JP2004537250A - 減衰回路を備えた切り替えモード電源 - Google Patents

Abstract

切り替えモード電源は変圧器（ＴＲ）、この変圧器（ＴＲ）の一次巻線（ＷＰ）と直列に接続されているスイッチングトランジスタ（Ｔ１）、二次側における減衰回路（ＤＮ）を有する。この減衰回路（ＤＮ）は別の二次巻線（Ｗ２）のための接続部を有し、この接続部を介してエネルギはこの減衰回路（ＤＮ）から例えばこの二次巻線と接続されている電荷蓄積コンデンサ（Ｃ３）へと伝達される。接続部は有利には整流素子、例えばダイオード（Ｄ３）によって形成され、このダイオード（Ｄ３）は第２の二次巻線（Ｗ２）のための整流ダイオード（Ｄ５）に後置接続されている。別の実施形態では、第１の二次巻線（Ｗ１）のための整流ダイオードと並列に接続されている直列回路におけるダイオード（Ｄ２）は、第１の二次巻線（Ｗ１）のための電荷蓄積コンデンサ（Ｃ１）ではなく、第２の二次巻線（Ｗ２）のための電荷蓄積コンデンサ（Ｃ３）と接続されている。

Description

【技術分野】
【０００１】
本発明は、変圧器及びこの変圧器の一次巻線と直列に接続されているスイッチングトランジスタを有する切り替えモード電源を基礎とする。このタイプの切り替えモード電源は例えばテレビジョン、ビデオレコーダまたはコンピュータモニタに使用され、また有利には５０から１５０ワットの範囲の電力でフライバックコンバータとして動作する。
【０００２】
フライバックコンバータモードでは、エネルギはスイッチングトランジスタがスイッチオンされているフェーズ中に変圧器に蓄積され、このエネルギは続けてスイッチングトランジスタがスイッチオフされているフェーズ中に二次側に伝達される。しかしながらこの場合、スイッチングトランジスタがスイッチオフされるときに妨害電圧スパイクが生じ、この妨害電圧スパイクはスイッチングトランジスタにおける深刻な電圧負荷を導き、同様に放射妨害も引き起こす。したがって、一次巻線と並列に接続されているスナバ回路とも称される減衰回路が公知であり、この回路はスイッチングトランジスタがスイッチオフされたときにスイッチングトランジスタの電流入力の電圧スパイクを制限することに使用される。この回路は通常の場合一次巻線と並列に接続されているコンデンサを有し、このコンデンサはスイッチングトランジスタがスイッチオフされると充電され、そのエネルギは入力側におけるエネルギ蓄積コンデンサへと送出されるか、抵抗において消費されて熱に変換される。このタイプの減衰回路は例えばＤＥ−Ａ−４０ ２９ ２２１から公知である。
【０００３】
ＥＰ−Ａ−０ ６９５ ０２３には、一次巻線に並列に接続されている減衰回路に加え、変圧器の二次側における巻線と並列に接続されている第２の減衰回路も有する切り替えモード電源が記載されている。この場合、コンデンサ及び第２のダイオードによって形成される直列回路は、電荷蓄積コンデンサによる所望の出力電圧を形成する整流ダイオードと並列に接続されており、またこの直列回路の中心点はダイオード及びインダクタンスを介して基準電位と接続されている。この場合エネルギは同様に、スイッチングトランジスタがスイッチオフされると、エネルギの回復を目的として電荷蓄積コンデンサにこのコンデンサを介して伝達される。
【０００４】
この切り替えモード電源の動作方法を図１を参照してより詳細に説明する。この切り替えモード電源は回路接続部ＵＮを有し、この回路接続部ＵＮには、エネルギ蓄積コンデンサＣ０を伴う回路整流器１が接続されており、この回路整流器１によりＤＣ電圧Ｕ０が生じる。この電圧Ｕ０は変圧器ＴＲの一次巻線ＷＰに供給され、この一次巻線ＷＰにはスイッチングトランジスタＴ１が直列に接続されている。スイッチングトランジスタＴ１は公知のように駆動回路２によって、ここでは単にシンボリックに示されているようにスイッチングパルス３でもって駆動される。この場合切り替えモード電源は殊にフライバックコンバータモードで動作し、このモードではスイッチングトランジスタＴ１がスイッチオフされているフェーズ中にエネルギが変圧器ＴＲから１つまたは複数の二次巻線へと伝達される。
【０００５】
トランジスタＴ１がスイッチオフされたときの電圧スパイクを減衰するための減衰回路が一次巻線ＷＰと並列に接続されている。この減衰回路はコンデンサＣｓ及びダイオードＤｓによって形成される直列回路を有し、このダイオードＤｓと並列に接続されている抵抗Ｒｓを備える。スイッチングトランジスタＴ１がスイッチオフされるときに生じる電圧スパイクはこの場合コンデンサＣｓによって吸収され、部分的にダイオードＤｓを介してエネルギ蓄積コンデンサＣ０にフィードバックされ、他方残余成分は抵抗Ｒｓにおいて熱に変換される。
【０００６】
二次側では、切り替えモード電源は二次巻線Ｗ１を有し、この二次巻線Ｗ１は整流ダイオードＤ１及び電荷蓄積コンデンサＣ１によって所望の出力電圧Ｕ１を供給する。電圧スパイクを抑制するために、また切り替えモード電源における電力損失を低減するために、減衰回路が二次巻線Ｗ１にも接続されている。この減衰回路はダイオードＤ１と並列に接続されているコンデンサＣ２及びダイオードＤ２を備えた第１の直列回路を有し、第１の直列回路におけるタップａと基準電位との間に配置されている、インダクタンスＬ１及びダイオードＤ４を備えた第２の直列回路も有する。また抵抗Ｒ１がインダクタンスＬ１と並列に接続されており、このインダクタンスとコンデンサＣ２との間の振動を減衰するために使用される。
【０００７】
図１に示したような二次側における回路は以下のように動作する。スイッチングトランジスタＴ１がスイッチオンされているフェーズ中は二次巻線Ｗ１における電圧Ｕｓは負であり、コンデンサＣ２はインダクタンスＬ１及びダイオードＤ４を介して充電される。したがってプロセス中にエネルギがコンデンサＣ２に蓄積され、インダクタンスＬ１は充電過程中の電圧の上昇を制限する。スイッチングトランジスタＴ１がスイッチオフされると、電圧Ｕｓは最終的に電圧Ｕ１に達するまで急激に上昇し、ダイオードＤ１は順方向バイアス状態に変化し、したがって電荷蓄積コンデンサＣ１はもう一度充電される。しかしながら、Ｃ２及びＤ２によって形成される直列回路の中心点ａは電圧Ｕｓに関して正であるので、出力電圧Ｕ１はコンデンサＣ２による先行の段に達する。したがってダイオードＤ２はダイオードＤ１より前に順方向にバイアスされるので、電圧Ｕｓの電圧上昇は減衰される。コンデンサＣ２におけるエネルギは同様にこのプロセス中に電荷蓄積コンデンサＣ１へと伝達される。この場合、コンデンサＣ２とインダクタンスＬ１との間に生じるあらゆる振動は抵抗Ｒ１によって減衰される。この減衰回路の動作のさらなる詳細は、ＥＰ−Ａ−０ ６９５ ０２３に記載されており、これは本明細書に引用される。
【０００８】
一次側における減衰回路及び二次側における減衰回路を備えた別の減衰回路はＥＰ−Ａ−０ ２７９ ３３５から公知である。
【０００９】
本発明の課題は、従来のタイプの二次側における減衰回路内の電力損失を低減することである。
【００１０】
この課題は、請求項１記載の切り替えモード電源によって解決される。本発明の有利な実施形態は従属請求項に記載されている。
【００１１】
本発明によれば、減衰回路は第２の二次巻線との接続部を有し、この接続部を介してエネルギはこの減衰回路から、例えばこの二次巻線と接続されている電荷蓄積コンデンサへと伝達される。接続部は有利には、第２の二次巻線の整流ダイオードに後置接続されている整流素子、例えばダイオードによって形成され、したがってこの二次巻線の減衰回路へのあらゆる反応を阻止する。
【００１２】
別の実施形態においては、第１の二次巻線の整流ダイオードと並列に接続されている直列回路におけるダイオードは、第１の二次巻線のための電荷蓄積コンデンサとは接続されず、同様に第２の二次巻線のための電荷蓄積コンデンサと接続されている。このことは、第１の二次巻線の動作電圧が第２の二次巻線の動作電圧よりも著しく高い場合には殊に有利であり、その結果このコンデンサが大量に放電され、スイッチングトランジスタがスイッチオフされるときの回路の減衰特性が改善される。ＬＣローパスフィルタも設けられており、殊にコンデンサと第２の二次巻線のための電荷蓄積コンデンサとの間に接続されており、この電荷蓄積コンデンサにおける妨害電圧スパイクを阻止するために使用される。
【００１３】
本発明をより詳細に以下では例示的な図面を参照して説明する。ここで、
図１は、二次側に配置された従来技術による減衰回路を有する切り替えモード電源を示す。
図２は、二次側に配置された本発明による減衰回路を示し、この減衰回路はエネルギを第１の二次巻線のための電荷蓄積コンデンサだけでなく、第２の二次巻線のための電荷蓄積コンデンサにも供給する。
図３は、第２の二次巻線のための２つの接続部を有する、二次側に配置された減衰回路を示す。
【００１４】
本発明による切り替えモード電源は、図１を参照して説明したように、例えば変圧器の一次巻線に直列に接続されているスイッチングトランジスタを有するフライバックコンバータ原理に基づき動作する。しかしながら、本発明はこの原理に制限されるものではない。この切り替えモード電源の動作に関する更なる詳細は殊にＥＰ−Ａ−０ ６９５ ０２３を参照すべきである。図２及び図３は本発明の有利な実施形態を示し、この実施形態は二次側に配置されている改善された減衰回路に関する。したがって同一の構成要素には同一の参照記号が付されている。さらに図２及び図３においては、一次側に配置されている切り替えモード電源の部分、同様に二次側の更なる詳細、殊に電圧安定化のための調整素子及び別の二次巻線は示されていない。何故ならばこれらの素子は本発明には関連しないからである。
【００１５】
図２は概略的に、二次巻線Ｗ１及びＷ２を備え、また二次側に配置されている切り替えモード電源の変圧器ＴＲを示す。二次巻線Ｗ１はここではダイオードＤ１及び電荷蓄積コンデンサＣ１を介する第１の動作電圧Ｕ１を生成し、二次巻線Ｗ２はダイオードＤ５及び電荷蓄積コンデンサＣ３を介する第２の動作電圧を生成する。動作電圧Ｕ１及びＵ２は殊にテレビジョンにおける電子回路への給電に使用される。
【００１６】
さらに図２に示されている回路は減衰回路ＤＮを有し、この減衰回路ＤＮは入力側において二次巻線Ｗ１と接続されており、出力側において電荷蓄積コンデンサＣ１及びＣ３と接続されている。減衰回路ＤＮは、コンデンサＣ２とダイオードＤ２を包含しダイオードＤ１と並列に接続されている直列回路を包含し、この直列回路を用いて既に冒頭で述べたようにエネルギが二次巻線Ｗ１から電荷蓄積コンデンサＣ１に伝達される。さらに、例えば１００μＨのインダクタンスを有するコイルであるインダクタンスＬ１及びダイオードＤ４を包含する直列回路が、コンデンサＣ２とダイオードＤ２との間の接合点ａに接続されており、したがって基準電位から接合点ａの方向へと電流を流すことができる。また抵抗Ｒ１がインダクタンスＬ１と並列に接続されている。この限りでは、この回路はＬ１とＤ４の順番が代わっている点を除き、図１に示した減衰回路に相応する。
【００１７】
本発明によれば、接合点ａとインダクタンスＬ１との間の接合点、この実施形態においてはダイオードＤ４とＬ１との間の接合点ｂは、ここで変圧器ＴＲの第２の二次巻線Ｗ２と接続されている。この場合接続はダイオードＤ３を介して行われ、このダイオードＤ３でもってインダクタンスＬ１は電荷蓄積コンデンサＣ３と接続される。
【００１８】
この回路はここで以下のように動作する。切り替えモード電源におけるスイッチングトランジスタがスイッチオンされているとき、二次巻線Ｗ１における電圧Ｕｓは負であり、コンデンサＣ２は二次巻線における負の順電圧に応じてダイオードＤ４及びインダクタンスＬ１を介して充電される。Ｌ１はこの場合充電電流を制限し、結果としてスイッチングトランジスタがスイッチオンされているときにコンデンサＣ２は緩慢に充電されることになる。
【００１９】
スイッチングトランジスタがスイッチオフされると、電圧Ｕｓは非常に急速に上昇し、また接合点ａにおける電圧が電圧Ｕ１に達すると、ダイオードＤ２は順方向にバイアスされ、コンデンサＣ２は電荷蓄積コンデンサＣ１の方向に放電される。ダイオードＤ１の上流側におけるコンデンサＣ２による電圧が正であるのでダイオードＤ２はプロセス中に順方向にバイアスされ、結果として電圧Ｕｓの電圧上昇は制限され、変圧器巻線ＷＰとＷ１との結合が同様にスイッチングトランジスタＴ１による電圧を制限する。コンデンサＣ２がプロセス中に二次巻線Ｗ１から取り出す電荷は結果としてシステムに再度フィードバックされ、したがって損失はない。しかしながらこの場合振動がコンデンサＣ２とインダクタンスＬ１との間に生じるので、この振動を抵抗Ｒ１によって減衰する必要がある。しかしながらこれらの振動はいまやダイオードＤ３によって付加的に減衰されるので、抵抗Ｒ１における電力損失は著しく低減される。
【００２０】
図３は、二次側に配置されている、本発明による減衰回路の別の実施形態を示す。しかしながらこの実施形態ではダイオードＤ２は電荷蓄積コンデンサＣ１とは接続されておらず、ダイオードＤ３と同じようにして、二次巻線Ｗ２のための電荷蓄積コンデンサＣ３と同様に接続されている。このことは電圧Ｕ１が電圧Ｕ２よりも著しく高い場合には殊に有利である。この実施形態においては、電圧Ｕ１は例えば１３０ボルトのシステム電圧Ｕｓｙｓであり、動作電圧Ｕ２は１０ボルトの電圧であるので、二次巻線Ｗ１における電圧Ｕｓが高い場合にはコンデンサＣ２を大量に放電することができる。このことはより大きな減衰効果を達成する。
【００２１】
この実施形態においては動作電圧Ｕ２はビデオ供給電圧として使用されるので、インダクタンスＬ３及びコンデンサＣ４を包含するフィルタ素子もダイオードＤ２と電荷蓄積コンデンサＣ３との間に配置されている。このことは供給電圧Ｕ２における電圧スパイクの結果生じる画像干渉を回避する。
【００２２】
本発明のさらなる改善形態は当業者の見識の範囲内であり、例えばダイオードＤ２を二次巻線Ｗ２に接続する代わりに変圧器の別の二次巻線と接続することができる。ここで説明した実施形態及び請求項においては、ダイオードは有利には整流素子として使用される。しかしながら本発明の範囲においては、他の整流素子、例えば電圧の整流を目的としてスイッチされるトランジスタもダイオードの代わりに使用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】二次側に配置された従来技術による減衰回路を有する切り替えモード電源である。
【図２】二次側に配置された本発明による減衰回路である。
【図３】第２の二次巻線のための２つの接続部を有する、二次側に配置された減衰回路である。

Claims (10)

1. 変圧器（ＴＲ）及び該変圧器（ＴＲ）の一次巻線（ＷＰ）と直列に接続されているスイッチングトランジスタ（Ｔ１）を有する切り替えモード電源であって、
   該切り替えモード電源の第１の二次巻線（Ｗ１）が、第１のダイオード（Ｄ１）を介して、動作電圧（Ｕ１）を供給する電荷蓄積コンデンサ（Ｃ１）と接続されており、且つ第２のダイオード（Ｄ２）を有する直列回路を介して前記電荷蓄積コンデンサ（Ｃ１）と接続されており、
   前記直列回路（Ｄ２、Ｃ２）の接合点（ａ）はインダクタンス（Ｌ１）を介して基準電位と接続されている、切り替えモード電源において、
   前記インダクタンス（Ｌ１）と前記第１の接合点（ａ）との間の第２の接合点（ｂ）が前記変圧器（ＴＲ）の第２の二次巻線（Ｗ２）と接続されていることを特徴とする、切り替えモード電源。
2. 前記第２の接合点（ｂ）は整流素子（Ｄ３）、例えば第３のダイオード（Ｄ３）を介して前記第２の二次巻線（Ｗ２）のための電荷蓄積コンデンサ（Ｃ３）と接続されている、請求項１記載の切り替えモード電源。
3. 第４のダイオード（Ｄ４）が前記基準電位と前記第１の接合点（ａ）との間に配置されている、請求項１または２記載の切り替えモード電源。
4. 前記第４のダイオード（Ｄ４）が前記第１のインダクタンス（Ｌ１）と前記第１の接合点（ａ）との間に配置されており、前記整流ダイオード（Ｄ３）のアノードは前記インダクタンス（Ｌ１）と前記第４のダイオード（Ｄ４）との間の接合点（ｂ）と接続されている、請求項３記載の切り替えモード電源。
5. 前記直列回路は、前記第２のダイオード（Ｄ２）と直列の第２のコンデンサ（Ｃ２）を有し、前記第１の接合点（ａ）は前記第２のコンデンサ（Ｃ２）と前記第２のダイオード（Ｄ２）との間に配置されている、請求項１から４までのいずれか１項記載の切り替えモード電源。
6. 前記第２のダイオード（Ｄ２）は前記第１の二次巻線（Ｗ１）と接続されているのではなく、前記第２の二次巻線（Ｗ２）または変圧器における別の二次巻線と接続されている、請求項１から５までのいずれか１項記載の切り替えモード電源。
7. 前記第２のダイオード（Ｄ２）のカソードは前記二次巻線（Ｗ２）のための電荷蓄積コンデンサ（Ｃ３）と接続されている、請求項６記載の切り替えモード電源。
8. フィルタ（Ｌ２、Ｃ４）が前記第２のダイオード（Ｄ２）と前記二次巻線（Ｗ２）との間に配置されている、請求項６または７記載の切り替えモード電源。
9. 前記フィルタ（Ｌ２、Ｃ４）はＬＣローパスフィルタである、請求項８記載の切り替えモード電源。
10. 前記第１の動作電圧（Ｕ１）は例えば１００Ｖより高いテレビジョンまたはモニタのシステム電圧であり、前記第２の動作電圧（Ｖ２）は例えば２０Ｖより低い低動作電圧である、請求項１から９までのいずれか１項記載の切り替えモード電源。