JP2004522392A - 非対称マルチコンバータ電源 - Google Patents
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Abstract
電力を供給するために出力ノード（５０）と結合された、第1コンバータ（１２５）と第2コンバータ（１５０）とを含む非対称マルチコンバータ電源。制御回路（１７５）は、第2コンバータと結合され、出力ノードにおける電圧に依存して、第2コンバータを選択的にイネーブルするように構成される。制御回路は、出力ノードにおける電圧が所定の範囲内にないとの判断に応答してのみ、第2コンバータをイネーブルにするように構成できる。あるいは、第1コンバータは、第1直列インダクタ（Ｌ４）を介して電力を供給するように構成され、第2コンバータは、第2直列インダクタ（Ｌ３）を介して出力ノードに電力を供給するように構成される。第2直列インダクタは、第1直列インダクタよりもインダクタンスが小さい。さらに、第2コンバータは、第1コンバータの過渡応答時間よりも高速の過渡応答時間によって特徴付けられる。
Description
【技術分野】
【０００１】
本発明は、コンピュータ・システムに関し、さらに詳しくはマイクロプロセッサの電源に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
現代のマイクロプロセッサは通常、低動作電圧で大きな電流を必要とする。このような特徴をもたらす１つのタイプの電源は、多相または逐次電力コンバータである。逐次コンバータは複数のスイッチングステージを使用し、ここで各ステージは、デューティ・サイクルの特定のアクティブ部分の間に、負荷電流の一部分を供給することができる。これらのステージは、制御ロジックによって逐次切り換えられ、これによって、各ステージのデューティ・サイクルが緊密に整合し、このために、各ステージ間の負荷電流の平衡を保つようにできる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、このタイプのコンバータ設計は、入出力電圧差が増大して出力電流の所要量が増加するにつれ、複雑で費用が高くなる可能性がある。この複雑性は、位相を追加する必要性と、負荷電流の平衡が原因である可能性がある。
【０００４】
マイクロプロセッサの電源に対する1つの要求条件は、効率的な方法で電力を供給することである。もう1つの要求条件は、電源が高速の過渡応答を具備することである。しかしながら、電源が高速の過渡応答をもたらすには、電源は、電源出力において電圧過渡を抑制するのに十分大きいピーク出力電流を供給する必要があるかもしれない。過渡の間に十分なピーク出力電流を供給するには、より大きなピーク出力電流を可能にする構成部材を選択する必要があるかもしれない。これらの大きなピーク出力電流は、より大きな反射入力電流を生じる可能性がある。したがって、大きな2乗平均平方根（RMS）入力電流に関連する大きな電力損失のために、電源効率が損なわれる可能性がある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
非対称マルチコンバータ電源の種々の実施例が開示され、これは、出力ノードに電力を供給するために結合された第1コンバータと第2コンバータを含む。1つの特定の実施例では、制御回路は第2コンバータと結合され、出力ノードにおける電圧に依存して、第2コンバータを選択的にイネーブルするように構成される。
【０００６】
制御回路は、出力ノードにおける電圧が所定の範囲内にないとの判断に応答してのみ、第2コンバータをイネーブルにするように構成される。特定の実施形態において、第2コンバータは、出力ノードにおける1つまたは複数の過渡電圧事象に応答して、電力を供給するように構成される。さらに、第2コンバータは、第1コンバータに比べて過渡応答時間が高速であることによって特徴づけられ、これは、定常状態で電力を供給するように構成される。
【０００７】
非対称マルチコンバータ電源の別の実施例において、第1コンバータと第2コンバータとは、出力ノードに電力を供給するように構成される。第1コンバータは、第1直列インダクタを介して電力を供給するように構成される。第2コンバータは、第2直列インダクタを介して出力ノードに電力を供給するように構成される。第2直列インダクタは、第1直列インダクタよりもインダクタンスが小さい。加えて、制御回路は、第2コンバータと結合されて、出力ノードにおける電圧に依存して、第2コンバータを選択的にイネーブルするように構成される。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
ここで図1を見ると、電源１００の1つの実施例のブロック図が示される。電源１００は、出力ノード５０と結合された、コンバータ１２５と高速応答コンバータ１５０とを含む。さらに、制御回路１７５は、高速応答コンバータ１５０と出力ノード５０とに結合される。電源１００は、典型的な負荷装置であるマイクロプロセッサ１８５に電力を供給する。他の実施形態では、電源１００は、他の装置に電力を供給できる。
【０００９】
１つの実施例では、コンバータ１２５は、例えば、多相スイッチング電源またはブリッジ・コンバータ（bridge converter）電源などの多くの独立型電源コンバータの1つである。以下に詳しく述べるように、コンバータ１２５の種々の実施例は、定常電源をもたらすように構成でき、このため、高い効率で、大きな電流を供給するように最適化できる。本明細書で使用する定常状態とは、指定された範囲内で、電圧と電流が常に一定の状態にある静的な負荷条件を言う。
【００１０】
電源１００が、出力ノード５０で生じる可能性のある過渡電圧事象に応答するためには、高速応答コンバータ１５０は、コンバータ１２５の過渡応答特性よりも高速の過渡応答特性を持つように構成される。1つの実施例では、高速応答コンバータ１５０は、電源１００の通常の動作中はディスエーブルにされる。しかしながら、電圧サグ（sag）などの過渡電圧事象が発生する場合には、高速応答コンバータ１５０は、出力ノード５０の電圧が指定された値に戻る（この時、高速応答コンバータ１５０はディスエーブルされる）まで、イネーブルにされる。適切な高速応答コンバータの種々の実施例の動作を以下に詳細に説明する。
【００１１】
１つの実施例において、制御回路１７５は、出力ノード５０における電圧と、高速応答コンバータ１５０から流れる電流をモニターするように構成される。制御回路１７５は、出力ノード50における電圧に応じて、高速応答コンバータ150を選択的にイネーブルできる。制御回路１７５はまた、過渡事象の間、高速応答コンバータ１５０が供給する電流に依存して、高速応答コンバータ１５０をディスエーブルできる。適切な制御回路の1つの実施形態を、以下に詳細に説明する。
【００１２】
図２を参照して、非対称マルチコンバータ電源２００の1つの実施例が示される。非対称マルチコンバータ電源２００は、図1のマイクロプロセッサ１８５などの装置に電力を供給できる。図２の非対称マルチコンバータ電源２００は、出力ノート50にそれぞれ結合された、コンバータ２２５と高速応答コンバータ２５０とを含む。制御回路２７５はまた、出力ノード５０と高速応答コンバータ２５０とに結合される。
【００１３】
図に示した実施例では、コンバータ２２５は、カレント・ダブラ（current doubler）同期整流器を有するbuck-derived フル・ブリッジ・コンバータである。コンバータ２２５のブリッジ部分は、トランジスタQ１からQ４と、整流器D１からD4とを含むことができる。カレント・ダブラは、降圧変圧器T１，トランジスタQ5およびQ6，ダイオードD５およびD６およびインダクタL１およびL2を含む。トランジスタは、例えば、ＭＯＳ電界効果トランジスタ（MOSFET）などの電源スイッチンング・タイプのトランジスタ・クラスとすることができる。
【００１４】
動作中、制御信号Ｓａ，Ｓｂ，ＲａおよびＲｂは、コンバータ２２５のスイッチングとタイミングとを制御する。これらの制御信号は、例えば、パルス幅変調回路（図示せず）などの回路から送ることができる。制御信号Ｓａ，Ｓｂをオン・オフ切り換えすることにより、電流は、変圧器Ｔ１の一次巻線を通って最初に1つの方向に流れ、ついで反対方向に流れることができる。変圧器Ｔ１の一次巻線を電流が流れることによって、電流は変圧器Ｔ１の二次巻線にも流れ、両方向に流れることになる。制御信号Ｒａ，Ｒｂをオンとオフに切り換えることにより、電流は、出力直列インダクタＬ１とＬ２を通って、両方向に流れる。インダクタ内の電流は、インダクタ内で生じる瞬時極性に依存して、ランプ・アップ（ramp up）またはランプ・ダウン（ramp down）する。ランプ波電流（ramping current）は、鋸波形に似た波形を生じる。インダクタ電流の総和は、出力コンデンサＣ１の両端に、出力電圧Ｖｏを生じる。
【００１５】
変圧器Ｔ１は、降圧変圧器であり、これは、二次側内に大きな電流が流れるようにする一方で、入力電圧を下げるのに使用される。巻数比率は、所望の入出力電圧比（input to output voltage ratio）を実現するように選択できる。
【００１６】
コンバータ２２５のカレント・ダブラ同期整流器回路部分においては、インダクタＬ１およびＬ２は、高い効率で、定常電流または静的電流をもたらすように大きさを最適化できる。Ｌ１とＬ２の出力インダクタンス値を増加すると、ピーク・インダクタ電流と、対応する反射入力RMS電流が低下し、電力損失が低減し、これが効率の改善に導く可能性がある。
【００１７】
高速応答コンバータは、過渡動作に対応するために提供される。図に示した実施例では、高速応答コンバータ２５０は、トランジスタＱ７，Ｑ８と、インダクタＬ３とを含む。高速応答コンバータ２５０はまた、直列出力抵抗器Ｒ１を含む。トランジスタＱ７，Ｑ８はまた、例えば、ＭＯＳＦＥＴなどの電力スイッチング・トランジスタとすることができる。Ｑ７とＱ８は、3つの端子接続、すなわち、1つのゲートと2つの導電端子を具備する（正電圧がゲート端子に印加されるときに電流がそれらを通って流れる）ものとして特徴付けることができる。
【００１８】
トランジスタＱ７とＱ８は直列接続され、Ｑ７の1つの導電端子が入力電圧Ｖｉｎに接続され、Ｑ７のもう1つの導電端子がＱ８の１つの導電端子に接続されるようにする。Ｑ８のもう１つの導電端子は、回路の接地に接続される。インダクタＬ３は、Ｑ７とＱ８の間にあるノードに接続される。抵抗器Ｒ１は、インダクタＬ３と直列接続される。抵抗器Ｒ１の出力端子は、非対称マルチコンバータ２００の出力ノード５０に接続される。1つの実施例において、高速応答コンバータ２５０は、非対称マルチコンバータ２００の通常の動作中には、トランジスタＱ７もＱ８も「オン」状態にならないように構成できる。以下に詳しく述べるように、制御回路２７５は制御信号を送り、これはトランジスタＱ７とＱ８を導通させるように選択的にイネーブルにして、これにより、高速応答コンバータ２５０が出力ノード５０に電力を供給できるようにする。図２に示されるような高速応答コンバータ２５０の特定の回路の実施形態は、典型的なものであって、他の特殊な回路構成も企図されることを注意されたい。
【００１９】
１つの実施形態において、制御回路２７５は1対の電圧比較器ＶＣ１とＶＣ２を含み、これらは１対の入力ＡＮＤゲートＡ１，Ａ２および差動比較器ＶＣ３に接続されている。比較器ＶＣ１への入力電圧は、非対称マルチコンバータ２００の出力電圧Ｖ0と、Ｖ0より所定のパーセンテージ低い導出（derived）基準電圧Ｖref+を含む。ＶＣ１の出力は、ＡＮＤゲートＡ１への1個の入力である。ＡＮＤゲートＡ１の出力は、出力イネーブルであり、これは、高速応答コンバータ２５０のトランジスタＱ７のゲート端子に接続される。比較器ＶＣ２への入力電圧は、出力電圧Ｖ0と、Ｖ0を所定のパーセンテージ上回る第2導出基準電圧Ｖref-を含む。ＶＣ２の出力は、ＡＮＤゲートＡ２への1個の入力である。ＡＮＤゲートＡ２の出力は、もう１つの出力イネーブルであり、これは、高速応答コンバータ２５０のトランジスタＱ８のゲート端子に接続される。比較器ＶＣ３の差動入力電圧端子ＣＳ＋とＣＳ−は、高速応答コンバータ２５０の出力抵抗器Ｒ１の両端に接続される。比較器ＶＣ３の基準電圧ＩＬＩＭは、電流制限値に対応する外部から印加される基準電圧としてもよい。比較器ＶＣ３の出力ＣＬｅｎは、ＡＮＤゲートＡ１とＡ２のそれぞれの第2入力に接続される。
【００２０】
動作の間、制御回路２７５は、出力ノード５０における出力電圧Ｖ0をモニターする。過渡電圧事象が発生して、出力電圧Ｖ0が所定の値Ｖref+よりも降下する場合には、比較器ＶＣ１の出力電圧は、論理レベル１に対応する電圧に遷移する。比較器ＶＣ３における差動電圧入力が、基準電圧ＩＬＩＭ未満の場合には、ＶＣ３の出力は、論理レベル１に対応する電圧になる。このため、ＡＮＤゲートＡ１は、高速応答コンバータ２５０のトランジスタＱ７を導通させる論理１を出力する。これにより、電流は、インダクタＬ３と抵抗器Ｒ１とを通って、正方向にランプ・アップし始める。電流がランプ・アップし始めるにつれ、出力ノード５０の電圧も増加し始める。電圧がＶref+を上回る値に達すると、比較器ＶＣ１は、論理レベル０に相当する電圧に遷移し、これにより、トランジスタＱ７を遮断する。電流のランプ・アップの傾きは、インダクタＬ３の値によって最適化できる。インダクタＬ３は急な電流の傾きを可能にするように選択でき、これにより、過渡電圧事象に対して高速に応答ができるようにする。このため、インダクタＬ３のインダクタンス値は、ブリッジ・コンバータ２２５のインダクタＬ１とＬ２のために選択されたインダクタンス値よりも小さくすることができる。ブリッジ・コンバータのインダクタの値は、１ｕＨから３ｕＨの範囲をとれる。高速応答コンバータのインダクタの値は、．２ｕＨから．７ｕＨの範囲をとれる。出力ノード５０で生じる過渡電圧の結果、Ｖref−を超えて電圧が増加するときも、動作は同様になる。比較器ＶＣ２の出力は、論理レベル１に相当する電圧へと遷移する。比較器ＶＣ３の差動電圧入力が、基準電圧ＩＬＩＭを下回る場合には、ＶＣ３の出力は、論理レベル１に相当する電圧になる。このため、ＡＮＤゲートＡ２は、論理１を出力して、高速応答コンバータ２５０のトランジスタＱ８を導通させる。これにより、電流は、インダクタＬ３と抵抗器Ｒ１とを通って、接地へと再び負の方向にランプ・ダウンし始める。電流がランプ・ダウンするにつれて、出力ノード５０の電圧が減少し始める。電圧がＶref-未満の値に達すると、比較器ＶＣ１は、論理レベル０に相当する値に遷移し、これによりトランジスタＱ８を遮断する。
【００２１】
過渡事象が、電圧サグまたはスパイク（spike）のいずれかを生じるほど大きくて、高速応答コンバータ２５０によって生じる電流のランプが長引く可能性もある。この電流が無制限にランプすることを許したなら、高速応答コンバータ２５０または外部構成部材へのダメージが生じる可能性がある。このため、図に示した実施形態では、このようなダメージを防ぐため、抵抗器Ｒ１の両端に生じる電圧は、抵抗器Ｒ１を通って流れる電流に直接対応するので、抵抗器Ｒ１の両端に生じた電圧を比較器ＶＣ３によって測定する。基準電圧ＩＬＩＭは、電流限界値に相当する所定の値に設定される。抵抗器Ｒ１の両端に生じる電圧がＩＬＩＭ電圧に達する場合には、比較器ＶＣ３の出力ＣＬｅｎは、論理レベル０に相当する電圧へと遷移し、これにより出力ＡＮＤゲートＡ１とＡ２は論理0へと遷移する。これにより、高速応答コンバータ２５０がディスエーブルとなり、電流のランプ・アップが停止する。しかしながら、過渡条件が依然存在する場合には、比較器ＶＣ１またはＶＣ２の出力は依然、論理レベル１に相当する電圧になる。このため、電流がランプ・アップを停止するとき、抵抗器Ｒ１の両端の電圧は、出力回路の時定数に従って、減衰または減少する。電圧がＩＬＩＭ未満に下がるようなときには、比較器ＶＣ３の出力は、論理レベル1に相当する電圧へと再び遷移して、これにより、高速応答コンバータ２５０が再び電流をランプ・アップできるようにする。このイネーブル動作とディスエーブル動作は、過渡が存在する限り、または所定の時間量が経過するまで続く可能性があり、その場合、タイマ回路（図示せず）は、非対称マルチコンバータ２００をディスエーブルできる。このような場合には、非対称マルチコンバータ２００を再初期化するためにパワーダウン・サイクルが必要になる。図２に示される制御回路２２５の特定回路の実施形態は、典型的なものであって、他の回路構成も企図されることに注意されたい。
【００２２】
図3をみると、非対称マルチコンバータ電源３００の別の実施形態が示される。図3の非対称マルチコンバータ３００は、それぞれ出力ノード５０と結合された、コンバータ３２５と高速応答コンバータ２５０とを含む。制御回路２７５も、出力ノード５０と、高速応答コンバータ２５０とに結合される。
【００２３】
図に示す実施形態では、図3のコンバータ３２５は、buck-derived フル・ブリッジ・コンバータである。コンバータ３２５の入力部分は、トランジスタＱ１からＱ４と整流器D１からＤ４とを含むことができる。出力部分は、降圧変圧器Ｔ１，ダイオードＤ７とＤ８およびインダクタＬ４を含む。トランジスタはそれぞれ、例えば、ＭＯＳ電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）などの電力スイッチング・タイプのトランジスタ・クラスとすることができる。
【００２４】
動作中、制御信号ＳａとＳｂは、コンバータ３２５のスイッチングとタイミングを制御する。これらの制御信号は、例えば、パルス幅変調回路（図示せず）などの回路から送ることができる。制御信号ＳａとＳｂをオン・オフ切り換えすることにより、電流は、変圧器Ｔ１の一次巻線を通って１つの方向に流れ、ついで反対方向に流れることができる。変圧器Ｔ１の一次巻線を流れる電流によって、電流は変圧器Ｔ１の二次巻線の中を流れ、同様に両方向に流れる。電流が１つの方向に流れるにつれ、Ｔ１の二次側では１つの極性が確立され、順方向バイアスのダイオードの１つを流れる対応する電流によって、電流をインダクタＬ４でランプ・アップさせる。一次回路のタイミングは、デューティ・サイクルの交互部分の間にＴ１の一次側をトランジスタが短絡するようにできる。Ｔ１の一次側が短絡するときのデューティ・サイクルの部分の間、Ｄ７とＤ８はともに、順方向にバイアスされ、インダクタＬ４は、電流がランプ・ダウンするにつれて、電流を負荷へと再循環（freewheeling）するのに寄与する。ランプ波電流は、鋸波形に似た波形を生じさせ、これが、出力コンデンサＣ１の両端に、出力電圧Ｖ０を生じさせる。
【００２５】
変圧器Ｔ１は、降圧センタタップ変圧器で、これを使用すると、二次側に大きな電流を流せる一方で、入力電圧を低下させることができる。所望の入出力電圧比を実現するために、巻数比を選択できる。センタタップの二次側は、ハーフサイクルごとの間に、電流の戻り流路を提供する。
【００２６】
上述の図２に記載されるフル・ブリッジ（full bridge）コンバータ２２５と同様、図３のブリッジ・コンバータ３２５は、電力を静的負荷に供給して、このため、定常状態で動作するように構成できる。動的負荷状態と負荷の過渡事象に対応するため、高速応答コンバータ２５０と制御回路２２５とは、コンバータ３２５と結合して使用される。図３の制御回路２７５と高速応答コンバータ２５０の動作は、図２に関する上述の説明と同様である。対応する回路部分は、簡略化し分かりやすくするために、同一の番号が付される。
【００２７】
他の実施形態では、他のタイプの電源またはコンバータを使用して、静的負荷の間に、出力ノード５０に電力を供給することができる。このような電源はまた、定常電力を供給するように構成でき、効率の良い大電流動作のために最適化できる。更に、他のタイプの高速応答回路を使用して、出力ノード５０における過渡事象を処理できる。これらの高速応答コンバータは、非対照的に動作し、このため、過渡事象の間だけ動作するように構成できることを企図されるので、定常状態の供給よりも高速のスルーレートと大きなピーク電流を持つように最適化できる。
【００２８】
当業者には、上記の開示を十分理解したなら、数多くのバリエーションと変形が明らかになろう。添付請求の範囲は、このようなすべてのバリエーションと変形を包含するように解釈されることを意図している。
【産業上の利用可能性】
【００２９】
本発明は一般に、電源に適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】電源の1つの実施形態のブロック図である。
【図２】非対称マルチコンバータ電源の1つの実施形態の図である。
【図３】非対称マルチコンバータ電源の別の実施形態の図である。
【００３１】
本発明は、各種の変形および代替的形式が可能であるが、その具体的実施形態は、例として図面に示され、ここに詳細に記述される。しかしながら、図面およびその詳細な説明は、開示された特定の形式に本発明を制限することを意図するものではなく、反対に、添付請求の範囲に明記される本発明の本質および範囲に属するすべての変更例、均等物、および変形例を包含することを意図する。
【０００１】
本発明は、コンピュータ・システムに関し、さらに詳しくはマイクロプロセッサの電源に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
現代のマイクロプロセッサは通常、低動作電圧で大きな電流を必要とする。このような特徴をもたらす１つのタイプの電源は、多相または逐次電力コンバータである。逐次コンバータは複数のスイッチングステージを使用し、ここで各ステージは、デューティ・サイクルの特定のアクティブ部分の間に、負荷電流の一部分を供給することができる。これらのステージは、制御ロジックによって逐次切り換えられ、これによって、各ステージのデューティ・サイクルが緊密に整合し、このために、各ステージ間の負荷電流の平衡を保つようにできる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、このタイプのコンバータ設計は、入出力電圧差が増大して出力電流の所要量が増加するにつれ、複雑で費用が高くなる可能性がある。この複雑性は、位相を追加する必要性と、負荷電流の平衡が原因である可能性がある。
【０００４】
マイクロプロセッサの電源に対する1つの要求条件は、効率的な方法で電力を供給することである。もう1つの要求条件は、電源が高速の過渡応答を具備することである。しかしながら、電源が高速の過渡応答をもたらすには、電源は、電源出力において電圧過渡を抑制するのに十分大きいピーク出力電流を供給する必要があるかもしれない。過渡の間に十分なピーク出力電流を供給するには、より大きなピーク出力電流を可能にする構成部材を選択する必要があるかもしれない。これらの大きなピーク出力電流は、より大きな反射入力電流を生じる可能性がある。したがって、大きな2乗平均平方根（RMS）入力電流に関連する大きな電力損失のために、電源効率が損なわれる可能性がある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
非対称マルチコンバータ電源の種々の実施例が開示され、これは、出力ノードに電力を供給するために結合された第1コンバータと第2コンバータを含む。1つの特定の実施例では、制御回路は第2コンバータと結合され、出力ノードにおける電圧に依存して、第2コンバータを選択的にイネーブルするように構成される。
【０００６】
制御回路は、出力ノードにおける電圧が所定の範囲内にないとの判断に応答してのみ、第2コンバータをイネーブルにするように構成される。特定の実施形態において、第2コンバータは、出力ノードにおける1つまたは複数の過渡電圧事象に応答して、電力を供給するように構成される。さらに、第2コンバータは、第1コンバータに比べて過渡応答時間が高速であることによって特徴づけられ、これは、定常状態で電力を供給するように構成される。
【０００７】
非対称マルチコンバータ電源の別の実施例において、第1コンバータと第2コンバータとは、出力ノードに電力を供給するように構成される。第1コンバータは、第1直列インダクタを介して電力を供給するように構成される。第2コンバータは、第2直列インダクタを介して出力ノードに電力を供給するように構成される。第2直列インダクタは、第1直列インダクタよりもインダクタンスが小さい。加えて、制御回路は、第2コンバータと結合されて、出力ノードにおける電圧に依存して、第2コンバータを選択的にイネーブルするように構成される。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
ここで図1を見ると、電源１００の1つの実施例のブロック図が示される。電源１００は、出力ノード５０と結合された、コンバータ１２５と高速応答コンバータ１５０とを含む。さらに、制御回路１７５は、高速応答コンバータ１５０と出力ノード５０とに結合される。電源１００は、典型的な負荷装置であるマイクロプロセッサ１８５に電力を供給する。他の実施形態では、電源１００は、他の装置に電力を供給できる。
【０００９】
１つの実施例では、コンバータ１２５は、例えば、多相スイッチング電源またはブリッジ・コンバータ（bridge converter）電源などの多くの独立型電源コンバータの1つである。以下に詳しく述べるように、コンバータ１２５の種々の実施例は、定常電源をもたらすように構成でき、このため、高い効率で、大きな電流を供給するように最適化できる。本明細書で使用する定常状態とは、指定された範囲内で、電圧と電流が常に一定の状態にある静的な負荷条件を言う。
【００１０】
電源１００が、出力ノード５０で生じる可能性のある過渡電圧事象に応答するためには、高速応答コンバータ１５０は、コンバータ１２５の過渡応答特性よりも高速の過渡応答特性を持つように構成される。1つの実施例では、高速応答コンバータ１５０は、電源１００の通常の動作中はディスエーブルにされる。しかしながら、電圧サグ（sag）などの過渡電圧事象が発生する場合には、高速応答コンバータ１５０は、出力ノード５０の電圧が指定された値に戻る（この時、高速応答コンバータ１５０はディスエーブルされる）まで、イネーブルにされる。適切な高速応答コンバータの種々の実施例の動作を以下に詳細に説明する。
【００１１】
１つの実施例において、制御回路１７５は、出力ノード５０における電圧と、高速応答コンバータ１５０から流れる電流をモニターするように構成される。制御回路１７５は、出力ノード50における電圧に応じて、高速応答コンバータ150を選択的にイネーブルできる。制御回路１７５はまた、過渡事象の間、高速応答コンバータ１５０が供給する電流に依存して、高速応答コンバータ１５０をディスエーブルできる。適切な制御回路の1つの実施形態を、以下に詳細に説明する。
【００１２】
図２を参照して、非対称マルチコンバータ電源２００の1つの実施例が示される。非対称マルチコンバータ電源２００は、図1のマイクロプロセッサ１８５などの装置に電力を供給できる。図２の非対称マルチコンバータ電源２００は、出力ノート50にそれぞれ結合された、コンバータ２２５と高速応答コンバータ２５０とを含む。制御回路２７５はまた、出力ノード５０と高速応答コンバータ２５０とに結合される。
【００１３】
図に示した実施例では、コンバータ２２５は、カレント・ダブラ（current doubler）同期整流器を有するbuck-derived フル・ブリッジ・コンバータである。コンバータ２２５のブリッジ部分は、トランジスタQ１からQ４と、整流器D１からD4とを含むことができる。カレント・ダブラは、降圧変圧器T１，トランジスタQ5およびQ6，ダイオードD５およびD６およびインダクタL１およびL2を含む。トランジスタは、例えば、ＭＯＳ電界効果トランジスタ（MOSFET）などの電源スイッチンング・タイプのトランジスタ・クラスとすることができる。
【００１４】
動作中、制御信号Ｓａ，Ｓｂ，ＲａおよびＲｂは、コンバータ２２５のスイッチングとタイミングとを制御する。これらの制御信号は、例えば、パルス幅変調回路（図示せず）などの回路から送ることができる。制御信号Ｓａ，Ｓｂをオン・オフ切り換えすることにより、電流は、変圧器Ｔ１の一次巻線を通って最初に1つの方向に流れ、ついで反対方向に流れることができる。変圧器Ｔ１の一次巻線を電流が流れることによって、電流は変圧器Ｔ１の二次巻線にも流れ、両方向に流れることになる。制御信号Ｒａ，Ｒｂをオンとオフに切り換えることにより、電流は、出力直列インダクタＬ１とＬ２を通って、両方向に流れる。インダクタ内の電流は、インダクタ内で生じる瞬時極性に依存して、ランプ・アップ（ramp up）またはランプ・ダウン（ramp down）する。ランプ波電流（ramping current）は、鋸波形に似た波形を生じる。インダクタ電流の総和は、出力コンデンサＣ１の両端に、出力電圧Ｖｏを生じる。
【００１５】
変圧器Ｔ１は、降圧変圧器であり、これは、二次側内に大きな電流が流れるようにする一方で、入力電圧を下げるのに使用される。巻数比率は、所望の入出力電圧比（input to output voltage ratio）を実現するように選択できる。
【００１６】
コンバータ２２５のカレント・ダブラ同期整流器回路部分においては、インダクタＬ１およびＬ２は、高い効率で、定常電流または静的電流をもたらすように大きさを最適化できる。Ｌ１とＬ２の出力インダクタンス値を増加すると、ピーク・インダクタ電流と、対応する反射入力RMS電流が低下し、電力損失が低減し、これが効率の改善に導く可能性がある。
【００１７】
高速応答コンバータは、過渡動作に対応するために提供される。図に示した実施例では、高速応答コンバータ２５０は、トランジスタＱ７，Ｑ８と、インダクタＬ３とを含む。高速応答コンバータ２５０はまた、直列出力抵抗器Ｒ１を含む。トランジスタＱ７，Ｑ８はまた、例えば、ＭＯＳＦＥＴなどの電力スイッチング・トランジスタとすることができる。Ｑ７とＱ８は、3つの端子接続、すなわち、1つのゲートと2つの導電端子を具備する（正電圧がゲート端子に印加されるときに電流がそれらを通って流れる）ものとして特徴付けることができる。
【００１８】
トランジスタＱ７とＱ８は直列接続され、Ｑ７の1つの導電端子が入力電圧Ｖｉｎに接続され、Ｑ７のもう1つの導電端子がＱ８の１つの導電端子に接続されるようにする。Ｑ８のもう１つの導電端子は、回路の接地に接続される。インダクタＬ３は、Ｑ７とＱ８の間にあるノードに接続される。抵抗器Ｒ１は、インダクタＬ３と直列接続される。抵抗器Ｒ１の出力端子は、非対称マルチコンバータ２００の出力ノード５０に接続される。1つの実施例において、高速応答コンバータ２５０は、非対称マルチコンバータ２００の通常の動作中には、トランジスタＱ７もＱ８も「オン」状態にならないように構成できる。以下に詳しく述べるように、制御回路２７５は制御信号を送り、これはトランジスタＱ７とＱ８を導通させるように選択的にイネーブルにして、これにより、高速応答コンバータ２５０が出力ノード５０に電力を供給できるようにする。図２に示されるような高速応答コンバータ２５０の特定の回路の実施形態は、典型的なものであって、他の特殊な回路構成も企図されることを注意されたい。
【００１９】
１つの実施形態において、制御回路２７５は1対の電圧比較器ＶＣ１とＶＣ２を含み、これらは１対の入力ＡＮＤゲートＡ１，Ａ２および差動比較器ＶＣ３に接続されている。比較器ＶＣ１への入力電圧は、非対称マルチコンバータ２００の出力電圧Ｖ0と、Ｖ0より所定のパーセンテージ低い導出（derived）基準電圧Ｖref+を含む。ＶＣ１の出力は、ＡＮＤゲートＡ１への1個の入力である。ＡＮＤゲートＡ１の出力は、出力イネーブルであり、これは、高速応答コンバータ２５０のトランジスタＱ７のゲート端子に接続される。比較器ＶＣ２への入力電圧は、出力電圧Ｖ0と、Ｖ0を所定のパーセンテージ上回る第2導出基準電圧Ｖref-を含む。ＶＣ２の出力は、ＡＮＤゲートＡ２への1個の入力である。ＡＮＤゲートＡ２の出力は、もう１つの出力イネーブルであり、これは、高速応答コンバータ２５０のトランジスタＱ８のゲート端子に接続される。比較器ＶＣ３の差動入力電圧端子ＣＳ＋とＣＳ−は、高速応答コンバータ２５０の出力抵抗器Ｒ１の両端に接続される。比較器ＶＣ３の基準電圧ＩＬＩＭは、電流制限値に対応する外部から印加される基準電圧としてもよい。比較器ＶＣ３の出力ＣＬｅｎは、ＡＮＤゲートＡ１とＡ２のそれぞれの第2入力に接続される。
【００２０】
動作の間、制御回路２７５は、出力ノード５０における出力電圧Ｖ0をモニターする。過渡電圧事象が発生して、出力電圧Ｖ0が所定の値Ｖref+よりも降下する場合には、比較器ＶＣ１の出力電圧は、論理レベル１に対応する電圧に遷移する。比較器ＶＣ３における差動電圧入力が、基準電圧ＩＬＩＭ未満の場合には、ＶＣ３の出力は、論理レベル１に対応する電圧になる。このため、ＡＮＤゲートＡ１は、高速応答コンバータ２５０のトランジスタＱ７を導通させる論理１を出力する。これにより、電流は、インダクタＬ３と抵抗器Ｒ１とを通って、正方向にランプ・アップし始める。電流がランプ・アップし始めるにつれ、出力ノード５０の電圧も増加し始める。電圧がＶref+を上回る値に達すると、比較器ＶＣ１は、論理レベル０に相当する電圧に遷移し、これにより、トランジスタＱ７を遮断する。電流のランプ・アップの傾きは、インダクタＬ３の値によって最適化できる。インダクタＬ３は急な電流の傾きを可能にするように選択でき、これにより、過渡電圧事象に対して高速に応答ができるようにする。このため、インダクタＬ３のインダクタンス値は、ブリッジ・コンバータ２２５のインダクタＬ１とＬ２のために選択されたインダクタンス値よりも小さくすることができる。ブリッジ・コンバータのインダクタの値は、１ｕＨから３ｕＨの範囲をとれる。高速応答コンバータのインダクタの値は、．２ｕＨから．７ｕＨの範囲をとれる。出力ノード５０で生じる過渡電圧の結果、Ｖref−を超えて電圧が増加するときも、動作は同様になる。比較器ＶＣ２の出力は、論理レベル１に相当する電圧へと遷移する。比較器ＶＣ３の差動電圧入力が、基準電圧ＩＬＩＭを下回る場合には、ＶＣ３の出力は、論理レベル１に相当する電圧になる。このため、ＡＮＤゲートＡ２は、論理１を出力して、高速応答コンバータ２５０のトランジスタＱ８を導通させる。これにより、電流は、インダクタＬ３と抵抗器Ｒ１とを通って、接地へと再び負の方向にランプ・ダウンし始める。電流がランプ・ダウンするにつれて、出力ノード５０の電圧が減少し始める。電圧がＶref-未満の値に達すると、比較器ＶＣ１は、論理レベル０に相当する値に遷移し、これによりトランジスタＱ８を遮断する。
【００２１】
過渡事象が、電圧サグまたはスパイク（spike）のいずれかを生じるほど大きくて、高速応答コンバータ２５０によって生じる電流のランプが長引く可能性もある。この電流が無制限にランプすることを許したなら、高速応答コンバータ２５０または外部構成部材へのダメージが生じる可能性がある。このため、図に示した実施形態では、このようなダメージを防ぐため、抵抗器Ｒ１の両端に生じる電圧は、抵抗器Ｒ１を通って流れる電流に直接対応するので、抵抗器Ｒ１の両端に生じた電圧を比較器ＶＣ３によって測定する。基準電圧ＩＬＩＭは、電流限界値に相当する所定の値に設定される。抵抗器Ｒ１の両端に生じる電圧がＩＬＩＭ電圧に達する場合には、比較器ＶＣ３の出力ＣＬｅｎは、論理レベル０に相当する電圧へと遷移し、これにより出力ＡＮＤゲートＡ１とＡ２は論理0へと遷移する。これにより、高速応答コンバータ２５０がディスエーブルとなり、電流のランプ・アップが停止する。しかしながら、過渡条件が依然存在する場合には、比較器ＶＣ１またはＶＣ２の出力は依然、論理レベル１に相当する電圧になる。このため、電流がランプ・アップを停止するとき、抵抗器Ｒ１の両端の電圧は、出力回路の時定数に従って、減衰または減少する。電圧がＩＬＩＭ未満に下がるようなときには、比較器ＶＣ３の出力は、論理レベル1に相当する電圧へと再び遷移して、これにより、高速応答コンバータ２５０が再び電流をランプ・アップできるようにする。このイネーブル動作とディスエーブル動作は、過渡が存在する限り、または所定の時間量が経過するまで続く可能性があり、その場合、タイマ回路（図示せず）は、非対称マルチコンバータ２００をディスエーブルできる。このような場合には、非対称マルチコンバータ２００を再初期化するためにパワーダウン・サイクルが必要になる。図２に示される制御回路２２５の特定回路の実施形態は、典型的なものであって、他の回路構成も企図されることに注意されたい。
【００２２】
図3をみると、非対称マルチコンバータ電源３００の別の実施形態が示される。図3の非対称マルチコンバータ３００は、それぞれ出力ノード５０と結合された、コンバータ３２５と高速応答コンバータ２５０とを含む。制御回路２７５も、出力ノード５０と、高速応答コンバータ２５０とに結合される。
【００２３】
図に示す実施形態では、図3のコンバータ３２５は、buck-derived フル・ブリッジ・コンバータである。コンバータ３２５の入力部分は、トランジスタＱ１からＱ４と整流器D１からＤ４とを含むことができる。出力部分は、降圧変圧器Ｔ１，ダイオードＤ７とＤ８およびインダクタＬ４を含む。トランジスタはそれぞれ、例えば、ＭＯＳ電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）などの電力スイッチング・タイプのトランジスタ・クラスとすることができる。
【００２４】
動作中、制御信号ＳａとＳｂは、コンバータ３２５のスイッチングとタイミングを制御する。これらの制御信号は、例えば、パルス幅変調回路（図示せず）などの回路から送ることができる。制御信号ＳａとＳｂをオン・オフ切り換えすることにより、電流は、変圧器Ｔ１の一次巻線を通って１つの方向に流れ、ついで反対方向に流れることができる。変圧器Ｔ１の一次巻線を流れる電流によって、電流は変圧器Ｔ１の二次巻線の中を流れ、同様に両方向に流れる。電流が１つの方向に流れるにつれ、Ｔ１の二次側では１つの極性が確立され、順方向バイアスのダイオードの１つを流れる対応する電流によって、電流をインダクタＬ４でランプ・アップさせる。一次回路のタイミングは、デューティ・サイクルの交互部分の間にＴ１の一次側をトランジスタが短絡するようにできる。Ｔ１の一次側が短絡するときのデューティ・サイクルの部分の間、Ｄ７とＤ８はともに、順方向にバイアスされ、インダクタＬ４は、電流がランプ・ダウンするにつれて、電流を負荷へと再循環（freewheeling）するのに寄与する。ランプ波電流は、鋸波形に似た波形を生じさせ、これが、出力コンデンサＣ１の両端に、出力電圧Ｖ０を生じさせる。
【００２５】
変圧器Ｔ１は、降圧センタタップ変圧器で、これを使用すると、二次側に大きな電流を流せる一方で、入力電圧を低下させることができる。所望の入出力電圧比を実現するために、巻数比を選択できる。センタタップの二次側は、ハーフサイクルごとの間に、電流の戻り流路を提供する。
【００２６】
上述の図２に記載されるフル・ブリッジ（full bridge）コンバータ２２５と同様、図３のブリッジ・コンバータ３２５は、電力を静的負荷に供給して、このため、定常状態で動作するように構成できる。動的負荷状態と負荷の過渡事象に対応するため、高速応答コンバータ２５０と制御回路２２５とは、コンバータ３２５と結合して使用される。図３の制御回路２７５と高速応答コンバータ２５０の動作は、図２に関する上述の説明と同様である。対応する回路部分は、簡略化し分かりやすくするために、同一の番号が付される。
【００２７】
他の実施形態では、他のタイプの電源またはコンバータを使用して、静的負荷の間に、出力ノード５０に電力を供給することができる。このような電源はまた、定常電力を供給するように構成でき、効率の良い大電流動作のために最適化できる。更に、他のタイプの高速応答回路を使用して、出力ノード５０における過渡事象を処理できる。これらの高速応答コンバータは、非対照的に動作し、このため、過渡事象の間だけ動作するように構成できることを企図されるので、定常状態の供給よりも高速のスルーレートと大きなピーク電流を持つように最適化できる。
【００２８】
当業者には、上記の開示を十分理解したなら、数多くのバリエーションと変形が明らかになろう。添付請求の範囲は、このようなすべてのバリエーションと変形を包含するように解釈されることを意図している。
【産業上の利用可能性】
【００２９】
本発明は一般に、電源に適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】電源の1つの実施形態のブロック図である。
【図２】非対称マルチコンバータ電源の1つの実施形態の図である。
【図３】非対称マルチコンバータ電源の別の実施形態の図である。
【００３１】
本発明は、各種の変形および代替的形式が可能であるが、その具体的実施形態は、例として図面に示され、ここに詳細に記述される。しかしながら、図面およびその詳細な説明は、開示された特定の形式に本発明を制限することを意図するものではなく、反対に、添付請求の範囲に明記される本発明の本質および範囲に属するすべての変更例、均等物、および変形例を包含することを意図する。
Claims (10)
- 出力ノード（５０）に電力を供給するように構成される第1コンバータ（１２５）；
前記出力ノードに電力を供給するように構成される第2コンバータ（１５０）；および
前記第2コンバータと結合され、前記出力ノードにおける電圧に応じて、前記第2コンバータを選択的にイネーブルにするように構成される制御回路（１７５）；
を含んで構成され、
前記制御回路は、前記出力ノードにおける前記電圧が所定の範囲内にないとの判断に応答してのみ、前記第2コンバータをイネーブルにするように構成される電源。 - 前記第2コンバータは、前記出力ノードにおける1つまたは複数の過渡電圧事象に応答して、前記電力を供給するように構成されることを特徴とする請求項１記載の電源。
- 前記第2コンバータは、前記第1コンバータの過渡応答時間よりも高速の過渡応答時間を持つことを特徴とする請求項２記載の電源。
- 前記制御回路はさらに、前記出力ノードにおける所定の電流に対応する電圧の検出に応答して、前記第2コンバータを交互にイネーブルまたはディスエーブルにするように構成されることを特徴とする請求項１記載の電源。
- 第1直列インダクタ（Ｌ４）を介して、出力ノード（５０）に電力を供給するように構成される第1コンバータ（１２５）；
第2直列インダクタ（Ｌ３）を介して、前記出力ノードに電力を供給するように構成される第2コンバータであって；前記第2直列インダクタは、前記第1直列インダクタよりも小さいインダクタンスを有する第2コンバータ（１５０）；および
前記第２コンバータと結合され、前記出力ノードにおける電圧に応じて、前記第2コンバータを選択的にイネーブルにするように構成される制御回路（２７５）；
を含んで構成される電源。 - 前記制御回路はさらに、前記出力ノードにおける前記電圧が所定の範囲内にないとの判断に応答してのみ、前記第2コンバータをイネーブルにするように構成されることを特徴とする請求項５記載の電源。
- 前記制御回路はさらに、前記出力ノードにおける前記出力電圧が、前記所定の範囲内にあるとの判断に応答して、前記第2コンバータをディスエーブルするように構成されることを特徴とする請求項５記載の電源。
- 出力ノード（５０）に電力を供給するように構成される第1コンバータ（１２５）；
前記出力ノードに電力を供給するように構成される第2コンバータ（１５０）；および
前記第2コンバータと結合され、前記出力ノードにおける１つまたは複数の過渡電圧の間に、前記第2コンバータをイネーブルにするように構成される制御回路（１７５）：
を含んで構成されることを特徴とする電源。 - 第1コンバータ（１２５），第2コンバータ（１５０）および制御回路（１７５）を含む電源を制御する方法であって：
出力ノード（５０）に電力を供給する前記第1コンバータ；
前記出力ノードにおける電圧に依存して、前記第2コンバータを選択的にイネーブルにする前記制御回路；および
前記出力ノードにおいて発生する１つまたは複数の過渡電圧事象の間に、前記出力ノードに電力を供給する前記第2コンバータ；
を含む方法。 - さらに、前記出力ノードにおける前記電圧が、所定の範囲内にあることの検出に応答して、前記第2コンバータをディスエーブルする段階をさらに含むことを特徴とする請求項９記載の方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/798,550 US6577515B2 (en) | 2001-03-02 | 2001-03-02 | Asymmetric power supply including a fast response converter |
| PCT/US2002/004214 WO2002071591A2 (en) | 2001-03-02 | 2002-02-14 | Asymmetric multi-converter power supply |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004522392A true JP2004522392A (ja) | 2004-07-22 |
| JP2004522392A5 JP2004522392A5 (ja) | 2006-01-05 |
| JP4084194B2 JP4084194B2 (ja) | 2008-04-30 |
Family
ID=25173684
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002570389A Expired - Fee Related JP4084194B2 (ja) | 2001-03-02 | 2002-02-14 | 非対称マルチコンバータ電源 |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US6577515B2 (ja) |
| EP (1) | EP1364447B1 (ja) |
| JP (1) | JP4084194B2 (ja) |
| KR (1) | KR100886231B1 (ja) |
| CN (1) | CN1315250C (ja) |
| DE (1) | DE60233933D1 (ja) |
| TW (1) | TW565989B (ja) |
| WO (1) | WO2002071591A2 (ja) |
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- 2002-02-14 JP JP2002570389A patent/JP4084194B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2002-02-14 DE DE60233933T patent/DE60233933D1/de not_active Expired - Lifetime
- 2002-02-14 EP EP02707779A patent/EP1364447B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2002-02-14 CN CNB028058755A patent/CN1315250C/zh not_active Expired - Lifetime
- 2002-02-14 WO PCT/US2002/004214 patent/WO2002071591A2/en active Application Filing
- 2002-02-14 KR KR1020037011550A patent/KR100886231B1/ko not_active IP Right Cessation
- 2002-02-19 TW TW091102756A patent/TW565989B/zh not_active IP Right Cessation
-
2003
- 2003-04-24 US US10/422,455 patent/US6778413B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10840808B2 (en) | 2016-02-10 | 2020-11-17 | B.G. Negev Technologies And Applications Ltd., At Ben-Gurion University | Plug-and-play electronic capacitor for voltage regulator modules applications |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN1315250C (zh) | 2007-05-09 |
| TW565989B (en) | 2003-12-11 |
| DE60233933D1 (de) | 2009-11-19 |
| CN1494761A (zh) | 2004-05-05 |
| JP4084194B2 (ja) | 2008-04-30 |
| WO2002071591A8 (en) | 2003-02-13 |
| KR100886231B1 (ko) | 2009-03-02 |
| EP1364447B1 (en) | 2009-10-07 |
| US6577515B2 (en) | 2003-06-10 |
| US6778413B2 (en) | 2004-08-17 |
| KR20030080061A (ko) | 2003-10-10 |
| WO2002071591A3 (en) | 2002-11-07 |
| WO2002071591A2 (en) | 2002-09-12 |
| EP1364447A2 (en) | 2003-11-26 |
| US20030031036A1 (en) | 2003-02-13 |
| US20030202366A1 (en) | 2003-10-30 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050208 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050711 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A601 | Written request for extension of time |
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|
| A602 | Written permission of extension of time |
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|
| A601 | Written request for extension of time |
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|
| A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20071016 |
|
| A521 | Written amendment |
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|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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