JP2004500730A - 合併された可変利得ミキサー - Google Patents
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Abstract
本発明は、一重に合併された回路として可変利得増幅器回路(104)及びミキサー(100)の配置である“スイッチング手段”(switching stage)及び“操作手段”(steering stage)と称する平列接続(parallel coupling)を教示する。本発明に係る合併された可変利得ミキサーは、基礎的なミキサー関数のトランスコンダクタンス(103)のみ及び基礎的なミキサー関数に必要なパワーのみを利用するための利得効率及びミキシングを提供する。(その結果、従来技術による回路の付加的なトランスコンダクタンス手段により導かれる非線形性が排除される)。更に、ここで説明された合併された可変利得ミキサーにおいて、基礎的なミキサー関数により要求される以外の付加的な上部空間は必要とされない。本発明は、一重及び二重に平行された構造両方のAC及びDC接続され合併された可変利得ミキサーを有する合併された可変利得ミキサーの多様性を考慮する。
【選択図】図4
【選択図】図4
Description
【0001】
(技術分野)
本発明は、信号のミキシング(mixing)及び増幅又低減する回路に関する。より具体的には、本発明は、合併された可変利得ミキサー(merged variable gain mixers)の多様性及び変化しやすい入力信号の増幅と低減に関する。
【0002】
(背景技術)
多数のエレクトロニクスアプリケーションは、ミクシング関数(mixing function)及び可変利得関数(variable gain function)との両方を有する入力周波数信号のプロセスを要求する。例えば、一般的なワイアレスコミュニケーションシステムの送信機及び受信機とは、要望される入力信号を操作するための分離ミキサー(separate mixer)及び可変利得ミキサーを利用する。多数のアプリケーションにおいて、このような回路は、低電圧源(例えば、2.7ボルト、V)及び非常に低温(例えば、−40℃)において操作しなければならない。
【0003】
図1に、要望される出力信号Voutを生成するために入力信号Vinをミキシング及び可変増幅するために適切な従来技術のミクシングと利得制御回路100を示す。前記回路100は、いわゆるギルバートセルミキサー102、可変利得増幅器104、遮断コンデンサー(blocking capacitor)C1及びC2、及び一対の抵抗器R1及びR2によって形成されるバイアス供給源を備えている。ギルバートセルミキサー102は、3つの差動接続されたトランジスタ対Q1−Q2、Q3−Q4、及びQ5−Q6、電流源I1、及び一対の抵抗器R3及びR4を備えている。当業者は、ギルバートセルミキサー102の操作、入力電流のミキシングを行う電流スイッチ又はスイッチングクオード(switching quad)105(トランジスタクオード(transistor qurd)Q1〜Q4により形成)及び線形トランスコンダクター103(一対のトランジスタQ5〜Q6により形成)により定義される機能性をよく知っている。
【0004】
入力信号Vinは、トランジスタQ5及びQ6のベースに接続され、これにより、線形トランスコンダクター(linear transconductor)103はVinを電流信号に切り替える。居所的な発信器信号LOは差動トランジスタ対Q1−Q2及びQ3−Q4のベースに接続される。遮断コンデンサーC1及びC2は、LO信号のDCバイアスを分離するのに役立つ。
【0005】
ミキサー102の操作方法は後述する。トランスコンダクター103からの電流信号は、局所的な発信器信号LOの周波数で+1及び−1に基づき増幅される。斯かる周波数の+1及び−1は局所的な発信器信号LOの周波数で局所的な発信器信号LOがスイッチングクオード105のON及びOFFを切り替えることにより生成する。負荷への出力電流の結果(ここで負荷とはR3及びR4による利便性のために表されている)は、周波数の和と差で、特に、局所的な発信器信号LO及び入力信号Vinの周波数で信号を阻止する電流である。一般的に、和と差の信号の一方のみが後で使用され、それ以外は単純なフィルタリング(図1には図示せず)により排除される。従って、ミキサー102は、局所的な発信器信号LOと入力信号Vinと周波数が、入力信号Vinをミキサー出力終端M1及びM2の新しい異なる信号へと変換する基本的な増幅器として認識される。
【0006】
アプリケーションによると、可変利得関数はラジオトランシーバでミキサー関数の先又は後のどちかで使用され得るであろう。伝送アプリケーションにおいて、ミキサーはアンコンバータとして使用される。即ち、入力は一般的に0〜20MHz及び10〜400MHzのベースバンド(baseband)又は中間の周波数(If)のどちらかであろう。ミキサーからの出力信号は、より高いRF周波数であろう。一般的に、ミキサー前の可変利得関数は、If可変利得と呼ばれ、ミキサー後の可変利得関数はRF可変利得と呼ばれる。
【0007】
従来技術のギルバートセルミキサーにおいては、入力トランスコンダクターの利得が電流源I1の利得制御により変化され得ることを特徴とするIf可変利得が実現する。しかしながら、図1において、私たちは、RF可変利得制御関数(ミキサー後に実行される利得関数等)を図示する。従って、ミキサーの終端M1及びM2により生成された異なる信号は、可変利得増幅器104の入力に接続される。図1に図示された増幅器104は、単に可変利得増幅器を制御した電圧の単なる概念上の説明である。即ち、電圧Vgcを制御することにより、増幅器104の利得を制御する。
【0008】
従来技術の図2は、一般的な可変利得増幅器104をより詳細に表した概略図である。図2の増幅器104は、三つで差動接続された(differentially connected)トランジスタ対Q7−Q8、Q9−Q10及びQ11−Q12、一対の抵抗器R5及びR6、第二電流源I2を含む。ミキサーの出力M1及びM2は、トランジスタQ7及びQ8のベースに接続されている。トランジスタQ7及びQ8のエミッタは、第2電流源I2の第1終端で接続されている。従って、M1及びM2の電圧信号は、トランジスタ対Q7−Q8により形成される別のトランスコンダクタンス手段(transconduction stage)により再び電流信号に変換される。当業者は、無数の態様で使用可能な線形トランスコンダクタンス手段として認識するであろう。
【0009】
制御電圧Vgcは、トランジスタ対Q9−Q10及びQ11−Q12のベースに接続されている。Q9及びQ10のエミッタはトランジスタQ7のコレクタに接続されている。Q11及びQ12のエミッタは、トランジスタQ8のコレクタに接続されている。トランジスタQ9及びQ12のコレクタと抵抗器R5及びR6の第一終端は供給電圧Vccに接続されている。抵抗器R5の第二終端はトランジスタQ10のコレクタに接続され、抵抗器R6の第二終端はトランジスタQ11のコレクタに接続されている。出力信号Ofは、従ってQ10及びQ11のコレクタで生成される。
【0010】
従来技術の代表例として、図1及び図2に図示したミキシング及び利得回路100は数々の欠点を有する。一つの主要な欠点は、二つのトランスコンダクタンス手段(Q5〜Q6及びQ7〜Q8等)により導かれる非線形である。別の深刻な欠点は、電流源I1及びI2に基づくパワーロスである。このパワーロスは2.7V(及び低電圧下)と低温での操作環境下で特有の問題である。
【0011】
図3に、従来技術の第2ミキシングと利得制御回路200を図示する。仮に、ギルバートセルミキサー102がトランジスタ対Q9−Q10及びQ11−Q12に直列に接続されたならば、回路200にはトランジスタ対Q7及びQ8により形成される第2トランスコンダクタンス手段は不必要であるという認識により駆動される。そうすると、図3に示すように、利得制御電圧信号Vgcを直接にギルバートセルミキサー102を介して電流を制御し得る。これは、第2電流源I2を排除することによりパワー効率を改良するのと同様に第2トランスコンダクタンス手段により導かれる非線形を排除する。
【0012】
回路図200の線形性及びパワー効率の改良は自由ではない。図3の可変利得増幅器と直列に接続されたギルバートセルミキサー102は、4つのトランジスタの電圧降下(voltage drop)を被る回路を形成し、特に、3つのトランジスタはギルバートセルミキサー102を横切る際に降下し、1つのトランジスタは一対のトランジスタQ9−Q10とQ11−Q12を横切る際に降下する。これは、低電圧源が問題である回路200を利用する。
【0013】
必要とされるのは、多様なトランスコンダクタンス手段のパワーの非効率性と非線形性が欠如したミキサー及び可変利得増幅器である。更に、低電圧源で適切に操作可能なミキサーと可変利得増幅器である。
【0014】
(発明の開示)
本明細書において本発明は、“スイッチング手段”、及び“ステアリング手段”と称する平列接続(parallel coupling)を説明する。その結果、一つの合併された回路としてミキサーと可変利得増幅器回路を配置する。本発明に係る合併された可変利得ミキサーのために必要なパワーのみ及び基礎的なミキサー関数のトランスコンダクタンスのみ利用するミキシング及び利得効率を提供する(その結果、従来技術による回路の付加的なトランスコンダクタンス手段により導かれる非線形性が排除される)。更に、ここで説明された合併された可変利得ミキサーにおいて基本的なミキサー関数により要求される以外の付加的な上部空間は必要とされない。本発明は一重及び二重に平行された配置の両方のAC及びDC接続され合併された可変利得ミキサーを含む合併された可変利得ミキサーの多様性を考慮する。
【0015】
例えば、本発明に係る一実施態様は、平行に接続された電流操作装置(又は手段)及びスィッチング装置(又は手段)を備えた合併された可変利得ミキサーを教示する。スィッチング装置は、出力対で出力信号Ofを生成するための第1入力対に加える発信器信号LO及び第2入力対に加える入力信号Ifに反応しやすい。出力信号Ofは、入力信号If及び信号LOの両方の関数である出力周波数及び入力信号Ifの関数である振幅を有するであろう。電流操作装置は入力電圧源に接続された供給電圧Vcc及び電流操作装置の第1入力対との間の制御入力電圧と電流を加える制御電圧Vgcの関数として制御可能である。スイッチング装置の第2入力対及び電流操作装置の第1入力対は相互に接続され、これにより、電流操作装置は、供給電圧Vccからの電流部であるスイッチング装置及びダンピング(dumping)から離れた入力信号Ifの電流部を操作することにより、出力信号Ofを低減させ得る。
【0016】
異なる手段は、異なる配置の多様性に適用し得るだろう。例えば、二重に平行され合併された可変利得ミキサーにおいて、ミキシング手段は4つのトランジスタを備えたミキシングクオード(mixing quad)及び別の4つのトランジスタを備えた操作型クオードからなる操作手段として形成され得る。或いは、一重に平行され合併された可変利得ミキサーにおいて、ミキシング手段は、他のトランジスタ対により形成されるステアリング手段及びトランジスタ対により形成される。
【0017】
本発明は出力信号Ofを生成するための入力信号Ifを可変増幅及びミキシングするための方法も教示する。斯かる方法は、入力周波数と入力電流を有する入力信号Ifを受ける工程、局所発信器信号を受ける工程、利得制御電圧Vgcを受ける工程、前記利得制御電圧Vgcと前記局所発信器信号との関数としての前記入力電流の一部を吸収する工程、低減した入力電流を有する低減した入力信号を生成する工程、且つ、前記低減した入力信号、前記入力周波数、及び前記局所発信器信号の関数である出力信号Ofを生成する工程を有する。
【0018】
(本発明を実施するための最良の形態)
本明細書において本発明は、一重に合併された回路として可変利得増幅器回路及びミキサーの配置である“スイッチング手段”(switching stage)及び“電流操作手段”(current steering stage)と称する平列接続(parallel coupling)を説明する。本発明に係る合併された可変利得ミキサーのために必要なパワーのみ及び基礎的なミキサー関数のトランスコンダクタンスのみ利用するミキシング及び利得効率を提供する(その結果、従来技術による回路の付加的なトランスコンダクタンス手段により導かれる非線形性が排除される)。更に、ここで説明された合併された可変利得ミキサーにおいて基礎的なミキサー関数により要求される以外の付加的な上部空間は必要とされない。本質的に本発明は、ほとんど自由な可変利得関数を提供する。“ほとんど”とは、局所的な発信器信号LOで必要とされる大きな力により、個別に提供される基礎的なミキサー関数と比較するとLO回路によるパワーの消費量がやや大きい。
【0019】
図4に、本発明に係る一実施形態に基づくAC接続され二重に平行され合併された可変利得ミキサー300(double balanced merged variable gain mixers)が図示されている。図4の合併された可変利得ミキサー300は、4つのトランジスタQ1、Q2、Q3及びQ4を備えたスイッチングクオード(switching quad)と、4つのトランジスタQ5、Q6、Q7及びQ8を備えた操作クオード(steering quad)とを備えている。トランジスタQ1及びQ2のベースは、相互に接続され、更にDC遮断コンデンサーC1を介して局所的な発信器の信号のための第1入力LO1に接続されている。トランジスタQ3及びQ4のベースは、相互に接続され、更にDC遮断コンデンサーC2を介して局所的な発信器の信号のための第2入力LO2に接続されている。トランジスタQ1、Q3、Q5及びQ6のエミッタは相互に接続され、差動入力信号電流Ifのために第1入力IF1を形成している。トランジスタQ2、Q4、Q7及びQ8のエミッタは相互に接続され、入力信号Ifのための第2入力を形成している。
【0020】
トランジスタQ5及びQ8のベースは相互に接続され、更にDC遮断コンデンサーC3を介して第1発信器入力LO1と、抵抗器R1とR4を介して制御電圧Vb+Vgcの両方に接続されている。トランジスタQ6及びQ7のベースは相互に接続されDC遮断コンデンサーC4を介して第2発信器の信号LO2と、抵抗器R2及びR3を介して制御電圧Vb+Vgcの両方に接続されている。LO1及びLO2は局所的な発信器信号LOの差動部を構成すると認識される。バイアス電流は、抵抗器R5及びR6を介して、個々にトランジスタQ1及びQ2のベースとトランジスタQ3及びQ4のベースに接続されている。
【0021】
合併された可変利得ミキサー300は、一般的に、後述するように操作される。最大利得(最小低減等)を達成するために、制御電圧Vgcは、操作型クオードトランジスタQ5〜Q8に分けられるように適応される。完全に分けられた時、出力信号Ofを操作するための全ての電流に代えて、これらのトランジスタを介して取り除かれる電流は存在しない。普通のミキサーと比較して、合併された可変利得ミキサー300を操作する状態を記載する。
【0022】
出力信号Ofを低減させるために、制御電圧Vgcは、トランジスタ対Q1−Q5、Q3−Q6、Q4−Q7、及びQ2−Q8の間の制限されたオフセットを作るために適応される。局所的な発信器信号LOのAC接続及びDCオフセットの結合は制御されたオフセットが動的になるようにする。即ち、オフセットは、全LOサイクルの所要時間において維持される。斯かる動的効果は、スイッチングの間中、入力電流の一部を、スイッチされた出力電流から離れて転送又は操作されるようにする。操作電流は、例えば直接に電流源へ流れるように、本質的に浪費される。操作電流量は、制御されたオフセットに依存する。
【0023】
一般的なラジオトランシーバーにおいては、該トランシーバーは一般的に出力電流及び制御電圧間で思考上の線形関係(log−linear relationship)を得ることが好ましい。当業者にとって、斯かる関係を奏するために必要な制御回路はよく知られ、且つ、当業者は従来技術の制御回路により本発明に係る合併された可変利得ミキサーを使用し得るだろう。
【0024】
合併された可変利得ミキサー300において、遮断コンデンサーC1〜C4は、局所的な発信器回路の考慮しているDCからスイッチングクオードを分離するのに役立つ。しかしながら、局所的な発信器回路もスイッチングクオードを駆動するためのバイアス信号を有する様に構成され、従って、抵抗器R5及びR6を介してバイアス信号を供給する必要性を排除する。斯かる場合において、遮断コンデンサーC1〜C4は取り除かれ、且つ、分離された局所的な発信信号LOを介して導かれる2つのクオード間のオフセット電圧は制御されなければならない。適切な実施の形態はここでは図示されていない。
【0025】
図5には本発明の別の実施の形態に係るDC接続され二重に平行され接続され合併された可変利得ミキサー400が図示されている。合併された可変利得ミキサー400は、DC接続された局所的な発信器回路を使用するために構成されている。従って、図5の可変利得ミキサー400では遮断コンデンサーは必要とされない。他の全ての点においては、合併された可変利得ミキサー400は、図4の合併された可変利得ミキサー300同様の配置と操作で実現し得る。
【0026】
2つのLO波形LO1及びLO2はAC特性に関する限りにおいて実質的に等しい。しかしながら、制御回路を介して導かれるオフセットにより、平均値は異なる。斯かる動的オフセットは、スイッチングの間中の電流操作において、既に記述したのと同じ方法で、正確に作用する。斯かる出力電流と入力電流間の関係を、よく知られた方程式で示す。
Iout/Iin=A×{1/(1+exp(Vcontrol/Vt))}
AはLOスイッチングによるミキサーの変換利得に依存する定数である。Vcontrolは、維持スイッチング装置と補助的な操作装置との間のオフセット電圧であり、且つVtはよく知られた関係Vt=kT/σ により与えられる温度電圧である。
【0027】
Vcontrol>4×Vt(25℃において約100mV)、スイッチング装置及び操作装置によってもたらされる全電流は、LOサイクル中の全ての点で遮断される。これは、最大利得の点である。Vcontrol=Vtの時、利得は最大利得の値の2分の1に減少する。Vt未満では、利得は実質的に、急激に減少する。
【0028】
本発明のある特徴を更に強調するために、図5にスイッチング装置402を単独で表したスイッチングクオード及び電流操作装置404を単独で表した操作クオードを備えた合併された可変利得ミキサー400を示す。図から明らかなように、スイッチング装置402及び電流操作装置404が平行に接続されている。従って、本発明に係る合併された可変利得ミキサーは、同一又は同様な配置(スイッチングトランジスタ等)の単体のミキサーと比較して供給電圧又は電流に関する付加的な制約はない。当業者は本発明の本質は、上述の改良された特性を有する合併された可変利得ミキサーを形成するための適切なスイッチング装置を備えた適切な電流操作装置を接続するために使用され得ることだと認識するであろう。
【0029】
前記の記載は、二重に平行された配置の合併された可変利得ミキサーに着目した。しかしながら、本発明は、更にAC及びDC両方に接続された一重に平行され合併された可変利得ミキサーについて考慮する。図7は、DC接続され一重に平行された可変利得ミキサー600の概略図を提供する一方、図6は、AC接続された一重に平行された可変利得ミキサー500の概略図を提供する。
【0030】
前述した合併された可変利得ミキサー同様、各々可変利得ミキサー500及び600は、ステアリング手段に平行に接続されたスイッチング手段を有する。しかしながら、一重に平行に合併された可変利得ミキサーを実行するためには、4つのトランジスタ(8つに対応させるものとして)のみが必要とされることを記載する。図6及び図7を参照して、二重に平行され接続された可変利得ミキサーの前述の記載の類似方法により、当業者は容易に本発明に係る一重に平行された可変利得ミキサーの操作と実施を理解するであろう。
【0031】
本発明に係る合併された可変利得ミキサーは、局所的な発信器回路上で大きなパワーを要求する。例えば、図4及び図5の実施の形態では局所的な発信器回路が8つのトランジスタを駆動しなくてはならないのに対して、従来技術を示す図1においては、発信器回路は4つのトランジスタのみで駆動しなければならない。これは重要な制限ではない。
【0032】
ここでは、本発明に係るいくつかの実施の形態のみを詳細に記述したが、本発明は本発明の概念又は範囲から逸脱しない多くの他の特別の形態において実施され得ることを理解されるべきであろう。
【0033】
例えば、図においてトランジスタを表示するために使用した記号は、一般的にバイポーラタイプのトランジスタ技術を表すのに使用されている。しかしながら、MOSFETのように電圧降下トランジスタ(FET)が本発明に適していると認識されるであろう。
【0034】
更に、認識されるように、本発明はアップ及びダウン切り替えミキサー両方の実施での使用に適する。
【0035】
従って、本発明の実施例及び実施形態は、図示したものであり、制限するものではないと考えられ、本発明は、ここに述べた詳細に制限されることなく、添付した請求の範囲の範囲内において改良することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図1】
従来技術を示す図1は、従来型の可変利得増幅器回路及びミキサーの概略図である。
【図2】
従来技術を示す図2は、図1の可変利得増幅器のより詳細な概略図である。
【図3】
従来技術を示す図3は、ミキサー及び可変利得増幅器との別の従来型の接続による概略図である。
【図4】
図4は、本発明に係る一実施形態に従うAC接続され二重に平行され合併された可変利得ミキサーの概略図である。
【図5】
図5は、本発明に係る別の実施形態に従うDC接続されと二重に平行され合併された可変利得ミキサーの概略図である。
【図6】
図6は、本発明に係る更に別の実施形態に従うAC接続され一重に平行され合併された可変利得ミキサーの概略図である。
【図7】
図7は、本発明の分離した実施形態に従うDC接続され二重に平行され合併された可変利得ミキサーの概略図である。
【符号の説明】
300、400 合併された可変利得ミキサー
402 スイッチング装置
404 電流操作装置
500、600 可変利得ミキサー
If 入力信号
Of 出力信号
Vcc 供給電圧
Vgc 制御電圧
C1、C2、C3、C4 遮断コンデンサー
R1、R2、R3、R4 、R5、R6 抵抗器
Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8 トランジスタ
(技術分野)
本発明は、信号のミキシング(mixing)及び増幅又低減する回路に関する。より具体的には、本発明は、合併された可変利得ミキサー(merged variable gain mixers)の多様性及び変化しやすい入力信号の増幅と低減に関する。
【0002】
(背景技術)
多数のエレクトロニクスアプリケーションは、ミクシング関数(mixing function)及び可変利得関数(variable gain function)との両方を有する入力周波数信号のプロセスを要求する。例えば、一般的なワイアレスコミュニケーションシステムの送信機及び受信機とは、要望される入力信号を操作するための分離ミキサー(separate mixer)及び可変利得ミキサーを利用する。多数のアプリケーションにおいて、このような回路は、低電圧源(例えば、2.7ボルト、V)及び非常に低温(例えば、−40℃)において操作しなければならない。
【0003】
図1に、要望される出力信号Voutを生成するために入力信号Vinをミキシング及び可変増幅するために適切な従来技術のミクシングと利得制御回路100を示す。前記回路100は、いわゆるギルバートセルミキサー102、可変利得増幅器104、遮断コンデンサー(blocking capacitor)C1及びC2、及び一対の抵抗器R1及びR2によって形成されるバイアス供給源を備えている。ギルバートセルミキサー102は、3つの差動接続されたトランジスタ対Q1−Q2、Q3−Q4、及びQ5−Q6、電流源I1、及び一対の抵抗器R3及びR4を備えている。当業者は、ギルバートセルミキサー102の操作、入力電流のミキシングを行う電流スイッチ又はスイッチングクオード(switching quad)105(トランジスタクオード(transistor qurd)Q1〜Q4により形成)及び線形トランスコンダクター103(一対のトランジスタQ5〜Q6により形成)により定義される機能性をよく知っている。
【0004】
入力信号Vinは、トランジスタQ5及びQ6のベースに接続され、これにより、線形トランスコンダクター(linear transconductor)103はVinを電流信号に切り替える。居所的な発信器信号LOは差動トランジスタ対Q1−Q2及びQ3−Q4のベースに接続される。遮断コンデンサーC1及びC2は、LO信号のDCバイアスを分離するのに役立つ。
【0005】
ミキサー102の操作方法は後述する。トランスコンダクター103からの電流信号は、局所的な発信器信号LOの周波数で+1及び−1に基づき増幅される。斯かる周波数の+1及び−1は局所的な発信器信号LOの周波数で局所的な発信器信号LOがスイッチングクオード105のON及びOFFを切り替えることにより生成する。負荷への出力電流の結果(ここで負荷とはR3及びR4による利便性のために表されている)は、周波数の和と差で、特に、局所的な発信器信号LO及び入力信号Vinの周波数で信号を阻止する電流である。一般的に、和と差の信号の一方のみが後で使用され、それ以外は単純なフィルタリング(図1には図示せず)により排除される。従って、ミキサー102は、局所的な発信器信号LOと入力信号Vinと周波数が、入力信号Vinをミキサー出力終端M1及びM2の新しい異なる信号へと変換する基本的な増幅器として認識される。
【0006】
アプリケーションによると、可変利得関数はラジオトランシーバでミキサー関数の先又は後のどちかで使用され得るであろう。伝送アプリケーションにおいて、ミキサーはアンコンバータとして使用される。即ち、入力は一般的に0〜20MHz及び10〜400MHzのベースバンド(baseband)又は中間の周波数(If)のどちらかであろう。ミキサーからの出力信号は、より高いRF周波数であろう。一般的に、ミキサー前の可変利得関数は、If可変利得と呼ばれ、ミキサー後の可変利得関数はRF可変利得と呼ばれる。
【0007】
従来技術のギルバートセルミキサーにおいては、入力トランスコンダクターの利得が電流源I1の利得制御により変化され得ることを特徴とするIf可変利得が実現する。しかしながら、図1において、私たちは、RF可変利得制御関数(ミキサー後に実行される利得関数等)を図示する。従って、ミキサーの終端M1及びM2により生成された異なる信号は、可変利得増幅器104の入力に接続される。図1に図示された増幅器104は、単に可変利得増幅器を制御した電圧の単なる概念上の説明である。即ち、電圧Vgcを制御することにより、増幅器104の利得を制御する。
【0008】
従来技術の図2は、一般的な可変利得増幅器104をより詳細に表した概略図である。図2の増幅器104は、三つで差動接続された(differentially connected)トランジスタ対Q7−Q8、Q9−Q10及びQ11−Q12、一対の抵抗器R5及びR6、第二電流源I2を含む。ミキサーの出力M1及びM2は、トランジスタQ7及びQ8のベースに接続されている。トランジスタQ7及びQ8のエミッタは、第2電流源I2の第1終端で接続されている。従って、M1及びM2の電圧信号は、トランジスタ対Q7−Q8により形成される別のトランスコンダクタンス手段(transconduction stage)により再び電流信号に変換される。当業者は、無数の態様で使用可能な線形トランスコンダクタンス手段として認識するであろう。
【0009】
制御電圧Vgcは、トランジスタ対Q9−Q10及びQ11−Q12のベースに接続されている。Q9及びQ10のエミッタはトランジスタQ7のコレクタに接続されている。Q11及びQ12のエミッタは、トランジスタQ8のコレクタに接続されている。トランジスタQ9及びQ12のコレクタと抵抗器R5及びR6の第一終端は供給電圧Vccに接続されている。抵抗器R5の第二終端はトランジスタQ10のコレクタに接続され、抵抗器R6の第二終端はトランジスタQ11のコレクタに接続されている。出力信号Ofは、従ってQ10及びQ11のコレクタで生成される。
【0010】
従来技術の代表例として、図1及び図2に図示したミキシング及び利得回路100は数々の欠点を有する。一つの主要な欠点は、二つのトランスコンダクタンス手段(Q5〜Q6及びQ7〜Q8等)により導かれる非線形である。別の深刻な欠点は、電流源I1及びI2に基づくパワーロスである。このパワーロスは2.7V(及び低電圧下)と低温での操作環境下で特有の問題である。
【0011】
図3に、従来技術の第2ミキシングと利得制御回路200を図示する。仮に、ギルバートセルミキサー102がトランジスタ対Q9−Q10及びQ11−Q12に直列に接続されたならば、回路200にはトランジスタ対Q7及びQ8により形成される第2トランスコンダクタンス手段は不必要であるという認識により駆動される。そうすると、図3に示すように、利得制御電圧信号Vgcを直接にギルバートセルミキサー102を介して電流を制御し得る。これは、第2電流源I2を排除することによりパワー効率を改良するのと同様に第2トランスコンダクタンス手段により導かれる非線形を排除する。
【0012】
回路図200の線形性及びパワー効率の改良は自由ではない。図3の可変利得増幅器と直列に接続されたギルバートセルミキサー102は、4つのトランジスタの電圧降下(voltage drop)を被る回路を形成し、特に、3つのトランジスタはギルバートセルミキサー102を横切る際に降下し、1つのトランジスタは一対のトランジスタQ9−Q10とQ11−Q12を横切る際に降下する。これは、低電圧源が問題である回路200を利用する。
【0013】
必要とされるのは、多様なトランスコンダクタンス手段のパワーの非効率性と非線形性が欠如したミキサー及び可変利得増幅器である。更に、低電圧源で適切に操作可能なミキサーと可変利得増幅器である。
【0014】
(発明の開示)
本明細書において本発明は、“スイッチング手段”、及び“ステアリング手段”と称する平列接続(parallel coupling)を説明する。その結果、一つの合併された回路としてミキサーと可変利得増幅器回路を配置する。本発明に係る合併された可変利得ミキサーのために必要なパワーのみ及び基礎的なミキサー関数のトランスコンダクタンスのみ利用するミキシング及び利得効率を提供する(その結果、従来技術による回路の付加的なトランスコンダクタンス手段により導かれる非線形性が排除される)。更に、ここで説明された合併された可変利得ミキサーにおいて基本的なミキサー関数により要求される以外の付加的な上部空間は必要とされない。本発明は一重及び二重に平行された配置の両方のAC及びDC接続され合併された可変利得ミキサーを含む合併された可変利得ミキサーの多様性を考慮する。
【0015】
例えば、本発明に係る一実施態様は、平行に接続された電流操作装置(又は手段)及びスィッチング装置(又は手段)を備えた合併された可変利得ミキサーを教示する。スィッチング装置は、出力対で出力信号Ofを生成するための第1入力対に加える発信器信号LO及び第2入力対に加える入力信号Ifに反応しやすい。出力信号Ofは、入力信号If及び信号LOの両方の関数である出力周波数及び入力信号Ifの関数である振幅を有するであろう。電流操作装置は入力電圧源に接続された供給電圧Vcc及び電流操作装置の第1入力対との間の制御入力電圧と電流を加える制御電圧Vgcの関数として制御可能である。スイッチング装置の第2入力対及び電流操作装置の第1入力対は相互に接続され、これにより、電流操作装置は、供給電圧Vccからの電流部であるスイッチング装置及びダンピング(dumping)から離れた入力信号Ifの電流部を操作することにより、出力信号Ofを低減させ得る。
【0016】
異なる手段は、異なる配置の多様性に適用し得るだろう。例えば、二重に平行され合併された可変利得ミキサーにおいて、ミキシング手段は4つのトランジスタを備えたミキシングクオード(mixing quad)及び別の4つのトランジスタを備えた操作型クオードからなる操作手段として形成され得る。或いは、一重に平行され合併された可変利得ミキサーにおいて、ミキシング手段は、他のトランジスタ対により形成されるステアリング手段及びトランジスタ対により形成される。
【0017】
本発明は出力信号Ofを生成するための入力信号Ifを可変増幅及びミキシングするための方法も教示する。斯かる方法は、入力周波数と入力電流を有する入力信号Ifを受ける工程、局所発信器信号を受ける工程、利得制御電圧Vgcを受ける工程、前記利得制御電圧Vgcと前記局所発信器信号との関数としての前記入力電流の一部を吸収する工程、低減した入力電流を有する低減した入力信号を生成する工程、且つ、前記低減した入力信号、前記入力周波数、及び前記局所発信器信号の関数である出力信号Ofを生成する工程を有する。
【0018】
(本発明を実施するための最良の形態)
本明細書において本発明は、一重に合併された回路として可変利得増幅器回路及びミキサーの配置である“スイッチング手段”(switching stage)及び“電流操作手段”(current steering stage)と称する平列接続(parallel coupling)を説明する。本発明に係る合併された可変利得ミキサーのために必要なパワーのみ及び基礎的なミキサー関数のトランスコンダクタンスのみ利用するミキシング及び利得効率を提供する(その結果、従来技術による回路の付加的なトランスコンダクタンス手段により導かれる非線形性が排除される)。更に、ここで説明された合併された可変利得ミキサーにおいて基礎的なミキサー関数により要求される以外の付加的な上部空間は必要とされない。本質的に本発明は、ほとんど自由な可変利得関数を提供する。“ほとんど”とは、局所的な発信器信号LOで必要とされる大きな力により、個別に提供される基礎的なミキサー関数と比較するとLO回路によるパワーの消費量がやや大きい。
【0019】
図4に、本発明に係る一実施形態に基づくAC接続され二重に平行され合併された可変利得ミキサー300(double balanced merged variable gain mixers)が図示されている。図4の合併された可変利得ミキサー300は、4つのトランジスタQ1、Q2、Q3及びQ4を備えたスイッチングクオード(switching quad)と、4つのトランジスタQ5、Q6、Q7及びQ8を備えた操作クオード(steering quad)とを備えている。トランジスタQ1及びQ2のベースは、相互に接続され、更にDC遮断コンデンサーC1を介して局所的な発信器の信号のための第1入力LO1に接続されている。トランジスタQ3及びQ4のベースは、相互に接続され、更にDC遮断コンデンサーC2を介して局所的な発信器の信号のための第2入力LO2に接続されている。トランジスタQ1、Q3、Q5及びQ6のエミッタは相互に接続され、差動入力信号電流Ifのために第1入力IF1を形成している。トランジスタQ2、Q4、Q7及びQ8のエミッタは相互に接続され、入力信号Ifのための第2入力を形成している。
【0020】
トランジスタQ5及びQ8のベースは相互に接続され、更にDC遮断コンデンサーC3を介して第1発信器入力LO1と、抵抗器R1とR4を介して制御電圧Vb+Vgcの両方に接続されている。トランジスタQ6及びQ7のベースは相互に接続されDC遮断コンデンサーC4を介して第2発信器の信号LO2と、抵抗器R2及びR3を介して制御電圧Vb+Vgcの両方に接続されている。LO1及びLO2は局所的な発信器信号LOの差動部を構成すると認識される。バイアス電流は、抵抗器R5及びR6を介して、個々にトランジスタQ1及びQ2のベースとトランジスタQ3及びQ4のベースに接続されている。
【0021】
合併された可変利得ミキサー300は、一般的に、後述するように操作される。最大利得(最小低減等)を達成するために、制御電圧Vgcは、操作型クオードトランジスタQ5〜Q8に分けられるように適応される。完全に分けられた時、出力信号Ofを操作するための全ての電流に代えて、これらのトランジスタを介して取り除かれる電流は存在しない。普通のミキサーと比較して、合併された可変利得ミキサー300を操作する状態を記載する。
【0022】
出力信号Ofを低減させるために、制御電圧Vgcは、トランジスタ対Q1−Q5、Q3−Q6、Q4−Q7、及びQ2−Q8の間の制限されたオフセットを作るために適応される。局所的な発信器信号LOのAC接続及びDCオフセットの結合は制御されたオフセットが動的になるようにする。即ち、オフセットは、全LOサイクルの所要時間において維持される。斯かる動的効果は、スイッチングの間中、入力電流の一部を、スイッチされた出力電流から離れて転送又は操作されるようにする。操作電流は、例えば直接に電流源へ流れるように、本質的に浪費される。操作電流量は、制御されたオフセットに依存する。
【0023】
一般的なラジオトランシーバーにおいては、該トランシーバーは一般的に出力電流及び制御電圧間で思考上の線形関係(log−linear relationship)を得ることが好ましい。当業者にとって、斯かる関係を奏するために必要な制御回路はよく知られ、且つ、当業者は従来技術の制御回路により本発明に係る合併された可変利得ミキサーを使用し得るだろう。
【0024】
合併された可変利得ミキサー300において、遮断コンデンサーC1〜C4は、局所的な発信器回路の考慮しているDCからスイッチングクオードを分離するのに役立つ。しかしながら、局所的な発信器回路もスイッチングクオードを駆動するためのバイアス信号を有する様に構成され、従って、抵抗器R5及びR6を介してバイアス信号を供給する必要性を排除する。斯かる場合において、遮断コンデンサーC1〜C4は取り除かれ、且つ、分離された局所的な発信信号LOを介して導かれる2つのクオード間のオフセット電圧は制御されなければならない。適切な実施の形態はここでは図示されていない。
【0025】
図5には本発明の別の実施の形態に係るDC接続され二重に平行され接続され合併された可変利得ミキサー400が図示されている。合併された可変利得ミキサー400は、DC接続された局所的な発信器回路を使用するために構成されている。従って、図5の可変利得ミキサー400では遮断コンデンサーは必要とされない。他の全ての点においては、合併された可変利得ミキサー400は、図4の合併された可変利得ミキサー300同様の配置と操作で実現し得る。
【0026】
2つのLO波形LO1及びLO2はAC特性に関する限りにおいて実質的に等しい。しかしながら、制御回路を介して導かれるオフセットにより、平均値は異なる。斯かる動的オフセットは、スイッチングの間中の電流操作において、既に記述したのと同じ方法で、正確に作用する。斯かる出力電流と入力電流間の関係を、よく知られた方程式で示す。
Iout/Iin=A×{1/(1+exp(Vcontrol/Vt))}
AはLOスイッチングによるミキサーの変換利得に依存する定数である。Vcontrolは、維持スイッチング装置と補助的な操作装置との間のオフセット電圧であり、且つVtはよく知られた関係Vt=kT/σ により与えられる温度電圧である。
【0027】
Vcontrol>4×Vt(25℃において約100mV)、スイッチング装置及び操作装置によってもたらされる全電流は、LOサイクル中の全ての点で遮断される。これは、最大利得の点である。Vcontrol=Vtの時、利得は最大利得の値の2分の1に減少する。Vt未満では、利得は実質的に、急激に減少する。
【0028】
本発明のある特徴を更に強調するために、図5にスイッチング装置402を単独で表したスイッチングクオード及び電流操作装置404を単独で表した操作クオードを備えた合併された可変利得ミキサー400を示す。図から明らかなように、スイッチング装置402及び電流操作装置404が平行に接続されている。従って、本発明に係る合併された可変利得ミキサーは、同一又は同様な配置(スイッチングトランジスタ等)の単体のミキサーと比較して供給電圧又は電流に関する付加的な制約はない。当業者は本発明の本質は、上述の改良された特性を有する合併された可変利得ミキサーを形成するための適切なスイッチング装置を備えた適切な電流操作装置を接続するために使用され得ることだと認識するであろう。
【0029】
前記の記載は、二重に平行された配置の合併された可変利得ミキサーに着目した。しかしながら、本発明は、更にAC及びDC両方に接続された一重に平行され合併された可変利得ミキサーについて考慮する。図7は、DC接続され一重に平行された可変利得ミキサー600の概略図を提供する一方、図6は、AC接続された一重に平行された可変利得ミキサー500の概略図を提供する。
【0030】
前述した合併された可変利得ミキサー同様、各々可変利得ミキサー500及び600は、ステアリング手段に平行に接続されたスイッチング手段を有する。しかしながら、一重に平行に合併された可変利得ミキサーを実行するためには、4つのトランジスタ(8つに対応させるものとして)のみが必要とされることを記載する。図6及び図7を参照して、二重に平行され接続された可変利得ミキサーの前述の記載の類似方法により、当業者は容易に本発明に係る一重に平行された可変利得ミキサーの操作と実施を理解するであろう。
【0031】
本発明に係る合併された可変利得ミキサーは、局所的な発信器回路上で大きなパワーを要求する。例えば、図4及び図5の実施の形態では局所的な発信器回路が8つのトランジスタを駆動しなくてはならないのに対して、従来技術を示す図1においては、発信器回路は4つのトランジスタのみで駆動しなければならない。これは重要な制限ではない。
【0032】
ここでは、本発明に係るいくつかの実施の形態のみを詳細に記述したが、本発明は本発明の概念又は範囲から逸脱しない多くの他の特別の形態において実施され得ることを理解されるべきであろう。
【0033】
例えば、図においてトランジスタを表示するために使用した記号は、一般的にバイポーラタイプのトランジスタ技術を表すのに使用されている。しかしながら、MOSFETのように電圧降下トランジスタ(FET)が本発明に適していると認識されるであろう。
【0034】
更に、認識されるように、本発明はアップ及びダウン切り替えミキサー両方の実施での使用に適する。
【0035】
従って、本発明の実施例及び実施形態は、図示したものであり、制限するものではないと考えられ、本発明は、ここに述べた詳細に制限されることなく、添付した請求の範囲の範囲内において改良することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図1】
従来技術を示す図1は、従来型の可変利得増幅器回路及びミキサーの概略図である。
【図2】
従来技術を示す図2は、図1の可変利得増幅器のより詳細な概略図である。
【図3】
従来技術を示す図3は、ミキサー及び可変利得増幅器との別の従来型の接続による概略図である。
【図4】
図4は、本発明に係る一実施形態に従うAC接続され二重に平行され合併された可変利得ミキサーの概略図である。
【図5】
図5は、本発明に係る別の実施形態に従うDC接続されと二重に平行され合併された可変利得ミキサーの概略図である。
【図6】
図6は、本発明に係る更に別の実施形態に従うAC接続され一重に平行され合併された可変利得ミキサーの概略図である。
【図7】
図7は、本発明の分離した実施形態に従うDC接続され二重に平行され合併された可変利得ミキサーの概略図である。
【符号の説明】
300、400 合併された可変利得ミキサー
402 スイッチング装置
404 電流操作装置
500、600 可変利得ミキサー
If 入力信号
Of 出力信号
Vcc 供給電圧
Vgc 制御電圧
C1、C2、C3、C4 遮断コンデンサー
R1、R2、R3、R4 、R5、R6 抵抗器
Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8 トランジスタ
Claims (25)
- 第1及び第2入力対及び出力対を有するスイッチング装置と、第1入力対、入力電圧源、及び入力制御電圧を有する電流操作装置を備えた合併された可変利得ミキサーであって、前記スイッチング装置は、出力信号Ofを前記出力対で生成するための第2入力対に加えた第1入力対及び入力信号Ifに加えた信号LOに応答し易く、前記出力信号Ofは、信号LO及び入力信号If両方の関数である前記入力信号If及び出力周波数の関数である振幅を有し、
前記電流操作装置は、入力電圧源に接続された供給電圧Vccと前記電流操作装置の第1入力対との間の電流を入力制御電圧で加えられた制御電圧Vgcの関数として制御可能であり、
前記スイッチング装置の第2入力対及び電流操作装置の第1入力対は相互に接続され、従って、前記電流操作装置は、供給電圧Vccへの電流部である前記スイッチング装置及びダンピングから離れた前記入力信号Ifの電流操作部により前記出力信号Ofを低減し得ることを特徴とする合併された可変利得ミキサー。 - 前記スイッチング装置は、4つのトランジスタQ1、Q2、Q3及びQ4を備え、前記トランジスタQ1及びQ2のベースは前記スイッチング装置の第1入力対の第1終端に接続され、前記トランジスタQ3及びQ4のベースはスイッチング装置の第1入力対の第2終端に接続され、前記トランジスタQ1及びQ3のエミッタは前記スイッチング装置の第2入力対の第1終端に接続され、前記トランジスタQ2及びQ4のエミッタは前記スイッチング装置の第2対の第2終端に接続され、前記トランジスタQ1及びQ4のコレクタは前記スイッチング装置の出力対の第1終端に接続され、前記トランジスタQ2及びQ3のコレクタは前記スイッチング装置の出力対の第2終端に接続されることを特徴とする請求項1記載の合併された可変利得ミキサー。
- 前記4つのトランジスタQ1、Q2、Q3及びQ4は、バイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項2記載の合併された可変利得ミキサー。
- 前記4つのトランジスタQ1、Q2、Q3及びQ4は、電界効果トランジスタであることを特徴とする請求項2記載の合併された可変利得ミキサー。
- 前記電流操作装置は、更に前記スイッチング装置の第1入力対に接続された第2入力対を備えることを特徴とする請求項2記載の合併された可変利得ミキサー。
- 前記電流操作装置は、4つのトランジスタQ5、Q6、Q7及びQ8を備え、前記トランジスタQ5及びQ8のベースは前記スイッチング装置の第1入力対の第1終端に接続され、前記トランジスタQ5及びQ8のベースは更に抵抗器R1を介して前記入力制御電圧に接続され、前記Q6のベースは抵抗器R2を介して前記入力制御電圧に接続され、前記Q7のベースは抵抗器R3を介して前記入力制御電圧に接続され、前記トランジスタQ5、Q6、Q7及びQ8のコレクタは前記入力電圧源で相互に接続され、前記トランジスタQ5とQ6のエミッタは前記スイッチング装置の第2入力対の第1終端で相互に接続され、及び前記トランジスタQ7及びQ8のエミッタは前記スイッチング装置の第2入力対の第2終端で相互に接続されることを特徴とする請求項2記載の合併された可変利得ミキサー。
- 前記4つのトランジスタQ5、Q6、Q7及びQ8は、バイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項6記載の合併された可変利得ミキサー。
- 前記4つのトランジスタQ5、Q6、Q7及びQ8は、電界効果トランジスタであることを特徴とする請求項6記載の合併された可変利得ミキサー。
- 二重に平行された構造を備えた合併された可変利得ミキサーであって、前記合併された可変利得ミキサーは、4つのトランジスタQ1、Q2、Q3及びQ4を有するミキシングクオードと、4つのトランジスタQ5、Q6、Q7及びQ8を有するギルバート電流操作クオードとを備え、
前記トランジスタQ1及びQ2のベースは第1終端に接続され、前記トランジスタQ3及びQ4のベースは第2終端に接続され、前記トランジスタQ1及びQ3のエミッタは第3終端に接続され、前記トランジスタQ2及びQ4のエミッタは第4終端に接続され、前記トランジスタQ1及びQ4のコレクタは第5終端に接続され、前記トランジスタQ2及びQ3のコレクタは第6終端に接続され、
前記トランジスタQ5及びQ8のベースは第6終端に接続され、前記トランジスタQ5及びQ8のベースは更に抵抗器R1を介して入力制御電圧に接続され、前記Q6のベースは抵抗器R2を介して前記入力制御電圧に接続され、前記Q7のベースは抵抗器R3を介して前記入力制御電圧に接続され、前記トランジスタQ5、Q6、Q7及びQ8のコレクタは入力電圧源で相互に接続され、前記トランジスタQ5及びQ6のエミッタは第3終端で相互に接続され、前記トランジスタQ7及びQ8のエミッタは第3終端で相互に接続されることを特徴とする合併された可変利得ミキサー。 - 更に、第1遮断コンデンサーは第1終端を第1局所発信器終端に電気的に接続し、第2遮断コンデンサーは第2終端を第2局所発信器終端に電気的に接続することを特徴とする請求項9記載の合併された可変利得ミキサー。
- 更に、第3遮断コンデンサーは、第7終端を第1局所発信器終端に電気的に接続し、第4遮断コンデンサーはトランジスタQ6及びQ7のベースを第2局所発信器終端に電気的に接続することを特徴とする請求項10記載の合併された可変利得ミキサー。
- 前記トランジスタはバイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項9記載の合併された可変利得ミキサー。
- 前記トランジスタは電界効果トランジスタであることを特徴とする請求項9記載の合併された可変利得ミキサー。
- 更に、前記トランジスタQ1、Q2、Q3及びQ4のベースでバイアス信号を供給することができるバイアス装置を備えることを特徴とする請求項9記載の合併された可変利得ミキサー。
- 前記バイアス装置は、バイアス電圧Vbと、前記バイアス電圧Vbを前記トランジスタQ1及びQ2のベースに接続する抵抗器R5と、前記バイアス電源Vbを前記トランジスタQ3及びQ4のベースに接続する抵抗器R6とを備えることを特徴とする請求項14記載の合併された可変利得ミキサー。
- 一重に平行された構造を備えた合併された可変利得ミキサーであって、前記合併された可変利得ミキサーは、
2つのトランジスタQ1及びQ2を有するミキシング手段と、
2つのトランジスタQ3及びQ4を有する電流操作手段とを備え、
前記ミキシング手段及び電流操作手段は平行に接続され、前記トランジスタQ1、Q2、Q3及びQ4の前記エミッタは相互に接続されて入力電流終端を形成し、前記Q3及びQ4のコレクタは入力電圧源で相互に接続され、前記トランジスタQ1及びQ2のコレクタは出力終端を形成することを特徴とする合併された可変利得ミキサー。 - 前記合併された可変利得ミキサーは、AC接続された合併された可変利得ミキサーとして使用するために配置され、前記トランジスタQ1及びQ2のベースはDCバイアスを供給され、更に一対のDC遮断コンデンサーを介して局所発信器信号に接続され、前記トランジスタQ3とQ4のベースは前記可変利得ミキサーの前記利得を制御するのに適したDCバイアス及び制御信号を供給されることを特徴とする請求項16記載の合併された可変利得ミキサー。
- 前記合併された可変利得ミキサーは、異なる役割LO1及びLO2を構成する局所発信器信号LOによりスイッチされたDC接続された合併された可変利得ミキサーとして使用するために配置され、前記局所発信器信号LOは、DCバイアス及び利得制御信号を有し、前記Q1及びQ2のベースはLO1に差動接続され、トランジスタQ3及びQ4のベースはLO2に差動接続されることを特徴とする請求項16記載の合併された可変利得ミキサー。
- 前記トランジスタQ1、Q2、Q3及びQ4は、バイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項16記載の合併された可変利得ミキサー。
- 前記トランジスタQ1、Q2、Q3及びQ4は、電界効果トランジスタであることを特徴とする請求項16記載の合併された可変利得ミキサー。
- 出力信号Ofを生成するための入力信号Ifをミキシング及び可変増幅する方法であって、前記方法は、
入力周波数と入力電流を有する入力信号Ifを受ける工程、
局所発信器信号を受ける工程、
利得制御電圧Vgcを受ける工程、
前記利得制御電圧Vgcと前記局所発信器信号との関数としての前記入力電流の一部を吸収する工程、低減した入力電流を有する低減した入力信号を生成する工程、且つ、
前記低減した入力信号、前記入力周波数、及び前記局所発信器信号の関数である出力信号Ofを生成する工程とを備えることを特徴とする方法。 - 前記制御電圧Vgcは、前記低減した前記入力電流が前記入力電流に実質的に等しく選択され得ることを特徴とする請求項21記載の方法。
- 前記信号Ofを生成する工程は、一定値により前記低減した入力電流を増幅する工程とを備えることを特徴とする請求項21記載の方法。
- 前記一定値とは、1つであることを特徴とする請求項23記載の方法。
- 前記一定値とは、1つより多いことを特徴とする請求項23記載の方法。
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