JP2005063818A - 放電灯点灯回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 放電灯の点消灯状態の判別を確実に行うことで点灯回路の信頼性を高める。
【解決手段】 放電灯点灯回路１において、放電灯１０に印加される電圧及び放電灯に流れる電流を検出する回路１２、１３を設ける。そして、放電灯に係る電圧検出値と電流検出値との差の絶対値に関して放電灯の点灯時の方が消灯時よりも大きいことに基いて放電灯の点灯又は消灯を判別する点消灯判別手段２５を設けた。
【選択図】 図１

Description

本発明は、放電灯に印加される電圧の検出信号及び放電灯に流れる電流の検出信号を用いて、放電灯の点消灯状態を確実に判別することにより、点灯回路の信頼性を高めるための技術に関する。

自動車用前照灯装置等に採用されている放電灯点灯回路として、ＤＣ−ＤＣコンバータ、直流−交流変換回路（所謂インバータ）、起動回路（所謂スタータ回路）を備えた構成が知られており、放電灯にかかる電圧や放電灯に流れる電流を検出するための回路を備えている（例えば、特許文献１参照。）。

放電灯の電圧及び電流に係る検出値は放電灯の電力制御に用いられる他、例えば、放電灯が点灯しているか否かを判別する場合（点消灯判別）に使用される。

放電灯の電流検出方法については、ＤＣ−ＤＣコンバータと直流−交流変換回路との間に検出用抵抗（シャント抵抗）を設けて電圧に変換した値として検出する方法が挙げられる。また、放電灯の電圧検出方法については、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が、放電灯に印加される電圧にほぼ等しい場合において、該電圧を分圧抵抗により検出する方法が挙げられる。

従来の点消灯判別においては、放電灯の電圧検出値又は電流検出値を用いることにより、放電灯が点灯しているか否かを判断することが可能であり、電圧検出値又は電流検出値を、それらの閾値と比較することで判別している。

特開平１０−３１２８９６号公報

ところで、従来の電圧／電流検出及び点消灯判別の方法を適用することができない場合において、正確な判別を行うことが難しいという問題が挙げられる。

例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いることなく、直流電源入力の昇圧及び直流から交流への変換を同時に行って放電灯に電力を供給するようにした構成形態の場合に、放電灯の電圧検出又は電流検出に関して点灯時と消灯時の検出値の差（マージン）が小さいと、十分な検出精度を保証することが難しくなる。つまり、点灯時の検出値と消灯時の検出値とが接近した値となる場合には、両者の違いを区別し難くなり、点消灯について誤った判別が引き起こされてしまう虞がある。

そこで、本発明は、放電灯の点消灯状態の判別を確実に行うことで点灯回路の信頼性を高めることを課題とする。

本発明は、放電灯に印加される電圧及び放電灯に流れる電流を検出し、放電灯に係る電圧検出値と電流検出値との差の絶対値に関して放電灯の消灯の方が点灯時よりも大きいことに基いて放電灯の点灯又は消灯を判別する点消灯判別手段を備えたものである。

さらには、上記構成において下記の手段を設けることができる。

・電圧検出値から電流検出値を減算する回路及び減算結果を閾値電圧と比較する回路。

・直流入力を受けて交流変換及び昇圧を行うための直流−交流変換回路（交流変換用トランス、複数のスイッチング素子、共振用コンデンサを備え、該スイッチング素子の駆動周波数を制御して、共振用コンデンサ及び交流変換用トランスのインダクタンス成分若しくは該共振用コンデンサに接続されたインダクタンス素子による共振電圧を交流変換用トランスから放電灯に供給する。）。

従って、本発明によれば、放電灯に係る電圧検出値と電流検出値の両方を用いて、それらの差の絶対値をもとに点灯状態と消灯状態の違いを正しく判別することができる。

本発明によれば、電圧検出値と電流検出値との相対的な比較結果に基いて点消灯判別を確実に行うことができ、回路の信頼性を高めることができる。そして、電圧検出値と電流検出値との差分を求めて、予め決められた閾値や基準範囲と比較することにより点消灯の判別を容易に行える。

また、電圧検出値から電流検出値を減算する回路と、減算結果を閾値電圧と比較する回路を設けた構成の採用によって、回路が簡単化され小型化に適している。

上記交流変換用トランスを用いて１段階の電圧変換を行う形態において、放電灯の電圧検出値又は電流検出値の一方だけでは充分な検出マージンを確保することが難しい場合であっても、誤判別の発生頻度を低減させることができる。

本発明は、入力電圧や放電灯の管電圧に係る変動等の影響を受け難い放電灯の点消灯判別を実現するとともに、そのためにコスト上昇等の弊害を伴わないようにすることを目的とする。

本発明の適用においては、例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータ及びインバータ（直流−交流変換回路）を用いた形態と、直流−交流変換及び昇圧機能（起動用信号の昇圧を含む。）をもち、高周波化に適した構成形態が挙げられるが、以下の説明では、ＤＣ−ＤＣコンバータを有さない後者の場合について説明する。

図１は、本発明に係る基本構成例を示すものであり、放電灯点灯回路１は、直流電源２から電源供給を受ける直流−交流変換回路３と、起動回路４を備えている。

直流−交流変換回路３は、バッテリ等から直流入力電圧（これを「ＶＢ」と記す。）を受けて交流変換及び昇圧を行うために設けられている。本例ではハーフブリッジ型とされて、２つのスイッチング素子５Ｈ、５Ｌと、それらを駆動してスイッチング制御を行う制御手段６を備えている。つまり、高段側のスイッチング素子５Ｈの一端が電源端子に接続され、該スイッチング素子の他端が低段側のスイッチング素子５Ｌを介して接地されており、制御手段６によって各素子５Ｈ、５Ｌが交互にオン／オフされる。尚、本例では、素子５Ｈ、５Ｌに電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いているが、バイポーラトランジスタ等の半導体スイッチング素子を適宜に用いることができる。本例のようにＦＥＴを使用する場合には、制御手段６からそのゲートに供給される駆動電圧に従ってそのオン／オフ状態が規定されるが、寄生ダイオードをＦＥＴ自身が有しているので、両ＦＥＴがともにオフ状態である時の電流はこの寄生ダイオードを介して流れることになる。また、バイポーラトランジスタを使用する場合には、制御手段６からベースに信号が供給されてそのオン／オフ状態が規定される。該トランジスタに対してダイオードを並列に接続すれば、両トランジスタがオフ状態の時の電流が該ダイオードを介して流れることになる。

直流−交流変換回路３は、交流変換用トランス７を有しており、その一次側回路と二次側回路とが絶縁された構造をもっている。そして、本例では、共振用コンデンサ８と、インダクタ又はインダクタンス成分との共振現象を利用した回路構成が用いられている。つまり、構成形態としては、例えば、下記の２通りが挙げられる。

（Ｉ）共振用コンデンサ８とインダクタンス素子９及び交流変換用トランス７の一次巻線７ｐによるインダクタンスとの共振を利用した形態
（ＩＩ）共振用コンデンサ８と、インダクタンス素子９及び交流変換用トランス７のリーケージ（漏れ）インダクタンスとの共振を利用した形態。

先ず、上記（Ｉ）では、共振用コイル等のインダクタンス素子９を付設し、例えば、該素子の一端を共振用コンデンサ８に接続して、該コンデンサをスイッチング素子５Ｈと５Ｌとの接続点に接続する。そして、インダクタンス素子９の他端を交流変換用トランス７の一次巻線７ｐに接続した構成が挙げられる。この場合、インダクタンス素子９と一次巻線７ｐとの直列合成リアクタンスを用いている。

また、上記（ＩＩ）では、インダクタンス素子９とリーケージインダクタンスとの直列合成リアクタンスを用いることができる。

いずれの形態でも、共振用コンデンサ８と誘導性要素（インダクタンス成分やインダクタンス素子）との直列共振を利用し、スイッチング素子５Ｈ、５Ｌの駆動周波数を直列共振周波数以上の値に規定して該スイッチング素子を交互にオン／オフさせれば、交流変換用トランス７の二次巻線７ｓに接続された放電灯１０の正弦波点灯を行うことができる。尚、制御手段６による各スイッチング素子の駆動制御において、スイッチング素子がともにオン状態とならないように相反的にそれぞれの素子を駆動する必要がある（オンデューティーの制御等に依る。）。また、直列共振周波数については、これを「ｆ」と記し、共振用コンデンサ８の静電容量を「Ｃｒ」、インダクタンス素子９のインダクタンスを「Ｌｒ」、トランス７の一次側インダクタンスを「Ｌｐ１」と記すとき、放電灯の点灯前では、上記形態（Ｉ）とされて、「ｆ＝ｆ１＝１／（２・π・√（Ｃｒ・（Ｌｒ＋Ｌｐ１））」となり、また、点灯後には上記形態（ＩＩ）とされて、「ｆ＝ｆ２≒１／（２・π・√（Ｃｒ・Ｌｒ））」となる（ｆ１＜ｆ２）。

本発明の適用において制御手段６の構成形態の如何を問わないが、例えば、放電灯の点灯前の無負荷出力電圧を制御する回路や、放電灯の点灯後における過渡的な投入電力及び定常状態における投入電力について制御するための回路を設けることにより制御電圧を規定し、該電圧をＶ（電圧）−Ｆ（周波数）変換することによって得られるパルス信号を整形したものをスイッチング素子５Ｈ、５Ｌへの制御信号として送出する構成形態等が挙げられる。

尚、放電灯を安定に制御するためには、スイッチング素子５Ｈ、５Ｌの駆動周波数に関して、起動用信号の発生前の周波数値よりも放電灯が点灯した後の周波数値を高くすることが望ましい。起動用信号の印加によって放電灯が点灯する前の状態では、交流変換用トランス７の二次側回路が開放状態とされ、よって、該トランスは等価的にチョークコイルとみなせる。そのため、この状態での直列共振周波数は上記ｆ１であり、点灯時のｆ２よりも周波数値が小さく、起動時にはｆ１付近の駆動周波数をもってスイッチング素子を制御する。そして、放電灯の点灯後には、共振用コンデンサ８の静電容量と、インダクタンス素子９のインダクタンス又は該インダクタンス及び交流変換用トランス７のリーケージインダクタンスによって決まる直列共振周波数ｆ２の付近に位置する駆動周波数をもってスイッチング素子を制御する。

電力制御においては、直列共振周波数よりも高い駆動周波数でスイッチング制御を行うことが好ましく、また、駆動周波数を直列共振周波数に一致させた場合には最大電力を取り出せるので、該電力を初期電力として放電灯に供給することで放電灯の発光を促進して速やかに定常状態へと移行させることができる。尚、直列共振周波数未満の駆動周波数をもってスイッチング制御を行った場合には、共振用コンデンサの静電容量と上記インダクタンスとの合成インピーダンスが容量性領域に入り、制御し難い状態に陥ってしまうため、そのような状態を極力回避するように駆動周波数（スイッチング周波数）を制御することが望ましい。

起動回路４は、放電灯１０に起動用信号を供給するために設けられており、起動時における起動回路４の出力が交流変換用トランス７にて昇圧されて放電灯１０に印加される（交流変換された出力に対して起動用信号が重畳されて放電灯に供給される。）。

本例では、起動回路４の出力端子の一方を交流変換用トランス７の一次巻線７ｐの途中に接続し、他方の出力端子を一次巻線７ｐの一端（グランド側端子）に接続した形態を示しているが、これに限らず、起動回路４の両出力端子を交流変換用トランス７の一次巻線７ｐの途中に接続した形態等が挙げられる。また、交流変換用トランス７の二次側において放電灯１０を起動させるのに必要な波高値を有するパルス電圧を発生させるためには、起動回路４内のコンデンサに対して出来るだけ高い電圧を供給してその充電を行う必要があり、本例では、起動回路４の入力端子の一方を共振用コンデンサ８とインダクタンス素子９との間に接続し、他方の入力端子をグランド側ラインに接続することで、共振電圧を利用している。尚、この他には、交流変換用トランスの二次側から起動回路に入力電圧を得る形態や、インダクタンス素子９とともにトランスを構成する補助巻線（後述の巻線１１）を設けて、該補助巻線から起動回路への入力電圧を得る形態等が挙げられる。

起動回路４についてはその構成の如何を問わないが、例えば、複数の整流素子、コンデンサ、スイッチ素子を用いて構成され、スイッチ素子としては、スパークギャップやバリスタ等の自己降伏型素子や、サイリスタ、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラ型トランジスタ）、ＦＥＴ等の制御端子を備えた半導体素子を用いることができる。

本例のように、ＤＣ−ＤＣコンバータを有しておらず、直流−交流変換回路３だけで直流入力から交流への変換及び昇圧を行って、放電灯の電力制御を行う回路形態においては、放電灯に流れる電流を直流で検出する経路がとれないので、例えば、放電灯に対して直列に電流検出用抵抗を接続する方法が考えられる。しかし、これでは放電灯の起動時における高電圧に対して該抵抗及び検出回路の耐圧等を高くする必要があり、小型化や低コスト化を妨げる原因となる。そこで、本回路においては、共振用のインダクタンス素子９に対して巻線を追加し、また、交流変換用トランス７に巻線を追加することによって、放電灯の電流検出値及び電圧検出値を得る。

インダクタンス素子９とともにトランスを形成する補助巻線１１は、放電灯１０に流れる電流の相当電流を検出するために設けられており、該補助巻線の出力は電流検出回路１２に送られる。つまり、放電灯の電流検出については、インダクタンス素子９及び補助巻線１１を用いて行われ、その検出結果が制御手段６や後述の点消灯判別手段に送出され、放電灯の電力制御や点消灯の判別に利用される。

また、放電灯１０にかかる電圧検出については、交流変換用トランス７の一次巻線７ｐ若しくは二次巻線７ｓ又は該トランスに設けられた検出用巻線７ｖの出力に基いて行われる。本例では、検出用巻線７ｖの出力が電圧検出回路１３に送られ、該回路によって放電灯１０にかかる電圧に相当する検出電圧が得られる。そして、これが、制御手段６や後述の点消灯判別手段に送出されて放電灯の電力制御や点消灯の判別に利用される。

図２は、電流検出回路１２の構成について一例を示したものである。

補助巻線１１の一端（非接地側端子）には、複数の分圧抵抗１４、１４、…が直列に接続されており、最低段に位置する分圧抵抗１４の一端が整流素子１５に接続され、その他端が接地されている。本例では、整流素子１５としてダイオード（ショットキーバリアダイオード等）が用いられており、そのアノードに抵抗分圧された電圧が供給され、該ダイオードのカソードが検出出力端子の一方に接続されている。

コンデンサ１６はその一端が整流素子（ダイオード）１５のカソードに接続され、他端が接地されており、該コンデンサ１６に対して並列に抵抗１７が接続されている。

このように電流検出回路１２としては、基本的な構成の検波回路を用いることができ、インダクタンス素子９及び補助巻線１１を用いて検出した交流信号が直流信号に変換されるので（図の検出電圧「ＶＳ１」を参照。）、後段の点消灯判別手段や制御手段等で利用し易い信号が得られる。

起動回路４によって発生される起動用信号（パルス電圧）に対しては、複数の抵抗素子を用いて分圧することによって、そのピーク電圧に対応する検出電圧を問題のないレベルまで抑えることができる。従って、放電灯の起動の際に発生する高電圧を抑制するための回路構成が非常に簡単である。尚、インダクタンス素子９及び補助巻線１１からなるトランスの巻数比を小さく設定する方法では、放電灯の点灯時における検出電圧振幅が過小になってしまった場合に十分な検出精度が得られない場合がある。

出力電流（交流変換用トランス７の二次電流であり、これを「Ｉ２」と記す。）は、トランス７の一次電流（これを「Ｉ１」と記す。）に比例しており、インダクタンス素子９にＩ１が流れるので、角周波数「ω」の値を既知として（スイッチング素子の駆動周波数に対応する。）、「Ｉ１・（ω・Ｌｒ）」についての検出を行うことにより、ランプ電流を間接的に知ることができる。

図３は、電圧検出回路１３の構成について一例を示したものであり、その基本構成において整流素子及びコンデンサを含む検波回路が用いられている。

検出用巻線７ｖの非接地側端子（図のａ点参照）は、コンデンサ１８の一端に接続されており、該コンデンサの他端が接地されている。そして、コンデンサ１８に対して並列に設けられたコンデンサ１９がダイオード２０のカソード及びダイオード２１のアノードに接続されている。尚、ダイオード２０のアノードは接地されている。

そして、整流用のダイオード２１のカソードが、検出出力端子の一方に接続されるとともに、ツェナーダイオード２２のカソード及びコンデンサ２３の一端に接続されており、ツェナーダイオード２２のアノード及びコンデンサ２３の他端が接地されている。

抵抗２４はコンデンサ２３に対して並列に接続されており、「ＶＳ２」に示す検出電圧が得られる。

尚、コンデンサ１８、１９については、起動時のパルス電圧に耐え得る素子を用いる必要があるが、その他の素子には高い耐圧を要求されない。

本回路において、放電灯の起動時には高電圧パルスが加わった状態で検出用巻線７ｖに電圧がかかることになるが、コンデンサ１９及び２３、抵抗２４を用いて検出することができる。尚、コンデンサ１９、２３のインピーダンスの大きさについては、コンデンサ２３の方が１桁程小さく、また、抵抗２４の抵抗値が、コンデンサ２３のインピーダンスに比べて十分に大きくされており、図３のｂ点（ダイオード２１のアノードとコンデンサ１９との接続点）にかかる電圧は、コンデンサ１９と２３のインピーダンス比によって決まる。

放電灯が点灯した後の状態では、ダイオード２１の作用によって電流が一方向にしか流れず、コンデンサ２３が充電されて徐々に電荷がたまり、その両端電圧（図３のｃ点参照）が上昇していく。そして、検出用巻線７ｖの一端の電位（図３のａ点の電位）と、コンデンサ２３の端子電位（図３のｃ点の電位）とがほぼ等しくなると、コンデンサ１９には電流が流れなくなる。つまり、放電灯の定常時における検出電圧は、検出用巻線７ｖにかかる電圧が小さい場合でも、コンデンサ１９と２３で分圧することなく検出することができ、これにより必要な精度が保証される。

尚、初段のコンデンサ１８は、再点弧電圧の吸収を目的として付設されたものである。放電灯が点灯した直後の管電圧が低い時には、狭幅パルス状の再点弧電圧の波高ピークが大きいため、電圧検出回路が誤ってこのピーク部分の電圧を検出してしまった場合に、正確な電圧が得られなくなる。そこで、周波数の高い再点弧電圧に関して、これをコンデンサ１８で鈍らせることにより正確な電圧検出を行うことができる。

また、ツェナーダイオード２２は、起動用のパルス電圧の発生に伴う高電圧を抑制するためのクランプ素子としての機能を有し、該パルス電圧発生時のサージ電圧に対するリミッタの役目を果たす。

上記した電流検出回路１２や電圧検出回路１３によって得られる各検出信号は、点消灯判別手段２５（図１参照。尚、該手段を上記制御手段６に含めても良いが、図には両者を区別して示す。）に送出される。

点消灯判別手段２５は、放電灯１０に係る電圧検出値及び電流検出値に基いて放電灯が点灯状態にあるか又は消灯状態にあるかを判別するために設けられており、放電灯に係る電圧検出値と電流検出値との差の絶対値に関して放電灯の消灯時の方が点灯時よりも大きいことに基いて放電灯の点灯又は消灯を判別する。

図４は、点消灯判別について説明するための概略図であり、「Ｖ１」、「Ｖ２」、「ΔＶ」の意味は下記の通りである。

・「Ｖ１」＝インダクタンス素子９の両端電圧
・「Ｖ２」＝交流変換用トランス７の一次側インダクタンスＬｐ１にかかる電圧
・「ΔＶ」＝Ｖ２−Ｖ１。

尚、ここで、放電灯の通常点灯時において、上記直列共振周波数ｆ２よりも高い駆動周波数で点灯動作を行っている状態を図４の右側に示し、その左側には、何らかの原因で放電灯が消灯した状態を示す（但し、消灯直後のスイッチング周波数（駆動周波数）はその直前の点灯状態におけるスイッチング周波数と等しいものとする。）。また、放電灯の電流検出電圧はＶ１に比例し、また、放電灯の電圧検出に係る検出電圧はＶ２に比例するので、以下では、主にＶ１、Ｖ２を用いて説明する。

Ｖ２については、消灯時に高く、点灯時の方が低くなる。そして、Ｖ１については、逆に、消灯時に低く、点灯時に高くなる。よって、ΔＶの大きさに関しては消灯時の方が点灯時よりも大きいので、Ｖ２に対応する電圧検出値とＶ１に対応する電流検出値との差分を求め、これを閾値あるいはこれに安全率等を見込んだ基準範囲と比較することで、点消灯状態の如何を判別できる。例えば、電圧検出値及び電流検出値からΔＶに相当する検出値を算出し、これが閾値以上であれば消灯と判断し、閾値未満であれば点灯と判断することができる。

尚、ΔＶについては、「Ｖ１−Ｖ２」を算出してその閾値と比較した結果を用いても構わない。

図５は点消灯判別手段２５について回路構成の一例を示したものである。

電流検出回路１２によって得られた検出電圧「ＶＳ１」及び電圧検出回路１３によって得られた検出電圧「ＶＳ２」は、演算増幅器２６を用いた減算回路２７に供給される。つまり、「ＶＳ１」が抵抗２８を介して演算増幅器２６の反転入力端子に供給され、「ＶＳ２」が抵抗２９及び３０を介して演算増幅器２６の非反転入力端子に供給される。尚、抵抗３０は、その一端が演算増幅器２６の非反転入力端子に接続され、他端が接地されており、抵抗３１が演算増幅器２６の反転入力端子と出力端子との間に介挿されている。また、抵抗２８と２９の抵抗値（これを「Ｒ１」と記す。）が等しくされ、抵抗３０と３１の抵抗値（これを「Ｒ２」と記す。）が等しくされている。

演算増幅器２６は、ＶＳ２とＶＳ１との差に比例した出力（「（Ｒ２／Ｒ１）・（ＶＳ２−ＶＳ１））を後段に位置するコンパレータ３２の正入力端子に送出する。該コンパレータ３２の負入力端子には所定の基準電圧（これを「ＶREF」と記す。）が供給されており、「ＶＳ２−ＶＳ１」に比例した演算結果を、ＶREFと比較することにより、放電灯の点灯又は消灯が判別される。即ち、演算増幅器２６の出力レベルがＶREF以上である場合にコンパレータ３２の出力信号がＨ（ハイ）レベルとなり、これは放電灯の消灯状態を意味する。また、演算増幅器２６の出力レベルがＶREF未満である場合にコンパレータ３２の出力信号がＬ（ロー）レベルとなり、これは放電灯の点灯状態を意味する。

本例では、放電灯に係る電圧検出値から電流検出値を減算する回路と、該回路の減算結果を閾値電圧と比較する回路を備えており、放電灯の点消灯状態が２値化データとして表される。尚、このような回路については、個別の回路素子を用いて構成することもできるが、制御手段６を制御用ＩＣで実現する場合において、該ＩＣ内に点消灯の判別回路を構成することが可能である。

次に、本発明を適用した場合の利点について具体例を挙げて説明する。

図１において、直流入力電圧ＶＢを４２Ｖとして、上記Ｃｒ＝６．８ｎＦ（ナノ・ファラッド）、Ｌｒ＝２．５μＨ（マイクロ・ヘンリー）、Ｌｐ１＝２．５μＨとし、交流変換用トランス７の巻線比を「ｎ１（一次巻線の巻数）：ｎ２（二次巻線の巻数）＝４：２５」とした場合に、放電灯の点灯時における電力が３５Ｗである例について説明すると、下記に示すようになる。

・電流検出（Ｖ１）
点灯時：１２Ｖ
消灯時： ４Ｖ
・電圧検出（Ｖ２）
点灯時：１６Ｖ
消灯時：２１Ｖ
よって、Ｖ１に関して点灯時と消灯時の電圧差を「ΔＶ１」を記すと、｜ΔＶ１｜＝｜１２−４｜＝８Ｖとなるのに対して、Ｖ２については、点灯時と消灯時の電圧差を「ΔＶ２」を記すとき、｜ΔＶ２｜＝｜１６−２１｜＝５Ｖとなる。つまり、後者においては電圧差が小さいため、これを用いて点消灯判別を行う場合のマージン（余裕）が小さい。また、Ｖ１については電圧差が比較的大きいが、直流入力電圧ＶＢや、上記Ｃｒ、Ｌｒ、Ｌｐ、トランスの巻線比、放電灯の管電圧等の条件が変化した場合において、充分なマージンが得られない虞がある。例えば、Ｌｐ１の値を下げると、消灯時のＶ１値が上昇し、Ｖ２値が低下するため、ΔＶ１、ΔＶ２の大きさがともに小さくなってしまう。また、直流入力電圧の値が上がった場合に、消灯時のＶ１値が上昇するといった影響を受ける。

従って、Ｖ１又はＶ２について点灯時と消灯時との電圧差に基いて放電灯の点消灯判別を行ったのでは、該電圧差の絶対値が小さい場合に、誤判別が引き起こされる虞がある。

これに対して本発明を適用する場合には、Ｖ１とＶ２との間の相対的な差異に基いて放電灯の点消灯判別を行えるので、両者間の電圧差を「ΔＶ＝Ｖ２−Ｖ１」とした場合に、上記の例では、点灯時に｜ΔＶ｜＝｜１６−１２｜＝４Ｖとなり、また消灯時に｜ΔＶ｜＝｜２１−４｜＝１７Ｖとなる。従って、点灯時と消灯時との差が｜４−１７｜＝１３Ｖであり、充分な検出マージンが得られる。また、仮にΔＶ１、ΔＶ２の大きさがともに小さくなり、従来の検出方法では十分なマージンが得られなくなった場合でも、本発明ではそれらの和がマージンとなり、この事が誤判別を低減させる方向への作用を齎すため安心である。例えば、上記した例において、点灯時のＶ１値が消灯時のＶ１値よりも高いことを考慮して、仮に点灯時にＶ１＝９（＝４＋５）であるとした場合には、ΔＶ１、ΔＶ２の大きさがともに５Ｖとなる。他方、ΔＶについては、点灯時に｜ΔＶ｜＝｜１６−９｜＝７Ｖ、消灯時に｜ΔＶ｜＝｜２１−４｜＝１７Ｖとなるため、両者の差は｜７−１７｜＝｜（１６−９）−（２１−４）｜＝｜（１６−２１）−（９−４）｜＝１０Ｖとなる（つまり、検出マージンがΔＶ１とΔＶ２の各絶対値の和に等しくなる。）。従って、例えば、Ｌｐ１の値を下げた場合に、消灯時のＶ１値が上昇し、Ｖ２値が低下して、ΔＶ１、ΔＶ２の大きさがともに小さくなったとしても、十分な検出マージンを確保することが可能となる。

このように、放電灯の電圧検出値と電流検出値との差分を求め、これを閾値又は基準範囲と比較した結果から放電灯の点灯又は消灯を判別する構成形態と、電圧検出値又は電流検出値のいずれか一方を用いてこれを閾値又は基準範囲と比較する構成形態とを較べた場合に、前者の方がより大きな検出マージンをもって点消灯の判別を行えることが分かる。

本発明に係る基本構成例を示す概念図である。 放電灯の電流検出回路の一例を示す回路図である。 放電灯の電圧検出回路の一例を示す回路図である。 点消灯判別についての説明図である。 点消灯判別手段の回路構成例を示す図である。

符号の説明

１…放電灯点灯回路、５Ｈ、５Ｌ…スイッチング素子、３…直流−交流変換回路、７…交流変換用トランス、８…共振用コンデンサ、９…インダクタンス素子、１０…放電灯、２５…点消灯判別手段

Claims (4)

1. 放電灯に印加される電圧及び放電灯に流れる電流を検出するとともに、放電灯に係る電圧検出値と電流検出値との差の絶対値に関して放電灯の消灯時の方が点灯時よりも大きいことに基いて放電灯の点灯又は消灯を判別する点消灯判別手段を備えている
   ことを特徴とする放電灯点灯回路。
2. 請求項１に記載した放電灯点灯回路において、
   上記点消灯判別手段が、上記電圧検出値と上記電流検出値との差分を求め、これを閾値又は基準範囲と比較した結果から上記放電灯の点灯又は消灯を判別する
   ことを特徴とする放電灯点灯回路。
3. 請求項２に記載した放電灯点灯回路において、
   上記点消灯判別手段が、上記電圧検出値から上記電流検出値を減算する回路と、減算結果を閾値と比較する回路を備えている
   ことを特徴とする放電灯点灯回路。
4. 請求項１又は請求項２又は請求項３に記載した放電灯点灯回路において、
   直流入力を受けて交流変換及び昇圧を行う直流−交流変換回路が、交流変換用トランスと複数のスイッチング素子及び共振用コンデンサを備えており、該スイッチング素子の駆動周波数を制御して、共振用コンデンサ及び上記交流変換用トランスのインダクタンス成分若しくは該共振用コンデンサに接続されたインダクタンス素子による共振電圧を上記交流変換用トランスから上記放電灯に供給する
   ことを特徴とする放電灯点灯回路。

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