという問題があった。

また、特許文献１，２のように、外部のサーバーから供給される航法データを利用できる状態では、メッセージデータの極性反転に対処することが可能である。しかし、当該受信装置が移動体に搭載或いは所持される場合には、サーバーから遠距離に離れたり、サーバーからの通信が受信し難い場所に移動することがしばしば発生する。このような場合には、サーバーからの航法データを良好に受信できないから、やはりメッセージデータの極性反転による影響を受けてしまうという問題があった。

本発明は、上記のような課題を解決するためのもので、スペクトラム拡散信号受信装置において、ダイナミック性能を犠牲にすることなく不要な雑音を大幅にカットし、信号成分のみを通過させて、感度を大きく向上させることを目的とする。また、受信感度が悪く自らその時点でメッセージデータを得られない状況で、かつ外部からメッセージデータを得られない状況においても、高感度に受信信号のパラメータを検出することを目的とする。

本発明のスペクトラム拡散信号受信装置は、受信信号に対し拡散コードを用いて逆拡散を行うスペクトラム拡散信号受信装置において、受信信号中のメッセージデータ列及びメッセージデータ反転位置を含む推定メッセージデータ情報を推定するメッセージデータ情報推定部と、逆拡散のための拡散コードを連結した参照信号を発生させる参照信号発生部と、検出すべきパラメータの各候補毎に、前記推定メッセージデータ情報に基づいて受信信号中の各メッセージデータに相当する前記参照信号と前記受信信号のいずれかの極性を変更して、前記参照信号と受信信号との相関値を得る相関部と、前記相関値から不要な有色雑音をカットし必要な信号を通過させるフィルター部と、前記フィルター部を通過した前記各パラメータ候補毎の相関値からパラメータを検出するパラメータ検出部を備えることを特徴とする。

また、本発明のスペクトラム拡散信号受信装置は、受信信号に対し拡散コードを用いて逆拡散を行うスペクトラム拡散信号受信装置において、受信信号中のメッセージデータ列及びメッセージデータ反転位置を含む推定メッセージデータ情報を推定するメッセージデータ情報推定部と、逆拡散のための拡散コードを発生させ、前記メッセージデータ情報推定部から得られた推定メッセージデータ情報に基づいて前記拡散コードを連結し変調した参照信号を発生する参照信号発生部と、検出すべきパラメータの各候補毎に、前記変調された参照信号と受信信号との相関値を得る相関部と、前記相関値から不要な有色雑音をカットし必要な信号を通過させるフィルター部と、前記フィルター部を通過した前記各パラメータ候補毎の相関値からパラメータを検出するパラメータ検出部を備えることを特徴とする。

また、本発明のスペクトラム拡散信号受信装置は、受信信号に対し拡散コードを用いて逆拡散を行うスペクトラム拡散信号受信装置において、受信信号中のメッセージデータ列及びメッセージデータ反転位置を含む推定メッセージデータ情報を推定するメッセージデータ情報推定部と、逆拡散のための拡散コードを連結した参照信号を発生する参照信号発生部と、前記メッセージデータ情報推定部から得られた推定メッセージデータ情報に基づいて、各メッセージデータ毎の相当する区間の受信信号の極性を反転する受信信号極性反転部と、検出すべきパラメータの各候補毎に、前記参照信号と前記受信信号極性反転部から出力される極性反転した受信信号との相関値を得る相関部と、前記相関値から不要な有色雑音をカットし必要な信号を通過させるフィルター部と、前記フィルター部を通過した前記各パラメータ候補毎の相関値からパラメータを検出するパラメータ検出部を備えることを特徴とする。

また、本発明のスペクトラム拡散信号受信装置において、前記フィルター部は、前記相関検出部から検出された相関値を積算することを特徴とする。

また、本発明のスペクトラム拡散信号受信装置において、前記相関部の検出すべきパラメータ候補は、前記参照信号と前記受信信号との拡散コードの各位相差とし、前記パラメータ検出部は、前記パラメータ候補の中から所定の相関値となる位相差パラメータを検出することを特徴とする。

また、本発明のスペクトラム拡散信号受信装置において、前記相関部の検出すべきパラメータ候補は、前記参照信号と前記受信信号との各ドップラー周波数差とし、前記パラメータ検出部は、前記パラメータ候補の中から所定の相関値となるドップラー周波数差パラメータを検出することを特徴とする。

また、本発明のスペクトラム拡散信号受信装置において、前記相関部の検出すべきパラメータ候補は、前記参照信号と前記受信信号との拡散コードの各位相差及び各ドップラー周波数差とし、前記パラメータ検出部は、前記パラメータ候補の中から所定の相関値となる位相差及びドップラー周波数差パラメータを検出することを特徴とする。

また、本発明のスペクトラム拡散信号受信装置において、前記メッセージデータ情報推定部は、受信したデータ列のうち、推定可能であるデータ列の割合を示す推定可能率を算出し、前記フィルター部は、前記推定可能率に応じて、カットオフ周波数を選択することを特徴とする。

また、本発明のスペクトラム拡散信号受信装置において、前記メッセージデータ情報推定部は、外部からメッセージデータ推定のための支援情報を得て、推定可能率を向上することを特徴とする。

また、本発明のスペクトラム拡散信号受信装置において、前記メッセージデータ情報推定部は、内蔵する発振器から時刻情報を得るための時計機能部を備え、受信信号の時刻が既知となることで、受信時刻からメッセージデータ情報を推定することを特徴とする。

また、本発明のスペクトラム拡散信号受信装置において、前記メッセージデータ情報推定部は、過去に得られているメッセージデータから現在あるいは未来のメッセージデータ情報を推定することを特徴とする。

また、本発明のスペクトラム拡散信号受信装置において、前記メッセージデータ情報推定部は、内蔵する発振器から経過時間を計測する時計機能部を備え、前記経過時間及び過去に得られているメッセージデータから、現在あるいは未来のメッセージデータ情報を推定することを特徴とする。

また、本発明のスペクトラム拡散信号受信装置において、前記メッセージデータ情報推定部は、受信信号のうち、メッセージデータが推定可能である受信信号部分を選択する機能を有し、相関部は、前記選択された受信信号部分について相関処理を行うことを特徴とする。

また、本発明のスペクトラム拡散信号受信装置において、前記メッセージデータ情報推定部は、受信信号のうち、メッセージデータが推定可能である受信信号部分と推定不可能である受信信号部分を識別し、前記フィルター部は、前記識別された推測可能である受信信号部分については、カットオフ周波数を低くし、前記識別された推測不可能である受信信号部分については、カットオフ周波数を高くすることを特徴とする。

本発明によれば、受信信号中の推定したメッセージデータ列及びデータ反転位置を含む推定メッセージデータ情報と、逆拡散のための拡散コードを連結した参照信号とを用いて、検出すべきパラメータの各候補毎に、推定メッセージデータ情報に基づいて受信信号中の各メッセージデータに相当する参照信号と受信信号のいずれかの極性を変更して、参照信号と受信信号との相関値を得る。これにより、メッセージデータによる周波数成分を除去して、相関を得るため、フィルターのカットオフ周波数を低く設定することが可能であり、ダイナミック性能を犠牲にすることなく不要な雑音を大幅にカットし、信号成分のみを通過させて、感度を大きく向上させる効果がある。また、メッセージデータを推定する機能を有するから、受信感度が悪く自らメッセージデータを得られない状況で、かつサーバーからメッセージデータを得られない状況においても、高感度に受信信号のパラメータを検出することができる。

本発明は、推定メッセージデータ情報を用いて高感度に受信信号のパラメータを検出するものである。そのパラメータを高感度に検出するための方法として、推定メッセージデータ情報に基づいて拡散コードを変調する第１の方法と、推定メッセージデータ情報に基づいて受信信号の極性を反転する第２の方法とがある。

まず、拡散コードを変調する第１の方法を用いた第１の実施の形態について、図１乃至図７を参照して詳しく説明する。

図１は、本発明のスペクトラム拡散信号受信装置の構成を示す図であり、空中線１、周波数変換部２、Ａ/Ｄ変換部３、メッセージデータ情報推定部４ａ、信号処理部５ａ−１〜５ａ−αから構成されている。空中線１〜Ａ/Ｄ変換部３までは、従来と同じである。

図２は、本発明のメッセージデータ情報推定部４ａの構成を示す図である。メッセージデータ情報推定部４ａは、メッセージ情報の1周期分のデータ列、及びメッセージデータの区切り位置を拡散コードの周期数で示すデータ反転位置を推定し記憶する。メッセージデータの極性反転はその区切り位置でのみ生じるから、その区切り位置をデータ反転位置と称する。

メッセージデータ情報推定部４ａは、入力メッセージ情報更新部４０ａ、及び推定詳細軌道情報記憶部４１ａと推定概略軌道情報記憶部４２ａと現メッセージデータ列推定部４３ａ、及び推定メッセージデータ反転位置記憶部４４ａと現メッセージデータ反転位置推定部４５ａを有している。

スペクトラム拡散信号受信装置において、Ｓ／Ｎ比の良好な状態で衛星電波を受信してメッセージデータを復調し、推定詳細軌道情報記憶部４１ａと推定概略軌道情報記憶部４２ａに記憶させる。この受信信号の収集の際に、対象とする衛星毎にその収集開始タイミングから拡散コードの何周期目に、メッセージデータの反転があるかを示すデータ反転位置を得て、推定メッセージデータ反転位置記憶部４４ａに記憶させる。

現メッセージデータ列推定部４３ａ、及び現メッセージデータ反転位置推定部４５ａは、現在時刻情報等に基づいて、推定詳細軌道情報記憶部４１ａと推定概略軌道情報記憶部４２ａに記憶されたメッセージデータ及び推定メッセージデータ反転位置記憶部４４ａに記憶されたデータ反転位置を修正、更新する。

衛星電波のメッセージ情報には、対象衛星の詳細軌道情報と全衛星の概略軌道情報の２種類がある。この２種類の情報が交互に、常に決められた一定のデータ長で衛星から繰り返し送信されている。

このように決められた周期で衛星電波のメッセージ情報が衛星から送信されるため、受信時刻から、その受信信号中のメッセージデータが、メッセージ情報の1周期のデータ列中のいずれの位置のデータに相当するものなのか推定することができる。

スペクトラム拡散信号受信装置は、ある衛星のメッセージ情報を最低１周期分収集して復調することで、その衛星の詳細な位置や移動速度などを算出することができ、また全衛星の概略の位置や移動速度などを算出することもできる。

対象衛星の詳細軌道情報は、各衛星毎に異なる内容で、例えば２時間毎の短時間で新しい情報に更新される。この更新時刻は、あらかじめ決まった時刻でほぼ全衛星共通で定期的に更新される。また、全衛星の概略軌道情報は、各衛星に共通の内容で、更新時刻は不定期であるものの２４時間以上と長時間経過しないと更新されない特長を持つ。また、これら情報の一部のデータ要素には、例えば、未使用であるなどの理由により、常にある特定のデータ列となり、更新時刻後も、この特定のデータ列は変化しないことも見られる。

メッセージ情報の１周期内のデータ内容は、メッセージデータｍ個で１単位となすサブフレームと呼ばれるデータ集合に分けられている。推定詳細軌道情報記憶部４１ａでは、合計で衛星数ｇ×サブフレーム数ｓの個数に相当する各サブフレーム配列名を４１ａ(1,1)〜４１ａ(ｇ,ｓ)で示す。推定概略軌道情報記憶部４２ａでは、合計でサブフレーム数ｈの個数に相当するサブフレームのデータが記憶され、それら各サブフレームの配列名を４２ａ(ｓ+1)〜４２ａ(ｓ+ｈ)で示している。つまり、各衛星からは、(ｓ+ｈ)個のサブフレームをメッセージ情報1周期として、繰り返し送信されていることになる。以下、衛星ｇiは、1〜ｇまでの任意の衛星番号を示す。また、サブフレームｓiは、１〜ｓ+ｈまでの任意のサブフレーム番号を示す。

図３は、任意の衛星ｇiの推定詳細軌道情報記憶部４１ａのサブフレーム配列４１ａ(ｇi,1)〜４１ａ(ｇi,ｓ)及び推定概略軌道情報記憶部４２ａのサブフレーム配列４２ａ(ｓ+1)〜４２ａ(ｓ+ｈ)のデータフォーマットを示したものである。

各サブフレーム配列は、各々、推定フラグ及び収集時刻及び推定サブフレームデータ列の３要素を記憶する構成となり、推定フラグの初期値は‘０’をセットする。メッセージデータは‘−１’または‘１’を示す。このメッセージデータ列は、任意の区間のデータ列を示しやすいように、各データ毎に連続した番号を付加して示した。このデータ番号は、推定詳細軌道情報記憶部４１ａのサブフレーム配列４１ａ(ｇi,1)〜４１ａ(ｇi,ｓ)から推定概略軌道情報記憶部４２ａのサブフレーム配列４２ａ(ｓ+1)〜４２ａ(ｓ+ｈ)にかけて連続的に示したものである。サブフレーム配列４１ａ(ｇi,1)〜４１ａ(ｇi,ｓ)までは、連続した１〜ｓ×ｍのデータ番号とし、サブフレーム配列４２ａ(ｓ+1)〜４２ａ(ｓ+ｈ)までは、さらに連続したｓ×ｍ+１〜(ｓ+ｈ)ｍのデータ番号を付加して各データを示す。

推定メッセージデータ反転位置記憶部４４ａでは、合計で衛星数ｇの個数に相当する各衛星配列名を４４ａ(1)〜４４ａ(ｇ)で示す。

図４は、推定メッセージデータ反転位置記憶部４４ａの衛星配列４４ａ(1)〜４４ａ(ｇ)のデータフォーマットを示したものである。各衛星配列は、各々、推定フラグ及び収集時刻及び推定データ反転位置の３要素を記憶する構成となり、推定フラグの初期値は‘０’をセットする。

それら各推定フラグは、‘０’ならそのデータは信頼できないことを意味し、‘１’或いは‘２’ならばそのデータは信頼できることを意味している。

図５は、入力メッセージ情報更新部４０ａにおける各記憶部４１ａ、４２ａ、４４ａの記憶データを更新するアルゴリズムを示したものである。

入力メッセージ情報更新部４０ａは、例えば、自らメッセージデータ復調したときや、またはサーバー等外部からの支援情報の送信などによって、サブフレームあるいはメッセージデータ反転位置であるメッセージ情報が入力されるたびに起動する。

ステップＳＴ４０００ａにおいて、入力メッセージ情報の種類がサブフレームであるかデータ反転位置であるかを判定する。入力メッセージ情報種類が、任意の衛星ｇi，サブフレームｓiのサブフレーム情報であった場合、ステップＳＴ４０１０ａに進む。また、その入力メッセージ情報が、任意の衛星ｇiのメッセージデータ反転位置情報であった場合、ステップＳＴ４０２０ａに進む。以下、推定詳細軌道情報記憶部４１ａあるいは推定概略軌道情報記憶部４２ａのうちの任意のサブフレームｓiに相当するサブフレーム配列を4ｉａ(ｓi)と示す。即ち、4ｉａ(ｓi)は、41ａ(ｇi,ｓi)または42ａ(ｓi)。

ステップＳＴ４０１０ａにおいて、サブフレーム配列4ｉａ(ｓi)の推定フラグが‘０’ならば、ステップＳＴ４０１１ａに進む。また、推定フラグが‘０’でなければ、ステップＳＴ４０１２ａに進む。

ステップＳＴ４０１１ａにおいてその推定フラグを‘１’にセットして、ステップＳＴ４０１５ａに進む。

ステップＳＴ４０１２ａにおいて、そのサブフレーム配列4ｉａ(ｓi)のデータ列が、入力メッセージ情報のサブフレームのデータ列と同一であって、且つ、当該サブフレームの収集時刻から現在時刻に至るまでに更新時刻が入っている場合には、ステップＳＴ４０１３ａに進む。また、同一且つ更新時刻が入っている場合以外は、ステップＳＴ４０１４ａに進む。ステップＳＴ４０１３ａにおいて、推定フラグを‘２’にセットして、ステップＳＴ４０１５ａに進む。ステップＳＴ４０１４ａにおいて、その推測フラグを‘１’にセットして、ステップＳＴ４０１５ａに進む。

ステップＳＴ４０１５ａにおいて、そのサブフレーム配列4ｉａ(ｓi)のデータ列をその入力メッセージ情報のサブフレームのデータ列に更新する。さらに、そのサブフレーム配列4ｉａ(ｓi)の収集時刻を現在時刻に更新する。ここで、推定フラグが‘２’であるサブフレームデータ列は、例えば未使用データ要素などで常に一定のパターンのデータ列になっており、定期的な更新時刻を経過しても変化しないものと推定するサブフレームであることを示す。

ステップＳＴ４０２０ａにおいて、推定メッセージデータ反転位置記憶部の衛星配列４４ａ(ｇi)のメッセージデータ反転位置をその入力メッセージ情報のメッセージデータ反転位置に更新する。さらに、その衛星配列４４ａ(ｇi)の収集時刻を現在時刻に更新し、推定フラグを‘１’にセットする。

メッセージデータ1ビットの周期は、Ｅ周期の拡散コードからなる。このメッセージデータ反転位置ｅは、拡散コード周期の単位で表しているもので、受信信号収集開始タイミングから拡散コードがｅ周期目に、１番目のメッセージデータの反転があることを示すものであり、１〜Ｅの任意の値を取り得るものである。なお、２番目のメッセージデータの反転位置は、1番目のメッセージデータの反転から拡散コードがＥ周期目となる。以下同様。

再び、図２を参照して、現メッセージデータ列推定部４３ａは、一定間隔ΔＴgo毎に起動する。そして、推定詳細軌道情報記憶部４１ａのサブフレーム配列４１ａ(1,1)〜４１ａ(ｇ,ｓ)のうち、推定フラグが‘１’であるサブフレームは全て、各サブフレーム毎に独立に、以下の処理４３１を実施する。

処理４３１： 収集時刻と現在時刻との間に、メッセージデータが定期的に更新される時刻が含まれているか判定する。もし、その時刻が含まれていた場合は、現在の記憶している詳細軌道情報の内容は、新しい軌道情報に更新されておらず旧い軌道情報であると推定して、その推定フラグを‘０’にセットする。

また、現メッセージデータ列推定部４３ａは、推定詳細軌道情報記憶部４１ａのサブフレーム配列４１ａ(1,1)〜４１ａ(ｇ,ｓ)及び推定概略軌道情報記憶部４２ａのサブフレーム配列４２ａ(ｓ+1)〜４２ａ(ｓ+ｈ)のうち、推定フラグが‘１’あるいは‘２’であるサブフレームは全て、各サブフレーム毎に独立に、以下の処理４３２を実施する。

処理４３２：時刻経過によって随時更新されると推定される一群のデータ列要素を検出し、更新する。例えば、時刻経過とともに増加するカウンタに相当するデータ列要素は、現在時刻から推定したカウンタ値のデータ列に更新する。また、パリティに相当するデータ列要素は、推定によって更新した推定データ列によるパリティを推定し、その推定したパリティのデータ列に更新する。

現メッセージデータ反転位置推定部４５ａは、一定間隔ΔＴgo毎に起動する。そして、推定メッセージデータ反転位置記憶部４４ａの衛星配列４４ａ(1)〜４４ａ(ｇ)のうち、推定フラグが１である衛星は全て、各衛星毎に独立に、以下の処理４５１を実施する。

処理４５１：収集時刻と現在時刻から、反転位置の経過時間ΔＴ（＝現在時刻−収集時刻）を算出する。この経過時間ΔＴがあらかじめ設定されていたしきい値を超えていた場合は、この推定フラグを‘０’にセットする。このしきい値は、内蔵の発振器の発振精度や、本発明の受信装置を持っているユーザーの最大速度の値の大きさに反比例した大きさに設定されるものである。一方、経過時間がしきい値以内である場合は、衛星移動速度によるドップラー周波数ｆdplと発振器の周波数誤差ｆerrから、メッセージデータ反転位置変化量Δｅを、下式のように推定する。なお、下式で、搬送波周波数をｆcar及び拡散コード周期をＴcodeとしている。また、変化量Δｅは４捨５入して整数として扱う。
Δｅ=（ｆdpl＋ｆerr）×ΔＴgo／(ｆcar×Ｔcode)
記憶していたメッセージデータ反転位置ｅ(ｏｌｄ)に、メッセージデータ反転位置変化量Δｅを加算することで、新たに推定したメッセージデータ反転位置ｅ(ｎｅｗ)に更新する。即ち、ｅ(ｎｅｗ) = ｅ(ｏｌｄ) + Δｅ

信号処理部５ａ−1〜５ａ−αは、図１のように、各々独立に動作するドップラー周波数補正部５１と参照信号発生部５２ａ及び相関&フィルター部５３及びコード位相パラメータ検出部５４を有している。なお、ドップラー周波数補正部５１と相関&フィルター部５３とコード位相パラメータ検出部５４は、従来と同じである。

図６は、本発明の参照信号発生部５２ａの構成を示す図である。この参照信号発生部５２ａは、推定メッセージデータ読出部５２０ａ及び拡散コード発生部５２１ａ及び及び拡散コード変調連結部５２２ａを有している。拡散コード発生部５２１ａは、従来と同じである。

推定メッセージデータ読出部５２０ａは、最初に、処理の分岐条件付けを行うための推定メッセージデータ読出フラグを‘１’に、メッセージデータの推定可能率（以下、推定率）Ｂrateを０に、そして、メッセージデータ列Ｄ(1),Ｄ(2),Ｄ(3),・・・のデータを全て１に、それぞれ初期セットする。なお、推定率Ｂrateは、取り扱うメッセージデータ群に含まれるサブフレーム毎のメッセージデータが、信頼できる比率を示すものである。即ち、全データ列のうち、推定可能であるデータ列の割合を示す。具体的には、取り扱うメッセージデータ群中のサブフレームの全推定フラグ数に対して、推定フラグが‘１’あるいは‘２’になる割合として与えられる。

割り当てられた衛星ｇiの推定メッセージデータ反転位置記憶部の衛星配列４４ａ(ｇi)から、推定フラグ‘０’ならば、推定メッセージデータ読出フラグ‘０’にセットする。この場合には、当該衛星配列４４ａ(ｇi)のメッセージデータ反転位置ｅが信頼できないので、処理を終了する。

一方、割り当てられた衛星ｇiの推定メッセージデータ反転位置記憶部の衛星配列４４ａ(ｇi)から、推定フラグ=1ならば、メッセージデータ反転位置ｅを得る。さらに、推定メッセージデータ読出フラグ‘１’ならば、時計機能により得た受信信号の開始時刻から、受信信号の最初のメッセージデータが、推定詳細軌道情報記憶部のサブフレーム配列４１ａ(ｇi,1)〜４１ａ(ｇi,ｓ)あるいは推定概略軌道情報記憶部のサブフレーム配列４２ａ(ｓ+1)〜４２ａ(ｓ+ｈ)のメッセージデータの何番目のデータ番号に当たるかを示すデータ番号ｕ(0)を下記のように算出する。

まず、以前に測位したユーザー位置及び、現在の衛星位置から、この衛星の概略の擬似距離を推定する。そして、この推定概略擬似距離から得られる伝搬時間と受信時刻から、概略の衛星送信時刻 ｔsatを得る。

ここで、メッセージデータ1ｂｉｔの周期をＴbitすると、この衛星基準時刻ｔsat0を基準に、メッセージデータ１〜（ｓ＋ｈ）ｍは、周期(ｓ+ｈ)ｍ×Ｔbitで繰り返し、衛星から送信されているから、データ番号ｕ(0)は次のようにして求められる。

衛星送信時刻 ｔsatと衛星基準時刻ｔsat0との間の時間を周期(ｓ+ｈ)ｍ×Ｔbitで除算する。その除算結果の小数部を取り出し、その小数部に全サブフレーム数(ｓ+ｈ)ｍを乗算する。その乗算結果の整数部を取り出して＋１を加算する、或いは乗算結果の小数部を切り上げることによって、データ番号ｕ(0)を得ることができる。

受信時間に相当するメッセージデータの長さがメッセージデータ長ｔのとき、データ番号ｕ(0)〜ｕ(ｔ−1)に相当するサブフレーム4ｉａ(ｕ(0))〜4ｉａ(ｕ(ｔ−1))の推定フラグのうち‘１’あるいは‘２’となる割合を算出し、推定率Ｂrateを求める。任意データ番号ｘ=0,1,・・・,ｔ−1のそれぞれについて、各々相当するサブフレーム４ｉａ(ｕ(ｘ))の推定フラグ‘１’あるいは‘２’の場合、相当するサブフレーム４ｉａ(ｕ(ｘ))の−１あるいは１であるメッセージデータをＤ(1),Ｄ(2),Ｄ(3),・・・にセットする。

算出された推定率Ｂrateを用いて、フィルター部では、推定率に応じて、カットオフ周波数を適切に選択する。つまり、推定率Ｂrateが高ければ電圧積算回数Ｔvを多くしてカットオフ周波数を低くし、逆に、推定率Ｂrateが低ければ電圧積算回数Ｔvを少なくする。

拡散コード発生部５２１は、従来と同様にデータ列ｃ(1),ｃ(2),・・・,ｃ(ｎ)を発生させる。拡散コード変調連結部５２２ａは、拡散コード発生部５２１から供給されるデータ列ｃ(1),ｃ(2),・・・,ｃ(ｎ)と衛星ｇｉの推定メッセージデータ反転位置記憶部４４ａの衛星配列４４ａ(ｇｉ)のメッセージデータ反転位置ｅと推定メッセージデータ読出部５２０ａから供給される受信信号相当分のメッセージデータ列Ｄ(1),Ｄ(2),・・・,Ｄ(ｔ)を得る。そのメッセージデータ列Ｄ(1),Ｄ(2),・・・,Ｄ(ｔ)を、メッセージデータ反転位置ｅに相当する時間が経過した時刻にしたがって順次読み出す。

そして、読み出されたメッセージデータ列Ｄ(1),Ｄ(2),・・・,Ｄ(ｔ)と拡散コード発生部５２１から供給されるデータ列ｃ(1),ｃ(2),・・・,ｃ(ｎ)とに基づいて、次のようにして、参照信号波形データ列ｒ(1),ｒ(2),ｒ(3),・・・を発生させる。
ｒ(1) =Ｄ(1)×ｃ(1), ｒ(2)=Ｄ(1)×ｃ(2),・・・,ｒ(ｎ)=Ｄ(1)×ｃ(ｎ),
ｒ(ｎ+1)=Ｄ(1)×ｃ(1), ｒ(ｎ+2)=Ｄ(1)×ｃ(2),・・・,ｒ(2ｎ)=Ｄ(1)×ｃ(ｎ),・・・
ｒ((ｅ-1)ｎ+1)=Ｄ(1)×ｃ(1),ｒ((ｅ-1)ｎ+2)=Ｄ(1)×ｃ(2),・・・,ｒ(ｅ×ｎ)=Ｄ(1)×ｃ(ｎ),
ｒ(ｅ×ｎ+1)=Ｄ(2)×ｃ(1),ｒ(ｅ×ｎ+2)=Ｄ(2)×ｃ(2),・・・,ｒ((ｅ+1)ｎ)=Ｄ(2)×ｃ(ｎ),・・・
ｒ((ｅ+Ｅ-1)ｎ+1)=Ｄ(2)×ｃ(1),ｒ((ｅ+Ｅ-1)ｎ+2)=Ｄ(2)×ｃ(2),・・・,ｒ((ｅ+Ｅ)ｎ)=Ｄ(2)×ｃ(ｎ),
ｒ((ｅ+Ｅ)ｎ+1)=Ｄ(3)×ｃ(1),ｒ((ｅ+Ｅ)ｎ+2)=Ｄ(3)×ｃ(2),・・・,ｒ((ｅ+Ｅ+1)ｎ)=Ｄ(3)×ｃ(ｎ),・・・
ｒ((ｅ+2Ｅ-1)ｎ+1)=Ｄ(3)×ｃ(1),ｒ((ｅ+2Ｅ-1)ｎ+2)=Ｄ(3)×ｃ(2),・・・,ｒ((ｅ+2Ｅ)ｎ)=Ｄ(3)×ｃ(ｎ),・・・
ｒ((ｅ+(ｔ-1)Ｅ-1)ｎ+1)=Ｄ(ｔ)×ｃ(1),ｒ((ｅ+(ｔ-1)Ｅ-1)ｎ+2)=Ｄ(ｔ)×ｃ(2),・・・,ｒ((ｅ+(ｔ-1)Ｅ)ｎ)=Ｄ(ｔ)×ｃ(ｎ)

相関電圧積算フィルター部５３２−ｋは、従来と同じく電圧加算により、Ｉ信号相関電圧積算値Ｖｉ(ｋ,1),Ｖｉ(ｋ,2),Ｖｉ(ｋ,3),・・・及びＱ信号相関電圧積算値Ｖｑ(ｋ,1),Ｖｑ(ｋ,2),Ｖｑ(ｋ,3),・・・を得る。

本発明では、電圧加算の回数Ｔvは常に一定ではなく、推定メッセージデータ読出部５２０ａで算出された推定率Ｂrateに合わせて、電圧積算回数Ｔvが適切に選択されている。このため、推定率Ｂrateが高い場合は、カットオフ周波数を十分に低くする効果が得られる。推定率=１００％で推定メッセージデータが完全に推定できる場合、メッセージデータの極性反転による影響で信号も減少させてしまうということがなくなる。

この例として、従来の図１４に示した同じような状況であるメッセージデータ1周期が拡散コード２周期からなる簡単なスペクトラム拡散信号があった場合について、本発明による効果を示す。

図７は、メッセージデータ=１,０の２周期分での(１)受信信号波形，(２)参照信号波形，(３)相関波形，(４)相関電圧積算値を示したものである。本発明では、(２)参照信号波形が、推定メッセージデータの極性反転によって、変調されている。したがって、各区間の電圧積算値Ｖi-1,Ｖi-2,Ｖi-3,Ｖi-4は、それぞれｎになる。

そして、電圧積算区間にメッセージデータ極性反転が含まれる電圧積算回数Ｔv=４回の場合、電圧積算で、以下のように算出される。
Ｖｉ(ｋ,1) = Ｖi-1(ｋ,1)+Ｖi-2(ｋ,1)+Ｖi-3(ｋ,1)+Ｖi-4(ｋ,1)＝ 4ｎ
よって、相関電力積算値Ｐ(ｋ)は、Ｐ(ｋ)=Ｖｉ(ｋ,1)²=１６ｎ² 、として算出される。

以上のように、メッセージデータを推定し、推定メッセージデータに基づいて受信信号中の各メッセージデータ相当分の各極性を変更することで、電圧積算区間を長くしても、メッセージデータ極性反転による信号減衰の影響はなくなり、十分なＳ/Ｎ改善効果を得ることができる。

また、さらに効率よく感度を得るために、信号処理部５ａ−１〜５ａ−αにおいて、受信信号及び参照信号をサブフレーム毎に分割して行うことで、各サブフレーム毎の推定率に応じて、カットオフ周波数を適切に選択することも可能である。

以下、各サブフレームに分割したグループをＳＵＢ(1),ＳＵＢ(2),ＳＵＢ(3),・・・,ＳＵＢ(Ｚ)とし、任意Ｘ=1,2,3,・・・,Ｚとして説明する。

例えば、相関電圧積算フィルター部５３２−ｋにおいて、各サブフレーム毎に、ＩＱ信号波形ｉ(ｋ),ｑ(ｋ)を分割したものをＳＵＢ(Ｘ)-ｉ(ｋ),ＳＵＢ(Ｘ)-ｑ(ｋ)とする。また、同様に遅延参照信号ｒd(ｋ)を分割したものをＳＵＢ(Ｘ)-ｒd(ｋ)とする。

受信信号収集開始タイミングが、サブフレーム開始タイミングと同一であったとするとき、下記のような分割となる。

Ｉ信号波形ＳＵＢ(Ｘ)-ｉ(ｋ)は、
ＳＵＢ(1)-ｉ(1) = ｉ(1),ＳＵＢ(1)-ｉ(2) = ｉ(2),・・・,ＳＵＢ(1)-ｉ(ｍ×Ｅ×ｎ) = ｉ(ｍ×Ｅ×ｎ)
ＳＵＢ(2)-ｉ(1) = ｉ(ｍ×Ｅ×ｎ+1),ＳＵＢ(2)-ｉ(2) = ｉ(ｍ×Ｅ×ｎ+2),・・・,ＳＵＢ(2)-ｉ(ｍ×Ｅ×ｎ) = ｉ(2ｍ×Ｅ×ｎ)・・・
ＳＵＢ(Ｚ)-ｉ(1) = ｉ((Ｚ-1)ｍ×Ｅ×ｎ+1),ＳＵＢ(Ｚ)-ｉ(2) = ｉ((Ｚ-1)ｍ×Ｅ×ｎ+2),・・・,ＳＵＢ(Ｚ)-ｉ(ｍ×Ｅ×ｎ) = ｉ(Ｚ×ｍ×Ｅ×ｎ)

Ｑ信号波形ＳＵＢ(Ｘ)-ｑ(ｋ)も、Ｉ信号波形ＳＵＢ(Ｘ)-ｉ(ｋ)と同様になる。

また、遅延参照信号ＳＵＢ(Ｘ)-ｒd(ｋ)は、
ＳＵＢ(1)-ｒd(1) = ｒd(1),ＳＵＢ(1)-ｒd(2) = ｒd(2),・・・,ＳＵＢ(1)-ｒd(ｍ×Ｅ×ｎ) = ｒd(ｍ×Ｅ×ｎ)
ＳＵＢ(2)-ｒd(1) = ｒd(ｍ×Ｅ×ｎ+1),ＳＵＢ(2)-ｒd(2) =ｒd(ｍ×Ｅ×ｎ+2),・・・,ＳＵＢ(2)-ｒd(ｍ×Ｅ×ｎ) = ｒd(2ｍ×Ｅ×ｎ)・・・
ＳＵＢ(Ｚ)-ｒd(1) = ｒd((Ｚ-1)ｍ×Ｅ×ｎ+1),ＳＵＢ(Ｚ)-ｒd(2) = ｒd((Ｚ-1)ｍ×Ｅ×ｎ+2),・・・,ＳＵＢ(Ｚ)-ｉ(ｍ×Ｅ×ｎ) = ｉ(Ｚ×ｍ×Ｅ×ｎ)

そして、各サブフレーム毎に、電圧加算したＩ信号相関電圧積算値ＳＵＢ(Ｘ)-Ｖｉ(ｋ,1),ＳＵＢ(Ｘ)-Ｖｉ(ｋ,2),ＳＵＢ(Ｘ)-Ｖｉ(ｋ,3),・・・、及びＱ信号相関電圧積算値ＳＵＢ(Ｘ)-Ｖｑ(ｋ,1),ＳＵＢ(Ｘ)-Ｖｑ(ｋ,2),ＳＵＢ(Ｘ)-Ｖｑ(ｋ,3),・・・を得る。さらに相関電力積算フィルター部５３３−ｋにおいて、各サブフレーム毎に、相関電力積算値ＳＵＢ(Ｘ)-Ｐ(ｋ)を得る。

そして、サブフレームの最終のＳＵＢ(Ｚ)-Ｐ(ｋ)が得られた後に、Ｘ＝１からＸ＝Ｚまでの全ＳＵＢ(Ｘ)-Ｐ(ｋ)を加算したＰ(ｋ)を得ることで可能となる。

これによれば、メッセージデータ情報推定部４ａで、受信信号のうち、メッセージデータが推定可能である部分と推定不可能である部分を識別して、積算＆フィルター部５３で、識別した推測可能である部分の受信信号については、カットオフ周波数を低くし、識別した推測不可能である部分の受信信号については、カットオフ周波数を高くすることができる。

したがって、分割したサブフレームに相当する各受信信号の推定メッセージの有無によって、各々独立に電圧積算回数を設定する構造にすることで、推定メッセージが無い受信信号のサブフレーム箇所は、フィルターのカットオフ周波数を従来のままとし、推定メッセージが有る受信信号のサブフレーム箇所のみ、フィルターのカットオフ周波数を低くして、効率良く、従来よりも高感度にすることができる。

また、各衛星に共通である概略軌道情報は、いずれか１つの衛星がデータ復調できれば、他の衛星の概略軌道情報を推定することが容易であるため、必然的に推定概略軌道情報記憶部のサブフレーム配列４２ａ(ｓ+1)〜４２ａ(ｓ+ｈ)の推定率は、推定詳細軌道情報記憶部のサブフレーム配列４１ａ(1,1)〜４１ａ0(ｇ,ｓ)の推定率よりも高くなる。このことを利用して、この推測概略軌道情報を優先的に使用するように制御し、効率良く、高感度を得ることもできる。したがって、メッセージデータ情報推定部４ａは、受信信号のうち、メッセージデータが推定可能である部分、即ち推測概略軌道情報、を選択する機能を有し、相関＆フィルター部５３は、選択された受信信号についてその処理を行う。

例えば、推定メッセージデータ読出部５２０ａにおいて、推定率Ｂrateが悪く十分なフィルター効果による高感度が得られないと判断された場合は、比較的推定率Ｂrateが高くなると予測される推定概略軌道情報のメッセージデータに受信信号が該当するように、受信信号のデータ収集開始タイミングを合わせるように制御することで可能となる。

なお、以上の実施の形態では、相関＆フィルター部５３の検出すべきパラメータ候補は、参照信号と受信信号との拡散コードの各位相差とし、パラメータ検出部５４は、パラメータ候補の中から所定の相関値となる位相差パラメータを検出するものについて説明した。
これに代えて、相関＆フィルター部５３の検出すべきパラメータ候補は、参照信号と受信信号との各ドップラー周波数差とし、パラメータ検出部５４は、パラメータ候補の中から所定の相関値とドップラー周波数差パラメータを検出するような構成とすることができる。

この場合には、ドップラー周波数補正部５１では、元来、様々なドップラー周波数に対応できるようにローカル周波数として種々の周波数を、各信号処理部にシリアルに与えたり、あるいは複数の信号処理部に同一衛星を割り当てて各々異なるドップラー周波数をパラレルに与えるようにして、信号処理を行う機能を有している。この機能を拡充して、必要数ｎの異なるドップラー周波数で処理した受信信号を相関＆フィルター部５３に供給するようにすればよい。

また、相関＆フィルター部５３の検出すべきパラメータ候補として、参照信号と受信信号との拡散コードの各位相差と参照信号と受信信号との各ドップラー周波数差の両方を併用するようにしても良い。

次に、本発明の第２の実施の形態として、受信信号の極性を反転する第２の方法について、図８〜図１０を参照して、説明する。この受信信号の極性を反転する第２の方法は、拡散コードを変調する第１の方法と類似する考え方であるので、異なる点を中心に簡単に説明する。なお、その他、説明を省略した点は、第１の実施の形態と同様である、或いは類推できることであるので、煩雑を避けるために再度の説明を省略する。

図８は、本発明の第２の実施の形態に係るスペクトラム拡散信号受信装置の構成を示す図であり、図１と対応している。図８は、図１と比較して、ドップラー周波数補正部５１の出力が受信信号極性反転部５５を介して相関＆フィルター部５３に供給されていること、その受信信号極性反転部５５にはメッセージデータ情報推定部４ａからの出力が供給されていること、参照信号発生部５２にはメッセージデータ情報推定部４ａからの出力は供給されないことの点で異なっている。その他は、図１と同じである。

図９は、メッセージデータ情報推定部４ａの構成図であり、その構成は図２と同じである。ただ、その出力の供給先が受信信号極性反転部５５である点でのみ、図２と異なっている。

図１０は、受信信号極性反転部５５の構成図である。この受信信号極性反転部５５は、ドップラー周波数補正部５１から供給される受信信号と、メッセージデータ情報推定部４ａからの推定メッセージデータ情報が供給される。推定メッセージデータ情報は、推定メッセージデータ読出部５５１を介して、受信信号反転制御部５５２に供給される。受信信号反転制御部５５２は、ドップラー周波数補正部５１から供給される受信信号の極性が、推定メッセージデータ読出部５５１からの信号によって、反転制御される。

この第２の実施の形態において、推定メッセージデータ読出部５５１は、図６の推定メッセージデータ読出部５２０ａと同じものである。したがって、受信信号反転制御部５５２での反転制御は、反転制御される対象が、ドップラー周波数補正部５１から供給される受信信号である点で相違するだけで、図６の拡散コード変調連結部５２２ａと反転制御の考え方は同様である。

そして、受信信号極性反転部５５からの出力と参照信号発生部５２からの出力とが、第１の実施の形態におけると同様に、相関＆フィルター部５３及びコード位相パラメータ検出部５４での処理を経て、検出コード位相が得られる。

したがって、この第２の実施の形態においても、第１の実施の形態におけると同様な効果を得ることができる。

また、相関＆フィルター部５３に、ドップラー周波数補正部５１からの受信信号、参照信号発生部５２から拡散コードを連結した参照信号、及びメッセージデータ情報推定部４ａからの推定メッセージデータ情報を供給し、相関＆フィルター部５３の内部で、第１、及び第２の実施の形態と同様な極性反転処理をも行うようにしても良い。

本発明の第１の実施の形態に係るスペクトラム拡散信号受信装置の構成図 本発明の第１の実施の形態に係るメッセージデータ情報推定部の構成図 本発明における推定詳細軌道情報記憶部及び推定概略軌道情報記憶部の各サブフレーム毎のデータフォーマットを示す図 本発明における推定メッセージデータ反転位置記憶部の各衛星毎のデータフォーマットを示す図 本発明における入力メッセージ情報更新部での更新アルゴリズムを示す図 本発明の第１の実施の形態に係る参照信号発生部の構成を示す図 本発明のスペクトラム拡散信号受信装置での相関を説明する図 本発明の第２の実施の形態に係るスペクトラム拡散信号受信装置の構成図 本発明の第２の実施の形態に係るメッセージデータ情報推定部の構成図 本発明の第２の実施の形態に係る参照信号発生部の構成を示す図 従来のスペクトラム拡散信号受信装置の構成図 従来のスペクトラム拡散信号受信装置における参照信号発生部の構成図 従来のスペクトラム拡散信号受信装置における相関&フィルター部の構成図 従来のスペクトラム拡散信号受信装置での相関を説明する図

符号の説明

１ 空中線
２ 周波数変換部
３ Ａ／Ｄ変換部
４，４ａ メッセージデータ情報推定部
４０ａ 入力メッセージ情報更新部
４１ａ 推定詳細軌道情報記憶部
４２ａ 推定概略軌道情報記憶部
４３ａ 現メッセージデータ列推定部
４４ａ 推定メッセージデータ反転位置記憶部
４５ａ 現メッセージデータ反転位置記憶部
５，５ａ 信号処理部
５１ ドップラー周波数補正部
５２，５２ａ 参照信号発生部
５２０ａ 推定メッセージデータ読出部
５２１，５２１ａ 拡散コード発生部
５２２ 拡散コード連結部
５２２ａ 拡散コード変調連結部
５３ 相関＆フィルター部
５３１ 参照信号位相遅延部
５３２ 相関電圧積算フィルター部
５３３ 相関電力積算フィルター部
５４ コード位相パラメータ検出部
５５ 受信信号極性反転部
５５１ 推定メッセージデータ読出部
５５２ 受信信号反転制御部

Claims (14)

1. 受信信号に対し拡散コードを用いて逆拡散を行うスペクトラム拡散信号受信装置において、受信信号中のメッセージデータ列及びメッセージデータ反転位置を含む推定メッセージデータ情報を推定するメッセージデータ情報推定部と、逆拡散のための拡散コードを連結した参照信号を発生させる参照信号発生部と、検出すべきパラメータの各候補毎に、前記推定メッセージデータ情報に基づいて受信信号中の各メッセージデータに相当する前記参照信号と前記受信信号のいずれかの極性を変更して、前記参照信号と受信信号との相関値を得る相関部と、前記相関値から不要な有色雑音をカットし必要な信号を通過させるフィルター部と、前記フィルター部を通過した前記各パラメータ候補毎の相関値からパラメータを検出するパラメータ検出部を備えることを特徴とするスペクトラム拡散信号受信装置。
2. 受信信号に対し拡散コードを用いて逆拡散を行うスペクトラム拡散信号受信装置において、受信信号中のメッセージデータ列及びメッセージデータ反転位置を含む推定メッセージデータ情報を推定するメッセージデータ情報推定部と、逆拡散のための拡散コードを発生させ、前記メッセージデータ情報推定部から得られた推定メッセージデータ情報に基づいて前記拡散コードを連結し変調した参照信号を発生する参照信号発生部と、検出すべきパラメータの各候補毎に、前記変調された参照信号と受信信号との相関値を得る相関部と、前記相関値から不要な有色雑音をカットし必要な信号を通過させるフィルター部と、前記フィルター部を通過した前記各パラメータ候補毎の相関値からパラメータを検出するパラメータ検出部を備えることを特徴とするスペクトラム拡散信号受信装置。
3. 受信信号に対し拡散コードを用いて逆拡散を行うスペクトラム拡散信号受信装置において、受信信号中のメッセージデータ列及びメッセージデータ反転位置を含む推定メッセージデータ情報を推定するメッセージデータ情報推定部と、逆拡散のための拡散コードを連結した参照信号を発生する参照信号発生部と、前記メッセージデータ情報推定部から得られた推定メッセージデータ情報に基づいて、各メッセージデータ毎の相当する区間の受信信号の極性を反転する受信信号極性反転部と、検出すべきパラメータの各候補毎に、前記参照信号と前記受信信号極性反転部から出力される極性反転した受信信号との相関値を得る相関部と、前記相関値から不要な有色雑音をカットし必要な信号を通過させるフィルター部と、前記フィルター部を通過した前記各パラメータ候補毎の相関値からパラメータを検出するパラメータ検出部を備えることを特徴とするスペクトラム拡散信号受信装置。
4. 前記フィルター部は、前記相関検出部から検出された相関値を積算することを特徴とする、請求項1乃至請求項３記載のスペクトラム拡散信号受信装置。
5. 前記相関部の検出すべきパラメータ候補は、前記参照信号と前記受信信号との拡散コードの各位相差とし、前記パラメータ検出部は、前記パラメータ候補の中から所定の相関値となる位相差パラメータを検出することを特徴とする、請求項1乃至請求項３記載のスペクトラム拡散信号受信装置。
6. 前記相関部の検出すべきパラメータ候補は、前記参照信号と前記受信信号との各ドップラー周波数差とし、前記パラメータ検出部は、前記パラメータ候補の中から所定の相関値となるドップラー周波数差パラメータを検出することを特徴とする、請求項1乃至請求項３記載のスペクトラム拡散信号受信装置。
7. 前記相関部の検出すべきパラメータ候補は、前記参照信号と前記受信信号との拡散コードの各位相差及び各ドップラー周波数差とし、前記パラメータ検出部は、前記パラメータ候補の中から所定の相関値となる位相差及びドップラー周波数差パラメータを検出することを特徴とする、請求項1乃至請求項３記載のスペクトラム拡散信号受信装置。
8. 前記メッセージデータ情報推定部は、受信したデータ列のうち、推定可能であるデータ列の割合を示す推定可能率を算出し、前記フィルター部は、前記推定可能率に応じて、カットオフ周波数を選択することを特徴とする、請求項1乃至請求項３記載のスペクトラム拡散信号受信装置。
9. 前記メッセージデータ情報推定部は、外部からメッセージデータ推定のための支援情報を得て、推定可能率を向上することを特徴とする、請求項1乃至請求項３記載のスペクトラム拡散信号受信装置。
10. 前記メッセージデータ情報推定部は、内蔵する発振器から時刻情報を得るための時計機能部を備え、受信信号の時刻が既知となることで、受信時刻からメッセージデータ情報を推定することを特徴とする、請求項1乃至請求項３記載のスペクトラム拡散信号受信装置。
11. 前記メッセージデータ情報推定部は、過去に得られているメッセージデータから現在あるいは未来のメッセージデータ情報を推定することを特徴とする、請求項1乃至請求項３記載のスペクトラム拡散信号受信装置。
12. 前記メッセージデータ情報推定部は、内蔵する発振器から経過時間を計測する時計機能部を備え、前記経過時間及び過去に得られているメッセージデータから、現在あるいは未来のメッセージデータ情報を推定することを特徴とする、請求項1乃至請求項３記載のスペクトラム拡散信号受信装置。
13. 前記メッセージデータ情報推定部は、受信信号のうち、メッセージデータが推定可能である受信信号部分を選択する機能を有し、相関部は、前記選択された受信信号部分について相関処理を行うことを特徴とする、請求項1乃至請求項３記載のスペクトラム拡散信号受信装置。
14. 前記メッセージデータ情報推定部は、受信信号のうち、メッセージデータが推定可能である受信信号部分と推定不可能である受信信号部分を識別し、前記フィルター部は、前記識別された推測可能である受信信号部分については、カットオフ周波数を低くし、前記識別された推測不可能である受信信号部分については、カットオフ周波数を高くすることを特徴とする請求項1または請求項２のスペクトラム拡散信号受信装置。