JP2005028450A

JP2005028450A - 飽和可能リアクトルを備えた電気アーク溶接機の電源

Info

Publication number: JP2005028450A
Application number: JP2004132736A
Authority: JP
Inventors: George D Blankenship; ディブランケンシップジョージ; Robert L Dodge; エルドッジロバート; Ruo Rifuengu; ルオリフェング
Original assignee: Lincoln Global Inc
Current assignee: Lincoln Global Inc
Priority date: 2003-07-11
Filing date: 2004-04-28
Publication date: 2005-02-03
Anticipated expiration: 2024-04-28
Also published as: JP4246106B2; US6995337B2; KR100639136B1; US20050006364A1; EP1495826B1; ATE519558T1; EP1495826A1; MXPA04003990A; AU2004201338A1; BRPI0400937A; CA2461590C; CA2461590A1; AU2004201338B2; DK1495826T3; KR20050007111A

Abstract

【課題】電気アーク溶接機において、スイッチの誘導時間が長く、２つの並列の一次回路のクランプ回路にとり適当な時間で適切にターンオンすることができ、コンデンサがバランスがとれる電気アーク溶接機の電源の提供。
【解決手段】インバータ（入力整流器のＤＣバスを横切って並列回路に接続する２つの一次回路を有し、コンデンサを含む該一次回路のそれぞれは一次巻線セクションと平行している）並びにスイッチ（該一次巻線セクションを横切ってコンデンサの電圧をかけ、それにより該一次回路は該一次巻線セクションに電圧パルスを交互に生成して該一次巻線に結合ししかも出力回路により接続された二次巻線を有する二次回路に電圧パルスを誘導する）を含む電気アーク溶接機の電源において、並列回路または出力回路の少なくとも１つにソフトフェライト飽和可能リアクトルを使用して一次巻線セクションにおいて電圧パルスを遅延させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、電気アーク溶接に使用されるタイプの電源に関し、さらに電源の操作を増強する新規な飽和可能リアクトルを利用する電源に関する。

本発明は、２つの一次スイッチイング回路が変圧器の二次ネットワークでパルスを生成するように、別々のコンデンサを横切る並列の２つのスイッチイング回路を含むタイプの電源に関する。本発明が関するタイプにほぼ類似している電源は、特許文献１に示されている。本発明が使用される環境は、また、二次ネットワークと溶接設備との間の出力回路を含み、その場合、間隔のあいた平行なスイッチは、ＡＣ、正のＤＣまたは負のＤＣのモードの何れかで電気アーク溶接機を操作するのに使用できる。そのような出力スイッチングネットワークは、特許文献２に示されている。これらの２つの特許文献は、本発明が特に関している電源に関する一般的な情報として、本明細書に参考として引用される。それらは、本発明そのものを示していない。しかし、本発明の背景技術であるので、本明細書では電源の操作の詳細として引用するが、本明細書においてそのものを繰り返し記述する必要はないと思われる。

高電圧電力本線を使用するインバータ電源を用いる電気アーク溶接機は、しばしば、高電圧を利用するために並列で接続された２つの一次スイッチング回路を用いる。この一般的な概念は、特許文献１に示されている。これらの２つの並列で接続されたスイッチング回路は、次に、溶接機の出力溶接回路に変圧器により結合する。システムは、電源に含まれ、並列で接続された一次回路をバランスさせて、２つの回路の電気部品を損なう電圧の不均衡を避ける。この並列の一次回路のバランスをとることは、通常、スイッチング操作中２つの並列で接続されたコンデンサにおいて等しい電圧を維持するために、並列で接続する一次回路のコンデンサに電荷を戻すダイオードクランプネットワークにより達成される。各並列回路は、通常、並列接続コンデンサの１つを横切る電圧により入力一次ネットワークの一次コイルの１つに電圧を加えるように伝導性にする並列で接続された２つの電源スイッチを含む。スイッチの第一のセットが伝導性であるとき、他の一次回路のスイッチの第二の組みは、伝導性ではない。しかし、第一の一次回路を横切る電圧は、第二の一次回路の一次巻線に、変圧器のコアを経て誘導的にカップリングされる。もし第二のコンデンサを横切る電圧が第一のコンデンサを横切る電圧より低いならば、電流が、第二の回路のクランプダイオードを経て流れて、一次回路の２つの並列接続の入力コンデンサを横切る電圧を等化する。次のスイッチングサイクル中、スイッチの第一の組みはターンオフされ、そしてスイッチの第二の組みにはターンオンされて、第二の入力のコンデンサを横切る電圧を使用して第二の並列回路の一次巻線に電圧を加える。この電圧は、同様に、第一の一次回路の一次巻線に、変圧器のコアを経て誘導的にカップリングされる。また、もし第一のコンデンサを横切る電圧が第二のコンデンサを横切る電圧より低いならば、電流は、第一の一次回路のダイオードを経て流れる。この方法を利用することにより、２つのコンデンサは、高速スイッチング操作中バランスされる。

米国特許５３５１１７５米国特許６４８９５９２

しかし、このよく行われる方法は、スイッチの誘導時間があまりに短くて、２つの並列の一次回路のクランプ回路にとり適当な時間で適切にターンオンすることができない。この条件は、変圧器が低い電圧またはショート回路の負荷に電流を制御しているときに、生ずる。この状況では、コンデンサは、バランスがとれなくなる。この条件は、電気部品に損傷をあたえ、そのため、高価なソフトウエアプログラムが、しばしば、使用されて、入力コンデンサを横切る電圧を感知しそして２つのコンデンサのバランスを待つ一次巻線回路の１つを不活性にする。これは、高価であり、そして出力のための有効なコントロール装置を要する。スイッチの１つのセットのスキップ・ファイアリング（ｆｉｒｉｎｇ）が、電源に使用されてきているが、しかし、この装置は、溶接工程例えばＴＩＧまたはパルスＭＩＧ溶接について低い電流を制御しているとき、実際上面倒な問題を生ずる。溶接回路の低電圧開始法（ＲｅｄｕｃｅｄＶｏｌｔａｇｅＳｔａｒｔｉｎｇ）のような方法で低い電圧を制御するときにも、これは問題である。電気アーク溶接で使用される電源変圧器の活性ソフトウエアの補正は、高価であり、そして溶接にとり満足できるものではない。

本発明によれば、飽和可能リアクトルは、上述のように、電源の変圧器と並列で接続される。１つ以上の飽和可能リアクトルは、スイッチの組みの１つが伝導性にされた直後の時間中、電圧を抑止する。この遅延の作用が、それにより、インバータ電源の出力で変圧器の二次ネットワークに電力がカップリングされるのを防ぐ。従って、スイッチの組みは、より長い時間伝導性にされ、２つの一次回路の時間のダイオードクランプネットワークがコンデンサの電荷をバランスするのを可能にし、そのためコンデンサは、高速スイッチング操作中バランスされたままにされる。飽和可能リアクトルに関する時間遅延の設定は、約１．０ｍｓである。これは、２つのスイッチング回路のクランプネットワークについて、適当な時間が２つの並列接続の一次回路の入力コンデンサの電圧を適切に操作しバランスさせることを可能にする。

飽和可能なスイッチング特性は、ＩＧＢＴのような電子スイッチよりソフトである。スイッチングが開始するとき、飽和可能リアクトルは、リアクトルが飽和するまで、適用される電圧をブロックする。その結果、電流は、飽和が生ずるまで、流れない。磁気コアが飽和しそしてこのターンオンの特性が、電子スイッチの早いスイッチングに比べて遅くかつソフトに生ずるとき、電流は発生する。従って、電気信号において寄生共鳴が少ないという利点が存在する。飽和可能リアクトルがスイッチングサイクルで遅延をもたらすため、飽和可能リアクトルが飽和するまで、一次回路から二次回路へ転送される電力は存在しない。その結果、コントロール回路のパルス幅は、たとえスイッチング操作が存在したとしても、零の出力電力が存在するように、飽和可能リアクトルの遅延時間より下に低下できる。飽和可能リアクトルの遅延より短い時間を有する短いパルスは、出力電力のないスイッチングを可能にする。これは、従来技術のスキップ・ファイアリングコントロール回路を使用することなく、零の電力出力から充分な電力出力への滑らかな制御を達成する新規な飽和可能リアクトルを使用する装置を提供する。低い電力または無電力の操作で、２つの並列のコンデンサは、各一次回路の通常のクランプネットワークを使用して、バランスがとれたままに維持される。従来のソフトウエアに基づくスキップ・ファイアリング技術を利用しても、コンデンサはバランスされるが、コンデンサをバランスするこの装置は、一般に、ＴＩＧまたはパルスＭＩＧ溶接には使用できない。

本発明によれば、入力整流器のＤＣバスを横切る並列の回路に接続された２つの一次回路を有するインバータを含む電気アーク溶接機用の電源の改良が提供される。並列の回路の一次回路のそれぞれは、一次巻線セクションを横切るコンデンサの電圧を適用するための１つ以上のスイッチ及び一次巻線セクションと平行するコンデンサからなる。この方法で、一次回路は、一次巻線セクションに電圧パルスを交互に生成させて、一次巻線に結合されしかも出力溶接回路に出力回路により接続された二次巻線変圧器を有する二次回路に電圧パルスを誘導する。このタイプの２段階の一次電源の改良は、並列回路または出力回路の少なくとも１つでソフトフェライト飽和可能リアクトルを使用して一次巻線セクションにおける電圧パルスを遅延させることである。飽和可能リアクトルは、通常のリングの形状を有し、そして一次回路の並列回路または出力回路の何れかからなるワイヤの回りに設けられる。本発明によれば、飽和可能リアクトルに使用されるソフトフェライトは、約０．４０テスラより低い飽和フラックス密度を有する。これは、少なくとも０．５マイクロ秒の一次巻線における遅延を生ずるように大きさが決められる。飽和可能リアクトルは、操作及び表面の冷却を最適にするために、３．５ｃｍ^２／ｃｍ^３より大きい表面積対体積の比を有するリングである。出力回路は、通常、２つの入力リードを備えた整流器であり、その場合、飽和可能リアクトルは、本発明の二次回路から延在しているこれらのリードの両者を囲むリングである。

本発明の他の態様によれば、二次巻線回路を有する変圧器の一次巻線回路の電圧を遅延する飽和可能リアクトルリングが提供され、その場合、飽和可能リアクトルは０．４０テスラより低い飽和フラックスを有する。この飽和可能リアクトルは、１つの態様では、外側の直径より長い長さを有する。他の態様では、リングの断面は、その高さより長い幅を有する矩形である。その上、熱シンク管は、本発明の他の特徴によれば、飽和可能リアクトルリングのまわりに配置される。

本発明の主な目的は、並列で接続された入力コンデンサの電圧をバランスさせるために一次電圧パルスに僅かな遅延をもたらす電気アーク溶接で使用されるインバータタイプの電源の変圧器と並列している飽和可能リアクトルの提供である。

本発明の他の目的は、飽和可能リアクトルが０．４０テスラより低い飽和フラックス及び表面積対体積の大きな比を有するソフトフェライトを有する、上記の飽和可能リアクトルの提供である。

本発明の他の目的は、上記の飽和可能リアクトルを利用する電気アーク溶接機用の改良された電源の提供である。

本発明のさらに他の目的は、パルス変圧器が飽和可能リアクトルを使用して変圧器の入力回路を安定化することを目的として一次パルスを遅延する、インバータ作動溶接機の改良されたパルス変圧器の提供である。

これらの目的及び他の目的並びに利点は、図面とともに以下の記述から明らかになるだろう。

図１の配線図は、本発明の好ましい態様を示し、電源Ａは、端末Ｇで接地している素材Ｗ及び電極Ｅを有する出力回路として概略的に画かれた溶接工程を行うためのインバータ電源である。電源は、リード１４、１６でＤＣバスを画定するためのフィルタインダクタ１２を備えた三相入力を有する入力整流器１０を含む。２つのバスの間、並列で接続されかつ出力変圧器の一次側用の出力パルスを生成するために交互に操作される２つの一次回路２０、２２が提供される。並列で接続されたコンデンサ３０、３２は、一次回路２０、２２の入力側にある。第一の回路２０は、調整スイッチＱ１、Ｑ２及びクランプダイオードＤ１、Ｄ２を含み、一次巻線４０を横切ってコンデンサ３０の電圧を適用することによりパルスを生成する。回路２２は、クランプダイオードＤ３及びＤ４を備えた調整スイッチＱ３、Ｑ４を含み、一次巻線４２を横切ってコンデンサ３２の電圧を適用する。巻線セクション４０、４２は、変圧器の結合を示す点線とともに、コア４４により示される変圧器の一次巻線である。一次巻線４０、４２は、ダイオード５４、５６により形成される出力整流器に向かう出力リード６４、６６を有する二次巻線５０、５２のコア４４を経てパルスを生成する。センタータップリード６０は、ダイオードとともに、標準チョーク７０を経て電極Ｅ及び素材Ｗの間に溶接電流を提供する。スイッチＱ１、Ｑ２は、ともにターンオンして、コンデンサ３０を横切る電圧により一次巻線４０にエネルギーを与える。パルスを生成するために、スイッチＱ３、Ｑ４は、スイッチＱ１及びＱ２がターンオンされると、ターンオフされる。巻線４０を横切る電圧は、コア４４を経て他の一次セクション４２に誘導的にカップリングされる。もしコンデンサ３２を横切る電圧がコンデンサ３０を横切る電圧より低いならば、電流はクランプダイオードＤ３、Ｄ４を経て流れて、コンデンサを横切る電圧を等化する。次のスイッチングサイクル中、スイッチＱ１及びＱ２はターンオフされ、そしてスイッチＱ３、Ｑ４はターンオフされる。これにより、コンデンサ３２を横切る電圧によって一次巻線４２にエネルギーを与える。この電圧は、同様に、一次コイル４０に誘導的にカップリングされる。もしコンデンサ３０を横切る電圧がコンデンサ３２を横切る電圧より低いならば、充電電流は、クランプダイオードＤ１及びＤ２に流れて、同様に電圧を等化する。この方法は、交互に行われて、回路２０、２２により一次パルスを生成し、電源用の出力変圧器の一次セクションを形成する。電圧がスイッチの低いデューティサイクルのために低いとき、高速スイッチング操作中コンデンサが等化する充分な時間が存在しない。スイッチング速度は、約２０ｋＨｚであり、好ましくは４０ｋＨｚである。このコンデンサの不均衡は、部品に損傷を与える。この不均衡を防ぐために、電源は、一般に、回路２０、２２の１つをスキップファイアリングしてコンデンサをバランスさせるソフトウエアを含む。しかし、本発明は、スキップ・ファイアリングする必要性がない。

図１に示された溶接機回路の変圧器Ｔは、巻線４０、４２のパルスにより、二次回路Ｂ（リード６４、６６によって整流器ダイオード５４、５６に接続された二次巻線５０、５２を含む）に電流パルスを生じさせる。整流器への入力は、センタータップリード６０で電流と組み合わされて、チョーク７０を経て溶接操作を作動する。実際には、特許文献２に画かれたスイッチングネットワークは、出力回路で使用されて、出力溶接操作を作動する。このタイプの出力回路では、２つのスイッチが、整流器の出力側に設けられる。出力は、リード６２で正の電圧である。センタータップ６０は、負の電圧である。これらのリードは、二次整流器の出力を形成する。特許文献２の出力スイッチを交互に操作することにより、ＡＣ溶接モードが達成される。特許文献２のスイッチの何れか１つは、ダウンチョッパとして操作されるか、または連続して正のＤＣ溶接モードまたは負のＤＣ溶接モードの何れかをもたらす。スイッチングネットワークについて、特許文献２は本明細書において参考として引用されるが、それは本発明の一部を形成するものではない。それは、そのネットワークがリード６０、６２と溶接操作との間の二次回路Ｂの出力側にあるからである。

本発明は、リード６４、６６の回りの磁気飽和可能リアクトルリングとして二次回路Ｂと並列でありしかもコア１０４により磁気的に結合された巻線１００、１０２として表される飽和可能リアクトルカップルＳＲの付加に関する。飽和可能リアクトルは、ダイオード５４、５６からなる整流器に向かうリード６４、６６の回りのリングとして、従来技術とは全く異なってデザインされる。この飽和可能リアクトルは、一次巻線４０、４２に生ずるパルスを遅延させて、コンデンサ３０、３２によって、スイッチング操作間を等化またはバランスさせる。この遅延は、巻線４０、４２の短いパルスにより得られる低い電圧によるコンデンサの不均衡の問題を防ぐ。実際には、パルスの遅延は、少なくとも約０．５マイクロ秒である。飽和可能リアクトルは、スイッチングの組みが活性化された直後の時間中の電圧をブロックする。これは、二次巻線５０、５２へ電力がカップリングするのを防ぐ。スイッチの組みは、そのため、より長い時間ターンオンし、回路２０、２２のダイオードクランプネットワークをしてコンデンサ３０、３２の電荷をバランスする適当な時間を生じさせる。飽和可能リアクトルの遅延時間を約１．０マイクロ秒に設定することは、クランプネットワークを適切に操作するのに適当な時間を可能にし、そしてコンデンサの電圧をバランスさせる。しかし、０．５マイクロ秒の遅延でも有益な結果をもたらすことが分かった。実際には、遅延は、約２．０マイクロ秒である上限を有しなければならない。材料の構築及び飽和可能リアクトルＳＲのサイズは、標準の周知の飽和可能リアクトルの技術を使用することにより、この望ましい遅延を達成する。この飽和可能リアクトルは受動であり、そしてコントロール巻線を含まない。リアクトルは、リアクトルが飽和されるまで、電流の流れを防ぐことにより一次回路のパルスを遅延する。これは、電圧の遅延として低下する。それは、実際には、電圧パルスによる作用の遅延である。

本発明の態様では、飽和可能リアクトルは、変圧器の一次巻線または二次巻線の何れかと並列であり、インバータの出力で一次巻線にパルスを与えるのに使用されるコンデンサをバランスする目的でパルスの遅延を達成する。飽和可能リアクトルの他の別の用途は、図２に示される電気アーク溶接機用のマトリックス変圧器Ｍ（標準の技術に従ってスイッチＱ１、Ｑ２及びスイッチＱ３及びＱ４によりパルスを与えられる一次巻線１２２を有する電源１２０を含む）における使用である。このマトリックス装置では、マトリックス変圧器１３０、１３２及び１３４は、それぞれ個々の結合コア１２４、１２６及び１２８を含む。これらのコアは、パルスされる巻線１２２をいくつかの二次巻線（それらの３つが画かれている）に結合する。二次さらにその整流器のそれぞれが同じであるため、二次１３０及び整流器１４０のみが説明されるが、この説明は、マトリックス変圧器Ｍを構成している他の二次及び整流器に適用される。整流器１４０は、入力リード１５０、１５２、並びに正の端末である出力リード１５４を含む。二次巻線１６０、１６２へのパルスされた入力は、３つの二次からの３つのリード１５４の合計である正の端末をもたらす。負の端末は、センタータップ１６４である。前述したように、相対する極性の出力リード１５４、１６４は、好ましくは、特許文献２に示されたように、出力スイッチネットワークに接続される。従って、チョーク１７０を備えた素材Ｗ及び電極Ｅにより代表される溶接装置は、ＡＣ溶接モード、ＤＣ正溶接モードまたはＤＣ負溶接モードで操作される。本発明の好ましい態様で使用されるこのスイッチングネットワークは、特許文献２から参考として引用されることができるため、本発明の好ましい態様では説明されていない。個々の二次回路は、それぞれ、それら自体の飽和可能リアクトルＳＲ１、ＳＲ２及びＳＲ３を含む。ときには、ただ１つの二次がリアクトルを有する。３つの画かれた飽和可能リアクトルのそれぞれは、整流器１４０の入力リード１５０、１５２を囲む管状の構造として画かれている、ソフトフェライトリングである。これらの飽和可能リアクトルのそれぞれは、入力巻線において電圧パルスを遅延して、図１に示されるコンデンサ３０、３２をバランスさせる。

本発明で使用される飽和可能リアクトルの操作は、図３及び４において概略的に画かれ、そして従来技術と比較される。スイッチの操作により生ずる電圧パルスは、スイッチＱ１、Ｑ２についてパルス２００そしてスイッチＱ３、Ｑ４についてパルス２０２として画かれている。飽和可能リアクトルのない従来技術では、二次の電流は、グラフ２０４、２０６により指示される形を有する。二次において飽和可能リアクトルを使用することにより、電流は遅延して、回路２０、２２のコンデンサを横切って適用される実際の電圧を遅延させる。これは、結局、電圧パルスを遅延させる。電流は、２０４ａ、２０６ａとして示され、そして遅延は２１０であり、その遅延は、飽和可能リアクトルのサイズ及び材料により決定される。これらの材料は、遅延が少なくとも０．５マイクロ秒そして好ましくは１．０マイクロ秒であるように選ばれる。３．０マイクロ秒の一般的な範囲にあると思われる遅延の上限が存在する。遅延の概念は、コンデンサ３０、３２をして反対の一次巻線の操作からコンデンサを横切って逆電圧が誘導される前に安定化させることである。磁気飽和可能リアクトルは、飽和可能リアクトルが飽和するまでどんな電力も一次から二次へ転送されないようにスイッチングサイクル中に遅延２１０をもたらす。この利点は、例えばパルスの幅２００、２０２のようなコントロール回路のパルス幅が遅延値２１０より低く縮小されてスイッチングサイクルを中断することなく零の出力電力を生成することである。これは、電子スイッチＱ１−Ｑ４をスキップ・ファイアリングすることなく、零の出力から充分な出力に滑らかな制御を達成するメカニズムを提供する。前述のように、このスキップ・ファイアリングは、ＴＩＧ溶接またはパルスＭＩＧ溶接のような方法について低い電流を制御するとき、問題を生ずる。遅延は、飽和可能リアクトルのボルト・秒の積に比例する。従来技術と飽和可能リアクトルの使用との間の差は、また図５及び６に示される。図５に画かれているように、非常にせまいパルス２２０が、低電力及び低電圧の出力を得るために形成される。この短いパルスは、パルス２２０を相対する並列回路２０または２２中に誘導する即時の出力電流２２２を生成する。コンデンサ３０、３２の電圧をバランスするクランプダイオードに充分な時間はない。変圧器の二次に飽和可能リアクトルを使用して、図６に示されるように、それぞれ交互の回路２０、２２からの小さい電圧パルス２３０及び２３２は、すべての電力が二次回路を経て転送される前に遅延２１０を生ずる。電力は、電流パルス２３０ａ、２３２ａにより示される。低電圧で、遅延２１０は、コンデンサのバランスを可能にする。パルス２３０、２３２の後縁の間の期間は、２４０として示される。図６から分かるように、個々のパルスのデューティサイクルは、極めて小さく、低い出力電力及び電圧を生成する。従って、入力コンデンサを横切る電圧の遅延は、任意の補助回路なしにまたはスキップ・ファイアリングなしに、コンデンサをバランスできる。

飽和可能リアクトルＳＲのボルト・秒の積は、使用される磁気材料の断面積及びタイプに比例する。電気アーク溶接用のインバータを使用する電源の一次電圧は、典型的には、実際の溶接操作に必要な電圧よりはるかに高い。その結果、溶接機械の変圧器は、典型的に８：１−３：１の範囲内の巻数比を有する。二次回路に飽和可能リアクトルＳＲを配置することは、変圧器のより低い電圧側が二次回路１３０−１３４にあるために、好ましい。その結果、飽和可能リアクトルの磁気コア材料の最も効果的な使用は、二次ネットワーク中である。もちろん、飽和可能リアクトルは、一次巻線１２２へのリードのまわりに適用されることにより、変圧器の高電圧側で使用されることもできる。実際には、飽和可能リアクトルは、受動であるかまたはコントロールされる。本発明では、リアクトルは、変圧器の一次または二次のリードの上におかれる磁気リングコアからなる。本発明によれば、飽和可能リアクトルは、飽和及び不飽和が生ずるとき、時間に影響するコントロール巻線を含まない。飽和は、約０．４テルサより低いフラックス密度でであり、そして図２に示されるように、リード１５０、１５２のまわりの飽和可能リアクトルの材料及び寸法によって固定される。通常の実際では、スイッチングの概念の飽和可能リアクトルは、「方形ループ（ｓｑｕａｒｅｌｏｏｐ）材料」により選択される。これは、「ハードフェライト」と定義され、そして図７においてＢ−Ｈ曲線３００により示される。この方形ループ材料は、約１．０テルサまたは１０キロガウスであると指示される高い飽和フラックス密度を有する。このハードフェライト材料は、せまいＢ−Ｈ曲線３００によってヒステリシス損が低いために、スイッチング飽和可能リアクトルで使用される。コアの損失は、低いように選ばれ、飽和可能リアクトルは、バランスされたスイッチ供給で経験される高いスイッチング周波数でのハードな飽和に耐えることができる。この高透過性磁気材料は、コントロール巻線がリアクトルに使用されるとき望ましい。それは、小さいコントロール電流がコアをその飽和状態に保持するからである。これらのハードフェライト材料は、またＢ−Ｈ曲線の方形の形状のために、はっきりしたスイッチング特性を有する。利用される種々の市販の材料は、曲線３００を有するハードフェライト方形ループ材料を含む。しかし、本発明は、図７に示されるように、ソフトＢ−Ｈ曲線３０２を有するソフトフェライト材料を使用する。ソフトフェライト材料は、飽和を達成するために高い磁化電流を要する比較的低い透過性を有するようにデザインされる。本発明による飽和フラックス密度は、比較的低く、典型的に約０．３テルサである。

高い周波数で操作される飽和可能リアクトルで適用されるとき、本発明で使用されるソフトフェライトコアは、それらがスイッチング操作中実質的な損失を示すため、適切な冷却を行うようにデザインされねばならない。本発明は、電気アーク溶接機用の電源に関する。この電源は、曲線３００を有する飽和可能リアクトルを使用できない。それは、この材料が非常に低い電流で飽和するためである。溶接機械は、数百アンペアの出力電流で操作される。溶接機械の操作中に無視可能な数アンペアの電流の小さい不均衡は、方形ループ飽和可能リアクトルを不適切な時に飽和させる。溶接操作で使用されるハードフェライト飽和可能リアクトルのこの工程の欠損を克服するために、飽和可能リアクトルはコントロール巻線を使用して、飽和及び不飽和が生ずる時間ウインドウを調節しなければならない。これは、入力並列回路２０、２２の電圧を遅延する飽和可能リアクトルとして魅力に欠け、そして時間を浪費し、高価である。従って、本発明は、ソフト曲線３０２を有するタイプのソフト材料を使用する。この材料は、非常に滑らかなスイッチング特性をもたらし、そして不適切な時の飽和の問題を生じない。低い透過性は、Ｂ−Ｈ曲線３０２を有する材料をして、たとえ高い溶接電流においても、常に遅延２１０を生成する。

飽和可能リアクトルを形成するコア内の熱の放散は、コアの体積、形状及びコアで使用される材料のタイプの関数である。本発明を実施するのに使用される典型的なソフトフェライト材料は、曲線３０２の最大フラックス密度に関連するコア損失を有する。しかし、磁気コア領域が最大のフラックス密度にデザインされて本発明の一定のボルト・秒のブロッキング特性を達成するならば、異なる材料間のコア損失値に最小の差が存在する。飽和可能リアクトルの冷却は、コアの体積とコアの表面積との両者の関数である。体積が大きければ大きいほど、失われるワットは大きくなり、そして放散されねばならない。表面積を拡大することは、熱を除く機会をさらに大きくする。図８は、本発明を実施するのに使用されるタイプの飽和可能リアクトルリングＳＲの概略的な寸法の図である。飽和可能リアクトルＳＲは、内径３１０及び外径３１２そして厚さＴを有する。式３１４、３１６及び３１８は、飽和可能リアクトルの表面積、体積及び磁化面積を得る数学的関係である。一定の磁化面積及びコアの形状では、外径３１２は、内径３１０が大きくなるにつれ、大きくなる。内径が大きくなるにつれ、体積及び全損失は、固定したコアの形状及び磁気の断面について大きくなる。コスト及び全熱損失を最低にするために、コアの材料の最低の量を使用するのが望ましい。これらの寸法の点を決定するために、冷却と磁気の特性との間の関係は、曲線３２２、３２４として図９に示されるように、グラフ３２０でプロットされた。飽和可能リアクトルコア冷却のデータは、１．５平方センチの断面積及び２．０センチの内径３１０を有するコアについてである。曲線３２４は、厚さ０．５センチを有する飽和可能リアクトルと約８．０センチの外径との間で厚さＴが増大するにつれ、外径の変化をプロットする。これは、図１２及び１３に示されるパンケーキ状の形状の飽和可能リアクトルである。他の極端な例で、３．０センチの厚さにより外径は約３センチである。これは、図１０及び１１に概略的に画かれているパイプの形状を有するコアを生ずる。これは、好ましい態様である。曲線３２２に示されているように、表面積対体積の比は、パンケーキの形状及びパイプの形状の極端な例の両者では高い。これらの極端な例の間では、断面が本質的に方形の形状であるとき、比は低下して最小約３．２になる。比がたかれば高いほど、冷却能率は高くなる。好ましい態様では、比は３．５より大きい。これは、その高さより大きい幅を有する方形の断面を有するリングによってもたらされる。これは、好ましい形状である。

グラフ３２０のデータを得るのに使用される飽和可能リアクトルは、２．０センチの固定した内径を有する。これは、飽和可能リアクトルの中心を経て延在する２つのリードを受け入れるためである。ユニットあたりの長さを基準にして、表面積対体積の比は、コアの形状が一定に保たれているならば、内径が大きくなるにつれ一定である。その結果、導体またはリードを単に受け入れるのに必要な大きさよりも大きく内径をする利点はない。従って、飽和可能リアクトルの評価は、固定した内径を有する。曲線３２４は、固定した内径について、厚さＴが低下するにつれ、外径が大きくなることを立証している。極端な限界で、形状は、中間に孔を有する大きな直径の薄い円板となる。これは、図１２及び１３に示される形状である。逆に、厚さが厚くなるにつれ、外径は小さくなる。極端な限界で、形状は図１０及び１１に示されるようなパイプになる。これらの２つの極端な例は、曲線３２２に示されるように、表面積対コア体積の比を最大にする。最小の比は、コアの断面が方形であるときに生ずる。曲線３２２、３２４は、所定の磁気特性に関して冷却効果を最大にする飽和可能リアクトルの形状の選択の概念を画いている。このプロットされた情報を使用して、図１０−１１及び図１２−１３に画かれた２つの形状が好ましい。これらの形状の両者は、３．５ｃｍ^２／ｃｍ^３より大きい表面積対体積の比を有する。

グラフ３２２の曲線３２２は、本発明で使用される飽和可能リアクトルについて２つの最適な形状があることを示している。第一の形状は、図１０−１１で飽和可能リアクトルＳＲとして表示されたパイプの構造である。第二の形状は、図１２−１３で飽和可能リアクトルＳＲＢとして示されたパンケーキ状の構造である。飽和可能リアクトルＳＲＡは、内径３５０及び外径３５２そして長さまたは厚さ３５４を有する。もちろん、内径は、リード１５０、１５２を受け入れるために２．０センチである。飽和可能リアクトルは通常熱シンクなしで使用されるが、実際には、熱シンクスリーブ３６０がリアクトルＳＲＡで使用される。このスリーブは、高伝導性材料例えばアルミニウムまたは銅から形成され、そして外側に延在するフィン３６４及び拡張可能なアセンブリギャップ３６６を備えた円筒状のベース３６２を有する。スリーブ３６０は、飽和可能リアクトルが溶接機中で使用される変圧器の二次回路に設けられる前に、飽和可能リアクトルＳＲＡの上にはめ込まれる。飽和可能リアクトルＳＲＢは、内径３７０、外径３７２及び厚さまたは幅３７４を有する。飽和可能リアクトルＳＲＢは、孔３８４、３８６を有する熱シンク円板３８０、３８２により冷却され、それらの孔は、内径３７０より大きい。構造上の保全性に関する最良の形状は、図１０−１１に示される形状であることが分かった。それは、フェライトの形状がより強くそして熱シンクに関する管状の押し出しが全アセンブリを衝撃から防ぐからである。その上、この特定の形状は、特に変圧器が図２に示されるマトリックスであるとき、変圧器のアセンブリにさらに容易に受け入れられる。

実際には、飽和可能リアクトルの形状は、内径と外径との間の差である厚さより長い長さＴを有する方形の断面を有する。断面は、（ＯＤ−ＩＤ）／２であるその高さより長い幅Ｔを有する方形である。この形状は、一般に、図９で点ｘで示される。

本発明の好ましい態様を画いた簡単な配線図である。本発明をマトリックス変圧器に使用したときの概略的な配線図である。本発明の改良を行っていない電源の使用により得られる電圧及び電流の曲線のパルスグラフである。本発明を使用する利点を示す図３に類似したパルスグラフである。本発明の改良なしに得られる電流及び電圧の単一の一次パルスを示す電流及び電圧のグラフである。本発明の改良を利用する電源の操作を画いた図５に類似したグラフである。本発明で使用される磁気材料及びスイッチングリアクトルで通常使用される磁気材料のＢ−Ｈグラフである。本発明により構築された飽和可能リアクトルにおける寸法間の関係を画いた概略的な寸法の図である。本発明の或る態様を画いた２つの曲線を有するグラフである。外側の熱シンク管を含む管状の飽和可能リアクトルの側面図である。図１０の線１１−１１にほぼ沿ってとられた断面図である。熱を放散するアルミニウム円板を備えたパンケーキの形状の飽和可能リアクトルである。図１２の線１３−１３にほぼ沿ってとられた断面図である。

符号の説明

Ａ電源
Ｂ二次回路
Ｄ１クランプダイオード
Ｄ２クランプダイオード
Ｅ電極
Ｇ端末
Ｍマトリックス変圧器
Ｑ１調整スイッチ
Ｑ２調整スイッチ
Ｑ３調整スイッチ
Ｑ４調整スイッチ
ＳＲ飽和可能リアクトルカップル
ＳＲ１飽和可能リアクトル
ＳＲ２飽和可能リアクトル
ＳＲ３飽和可能リアクトル
ＳＲＡ飽和可能リアクトル
ＳＲＢ飽和可能リアクトル
Ｔ変圧器（厚さ、長さ、幅）
Ｗ素材
１０入力整流器
１２フィルターインダクタ
１４リード
１６リード
２０一次回路
２２一次回路
３０コンデンサ
３２コンデンサ
４０一次巻線
４２一次巻線
４４コア
５０二次巻線
５２二次巻線
５４ダイオード
５６ダイオード
６０センタータップリード
６４出力リード
６６出力リード
７０標準チョーク
１００巻線
１０２巻線
１０４コア
１２０電源
１２２一次巻線
１２４コア
１２６コア
１２８コア
１３０マトリックス変圧器
１３２マトリックス変圧器
１３４マトリックス変圧器
１４０整流器
１５０リード
１５２リード
１５４出力リード
１６０二次巻線
１６２二次巻線
１６４センタータップ
１７０チョーク
２００パルス
２０２パルス
２０４グラフ
２０４ａ電流
２０６グラフ
２０６ａ電流
２１０遅延
２２０パルス
２２２出力電流
２３０電圧パルス
２３０ａ電流パルス
２３２電圧パルス
２３２ａ電流パルス
２４０パルスの後縁間の期間
３００Ｂ−Ｈ曲線
３０２Ｂ−Ｈ曲線
３１０ＳＲの内径
３１２ＳＲの外径
３１４式
３１６式
３１８式
３２０グラフ
３２２曲線
３２４曲線
３５０内径
３５２外径
３５４長さまたは厚さ
３６０熱シンクスリーブ
３６２円筒状ベース
３６４フィン
３６６アセンブリギャップ
３７０内径
３７２外径
３７４厚さまたは幅
３８０熱シンク円板
３８２熱シンク円板
３８４孔
３８６孔

Claims

入力整流器のＤＣバスを横切る並列回路に接続する２つの一次回路を有し、コンデンサを含む該一次回路のそれぞれが一次巻線セクションと平行しているインバータ；該一次巻線セクションを横切って該コンデンサの電圧をかけ、それにより該一次回路は該一次巻線セクションに電圧パルスを交互に生成して、該一次巻線に結合ししかも出力溶接回路への出力回路により接続された二次巻線を有する二次回路に電圧パルスを誘導するスイッチを含む電気アーク溶接機の電源において、該一次巻線セクションの該電圧パルスを遅延するために該並列回路または該出力回路の少なくとも１つにソフトフェライト飽和可能リアクトルを含むことを特徴とする電気アーク溶接機の電源。
該飽和可能リアクトルが該出力回路にある請求項１の電源。
飽和可能リアクトルが０．５０テスラより低い飽和フラックス密度を有する請求項１または２の電源。
該飽和可能リアクトルが、３．５ｃｍ^２／ｃｍ^３より大きい表面積対体積の比を有する請求項１−３の何れか１つの項の電源。
該出力回路が２つの入力リードを有する整流器であり、そして該飽和可能リアクトルが該リードの両者を囲むリングである請求項１の電源。
該リングがその外側の直径より長い長さを有する請求項５の電源。
該リングの断面が、その高さより長い幅を有する矩形である請求項５の電源。
該遅延が少なくとも０．５マイクロ秒である請求項１または２の電源。
二次巻線回路を有する変圧器の一次巻線回路の電圧を遅延する飽和可能リアクトルリングにおいて、該飽和可能リアクトルが０．５０テスラより低い飽和フラックスを有することを特徴とする飽和可能リアクトルリング。
該リングがその外側の直径より長い長さを有する請求項９の飽和可能リアクトル。
該リングの断面が、その高さより長い幅を有する矩形である請求項９の飽和可能リアクトル。
該リングの回りに熱シンク管を含む請求項９−１１の何れか１つの項の飽和可能リアクトル。
該変圧器がパルス化一次巻線ネットワーク及び二次巻線ネットワークを有するインバータ作動溶接機のパルス化変圧器において、該変圧器と並列の飽和可能リアクトルを含み、該飽和可能リアクトルが０．４０テスラより低い飽和フラックスを有することを特徴とするパルス化変圧器。
該変圧器がパルス化一次巻線ネットワーク及び二次巻線ネットワークを有するインバータ作動溶接機のパルス化変圧器において、該変圧器と並列の飽和可能リアクトルを含み、該飽和可能リアクトルがその高さより長い幅を有する矩形としての断面を有するリングであることを特徴とするパルス化変圧器。
該変圧器がパルス化一次巻線ネットワーク及び二次巻線ネットワークを有するインバータ作動溶接機のパルス化変圧器において、該変圧器と並列の飽和可能リアクトルを含み、該飽和可能リアクトルが該リングの回りに熱シンク管を含むことを特徴とするパルス化変圧器。
該飽和可能リアクトルが、少なくとも０．５マイクロ秒で該一次巻線ネットワークのパルスを遅延する請求項１３−１５の何れか１つの項のパルス化変圧器。