JP2004501524A - パラメトリックオーディオシステム - Google Patents

Abstract

歪みの減じられた空気伝送可聴周波信号を発生する帯域幅の増大されたパラメトリックオーディオシステム。本パラメトリックオーディオシステムには、超音波搬送波信号を処理された可聴周波信号を用いて変調する変調器（１１２）と、変調された搬送波信号を増幅する励振増幅器（１１８）と、変調され増幅された搬送波信号を選択された発射進路に沿って空中へ発射して前記可聴周波信号を再生する音響変換器配列（１２２）が含まれている。前記配列（１２２）中の音響変換器の各々は膜型変換器である（図２ａ及び２ｂ）。さらに、音響変換器配列（１２２）は電子的に１または２以上の可聴ビームをある方向へ向かせ、焦点を合わせ、進路を定めることができる位相を等しくした配列である。

Description

【０００１】
関連出願とのクロスリファレンス
本出願は１９９９年４月２７日出願の先の出願、米国特許出願番号０９／３００，０２２、発明の名称「パラメトリックオーディオシステム」、の一部継続出願である。本出願は２０００年１月１４日に出願された米国特許出願第６０／１７６，１４０号、発明の名称「パラメトリックオーディオシステム」に基づく優先権を主張するものである。
合衆国後援研究開発に関する記述
該当しない。
【０００２】
発明の背景
本発明は一般的には空気伝送可聴周波信号を発生するパラメトリックオーディオシステムに関し、より詳細には列状の広帯域幅膜型変換器を含むパラメトリックオーディオシステムに関する。
【０００３】
パラメトリックオーディオシステムとしては、発射進路に沿って後続して可聴周波信号を再生するため可聴周波信号を用いて変調した超音波搬送信号を空中へ発射する列状の音響変換器を採用するものが知られている。従来のパラメトリックオーディオシステムには、超音波搬送信号を可聴周波信号を用いて変調する変調器と、変調された搬送信号を増幅する少なくとも１の励振増幅器と、変調されかつ増幅された搬送信号を発射進路に沿った空中へ向ける１または２以上の音響変換器が含まれている。前記配列中の各音響変換器の代表的なものは圧電変換器である。さらに、空気の非直線的伝搬特性ゆえに、発射された超音波信号は空中を通過するときに復調されることによって選択された発射進路に沿った可聴周波信号の発生が起こる。
【０００４】
上記従来型パラメトリックオーディオシステムの一つの欠点は、このシステムに用いる圧電変換器の帯域幅が概して例えば２−５ｋＨｚという狭い帯域幅であることである。その結果、再生された可聴周波信号中における歪みを最小とすることが困難なことである。さらに、かかるパラメトリックオーディオシステムによって発生される可聴音声のレベルは音響変換器の表面積に比例するため、音響変換器配列の有効表面積を最大にすることが一般的に望ましい。しかしながら、一般的に圧電変換器の直径はおよそ０．２５インチしかないため、最適な音響変換器表面積を得るには音響変換器配列中に数百あるいは数千の圧電変換器を含めることがしばしば必要となり、製造コストがかなり増大してしまう。
【０００５】
従来型パラメトリックオーディオシステムの他の欠点は、超音波信号が一般的に機械的操縦装置によって選択された発射進路に沿った方向へ向けられることである。これによって音声はコンピューターシステムによる制御のように動的あるいは相互作用的に配置することが可能となるが、かかる機械的操縦装置は高価であり、嵩張り、不便であり、また制限がある。従って、パラメトリックオーディオシステムは空気伝送可聴周波信号を発生するように構成されていることが望ましい。かかる構成のパラメトリックオーディオシステムとすることにより、低額な製造コストの設備において帯域幅の増加と歪みの減少を実現するものである。
【０００６】
発明の要約
本発明に従って、帯域幅が増加し歪みが減少された空気伝送可聴周波信号を発生するパラメトリックオーディオシステムが提供される。一実施態様において前記パラメトリックオーディオシステムには、超音波搬送信号を少なくとも１の処理された可聴周波信号を用いて変調する変調器と、変調された搬送信号を増幅する少なくとも１の励振増幅器と、選択された発射進路に沿った可聴周波信号を後続して再生するため変調されかつ増幅された搬送信号を空中へ発射する１列の音響変換器が含まれている。前記配列中の音響変換器の各々は膜型変換器である。好ましい実施態様においては、この膜型変換器は導電性膜と隣接する導電性の後ろ板を含んだセル型静電変換器である。別の実施態様においては、このセル型静電変換器には、導電性膜と、隣接した絶縁性の後ろ板と、前記導電性膜に対向する前記絶縁性後ろ板の側部に配置された電極とが含まれている。前記後ろ板には好ましくは導電性膜の付近にある当該後ろ板の表面上に形成された複数の窪みがある。前記後ろ板表面にあるこれらの窪みは、前記膜型変換器の中心周波数を設定し、及び非直線的に反転された超音波信号を再生するのに十分な帯域幅を与えるように適切に形成されている。さらに、励振増幅器には共振回路を形成するために前記膜型変換器の容量性負荷へ連結された誘導子が含まれている。好ましい実施態様においては、前記膜型変換器の中心周波数、前記膜型変換器に連結した励振増幅器によって形成された前記共振回路の共振周波数、及び超音波搬送信号の周波数は４５ｋＨ以上の同一値であって等しい。音響変換器の配列は１次元または２次元以上に配置され、選択された発射進路に沿って少なくとも１の可聴ビームを電子的に方向付けることができる。一実施態様においては、音響変換器の配列は一次元に配置され、少なくとも１の角方向へ可聴ビームを電子的に向けさせることができる。別の実施態様では、音響変換器の配列は二次元に配置され、少なくとも１の可聴ビームを二つの角方向へ電子的に向けさせることができる。好ましい実施態様においては、音響変換器の配列は一次元に直線状に配置され、所定の時間遅延をその配列の音響変換器全域へ分散することにより１の角方向へ少なくとも１の可聴ビームを向けさせ、焦点を合わせ、あるいは進路を定めている。
【０００７】
本発明の他の特徴、機能及び態様については以下の詳細な説明から明らかになる。
【０００８】
発明の詳細な説明
以下の説明において、１９９９年４月２７日出願に係る米国特許仮出願第６０／１７６，１４０号の記述が参照され含まれている。
【０００９】
以下の説明において、２０００年１月１４日出願に係る米国特許出願第０９／３００，０２２号の記述が参照され含まれている。
【００１０】
選択された発射進路に沿って可聴周波信号を後続して再生するため、可聴周波信号を用いて変調された超音波ビームを空中へ向ける方法及び装置が開示されている。本願開示に係る発明は上記変調された超音波ビームを、より低コストで製造される手段において帯域幅を増加し歪みを減らすように構成されたパラメトリックオーディオシステムを用いて空中へと向けさせるものである。
【００１１】
図１は本発明に従ったパラメトリックオーディオシステム１００の実施態様を説明するためのブロック図である。図示した実施態様において、パラメトリックオーディオシステム１００には、一次元、二次元、あるいは三次元的配置に構成した複数の音響変換器から成る音響変換器配列が含まれている。この配列中の音響変換器は、超音波搬送信号発生器１１４と１または２以上の可聴周波信号源１０２−１０４を備える信号発生器１０１によって励振される。光信号調整回路１０６−１０８は前記可聴周波信号源１０２−１０４によって発生される各可聴周波信号を受信し、調整された可聴周波信号を加算器１１０へ与える。かかる可聴周波信号の調整は加算器１１０によって可聴周波信号が加算された後に二者択一的に実施されることが分かる。いずれの場合においても、前記調整には概して再生された可聴周波中の歪みを減少あるいは除去することを要する非直線的反転が含まれ、また一般的に超音波帯域幅の必要性を増大する。前記調整にはさらに（可聴周波の）等化や圧縮等の標準可聴周波生成ルーチンが含まれる。変調器１１２は加算器１１０から複合可聴周波信号及び搬送波発振器１１４から超音波搬送信号を受信して、その超音波搬送信号を前記複合可聴周波信号を用いて変調する。前記変調器１１２は変調指数を変更させるために調節できることが好ましい。搬送波を用いた掛け算による振幅変調が好ましいが、かかる変調の最終目的は可聴周波帯域信号を超音波へと変換することであるので、その結果が得られるどのような形態の変調であっても用いることができる。
【００１２】
好ましい実施態様において、変調器１１２は変調された搬送波信号を、励振増幅器１１８及び音響変換器配列１２２の概して非平面的周波数反応を補正する整合フィルター１１６へ与える。前記整合フィルター１１６は前記変調された搬送波信号を少なくとも励振増幅器１１８へ与え、次いで前記変調搬送波信号を増幅したものを少なくとも前記音響変換器配列１２２の複数の音響変換器の一部へ与える。前記励振増幅器１１８には、音響変換器配列１２２の出力で与えられた超音波ビームをある方向へ向け、焦点をあわせ、あるいは進路を定めるために前記変調搬送波信号のすべての周波数にわたって相対位相ずれを与える遅延回路１２０が含まれていてもよい。前記複合可聴周波信号で振幅変調された高強度超音波搬送波信号を含む前記超音波ビームは伝搬媒体の非直線的伝搬特性によって空中の進路において復調されて可聴音声を発生する。この非直線的パラメトリック処理によって発生された可聴音声は変調包絡線の二乗にほぼ比例することが分かる。従って、可聴音声中の歪みを減少させるため、信号調整器１０６−１０８には、可聴周波信号中に生ずる歪みを反転させるための非直線的反転回路構成が含まれることが好ましい。殆どの信号の場合、この反転は適当な相殺の後に信号の二乗根を取るように近づける。さらに、可聴音声のレベルを上げるため、音響変換器配列１２２は複数の音響変換器の有効表面積が最大となるように構成されることが好ましい。
【００１３】
前記超音波搬送波信号発生器１１４によって発生される搬送波信号の周波数は４５ｋＨｚあるいはそれ以上のオーダーであることが好ましく、また５５ｋＨｚあるいはそれ以上のオーダーであればさらに好ましい。可聴周波信号源１０２−１０４によって発生される可聴周波信号は一般的に約２０ｋＨｚの最大周波数をもっているため、変調された超音波搬送波信号中の可聴周波信号の強度に従った実質的強度のある最も低い周波数成分は約２５−３５ｋＨｚまたはそれ以上の周波数をもつ。このような周波数は人間の可聴範囲を概して超えるものである。
【００１４】
図２ａは前記パラメトリックオーディオシステム１００に含まれた音響変換器配列１２２の実施態様を説明するための簡略化された平面図である（図１参照）。上述した通り、音響変換器配列１２２には１次元または２次元以上に配置された複数の音響変換器が含まれている。従って、前記例示の音響変換器配列１２２には１次元構成に配置された複数の音響変換器０−１１（擬似的に表示）が含まれている。これら音響変換器０−１１の各々はコンデンサ変換器から成り、より詳細には膜型ＰＶＤＦ変換器、膜型エレクトレット変換器、あるいは膜型静電変換器等の膜型変換器から成るものである。この膜型変換器は下記式で定義される音の大きさ性能係数ｌを有する。
ｌ＝（面積）・（振幅）^２（１）
式中、“面積”は膜型変換器の面積であり、“振幅”は変調された超音波搬送波信号の振幅である。音の大きさ性能係数は（２．０ ｘ １０^４） Ｐａ^２・ｉｎ^２以上であることが好ましく、（４．５ ｘ １０^５） Ｐａ^２・ｉｎ^２以上であることがさらに好ましい。図示した実施態様において、音響変換器０−１１の各々は一次元構成における密着した包装を容易にするために概して矩形状をしている。前記音響変換器の幾何図形的形状及び外形として他の形状が用いられてもよい。例えば音響変換器を輪状構成に配置するのに適した形状にしてもよい。
【００１５】
図２ｂは図２ａの音響変換器配列１２２の断面図である。上述したように、音響変換器０−１１は膜型変換器である。好ましい実施態様においては、前記音響変換器０−１１のそれぞれはセル型静電変換器である。従って、この音響変換器配列１２２には少なくとも片側が導電性である導電性膜２０２が隣接する後ろ板電極２０４に対向するように配置されて含まれている。例えば膜２０２は片側が金属被服されたカプトン膜から成る。さらに、後ろ板電極２０４の表面２０４ａは複数の矩形の深さの異なるグループによって遮られて音響変換器０−１１が形成されている。例示の実施態様においては、前記音響変換器配列１２２には前記後ろ板電極２０４の表面２０４ａに対して前記膜２０２を押し付けるのに適当な構造、例えば板ばね（図示なし）が含まれている。そのため、音響変換器配列１２２には、膜２０２と前記複数の矩形グループの各端部によって境界が限定された複数の音響変換器０−１１が含まれている。別の実施態様において、音響変換器配列１２２には、導電性膜２０２、導電性電極（図示なし）、及び複数の矩形のグループによって表面が遮られ膜２０２と前記電極の間に配置された絶縁性後ろ板（図示なし）が含まれていてもよい。
【００１６】
前記音響変換器配列１２２の帯域幅は、前記整合フィルター１１６によって性能が高められた状態で５ｋＨｚあるいはそれ以上のオーダーであることが好ましく、また１０ｋＨｚあるいはそれ以上であることがさらに好ましい。さらに、前記音響変換器０−１１を形成するグループの深さを適当に設定することにより、前記音響変換器配列１２２の周波数反応をその目的用途の要求を満たすように設定することができる。例えば、音響変換器配列１２２の中心周波数を前記グループの深さを増加することによって低下させることが可能であり、また帯域幅は前記変換器の周りのグループの深さを変化させることによって拡げることが可能である。音響変換器配列１２２の中心周波数は、例えば前記膜２０２の張力や前記グループの幅に影響される。このことは本願に参照のため含まれている１９９９年４月２７日付で出願された審査継続中の米国特許出願第０９／３００，２００号、発明の名称「超音波変換器」における記載と同様である。好ましい実施態様においては、前記音響変換器配列１２２の中心周波数及び前記超音波搬送信号発生器１１４によって発生される搬送波信号の周波数は等しく４５ｋＨｚ以上の同一値である。
【００１７】
前記配列１２２の音響変換器０−１１へ与えられた時変超音波搬送信号は前記導電性膜２０２と前記後ろ板２０４との間に変電界を発生し、この変電界は前記膜２０２を後ろ板電極２０４の表面２０４ａ中に形成された窪みの内外へ偏向させる。これにより、前記超音波搬送信号は前記膜２０２を前記電界の周波数に対応する速度で振動させて前記音響変換器配列１２２に音声波を発生させる。
【００１８】
図３は前記パラメトリックオーディオシステム１００中に含まれる音響変換器配列１２２の簡略化した展開斜視図である（図１参照）。図３に示すように、この音響変換器配列１２２には導電性膜２０２と後ろ板電極２０４が含まれている。前記音響変換器０−１１の各々は、それらに印加される直流バイアスを必要とするセル型静電変換器であることが好ましいため、前記導電性膜２０２と後ろ板電極２０４を横切るように直流バイアス源３０６（例えば１５０Ｖ_ＤＣ）が接続されている。前記直流バイアス源３０６は前記音響変換器配列１２２の感度を高めかつ前記音響変換器配列１２２によって発生される音響ビーム中の超音波歪みを減少させる。前記直流バイアスは、前記変換器の構成部分、好ましくは前記膜の好ましくはエレクトレットの形態の内部電荷によって二者択一的に与えられる。図３は前記音響変換器配列１２２へ前記励振増幅器１１８によって与えられた変調超音波搬送信号の時変信号見本を発生する前記直流バイアス源３０６へ直列に接続された交流源３０４を示す図である。
【００１９】
さらに、図３は前記導電性膜２０２と後ろ板電極２０４との間に配置された光誘電スペーサ３０２を示す図である。一実施態様において、前記誘電スペーサ３０２は複数の矩形のグループを用いて前記後ろ板電極２０４の表面２０４ａ（図２ｂ参照）に形成された窪みを塞ぐように構成される。例えば、前記誘電スペーサ３０２は前記後ろ板電極２０４と導電性膜２０２間に形成された電界を増大するために与えられ、それにより膜２０２に対する応力量を増大し、音響変換器配列１２２の性能を高める。別の実施態様においては、音響ホーン（図示なし）が音響変換器配列１２２と空気間のインピーダンス整合を向上し、及び／または選択された発射進路に沿って発射された超音波ビームの分散を変えるため前記膜２０２の近くに機能的に作用するように配置される。
【００２０】
図４は前記遅延回路１２０（図１参照）を含む前記励振増幅器１１８（図１参照）を模式的に表した図である。励振増幅器１１８は音響変換器配列１２２中に含まれる音響変換器０−１１の一部または全部を励振するのに適するように構成できることが分かっている。また、各遅延回路１２０は音響変換器０−１１の各々に設けられることが好ましいことも分かっている。図４は説明を明瞭にするため、音響変換器のみを励振する励振増幅器１１８を示した図である。
【００２１】
図４に示したように、前記遅延回路１２０は整合フィルターから変調された搬送波信号を受信し（図１参照）、音響変換器配列１２２によって発生された超音波ビームをある方向へ向け、焦点を合わせ、進路を定めるために相対位相ずれをその変調された搬送波信号へ与え、及びその変調された搬送波信号を増幅器４０４へ与える。逓昇変圧器４０６の一次巻線は増幅器４０４の出力を受け取り、前記変圧器４０６の二次巻線は逓昇された電圧（例えば２００−３００Ｖ_Ｐ−Ｐ）を音響変換器０、レジスタ４０８及び阻止コンデンサ４１０の直列組合せへ与える。前記レジスタ４０８は励振増幅器１１８の周波数反応を拡げるための減衰方法を与えるものである。さらに、直流バイアスが絶縁誘導子４１２とレジスタ４１４によって直流バイアス源４０２から音響変換器０へと印加される。前記励振増幅器１１８の操作周波数において前記コンデンサ４１０は比較的低いインピーダンスをもち、また前記誘導子４１２は比較的高いインピーダンスをもつ。従って、これら構成部分は前記遅延回路の交流部分と直流部分を互いに分離する以外には該回路の操作に特に影響しないのが一般的である。例えば、阻止コンデンサ４１０の前記励振増幅器１１８の電気的共振特性に対する影響は、もしコンデンサ４１０が前記音響変換器０のキャパシタンスより十分大きい数値をもつならば、低減される。前記阻止コンデンサ４１０のキャパシタンスは音響変換器０のキャパシタンスの同調に用いることができるので、これによって励振増幅器１１８の共振特性を必要に合わせて調整することができる。これに代わる実施態様においては、前記誘導子４１２を極めて大きいレジスタ値と置き換えてもよい。なお、前記阻止コンデンサ４１０は、前記直流バイアスがエレクトレットによって与えられる場合には省略できことが分かる。
【００２２】
上記したように、前記整合フィルター１１６（図１参照）は、励振増幅器１１８と音響変換器配列１２２の全体として非平面的な周波数反応を補正するため励振増幅器１１８のすぐ前に設けることができる。励振増幅器１１８と音響変換器０の組合せが比較的平面的な周波数反応を与える場合には前記整合フィルター１１６を省略してもよいことが分かる。好ましい実施態様においては、前記整合フィルター１１６は、前記励振増幅器１１８と音響変換器０の帯域通過特性を本質的に反転する帯域消去フィルターとしての機能を果たすように構成されている。前記励振増幅器１１８と音響変換器０の組合せの周波数反応は、整合フィルターが確実に再生できるように一致しているか、あるいは整合フィルターが製造中あるいは電界中において同調できるように測定可能であることが好ましい。これに代わる実施態様においては、前記整合フィルター１１６は適当な周波数関数を用いて変調器１１２（図１参照）の前に設けている。かかる前記に代わる実施態様はパラメトリックオーディオシステム１００（図１参照）のデジタル機器へ採用できる。
【００２３】
好ましい実施態様においては、前記変圧器４０６の二次巻線は、前記音響変換器０の中心周波数、例えば４５ｋＨｚまたはそれ以上の周波数で音響変換器０のキャパシタンスと共振するように構成されている。かかる構成により音響変換器を横切る電圧が効果的に逓昇され、前記励振増幅器１１８から音響変換器への電力の高い効率的連結が実現される。前記変圧器４０６の二次巻線と音響変換器キャパシタンスによって形成される共振回路がない場合は、パラメトリックオーディオシステムを励振するのに要する電力が数百ワットのオーダーと極めて高くなる。共振回路を用いる場合、必要電力の減少は共振のＱ値に対応する。図示した実施態様において、前記音響変換器の容量性負荷は「電荷反射器」として機能することが分かる。実際、電荷は変換器が励振されている時音響変換器から反射し、前記変圧器４０６の二次巻線によって「捕集されて」再利用される。前記励振増幅器１１８の電気的共振周波数、音響変換器０の中心周波数、及び前記超音波搬送波周波数は同一の周波数値をもつことが好ましい。
【００２４】
前記変圧器４０６には代わりに比較的低いインダクタンスを与えられること、及び誘導子（図示なし）を音響変換器０へ直列に加えて所望の電気的共振周波数を与えられることは知っておくべきである。さらに、もし変圧器４０６が所望の共振を与えるには大き過ぎるインダクタンスをもつならば、誘導子を前記に上記巻線と並列に接続して有効インダクタンスを適当に減じることが可能である。前記変圧器４０６の二次インピーダンスを適当に形成することによって前記励振増幅器１１８のコスト、物的サイズ、重量を減らすことができることが分かる。さらに、異なる中心周波数をもつ音響変換器を含む音響変換器配列を各中心周波数へ同調させた複数の励振増幅器によって励振させることができることも分かる。
【００２５】
上述したように、遅延回路１２０（図１参照）は、前記音響変換器配列１２２によって発生された超音波ビームをある方向へ向け、焦点を合わせ、進路を定めるために前記変調された搬送波信号のすべての周波数にわって相対位相ずれを作用させる。前記音響変換器配列１２２、特に図２ａの一次元の音響変換器配列１２２は、それゆえに位相を等しくされた配列としての使用に非常に適している。かかる位相の等しい配列は、音響変換器配列１２２の機械的移動を必要とせずに、選択された発射進路に沿った所望の位置へ可聴ビームを電子的に向けさせるために利用できる。さらに、前記位相の等しい配列は、ビーム幅、焦点、拡散等の可聴ビーム特性を変更するためにも利用できる。さらに、前記位相の等しい配列は、異なる周波数をもつ変調された超音波ビームが空中を異なる発射進路に沿って伝搬する周波数依存のビーム分散を起こすためにも利用できる。さらに、適当に制御された位相の等しい配列は、多数の可聴ビームが所望の方向へ生ずるように多数の超音波ビームを同時に伝送できる。
【００２６】
特に、音響変換器配列１２２は、その中に含まれている音響変換器間の位相関係を巧みに操作して位相の等しい配列として機能して超音波電界において所望の干渉パターンを得るように構成されている。例えば、前記一次元の音響変換器配列１２２（図２ａ参照）は、超音波ビームの構造干渉が一方向へ起こるように前記遅延回路１２０（図１参照）によって音響変換器０−１１間の位相関係を巧みに操作できる。その結果、前記一次元の音響変換器配列１２２はその方向へ電子的に変調された超音波ビームを向けさせられる。例えば、この方式でリアルタイムで変調された超音波ビームの方向を変えることにより多数の動的音声対象物の豊富かつ柔軟な可聴背景を発生させることが可能となる。
【００２７】
好ましい実施態様においては、前記遅延回路１２０（図１参照）は前記音響変換器０−１１（図２ａ参照）を横切る所定の時間遅延を一次元的に分散する。この時間遅延の傾斜は操舵角度θの正弦に比例する。好ましい実施態様において、前記遅延回路１２０は時間遅延ｄを適用する。このｄは下記式により限定される。
ｄ＝（ｘ・ｓｉｎ（θ））／ｃ　　　　　　　　　　（２）
式中、“ｘ”は音響変換器０−１１のうちの一つから前記配列１２２中の音響変換器０の位置までの距離であり、“ｃ”は音声速度である。
【００２８】
この位相を等しくする配列技術は超音波電界内での任意の干渉パターンの形成、すなわち光のハローグラフィック再構成のような再生可聴周波信号の任意な分散に利用できる。この技術は音響変換器配列１２２（図２ａ参照）を用いて単一の変調された超音波ビームを電子的にある方向へ向けさせ、焦点を合わせ、進路を定めるのに利用できるが、さらに多数の任意な形状をした分散した可聴音声源を含む音響環境の創作のためにも利用できることが分かる。
【００２９】
可聴音声を生成する超音波ビームの復調効率は前記超音波の吸収速度、つまりは温度及び／または湿度等の大気条件の直接関数である。かかる理由より、前記パラメトリックオーディオシステム１００には温度湿度制御装置１３０（図１参照）が備わっていることが好ましい。例えば、温度湿度制御装置１３０には所望の大気条件を維持するサーモスタット制御のクーラーあるいは除湿機を超音波ビームが横切る進路に沿って備え付けることができる。一般的に、超音波周波数においては、吸収を最小とし、性能を最大化するためにクーラー、空気乾燥機を備えることが望ましい。復調の効率を高めるためにステージスモーク等その他の剤を空気中へ注入してもよい。
【００３０】
図５は前記パラメトリックオーディオシステム１００（図１参照）の好ましい実施態様である適応パラメトリックオーディオシステム５００を示す図である。図５に示すように可聴周波信号源５０２は可聴周波信号をピークレベル検出器５０５へ与え、また前記可聴周波信号と前記ピークレベル検出器５０５の出力は加算器５１０へ与えられる。平方根回路５０６は前記加算器５１０から出力された前記可聴周波信号と前記ピークレベル検出器５０５の総和を受信する。上述したように、前記可聴周波信号の平方根は可聴音声の歪みが減少するように該信号が変調器へ与えられる前に取得されるのが好ましい。前記適応パラメトリックオーディオシステム５００においては、ピークレベル検出器５０５と組合わされた平方根回路５０６は、前記の音響歪みを減少させるため前記可聴周波信号の非直線的反転を行うように構成されている。これに代わる実施態様においては、前記平方根回路５０６によって行われる平方根機能を、適する多項式、索引表、あるいはスプライン曲線と置き換えてもよい。前記平方根回路５０６は、可聴周波信号と、搬送波発生器５１４によって与えられた超音波搬送信号を前記複合信号を用いて変調する変調器５１２へ出力されたピークレベル検出器５０５との総和の平方根を与える。次いで変調された搬送波が整合フィルター５１６へ与えられ、整合フィルター５１６の出力が励振回路１１８（図１参照）へと通過する前に増幅器５１７へ印加される。
【００３１】
前記適応パラメトリックオーディオシステム５００は、変調され聞き取れない一次超音波ビームを空中へ発信して音声の可聴な二次ビームを発生する。一次ビームについては下記式のように定義される。
ｐ_１（ｔ）＝Ｐ_１Ｅ（ｔ）ｓｉｎ（ω_ｃｔ）　　　　　 （３）
式中、“Ｐ_１”は搬送波振幅であり、“ω_ｃ”は搬送波周波数である。可聴周波信号の理に適った再生は下記式が成り立つ場合に得られる。
Ｅ（ｔ）＝（１＋∫∫ｍｇ（ｔ）ｄｔ^２）^１／２（４）
式中、“ｍ”は変調深度であり、“ｇ（ｔ）”は単一なピーク値へ正規化されている。得られた音響二次ビームは下記式にて表される。
ｐ_２（ｔ）∝　Ｐ_１ ^２（ｄ^２Ｅ^２（ｔ）／ｄｔ^２）　　　　 （５）
ｐ_２（ｔ）∝　Ｐ_１ ^２ｍｇ（ｔ）
ｐ_２（ｔ）∝　ｇ（ｔ）
式中、符号“∝”は“・・・にほぼ比例する”を意味する。
【００３２】
前記適応パラメトリックオーディオシステム５００は、前記変調深度と全体の一次信号振幅Ｐ_１の双方を制御して、（１）（目標値、例えば１あるいはそれ以下に保持しながら）変調深度を最大化し、（２）Ｐ_１を適切に調整して可聴周波信号ｇ（ｔ）のレベルに対応する可聴レベルを維持し、及び（３）可聴周波信号が存在しない場合に超音波が殆どあるいは全く存在しないことを確実にする。パラメトリックオーディオシステム５００は、積分された（すなわち均等化された）可聴周波信号のピークレベルＬ（ｔ）を測定し、下記式で限定される発信された一次ビームｐ‘（ｔ）を合成することによってこれらの機能を発揮するように構成されている。
ｐ’（ｔ）＝Ｐ_１（Ｌ（ｔ）＋ｍ∫∫ｇ（ｔ）ｄｔ^２）^１／２ｓｉｎ（ω_ｃｔ） （６）
式中、“Ｌ（ｔ）”は前記ピークレベル検出器５０５の出力であり、和“Ｌ（ｔ） ＋ ｍ∫∫ｇ（ｔ）ｄｔ^{２ ”}は加算器５１０の出力である。前記和“Ｌ（ｔ） ＋ ｍ∫∫ｇ（ｔ）ｄｔ^{２ ”}の平方根は前記平方根回路５０６の出力に与えられ、及び“Ｐ_１ｓｉｎ（ω_ｃｔ）”を掛ける掛け算は変調器５１２によって行われる。
【００３３】
前記変調された超音波信号の大気中の復調は可聴周波信号“ｐ’_２（ｔ）”を生じ、この可聴周波信号は下記式によって表される。
Ｐ’_２（ｔ） ∝ ｄ^２Ｅ^２（ｔ）／ｄｔ^２（７）
Ｐ’_２（ｔ） ∝ ｄ^２（Ｌ（ｔ） ＋ ｍ∫∫ｇ（ｔ）ｄｔ^２）／ｄｔ^２
ｐ’_２（ｔ） ∝ ｄ^２Ｌ（ｔ）／ｄｔ^２＋ ｍｇ（ｔ）．
【００３４】
前記信号“ｐ’２（ｔ）”には所望の可聴周波信号ｍｇ（ｔ）とピーク検出信号Ｌ（ｔ）を含めた残差項が含まれる。図示した実施態様において、前記ピークレベル検出器５０５にはｇ（ｔ）ピークの増加に関する短時間定数とｇ（ｔ）ピークの減少に関する遅い減衰（すなわち長時間定数）とが与えられる。これにより、式（６）の第一条件（すなわちｄ^２Ｌ（ｔ）／ｄｔ^２）における音響歪みが減少し、また歪みが比較的低い周波数へと転換される。
【００３５】
許容可能な範囲を超える超音波への露出を減らすため、至近の傾聴者への距離を測定し、前記増幅器５１によって前記適応パラメトリックオーディオシステム５００の出力を適切に調整する距離測定装置５４０が備えられる。例えば、この距離測定装置５４０は、変調された超音波ビームが距離測定パルスとともに増加する超音波距離測定システムを構成できる。この距離測定装置５４０は前記パルスの戻りを検出し、パルスの発信から戻りまでの時間を測定することにより最も近い対象との距離を推定する。
【００３６】
音響歪みをさらに減少させるため、変調器５１２は前記音響変換器配列１２２（図１参照）からの想定距離あるいは実測距離における減衰推定量に比例した信号振幅を調整する前記整合フィルター５１６へ変調された搬送波信号を与える。従って、大気中での超音波信号の周波数に依存した減衰を表す曲線（図６ａ参照）は図６ｂ（最大の周波数ｆ_４へ作用された最大電力増加に関して）に示すようにともに近接する。全体の減衰率は変化していないが、前記超音波信号の減衰は周波数依存と言えるものではなく、従って可聴範囲で歪みがある。
【００３７】
前記整合フィルター５１６によって取り入れられた補正は、既知の大気吸収方程式に従って等化グラフを確立するために用いることができる整合フィルター５１６へ信号を与える温度湿度センサ５３０を利用することによりさらに正確度が増す。かかる等化は上述の曲線が再度分かれるまで（図６Ｂ参照）比較的広い距離範囲にわたって有用である。かかる場合において、前記補正をビーム幾何学、位相の等しい配列の焦点合わせ、あるいは他の技術を用いて改善し、吸収に相関する減衰をより精密に補正するためビームの縦長に沿った振幅分散を変化させることができる。
【００３８】
上述したように、本願開示のパラメトリックオーディオシステムは空気伝送可聴周波信号中の歪みを例えば可聴周波信号の非直線的反転や変調された超音波搬送波信号の濾波等の方法により減少させるシステムである。かかる音響歪みの減少は音響変換器、励振増幅器、及び比較的広い帯域幅を再生できる等化器システムを用いることにより最も効率的に達成することができる。
【００３９】
図７は前記音響変換器配列１２２（図２ａ及び図２ｂ参照）の好ましい実施態様である音響変換器配列６２２の断面図である。この音響変換器配列６２２は例えば５ｋＨｚまたはそれ以上のオーダーの比較的広い帯域幅を与えるように構成されている。前記音響変換器配列１２２に含まれる音響変換器０−１１と同様にこの音響変換器配列６２２中の音響変換器０−１１の各々はセル方静電変換器であることが好ましい。従って、音響変換器配列６２２には隣接する後ろ板電極６０４の近くに配置された導電性膜６０２が含まれている。さらに、前記後ろ板電極６０４の表面６０４ａは複数の矩形グループで遮られることにより音響変換器０−１１を形成している。従って、前記音響変換器配列６２２には前記膜６０２と前記複数の矩形グループの各端部によって境界を定められた複数の音響変換器０−１１が含まれている。
【００４０】
好ましい実施態様においては、前記音響変換器０，２，４，６，８，１０に対応するグループは前記音響変換器１，３，５，７，９，１１に対応するグループよりも深く形成される。前記音響変換器０，２，４，６，８，１０は前記音響変換器１，３，５，７，９，１１よりも低い中心周波数をもつ。前記整合フィルターを欠く一様なグループ深度を用いることは極めて高い共振のために帯域幅が減少する傾向があるため推奨できないと認められる。前記の各中心周波数は少なくとも５ｋＨｚの比較的広い帯域幅を与えるように十分な間隔をとって離される。前記後ろ板電極６０４は、減衰を与えたり音響変換器配列６２２の帯域幅を増加させるため表面に粗い面６０５をもつ。さらに、前記膜６０２は内部減衰を伴って構成でき、及び／または他の膜あるいは材料（例えば布片、図示なし）を前記膜６０２の近くに配置して減衰を与え、さらに前記音響変換器配列６２２の帯域幅を増大することができる。
【００４１】
前述した音響変換器配列構成は一般的に入手可能な打ち抜きあるいはエッチングされた材料を用いて容易に製造できるので低コストである。さらに、前記励振増幅器１１８（図１参照）の構成部分は前記後ろ板電極２０４（図２ｂ参照）の形成に用いたものと同じ基板の一部へ直接定置できる。前記音響変換器配列構成は軽量であり容易に該配列を展開、焦点合わせ及び／または操舵できるように対応している。また、幾何的配列、特に前記後ろ板電極２０４中に形成された矩形のグループの深度は、個々の音響変換器０−１１の中心周波数が所望の周波数範囲へ及ぶように変更でき、それによって前記音響変換器配列１２２全体の反応を単一の音響変換器あるいは単一の中心周波数をもつ音響変換器配列の反応に比較して拡大している特徴が認められる。
【００４２】上述したパラメトリックオーディオシステムの改良及び変形を本願において開示された発明概念から逸脱することなく行い得ることは当業者によって認識されるところである。従って、本発明は添付のクレームの範囲及び意図による限定を除いて限定的に解釈されてはならない。
【図面の簡単な説明】
本発明は以下の詳細な説明と下記図面を参照することによりより完全に理解される。
【図１】本発明に従ったパラメトリックオーディオシステムのブロック図である。
【図２ａ】図１のパラメトリックオーディオシステムに含まれる音響変換器配列の略平面図である。
【図２ｂ】図２ａの音響変換器配列の断面図である。
【図３】図２ｂの音響変換器配列の略展開斜視図である。
【図４】図１のパラメトリックオーディオシステムに含まれる励振増幅回路を模式的に表す図である。
【図５】本発明に従った適応パラメトリックオーディオシステムの部分ブロック図である。
【図６ａ及び６ｂ】それぞれ大気中を通る超音波信号の周波数依存性減衰及びこの現象を補正した結果を示す図である。
【図７】図２ａの音響変換器配列の別の実施態様の断面図である。

Claims (26)

1. 少なくとも１の可聴周波信号を与える少なくとも１の可聴周波信号源と、
   前記可聴周波信号を代表する第１信号を受信し、その第１信号を超音波周波数へ変換する変調器と、及び
   前記変換された第１信号を受信して選択された進路に沿って空中へ発射することにより前記選択された進路の少なくとも一部に沿って前記可聴周波信号を再生する少なくとも１の音響変換器を含む音響変換器配列から構成され、
   前記音響変換器配列は５ｋＨｚより大きい帯域幅を有することを特徴とする少なくとも１の空気伝送可聴ビームを再生するパラメトリックオーディオシステム。
2. 各音響変換器が膜型変換器であることを特徴とする請求項１項記載のパラメトリックオーディオシステム。
3. 前記膜型変換器はセル型静電変換器であることを特徴とする請求項２項記載のパラメトリックオーディオシステム。
4. 前記膜型変換器がさらに導電性膜、後ろ板電極、及び前記導電性膜と前記後ろ板電極との間の直流バイアス源を含むことを特徴とする請求項２項記載のパラメトリックオーディオシステム。
5. 前記変調器と前記音響変換器配列との間に連結され、前記変換された第１信号を受信しかつ前記変換された第１信号を表す増幅信号を発生する少なくとも１の励振増幅器と、及び
   前記励振増幅器と前記音響変換器配列との間に連結され、励振増幅器からの直流バイアスを阻止する阻止コンデンサをさらに含むことを特徴とする請求項４項記載のパラメトリックオーディオシステム。
6. 前記変調器と前記音響変換器配列との間に連結され、前記変換された第１信号を受信しかつ前記変換された第１信号を表す増幅信号を発生する少なくとも１の励振増幅器と、
   前記音響変換器配列と前記直流バイアス源との間に連結され、前記直流バイアス源からの前記増幅信号を阻止する第１構成部分をさらに含むことを特徴とする請求項４項記載のパラメトリックオーディオシステム。
7. 前記直流バイアス源が埋め込まれた電荷によって供給されることを特徴とする請求項４項記載のパラメトリックオーディオシステム。
8. 前記セル型静電変換器には導電性膜、後ろ板電極、及び前記導電性膜と前記後ろ板電極との間に配置された誘電スペーサが含まれることを特徴とする請求項３項記載のパラメトリックオーディオシステム。
9. 前記膜型変換器は導電性膜、電極、及び前記導電性膜と前記電極との間に配置された絶縁性後ろ板を含むセル型静電変換器であることを特徴とする請求項２項記載のパラメトリックオーディオシステム。
10. 前記可聴周波信号の非直線的反転を実施して前記第１信号を発生する回路をさらに含むことを特徴とする請求項１項記載のパラメトリックオーディオシステム。
11. 前記変調器と前記音響変換器配列との間に連結され、前記変換された第１信号を受信しかつ前記変換された第１信号を表す増幅信号を発生する少なくとも１の励振増幅器と、
    前記音響変換器配列と前記励振増幅器との組合せの非平面的周波数反応を補正する整合フィルターとをさらに含むことを特徴とする請求項１項記載のパラメトリックオーディオシステム。
12. 前記少なくとも１の音響変換器は膜型変換器から成り、
    前記膜型変換器は式、ｌ＝（面積）・（振幅）^２、によって限定される音の大きさの性能係数をもち、及び
    前記式中、“面積”は前記膜型変換器の面積であり、“振幅”は前記変調された搬送波信号の振幅であることを特徴とする請求項１項記載のパラメトリックオーディオシステム。
13. 前記性能係数“１”が（２．０ｘ１０^４）Ｐａ^２・ｉｎ^２より大きいことを特徴とする請求項１２項記載のパラメトリックオーディオシステム。
14. 前記性能係数“１”が（４．５ｘ１０^５）Ｐａ^２・ｉｎ^２より大きいことを特徴とする請求項１２項記載のパラメトリックオーディオシステム。
15. 少なくとも１の可聴周波信号を与える少なくとも１の可聴周波信号源と、
    前記可聴周波信号を表す第１信号を受信し、かつ前記第１信号を用いて超音波搬送波信号を変調する変調器と、
    前記変調された搬送波信号を受信し、かつ前記変調された搬送波信号を表す増幅信号を発生する少なくとも１の励振増幅器、及び
    少なくとも１の音響変換器を含み、前記変調された搬送波信号を受信しかつ前記変調された搬送波信号を選択された進路に沿って空中へ発射することにより前記変調された搬送波信号を変調して前記選択された進路の少なくとも一部に沿って前記可聴周波信号を再生する音響変換器配列から構成され、
    前記励振増幅器には、前記超音波搬送波信号の周波数とほぼ等しい共振周波数をもつ共振回路を形成するための前記音響変換器配列の容量性負荷に連結された誘導子が含まれることを特徴とする少なくとも１の空気伝送可聴周波信号を発生するパラメトリックオーディオシステム。
16. 前記超音波搬送波信号の周波数が４５ｋＨｚであるかあるいはそれ以上であることを特徴とする請求項１５項記載のパラメトリックオーディオシステム。
17. 前記超音波搬送波信号の周波数が５５ｋＨｚであるかあるいはそれ以上であることを特徴とする請求項１５項記載のパラメトリックオーディオシステム。
18. 前記励振増幅器にはさらに前記誘導子と前記音響変換器配列の容量性負荷に連結された減衰レジスタが含まれることを特徴とする請求項１５項記載のパラメトリックオーディオシステム。
19. 前記励振増幅器にはさらに逓昇変圧器が含まれ、前記誘導子は該逓昇変圧器によって与えられることを特徴とする請求項１５項記載のパラメトリックオーディオシステム。
20. 少なくとも１の可聴周波信号を与える少なくとも１の可聴周波信号源と、
    前記可聴周波信号を表す少なくとも１の第１信号を受信し、かつ前記少なくとも１の第１信号を超音波周波数へと変換する変調器と、
    前記少なくとも１の変換された第１信号を受信し、かつ前記変換された第１信号を表す少なくとも１の増幅信号を発生する少なくとも１の励振増幅器と、
    複数の音響変換器を含み、前記少なくとも１の変換された第１信号を受信し、かつ前記可聴周波信号の後続の再生ため空中へ前記変換された第１信号発射する音響変換器配列、及び
    少なくとも１の所定の時間遅延を少なくとも１の変換された第１信号へ与える遅延回路から構成される少なくとも１の空気伝送可聴ビームを発生するパラメトリックオーディオトステム。
21. 前記遅延回路は、前記少なくとも１の所定の時間遅延を前記少なくとも１の変換された第１信号へ与えて、前記音響変換器配列によって前記変換された第１信号を空中へ少なくとも１の進路に沿って操舵するように構成されていることを特徴とする請求項２０項記載のパラメトリックオーディオシステム。
22. 前記音響変換器配列には、隣接する後ろ板に沿って配置された膜、その表面に複数の窪みが形成された前記後ろ板、及びそれぞれが前記膜及び１または２以上の窪みによって限定された音響変換器がさらに含まれることを特徴とする請求項２０項記載のパラメトリックオーディオシステム。
23. 前記窪みのそれぞれの大きさが、前記音響変換器のそれぞれの中心周波数と帯域幅を決定するように設定されることを特徴とする請求項２２項記載のパラメトリックオーディオシステム。
24. 前記遅延回路が、前記式、ｄ＝（ｘ・ｓｉｎ（θ））／ｃ、（式中“ｘ”は基準点から各音響変換器までの距離、“ｃ”は音声速度である）により得られる所定の時間遅延ｄを与えるように構成されることを特徴とする請求項２０項記載のパラメトリックオーディオシステム。
25. 表面部と該表面上に形成された大きさの異なる複数の窪みを含む後ろ板と、
    前記後ろ板に沿って隣接して配置された膜から構成され、
    前記膜と少なくとも１の前記複数の窪みが少なくとも１の音響変換器の境界を定め、
    前記各窪みの大きさは前記少なくとも１の音響変換器の中心周波数と帯域幅を決定するように設定されることを特徴とする音響変換器配列。
26. 前記音響変換器配列は５ｋＨｚ以上の帯域幅をもつことを特徴とする請求項２５項記載の音響変換器配列。

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