JP2004320368A - 増幅回路及び送信装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】広帯域での均一な位相制御又は利得制御の少なくとも一方の制御が可能であり、デバイスの増加に伴う信号品質の劣化が小さく、かつ、調整が簡単で小型で安価に構成すること。
【解決手段】ローカル周波数発振器１０６は、位相可変器１０３及び利得可変器１０４を備えたプリディストータ１０１にローカル信号を入力する。位相可変器１０３は、外部から入力される制御信号により前記ローカル信号の位相を変化させる。利得可変器１０４は、外部から入力される制御信号により前記ローカル信号の振幅を変化させる。周波数変換器１０２は、増幅回路１００に入力される希望信号と、ローカル周波数発振器１０６から出力されるローカル信号とを掛け合わせて希望信号の周波数を変換する。フィルタ１０７は、周波数変換された希望信号のみを通過させる。ローカル信号の位相制御及び利得制御により高出力増幅器１０５の位相歪み及び電力歪みを抑圧する。
【選択図】 図１
【解決手段】ローカル周波数発振器１０６は、位相可変器１０３及び利得可変器１０４を備えたプリディストータ１０１にローカル信号を入力する。位相可変器１０３は、外部から入力される制御信号により前記ローカル信号の位相を変化させる。利得可変器１０４は、外部から入力される制御信号により前記ローカル信号の振幅を変化させる。周波数変換器１０２は、増幅回路１００に入力される希望信号と、ローカル周波数発振器１０６から出力されるローカル信号とを掛け合わせて希望信号の周波数を変換する。フィルタ１０７は、周波数変換された希望信号のみを通過させる。ローカル信号の位相制御及び利得制御により高出力増幅器１０５の位相歪み及び電力歪みを抑圧する。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高周波増幅器において発生する位相歪み及び振幅歪みを低減する歪み補償回路を備えた増幅回路及び送信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
移動体通信システムの送信装置に用いられる高周波増幅器の入出力特性は、理想的には入力信号の電力あるいは周波数により出力信号の位相及び増幅器の利得が変化しないことが望ましい。しかしながら、この種の送信装置における実際の増幅器は、入力電力の増加に伴って増幅器の利得が減少するとともに出力信号の位相が変化する特性をもつため出力信号の位相歪み及び振幅歪みが発生する。このため、このような増幅器を有する送信装置においては、その出力信号の位相歪み及び振幅歪みによって、その伝送信号周波数近傍の周波数に漏洩電力が現れる。この漏洩電力は、他のチャネルの伝送信号においては妨害波となってしまうため抑圧する必要がある。しかしながら、この漏洩電力は、伝送信号周波数の近傍に発生するためにフィルタでの抑圧が難しい。そこで、この種の従来の送信装置では、歪み補償される増幅器と逆の入出力特性を持つ歪み補償回路を使用して、その出力信号の位相歪み及び振幅歪みの発生を抑制するようにしている。このような歪み補償回路を使用している送信装置は、増幅器の飽和電力付近まで出力信号の利得及び位相の変化を小さくできるので、線形に近い特性を得ることができ、漏洩電力を抑圧することができる。
【０００３】
図９に、従来の送信装置１０の一例を示す。この送信装置１０は、図９に示すように、送信用の高出力増幅器１１、高出力増幅器１１において生じる信号歪みを補償する歪み補償回路（プリディストータ）１２、周波数変換手段１５、局部発振器１６、変調回路１７及びアンテナ１８を具備している。周波数変換手段１５は、局部発振器１６からのローカル信号を受けて送信信号をマイクロ周波数信号に周波数変換する。
【０００４】
この送信装置１０のプリディストータ１２は、高出力増幅器１１よりも前段に設けられており、変調回路１７からの入力信号の位相を調整する可変位相器１３と、変調回路１７からの入力信号の振幅を調整する可変利得器１４とを具備している。このプリディストータ１２は、高出力増幅器１１により発生する信号歪みが最小となるように変調回路１７からの入力信号の位相及び振幅を調整する。つまり、このプリディストータ１２は、高出力増幅器１１より発生する信号歪みに対し等振幅で逆位相となるように、可変位相器１３及び可変利得器１４により変調回路１７からの入力信号の位相及び振幅を調整する（例えば、特許文献１参照）。
【０００５】
図１０は、この種のプリディストータとしてダイオードを利用した従来の歪み補償回路の一例を示す回路図である。図１０に示すように、歪み補償回路２０は、ダイオード２１、キャパシタ２２、入力整合回路２３及び出力整合回路２４を具備している。図１０において、ダイオード２１とキャパシタ２２とは互いに並列に接続されている。入力整合回路２３は、ダイオード２１とキャパシタ２２との並列接続回路の入力端子に接続されている。また、出力整合回路２４は、ダイオード２１とキャパシタ２２との並列接続回路の出力端子に接続されている。図１１は、ダイオード２１とキャパシタ２２の並列接続回路の入力電力に対する利得及び通過位相特性を示す特性図である。図１１に示すように、ダイオード２１とキャパシタ２２の並列接続回路は、その入力電力の増加に伴って出力信号の利得が増加するとともに出力信号の位相が遅れる特性を有している。そこで、この歪み補償回路２０では、ダイオード２１に加える順方向電圧を変化させて、ダイオード２１の後段に設けられる高出力増幅器（図示せず）の歪み特性を逆特性になるように調整することにより、高出力増幅器より発生する信号歪みを抑えている（例えば、特許文献２参照）。
【０００６】
【特許文献１】
特開平７−２６４０８２号公報
【特許文献２】
特開平９−２３２９０１号公報
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、移動体通信システムの分野においては、高速伝送を実現するために広帯域な通信帯域幅の送信装置が求められている。この広帯域な通信帯域幅の送信装置では、その信号ラインに配設する可変位相器として、広帯域な希望周波数帯の位相を均一に変化させることができる可変位相器を必要としている。しかしながら、従来の送信装置においては、広帯域な希望周波数帯の位相を均一に変化させることができる可変位相器の実現が難しいという問題があった。この問題は可変利得器についても同様である。また、例えば、複数の周波数チャネルを利用する送信装置においては、前記可変位相器の位相特性の直線性を満足できる周波数帯域幅が狭いため各周波数チャネルにおいて同等の性能を満足することが難しいという問題があった。
【０００８】
また、この種の従来の送信装置では、そのプリディストータの可変位相器及び可変利得器によって挿入損失が発生するため、この挿入損失を補うための増幅器等のデバイスを追加する必要がある。このため、従来の送信装置では、増幅器等のデバイスの追加によるＮＦ劣化及び歪み成分の増加に伴う信号品質の劣化を招くとともに、回路規模が増大してコストアップとなるという問題があった。また、従来の送信装置では、入出力信号が広帯域なため、可変位相器及び可変利得器の通過損失が周波数特性を持つ場合、この通過損失を補償する手段も必要となり、回路規模が更に大きくなるという問題があった。
【０００９】
また、ディジタル信号処理で位相制御及び利得制御を行う送信装置の場合には、実運用時の信号より更に振幅を大きくする必要があるため、分解能を保持するために広いダイナミックレンジを持ったデジタルアナログコンバータが必要となり、コストアップになるという問題がある。
【００１０】
また、広帯域な通信帯域幅を有する送信装置では、広帯域の信号を扱うのでベースバンド部での信号処理も高速となるため、その位相制御を行う場合でも、高価な高速型デバイスの回路規模が増大してコストアップに繋がるという問題がある。
【００１１】
一方、図１０に示すようなダイオード２１を利用した歪み補償回路２０を有する増幅回路においては、増幅器と逆の入出力特性を歪み補償回路２０に持たせているため、微調整が困難な高周波回路におけるバイアス調整、キャパシタの容量値の調整及び入出力の整合調整が必要となり、調整工数に多くの時間を費やすという問題がある。また、このような歪み補償回路２０を有する増幅回路では、そのダイオード２１の特性の依存性が強く、その振幅特性及び位相特性の独立した調整が難しくなるため、十分な歪み補償効果が得られないという問題がある。また、この歪み補償回路２０を有する増幅回路では、その周波数を変更する場合、ダイオード２１の変更を必要とするおそれがあるという問題がある。
【００１２】
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、広帯域での均一な位相制御又は利得制御の少なくとも一方の制御が可能であり、デバイスの増加に伴う信号品質の劣化が小さく、かつ、調整が簡単で小型で安価な増幅回路及び送信装置を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の増幅回路は、ローカル信号を出力するローカル周波数発振手段と、入力される希望信号と前記ローカル信号とを掛け合わせて前記希望信号の周波数を変換する周波数変換手段と、前記周波数変換手段により変換された前記希望信号の周波数のみを通過させるフィルタと、前記希望信号を増幅する高出力増幅器と、を具備し、かつ、外部から入力される制御信号に基づいて前記ローカル信号の位相を変化させる位相可変手段と、外部から入力される制御信号に基づいて前記ローカル信号の振幅を変化させる利得可変手段とのうちの、少なくとも一方を具備する構成を採る。
【００１４】
この構成によれば、前記ローカル周波数発振手段より出力されるローカル信号が、前記位相可変手段と前記利得可変手段とのうちの少なくとも一方を有するプリディストータを介して前記周波数変換手段に入力される。ここで、前記ローカル信号のローカル信号ラインには帯域は必要ないので、前記ローカル信号の位相及び振幅（利得）を個々に変化させることにより、周波数変換した希望信号の位相又は振幅の少なくとも一方を任意に独立して制御できるようになる。従って、この構成によれば、前記希望信号の位相又は振幅の少なくとも一方を、広帯域のすべての周波数において一定の利得又は位相変化となるように容易に制御できるようになる。また、この構成によれば、前記希望信号の振幅及び位相の調整が簡単になる。すなわち、一般に、アナログ調整デバイスを広帯域で動作させる場合、帯域内のインピーダンス整合及び帯域内偏差修正等の調整が必要になる。これに対し、前記ローカル信号の制御では帯域は必要ないので、この構成においては、広帯域のデバイスに比べて前記希望信号の振幅及び位相の調整を容易に行うことができる。ところで、前記可変位相器及び前記可変利得器を設けた場合には、挿入損失が発生するため、この挿入損失を補うための増幅器等のデバイスを追加する必要がある。しかし、このような増幅器等のデバイスを追加すると、ＮＦ劣化、歪み成分の増加に伴う信号品質の劣化を招く。これに対し、この構成では、一般に前記ローカル信号ラインにＭＩＸの入力レベルに合わせた増幅器を置くので、損失補償用の増幅器等のデバイスが不要になり信号品質の劣化が小さくなる。なお、広帯域の可変位相器及び広帯域の可変利得器は高価であり大型となる傾向がある。また、制御器損失を補償する増幅器を取り付けた増幅回路は高価で大型となる傾向がある。これに対し、この構成では、前記ローカル信号ラインには帯域は必要ないので、小型で安価な狭帯域の可変位相器及び可変利得器により前記ローカル信号の位相及び振幅（利得）を個々に変化させることができるようになる。
【００１５】
請求項２記載の増幅回路は、請求項１記載の増幅回路において、前記高出力増幅器より発生する信号歪みに対し等振幅で逆位相となるように前記位相可変手段及び利得可変手段を制御する制御装置を具備する構成を採る。
【００１６】
この構成によれば、請求項１記載の発明の作用効果に加え、前記制御装置により前記位相可変手段及び利得可変手段を制御することで、前記高出力増幅器より発生する出力信号の位相歪み及び振幅歪みを容易に補償することができるようになる。
【００１７】
請求項３記載の増幅回路は、請求項１又は２記載の増幅回路において、前記位相可変手段は飽和領域内の動作での入力電力によって位相特性が変化する第１の可変利得増幅器を有し、前記利得可変手段は前記第１の可変利得増幅器からの入力電力を前記飽和領域内で変化させる第２の可変利得増幅器を有する構成を採る。
【００１８】
この構成によれば、前記増幅回路に用いられる歪み補償回路の更なる小型化及び低コスト化が可能になる。すなわち、前記第１の可変利得増幅器及び前記第２の可変利得増幅器として使用する可変増幅器は、一般に、汎用品として多くの可変増幅器が提供されており、これらは安価で小型なものが多い。この構成では、上記位相可変手段及び利得可変手段を、小型で安価な可変利得増幅器に置き換えた構成を採っているので、増幅回路の歪み補償回路を更に小型で安価に構成することができる。
【００１９】
請求項４記載の送信装置は、請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の増幅回路を具備する構成を採る。
【００２０】
この構成によれば、前記増幅回路を小型で安価に構成できるので、送信装置を小型化及び低コスト化することができる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
本発明の骨子は、外部から入力される制御信号に基づいて位相可変手段及び利得可変手段を制御して、ローカル周波数発振手段から出力されるローカル信号の位相及び振幅を変化させることである。
【００２２】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【００２３】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る増幅回路の構成を示すブロック図である。
【００２４】
図１に示すように、本発明の実施の形態１に係る増幅回路１００は、プリディストータ１０１、高出力増幅器１０５、ローカル周波数発振器１０６及びフィルタ１０７を具備している。歪み補償回路であるプリディストータ１０１は、位相可変手段としての位相可変器１０３及び利得可変手段としての利得可変器１０４を備えている。プリディストータ１０１のローカル信号ラインには、プリディストータ１０１にローカル信号を入力するローカル周波数発振手段としてのローカル周波数発振器１０６が設けられている。位相可変器１０３は、外部から入力される制御信号によりローカル信号の位相を変化させる。利得可変器１０４は、外部から入力される制御信号によりローカル信号の振幅を変化させる。
【００２５】
周波数変換手段としての周波数変換器１０２は、増幅回路１００に入力される希望信号と、ローカル周波数発振器１０６から出力されるローカル信号とを掛け合わせて希望信号の周波数を変換する。
【００２６】
増幅回路１００のプリディストータ１０１の出力端子には、周波数変換された希望信号を増幅する高出力増幅器１０５がフィルタ１０７を介して接続されている。フィルタ１０７は、周波数変換された希望信号のみを通過させる。
【００２７】
この増幅回路１００は、図１に示すように、高出力増幅器１０５よりも前段に、高出力増幅器１０５で生じる信号歪みを補償するためのプリディストータ１０１を設けたものである。このプリディストータ１０１は、希望周波数を変換するとともに、外部から入力される制御信号により前記ローカル信号の位相及び利得を任意に独立して変化させることができる。
【００２８】
次に、このプリディストータ１０１により周波数変換した希望信号の位相及び利得を任意に独立して制御できる原理について説明する。
【００２９】
図１において、周波数変換器１０２は、例えばダイオードとする。図２は、ダイオード２０１を用いた周波数変換器１０２を示す回路図である。この周波数変換器１０２は、ダイオード２０１の入力端子に希望入力信号とローカル信号とが入力され、ダイオード２０１の出力端子から出力信号を出力する。
【００３０】
ここで、ダイオード２０１のＩ−Ｖ特性は、一般に次の（式１）で表される。
【数１】
【００３１】
この（式１）において、Ｉｓはダイオードの飽和電流を示し、ｑは電子の電荷を示し、ＶはＰＮ接合への印加電圧を示し、ηは１〜２の定数であり、ｋはボルツマン定数であり、Ｔは絶対温度である。
ＰＮ接合に印加される電圧が、次の（式２）のように直流バイアスＶｏと微小な交流電圧δＶとの和であるとする。
【数２】
【００３２】
この（式２）を前記（式１）に代入してＴａｙｌｏｒ展開を行うと、次の（式３）のようになる。
【数３】
【００３３】
この（式３）において、Ｉｏは直流バイアス電流であり、δＩは微小な交流電流である。この（式３）の各項を、次の（式４）に置き換える。
【数４】
【００３４】
この（式４）を前記（式３）に代入して整理すると、（式３）は次の（式５）のように表される。
【数５】
【００３５】
図２において、ダイオード２０１に印加される交流電圧ｖを次の（式６）で表す。
【数６】
【００３６】
この（式６）を前記（式５）に代入して展開すると、次の（式７）のようになる。
【数７】
【００３７】
この（式７）のなかに、和と差の項があり、ダイオード２０１が周波数変換器１０２として動作していることがわかる。なお、この場合には希望周波数成分以外にも様々な周波数成分を生じていることも分かるが、これらの周波数成分はフィルタ１０７によって抑圧することができる。その結果、ダイオード２０１を通過する信号は、次の（式８）で表される。
【数８】
【００３８】
この（式８）において、振幅はＶＬＯ・ＶＲＦで表され、位相はωＲＦ＋ωＬＯ＋θで表されており、前記ローカル信号の位相及び振幅を個々に変化させることにより、周波数変換した希望信号の位相及び振幅を独立して制御できることが分かる。
【００３９】
これにより、外部から入力される制御信号に基づいてプリディストータ１０１の位相可変器１０３及び利得可変器１０４を制御することによって、高出力増幅器１０５へ入力する希望信号の振幅及び位相を任意に制御できることが分かる。
【００４０】
また、前記（式８）より、前記希望信号は、すべての周波数において一定の利得及び位相の変化となることが分かる。
【００４１】
このように、本発明の実施の形態１によれば、広帯域において均一な位相制御及び利得制御が可能であり、調整が簡単なデバイスの増加に伴う信号品質の劣化が小さい小型で安価なプリディストータ１０１を実現できる。また、本発明の実施の形態１によれば、プリディストータ１０１を用いることにより、広帯域での動作が可能で小型で安価な低歪みの増幅回路１００を実現できるようになる。
【００４２】
（実施の形態２）
次に、本発明の実施の形態２について、図面を参照して説明する。
【００４３】
図３は、本発明の実施の形態２に係る増幅回路の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態２においては、本発明の実施の形態１と同一の構成要素には同じ符号が付されて、その説明が省略される。
【００４４】
図３に示すように、本発明の実施の形態２に係る増幅回路３００は、プリディストータ１０１、高出力増幅器１０５、ローカル周波数発振器１０６、フィルタ１０７、方向性結合器３０８、検波器３０９及び制御装置３１０を具備している。
【００４５】
方向性結合器３０８には、増幅回路３００への入力信号が入力される。この方向性結合器３０８の一方の出力は、プリディストータ１０１に入力される。また、方向性結合器３０８の他方の出力は、検波器３０９に入力される。制御装置３１０は、検波器３０９が検出した検出情報に基づいて、位相可変器１０３及び利得可変器１０４に制御信号を与える。
【００４６】
ここで、検波器３０９としては、例えば、検波用ダイオードを用いることができる。この検波器３０９は、方向性結合器３０８より分配された微小希望信号のレベルを検波して検出信号として電圧を出力する。
【００４７】
また、制御装置３１０は、高出力増幅器１０５より発生する信号歪みに対し等振幅で逆位相となるように、位相可変器１０３及び利得可変器１０４を制御する。この制御装置３１０は、検波器３０９より入力される検出信号に対応した制御値を記憶している記憶回路を持っており、この記憶回路に記憶されている制御値を参照することで、位相可変器１０３及び利得可変器１０４へ送る制御信号を決定する。
【００４８】
例えば、制御装置３１０の記憶回路には、高出力増幅器１０５より発生する信号歪みに対し等振幅で逆位相となるような制御値を予め書き込んでおく。制御装置３１０は、この制御値を参照して位相可変器１０３及び利得可変器１０４へ送る制御信号を決定する。この決定した制御信号に基づいて位相可変器１０３及び利得可変器１０４を制御することにより、高出力増幅器１０５より発生する漏洩電力を抑圧することができる。
【００４９】
このように、本発明の実施の形態２によれば、制御装置３１０により位相可変器１０３及び利得可変器１０４を制御することにより、高出力増幅器１０５より発生する出力信号の位相歪み及び振幅歪みを容易に補償することができるようになる。
【００５０】
図３に示した増幅回路３００は、プリディストータ１０１の前段に方向性結合器３０８を配設する構成を取っているが、位相可変器１０３及び利得可変器１０４を歪み補償が得られるように動作できる構成であればよく、この構成に限るものではない。
【００５１】
なお、本発明の実施の形態１、２に係る増幅回路１００又は３００においては、ローカル周波数発振器１０６より出力されるローカル信号の位相及び利得の両方を制御しているが、歪み補償の効果が得られれば位相又は利得のどちらか一方を制御するようにしてもよい。つまり、本発明の実施の形態１、２に係る増幅回路１００又は３００においては、例えば、位相可変器１０３によりローカル周波数発振器１０６より出力されるローカル信号の位相のみを制御し、従来の歪み補償回路と同様に入力信号の振幅を利得可変器１０４により制御するように構成してもよい。また、この増幅回路１００又は３００においては、利得可変器１０４によりローカル周波数発振器１０６より出力されるローカル信号の振幅のみを制御し、入力信号の位相を位相可変器１０３により制御するように構成してもよい。
【００５２】
（実施の形態３）
次に、本発明の実施の形態３について、図面を参照して説明する。
【００５３】
図４は、本発明の実施の形態３に係る増幅回路の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態３においては、本発明の実施の形態１と同一の構成要素には同じ符号が付されて、その説明が省略される。
【００５４】
図４に示すように、本発明の実施の形態３に係る増幅回路４００は、図１に示した増幅回路１００の位相可変器１０３を第１の可変利得増幅器４０３に置き換え、かつ、利得可変器１０４を第２の可変利得増幅器４０４に置き換えたものである。
【００５５】
この増幅回路４００のプリディストータ４０１は、第１の可変利得増幅器４０３及び第２の可変利得増幅器４０４を備えている。第１の可変利得増幅器４０３は、出力レベルにおける飽和領域内動作での入力レベルによって位相特性が変化し、飽和出力レベルが変化する。第２の可変利得増幅器４０４は、第１の可変利得増幅器４０３の入力レベルを飽和領域で変化させる。プリディストータ４０１は、第１の可変利得増幅器４０３の出力信号を第２の可変利得増幅器４０４に入力するように接続し、第２の可変利得増幅器４０４の出力信号を周波数変換器１０２に入力するように接続して構成されている。
【００５６】
この増幅回路４００の第２の可変利得増幅器４０４は、例えば、図５に示すように、増幅素子５０１及び可変減衰素子５０２を備えている。この第２の可変利得増幅器４０４は、増幅素子５０１の出力を可変減衰素子５０２に入力するように構成されている。このような構成の第２の可変利得増幅器４０４は、可変減衰素子５０２の制御により飽和出力レベルを制御することができる。
【００５７】
一般に、飽和領域内動作での増幅器の特性は、入力レベルの変動に対して出力信号の位相は大きく変動し、出力レベルは一定レベルへ収束する。このような増幅器の代表的な特性を図６に示す。図６において、横軸は入力レベルであり第１縦軸は出力レベルであり、第２縦軸は歪みのない信号の位相を基準としたときの位相差である。
【００５８】
増幅回路４００の第２の可変利得増幅器４０４では、増幅素子５０１が、例えば、図６に示されるような特性をもつ。つまり、増幅素子５０１の出力信号は、図６に実線Ａで示すように、ある入力レベル（図６ではａ１［ｄＢｍ］）より、入力レベルの増加に対して大きく位相が変化し始める傾向にある。この増幅素子５０１の場合には、入力レベルの増加に伴い、その出力信号の位相の進みが大きくなる。また、増幅素子５０１の出力信号の出力レベルは、図６に実線Ｂで示すように、ある入力レベル（図６ではａ２［ｄＢｍ］）より、入力レベルの増加に伴いｂ１［ｄＢｍ］へ収束する傾向となる。
【００５９】
また、第１の可変利得増幅器４０３は、例えば、一定の入力レベルに対して、図７に示すような特性を持つ。この第１の可変利得増幅器４０３では、その制御信号を例えば電圧とする。図７において、横軸は制御信号電圧であり、縦軸は出力レベルである。この第１の可変利得増幅器４０３は、その利得の可変範囲内において制御電圧を制御することにより、図７に実線Ｃで示すように、任意に出力レベルを変えることができる。
【００６０】
図４において、第１の可変利得増幅器４０３は、入力されたローカル信号を可変増幅して、レベル変換した信号を第２の可変利得増幅器４０４へ入力する。信号が入力された第２の可変利得増幅器４０４は、その増幅素子５０１の位相歪み特性により、入力レベル変化を位相変化に変換した信号を出力する（図６の破線Ａ参照）。このような第１の可変利得増幅器４０３の利得制御により、ローカル信号の位相制御が可能となる。
【００６１】
また、第２の可変利得増幅器４０４においては、可変減衰素子５０２を制御することにより、周波数変換器１０２へ入力するローカル信号の出力レベルの制御が可能となる（図６の実線Ｂ参照）。このような可変減衰素子５０２の制御により、ローカル信号の利得（振幅）制御が可能となる。
【００６２】
ここで、第１の可変利得増幅器４０３及び第２の可変利得増幅器４０４として使用する可変増幅器は、一般に、汎用品として多くの可変増幅器が提供されており、これらは安価で小型なものが多い。
【００６３】
従って、本発明の実施の形態３によれば、高価な位相可変器１０３及び利得可変器１０４を、安価な第１の可変利得増幅器４０３及び第２の可変利得増幅器４０３に置き換えた構成を採っているので、そのプリディストータ４０１の小型化及び低コスト化を実現することができる。
【００６４】
（実施の形態４）
次に、本発明の実施の形態４について、図面を参照して説明する。
【００６５】
図８は、本発明の実施の形態４に係る送信装置の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態２においては、本発明の実施の形態１と同一の構成要素には同じ符号が付されて、その説明が省略される。
【００６６】
図８に示すように、本発明の実施の形態４に係る送信装置８００は、その増幅回路として図１に示した増幅回路１００を有している。
【００６７】
この送信装置８００は、アンテナ８０１、変調器８０２、ＩＦ周波数変換器８０３、ＩＦローカル周波数発振器８０４、ＩＦフィルタ８０５及びＩＦ増幅器８０６を具備している。
【００６８】
図８において、アンテナ８０１は、増幅回路１００の高出力増幅器１０５に接続されており、高出力増幅器１０５から出力される送信信号を送信する。変調器８０２は、変調波信号を出力する。この変調器８０２から出力される変調波信号は、ＩＦ周波数帯へ周波数変換させるＩＦ周波数変換器８０３に入力される。このＩＦ周波数変換器８０３のローカル端子には、ＩＦローカル周波数を発振するＩＦローカル周波数発振器８０４の出力が入力されている。
【００６９】
また、ＩＦ周波数変換器８０３の出力は、希望ＩＦ信号を通過させるＩＦフィルタ８０５に入力されている。このＩＦフィルタ８０５の出力は、希望ＩＦ信号を増幅するＩＦ増幅器８０６に入力されている。そして、このＩＦ増幅器８０６の出力は、増幅回路１００に入力されている。
【００７０】
以上のように構成された送信装置８００は、次のように動作される。
【００７１】
図８において、変調器８０２より出力される変調波信号は、ＩＦ周波数変換器８０３によりＩＦ周波数帯の信号に変換される。このＩＦ周波数変換器８０３により変換されたＩＦ変調波信号は、ＩＦフィルタ８０５及びＩＦ増幅器８０６により、増幅回路１００への入力に最適な信号レベルに調整されて、その不用波が抑圧される。送信装置８００のプリディストータ１０１は、増幅回路１００に入力された信号を、高出力増幅器１０５より発生する漏洩電力を抑圧するように、変調波信号の位相及び振幅を制御する。また、プリディストータ１０１は、ＩＦ周波数変換器８０３により変換されたＩＦ変調波信号の周波数を送信周波数帯の周波数に変換する。
【００７２】
このように、ＩＦ周波数変換器８０３を必須の構成要素とするスーパーヘテロダイン方式の送信装置８００に、歪み補償回路であるプリディストータ１０１を備えた増幅回路１００を組み込むことにより、プリディストータ１０１で歪み補償を行いながら周波数変換を行うことができる。また、この送信装置８００の増幅回路１００は、前述したように、広帯域での動作が可能で小型で安価な低歪みの増幅回路であるので、送信装置８００の小型化及び低コスト化を図ることができる。
【００７３】
ここで、プリディストータ１０１は、変調波信号の振幅が高出力増幅器１０５の出力で低下するとき、その特性と逆特性を持たせるために信号振幅を増加するように動作する。つまり、このように変調波信号の振幅が高出力増幅器１０５の出力で低下するときには、プリディストータ１０１の出力の信号レベルの最大値が大きくなる。
【００７４】
このため、このプリディストータ１０１を、図９に示した従来の送信装置１０のように、変調器８０２とＩＦ周波数変換器８０３との間のＩＦ周波数ラインに設けた場合には、プリディストータ１０１と高出力増幅器１０５との間に設けられたデバイスの入力信号の最大振幅が通常運用時より大きくなる。従って、この場合には、プリディストータ１０１と高出力増幅器１０５との間に設けられたデバイスで信号に歪みが生じた場合に、高出力増幅器１０５の歪み補償が行えなくなる。このため、この場合には、プリディストータ１０１と高出力増幅器１０５との間に設けられたデバイスとして歪みのない特性が優れたものが必要となり、回路規模の増大及びコストアップを招くことになる。
【００７５】
これに対し、本発明の実施の形態４に係る送信装置８００は、そのプリディストータ１０１と高出力増幅器１０５との間のデバイスが、周波数変換された希望信号のみを通過させる安価で小型なフィルタ１０７のみであるので、その小型化及び低コスト化を実現できる。
【００７６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、広帯域での均一な位相制御及び利得制御が可能であり、デバイスの増加に伴う信号品質の劣化が小さく、かつ調整が簡単で小型で安価な増幅回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１に係る増幅回路の構成を示すブロック図
【図２】本発明の実施の形態１に係る増幅回路における周波数変換手段の回路図
【図３】本発明の実施の形態２に係る増幅回路の構成を示すブロック図
【図４】本発明の実施の形態３に係る増幅回路の構成を示すブロック図
【図５】本発明の実施の形態３に係る増幅回路における可変利得増幅器の回路図
【図６】本発明の実施の形態３に係る増幅回路における増幅器の入力レベルと出力レベル及び位相差特性との関係を説明するためのグラフ
【図７】本発明の実施の形態３に係る増幅回路における可変利得増幅器の制御電圧対飽和出力レベル特性を説明するための特性図
【図８】本発明の実施の形態４に係る送信装置の構成を示すブロック図
【図９】従来の歪み補償回路を備えた送信装置の構成を示すブロック図
【図１０】ダイオードを用いた従来の歪み補償回路の構成を示す模式図
【図１１】ダイオードを用いた従来の歪み補償回路における入力レベル及び出力レベルと位相差特性との関係を説明するための特性図
【符号の説明】
１００、３００、４００ 増幅回路
１０１ プリディストータ
１０２ 周波数変換器
１０３ 位相可変器
１０４ 利得可変器
１０５ 高出力増幅器
１０６ ローカル周波数発振器
１０７ フィルタ
３０８ 方向性結合器
３０９ 検波器
１１０ 制御装置
４０３ 第１の可変利得増幅器
４０４ 第２の可変利得増幅器
８０１ アンテナ
８０２ 変調器
８０３ ＩＦ周波数変換器
８０４ ＩＦローカル周波数発振器
８０５ ＩＦフィルタ
８０６ ＩＦ増幅器
【発明の属する技術分野】
本発明は、高周波増幅器において発生する位相歪み及び振幅歪みを低減する歪み補償回路を備えた増幅回路及び送信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
移動体通信システムの送信装置に用いられる高周波増幅器の入出力特性は、理想的には入力信号の電力あるいは周波数により出力信号の位相及び増幅器の利得が変化しないことが望ましい。しかしながら、この種の送信装置における実際の増幅器は、入力電力の増加に伴って増幅器の利得が減少するとともに出力信号の位相が変化する特性をもつため出力信号の位相歪み及び振幅歪みが発生する。このため、このような増幅器を有する送信装置においては、その出力信号の位相歪み及び振幅歪みによって、その伝送信号周波数近傍の周波数に漏洩電力が現れる。この漏洩電力は、他のチャネルの伝送信号においては妨害波となってしまうため抑圧する必要がある。しかしながら、この漏洩電力は、伝送信号周波数の近傍に発生するためにフィルタでの抑圧が難しい。そこで、この種の従来の送信装置では、歪み補償される増幅器と逆の入出力特性を持つ歪み補償回路を使用して、その出力信号の位相歪み及び振幅歪みの発生を抑制するようにしている。このような歪み補償回路を使用している送信装置は、増幅器の飽和電力付近まで出力信号の利得及び位相の変化を小さくできるので、線形に近い特性を得ることができ、漏洩電力を抑圧することができる。
【０００３】
図９に、従来の送信装置１０の一例を示す。この送信装置１０は、図９に示すように、送信用の高出力増幅器１１、高出力増幅器１１において生じる信号歪みを補償する歪み補償回路（プリディストータ）１２、周波数変換手段１５、局部発振器１６、変調回路１７及びアンテナ１８を具備している。周波数変換手段１５は、局部発振器１６からのローカル信号を受けて送信信号をマイクロ周波数信号に周波数変換する。
【０００４】
この送信装置１０のプリディストータ１２は、高出力増幅器１１よりも前段に設けられており、変調回路１７からの入力信号の位相を調整する可変位相器１３と、変調回路１７からの入力信号の振幅を調整する可変利得器１４とを具備している。このプリディストータ１２は、高出力増幅器１１により発生する信号歪みが最小となるように変調回路１７からの入力信号の位相及び振幅を調整する。つまり、このプリディストータ１２は、高出力増幅器１１より発生する信号歪みに対し等振幅で逆位相となるように、可変位相器１３及び可変利得器１４により変調回路１７からの入力信号の位相及び振幅を調整する（例えば、特許文献１参照）。
【０００５】
図１０は、この種のプリディストータとしてダイオードを利用した従来の歪み補償回路の一例を示す回路図である。図１０に示すように、歪み補償回路２０は、ダイオード２１、キャパシタ２２、入力整合回路２３及び出力整合回路２４を具備している。図１０において、ダイオード２１とキャパシタ２２とは互いに並列に接続されている。入力整合回路２３は、ダイオード２１とキャパシタ２２との並列接続回路の入力端子に接続されている。また、出力整合回路２４は、ダイオード２１とキャパシタ２２との並列接続回路の出力端子に接続されている。図１１は、ダイオード２１とキャパシタ２２の並列接続回路の入力電力に対する利得及び通過位相特性を示す特性図である。図１１に示すように、ダイオード２１とキャパシタ２２の並列接続回路は、その入力電力の増加に伴って出力信号の利得が増加するとともに出力信号の位相が遅れる特性を有している。そこで、この歪み補償回路２０では、ダイオード２１に加える順方向電圧を変化させて、ダイオード２１の後段に設けられる高出力増幅器（図示せず）の歪み特性を逆特性になるように調整することにより、高出力増幅器より発生する信号歪みを抑えている（例えば、特許文献２参照）。
【０００６】
【特許文献１】
特開平７−２６４０８２号公報
【特許文献２】
特開平９−２３２９０１号公報
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、移動体通信システムの分野においては、高速伝送を実現するために広帯域な通信帯域幅の送信装置が求められている。この広帯域な通信帯域幅の送信装置では、その信号ラインに配設する可変位相器として、広帯域な希望周波数帯の位相を均一に変化させることができる可変位相器を必要としている。しかしながら、従来の送信装置においては、広帯域な希望周波数帯の位相を均一に変化させることができる可変位相器の実現が難しいという問題があった。この問題は可変利得器についても同様である。また、例えば、複数の周波数チャネルを利用する送信装置においては、前記可変位相器の位相特性の直線性を満足できる周波数帯域幅が狭いため各周波数チャネルにおいて同等の性能を満足することが難しいという問題があった。
【０００８】
また、この種の従来の送信装置では、そのプリディストータの可変位相器及び可変利得器によって挿入損失が発生するため、この挿入損失を補うための増幅器等のデバイスを追加する必要がある。このため、従来の送信装置では、増幅器等のデバイスの追加によるＮＦ劣化及び歪み成分の増加に伴う信号品質の劣化を招くとともに、回路規模が増大してコストアップとなるという問題があった。また、従来の送信装置では、入出力信号が広帯域なため、可変位相器及び可変利得器の通過損失が周波数特性を持つ場合、この通過損失を補償する手段も必要となり、回路規模が更に大きくなるという問題があった。
【０００９】
また、ディジタル信号処理で位相制御及び利得制御を行う送信装置の場合には、実運用時の信号より更に振幅を大きくする必要があるため、分解能を保持するために広いダイナミックレンジを持ったデジタルアナログコンバータが必要となり、コストアップになるという問題がある。
【００１０】
また、広帯域な通信帯域幅を有する送信装置では、広帯域の信号を扱うのでベースバンド部での信号処理も高速となるため、その位相制御を行う場合でも、高価な高速型デバイスの回路規模が増大してコストアップに繋がるという問題がある。
【００１１】
一方、図１０に示すようなダイオード２１を利用した歪み補償回路２０を有する増幅回路においては、増幅器と逆の入出力特性を歪み補償回路２０に持たせているため、微調整が困難な高周波回路におけるバイアス調整、キャパシタの容量値の調整及び入出力の整合調整が必要となり、調整工数に多くの時間を費やすという問題がある。また、このような歪み補償回路２０を有する増幅回路では、そのダイオード２１の特性の依存性が強く、その振幅特性及び位相特性の独立した調整が難しくなるため、十分な歪み補償効果が得られないという問題がある。また、この歪み補償回路２０を有する増幅回路では、その周波数を変更する場合、ダイオード２１の変更を必要とするおそれがあるという問題がある。
【００１２】
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、広帯域での均一な位相制御又は利得制御の少なくとも一方の制御が可能であり、デバイスの増加に伴う信号品質の劣化が小さく、かつ、調整が簡単で小型で安価な増幅回路及び送信装置を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の増幅回路は、ローカル信号を出力するローカル周波数発振手段と、入力される希望信号と前記ローカル信号とを掛け合わせて前記希望信号の周波数を変換する周波数変換手段と、前記周波数変換手段により変換された前記希望信号の周波数のみを通過させるフィルタと、前記希望信号を増幅する高出力増幅器と、を具備し、かつ、外部から入力される制御信号に基づいて前記ローカル信号の位相を変化させる位相可変手段と、外部から入力される制御信号に基づいて前記ローカル信号の振幅を変化させる利得可変手段とのうちの、少なくとも一方を具備する構成を採る。
【００１４】
この構成によれば、前記ローカル周波数発振手段より出力されるローカル信号が、前記位相可変手段と前記利得可変手段とのうちの少なくとも一方を有するプリディストータを介して前記周波数変換手段に入力される。ここで、前記ローカル信号のローカル信号ラインには帯域は必要ないので、前記ローカル信号の位相及び振幅（利得）を個々に変化させることにより、周波数変換した希望信号の位相又は振幅の少なくとも一方を任意に独立して制御できるようになる。従って、この構成によれば、前記希望信号の位相又は振幅の少なくとも一方を、広帯域のすべての周波数において一定の利得又は位相変化となるように容易に制御できるようになる。また、この構成によれば、前記希望信号の振幅及び位相の調整が簡単になる。すなわち、一般に、アナログ調整デバイスを広帯域で動作させる場合、帯域内のインピーダンス整合及び帯域内偏差修正等の調整が必要になる。これに対し、前記ローカル信号の制御では帯域は必要ないので、この構成においては、広帯域のデバイスに比べて前記希望信号の振幅及び位相の調整を容易に行うことができる。ところで、前記可変位相器及び前記可変利得器を設けた場合には、挿入損失が発生するため、この挿入損失を補うための増幅器等のデバイスを追加する必要がある。しかし、このような増幅器等のデバイスを追加すると、ＮＦ劣化、歪み成分の増加に伴う信号品質の劣化を招く。これに対し、この構成では、一般に前記ローカル信号ラインにＭＩＸの入力レベルに合わせた増幅器を置くので、損失補償用の増幅器等のデバイスが不要になり信号品質の劣化が小さくなる。なお、広帯域の可変位相器及び広帯域の可変利得器は高価であり大型となる傾向がある。また、制御器損失を補償する増幅器を取り付けた増幅回路は高価で大型となる傾向がある。これに対し、この構成では、前記ローカル信号ラインには帯域は必要ないので、小型で安価な狭帯域の可変位相器及び可変利得器により前記ローカル信号の位相及び振幅（利得）を個々に変化させることができるようになる。
【００１５】
請求項２記載の増幅回路は、請求項１記載の増幅回路において、前記高出力増幅器より発生する信号歪みに対し等振幅で逆位相となるように前記位相可変手段及び利得可変手段を制御する制御装置を具備する構成を採る。
【００１６】
この構成によれば、請求項１記載の発明の作用効果に加え、前記制御装置により前記位相可変手段及び利得可変手段を制御することで、前記高出力増幅器より発生する出力信号の位相歪み及び振幅歪みを容易に補償することができるようになる。
【００１７】
請求項３記載の増幅回路は、請求項１又は２記載の増幅回路において、前記位相可変手段は飽和領域内の動作での入力電力によって位相特性が変化する第１の可変利得増幅器を有し、前記利得可変手段は前記第１の可変利得増幅器からの入力電力を前記飽和領域内で変化させる第２の可変利得増幅器を有する構成を採る。
【００１８】
この構成によれば、前記増幅回路に用いられる歪み補償回路の更なる小型化及び低コスト化が可能になる。すなわち、前記第１の可変利得増幅器及び前記第２の可変利得増幅器として使用する可変増幅器は、一般に、汎用品として多くの可変増幅器が提供されており、これらは安価で小型なものが多い。この構成では、上記位相可変手段及び利得可変手段を、小型で安価な可変利得増幅器に置き換えた構成を採っているので、増幅回路の歪み補償回路を更に小型で安価に構成することができる。
【００１９】
請求項４記載の送信装置は、請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の増幅回路を具備する構成を採る。
【００２０】
この構成によれば、前記増幅回路を小型で安価に構成できるので、送信装置を小型化及び低コスト化することができる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
本発明の骨子は、外部から入力される制御信号に基づいて位相可変手段及び利得可変手段を制御して、ローカル周波数発振手段から出力されるローカル信号の位相及び振幅を変化させることである。
【００２２】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【００２３】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る増幅回路の構成を示すブロック図である。
【００２４】
図１に示すように、本発明の実施の形態１に係る増幅回路１００は、プリディストータ１０１、高出力増幅器１０５、ローカル周波数発振器１０６及びフィルタ１０７を具備している。歪み補償回路であるプリディストータ１０１は、位相可変手段としての位相可変器１０３及び利得可変手段としての利得可変器１０４を備えている。プリディストータ１０１のローカル信号ラインには、プリディストータ１０１にローカル信号を入力するローカル周波数発振手段としてのローカル周波数発振器１０６が設けられている。位相可変器１０３は、外部から入力される制御信号によりローカル信号の位相を変化させる。利得可変器１０４は、外部から入力される制御信号によりローカル信号の振幅を変化させる。
【００２５】
周波数変換手段としての周波数変換器１０２は、増幅回路１００に入力される希望信号と、ローカル周波数発振器１０６から出力されるローカル信号とを掛け合わせて希望信号の周波数を変換する。
【００２６】
増幅回路１００のプリディストータ１０１の出力端子には、周波数変換された希望信号を増幅する高出力増幅器１０５がフィルタ１０７を介して接続されている。フィルタ１０７は、周波数変換された希望信号のみを通過させる。
【００２７】
この増幅回路１００は、図１に示すように、高出力増幅器１０５よりも前段に、高出力増幅器１０５で生じる信号歪みを補償するためのプリディストータ１０１を設けたものである。このプリディストータ１０１は、希望周波数を変換するとともに、外部から入力される制御信号により前記ローカル信号の位相及び利得を任意に独立して変化させることができる。
【００２８】
次に、このプリディストータ１０１により周波数変換した希望信号の位相及び利得を任意に独立して制御できる原理について説明する。
【００２９】
図１において、周波数変換器１０２は、例えばダイオードとする。図２は、ダイオード２０１を用いた周波数変換器１０２を示す回路図である。この周波数変換器１０２は、ダイオード２０１の入力端子に希望入力信号とローカル信号とが入力され、ダイオード２０１の出力端子から出力信号を出力する。
【００３０】
ここで、ダイオード２０１のＩ−Ｖ特性は、一般に次の（式１）で表される。
【数１】
この（式１）において、Ｉｓはダイオードの飽和電流を示し、ｑは電子の電荷を示し、ＶはＰＮ接合への印加電圧を示し、ηは１〜２の定数であり、ｋはボルツマン定数であり、Ｔは絶対温度である。
ＰＮ接合に印加される電圧が、次の（式２）のように直流バイアスＶｏと微小な交流電圧δＶとの和であるとする。
【数２】
この（式２）を前記（式１）に代入してＴａｙｌｏｒ展開を行うと、次の（式３）のようになる。
【数３】
この（式３）において、Ｉｏは直流バイアス電流であり、δＩは微小な交流電流である。この（式３）の各項を、次の（式４）に置き換える。
【数４】
この（式４）を前記（式３）に代入して整理すると、（式３）は次の（式５）のように表される。
【数５】
図２において、ダイオード２０１に印加される交流電圧ｖを次の（式６）で表す。
【数６】
この（式６）を前記（式５）に代入して展開すると、次の（式７）のようになる。
【数７】
この（式７）のなかに、和と差の項があり、ダイオード２０１が周波数変換器１０２として動作していることがわかる。なお、この場合には希望周波数成分以外にも様々な周波数成分を生じていることも分かるが、これらの周波数成分はフィルタ１０７によって抑圧することができる。その結果、ダイオード２０１を通過する信号は、次の（式８）で表される。
【数８】
この（式８）において、振幅はＶＬＯ・ＶＲＦで表され、位相はωＲＦ＋ωＬＯ＋θで表されており、前記ローカル信号の位相及び振幅を個々に変化させることにより、周波数変換した希望信号の位相及び振幅を独立して制御できることが分かる。
【００３９】
これにより、外部から入力される制御信号に基づいてプリディストータ１０１の位相可変器１０３及び利得可変器１０４を制御することによって、高出力増幅器１０５へ入力する希望信号の振幅及び位相を任意に制御できることが分かる。
【００４０】
また、前記（式８）より、前記希望信号は、すべての周波数において一定の利得及び位相の変化となることが分かる。
【００４１】
このように、本発明の実施の形態１によれば、広帯域において均一な位相制御及び利得制御が可能であり、調整が簡単なデバイスの増加に伴う信号品質の劣化が小さい小型で安価なプリディストータ１０１を実現できる。また、本発明の実施の形態１によれば、プリディストータ１０１を用いることにより、広帯域での動作が可能で小型で安価な低歪みの増幅回路１００を実現できるようになる。
【００４２】
（実施の形態２）
次に、本発明の実施の形態２について、図面を参照して説明する。
【００４３】
図３は、本発明の実施の形態２に係る増幅回路の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態２においては、本発明の実施の形態１と同一の構成要素には同じ符号が付されて、その説明が省略される。
【００４４】
図３に示すように、本発明の実施の形態２に係る増幅回路３００は、プリディストータ１０１、高出力増幅器１０５、ローカル周波数発振器１０６、フィルタ１０７、方向性結合器３０８、検波器３０９及び制御装置３１０を具備している。
【００４５】
方向性結合器３０８には、増幅回路３００への入力信号が入力される。この方向性結合器３０８の一方の出力は、プリディストータ１０１に入力される。また、方向性結合器３０８の他方の出力は、検波器３０９に入力される。制御装置３１０は、検波器３０９が検出した検出情報に基づいて、位相可変器１０３及び利得可変器１０４に制御信号を与える。
【００４６】
ここで、検波器３０９としては、例えば、検波用ダイオードを用いることができる。この検波器３０９は、方向性結合器３０８より分配された微小希望信号のレベルを検波して検出信号として電圧を出力する。
【００４７】
また、制御装置３１０は、高出力増幅器１０５より発生する信号歪みに対し等振幅で逆位相となるように、位相可変器１０３及び利得可変器１０４を制御する。この制御装置３１０は、検波器３０９より入力される検出信号に対応した制御値を記憶している記憶回路を持っており、この記憶回路に記憶されている制御値を参照することで、位相可変器１０３及び利得可変器１０４へ送る制御信号を決定する。
【００４８】
例えば、制御装置３１０の記憶回路には、高出力増幅器１０５より発生する信号歪みに対し等振幅で逆位相となるような制御値を予め書き込んでおく。制御装置３１０は、この制御値を参照して位相可変器１０３及び利得可変器１０４へ送る制御信号を決定する。この決定した制御信号に基づいて位相可変器１０３及び利得可変器１０４を制御することにより、高出力増幅器１０５より発生する漏洩電力を抑圧することができる。
【００４９】
このように、本発明の実施の形態２によれば、制御装置３１０により位相可変器１０３及び利得可変器１０４を制御することにより、高出力増幅器１０５より発生する出力信号の位相歪み及び振幅歪みを容易に補償することができるようになる。
【００５０】
図３に示した増幅回路３００は、プリディストータ１０１の前段に方向性結合器３０８を配設する構成を取っているが、位相可変器１０３及び利得可変器１０４を歪み補償が得られるように動作できる構成であればよく、この構成に限るものではない。
【００５１】
なお、本発明の実施の形態１、２に係る増幅回路１００又は３００においては、ローカル周波数発振器１０６より出力されるローカル信号の位相及び利得の両方を制御しているが、歪み補償の効果が得られれば位相又は利得のどちらか一方を制御するようにしてもよい。つまり、本発明の実施の形態１、２に係る増幅回路１００又は３００においては、例えば、位相可変器１０３によりローカル周波数発振器１０６より出力されるローカル信号の位相のみを制御し、従来の歪み補償回路と同様に入力信号の振幅を利得可変器１０４により制御するように構成してもよい。また、この増幅回路１００又は３００においては、利得可変器１０４によりローカル周波数発振器１０６より出力されるローカル信号の振幅のみを制御し、入力信号の位相を位相可変器１０３により制御するように構成してもよい。
【００５２】
（実施の形態３）
次に、本発明の実施の形態３について、図面を参照して説明する。
【００５３】
図４は、本発明の実施の形態３に係る増幅回路の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態３においては、本発明の実施の形態１と同一の構成要素には同じ符号が付されて、その説明が省略される。
【００５４】
図４に示すように、本発明の実施の形態３に係る増幅回路４００は、図１に示した増幅回路１００の位相可変器１０３を第１の可変利得増幅器４０３に置き換え、かつ、利得可変器１０４を第２の可変利得増幅器４０４に置き換えたものである。
【００５５】
この増幅回路４００のプリディストータ４０１は、第１の可変利得増幅器４０３及び第２の可変利得増幅器４０４を備えている。第１の可変利得増幅器４０３は、出力レベルにおける飽和領域内動作での入力レベルによって位相特性が変化し、飽和出力レベルが変化する。第２の可変利得増幅器４０４は、第１の可変利得増幅器４０３の入力レベルを飽和領域で変化させる。プリディストータ４０１は、第１の可変利得増幅器４０３の出力信号を第２の可変利得増幅器４０４に入力するように接続し、第２の可変利得増幅器４０４の出力信号を周波数変換器１０２に入力するように接続して構成されている。
【００５６】
この増幅回路４００の第２の可変利得増幅器４０４は、例えば、図５に示すように、増幅素子５０１及び可変減衰素子５０２を備えている。この第２の可変利得増幅器４０４は、増幅素子５０１の出力を可変減衰素子５０２に入力するように構成されている。このような構成の第２の可変利得増幅器４０４は、可変減衰素子５０２の制御により飽和出力レベルを制御することができる。
【００５７】
一般に、飽和領域内動作での増幅器の特性は、入力レベルの変動に対して出力信号の位相は大きく変動し、出力レベルは一定レベルへ収束する。このような増幅器の代表的な特性を図６に示す。図６において、横軸は入力レベルであり第１縦軸は出力レベルであり、第２縦軸は歪みのない信号の位相を基準としたときの位相差である。
【００５８】
増幅回路４００の第２の可変利得増幅器４０４では、増幅素子５０１が、例えば、図６に示されるような特性をもつ。つまり、増幅素子５０１の出力信号は、図６に実線Ａで示すように、ある入力レベル（図６ではａ１［ｄＢｍ］）より、入力レベルの増加に対して大きく位相が変化し始める傾向にある。この増幅素子５０１の場合には、入力レベルの増加に伴い、その出力信号の位相の進みが大きくなる。また、増幅素子５０１の出力信号の出力レベルは、図６に実線Ｂで示すように、ある入力レベル（図６ではａ２［ｄＢｍ］）より、入力レベルの増加に伴いｂ１［ｄＢｍ］へ収束する傾向となる。
【００５９】
また、第１の可変利得増幅器４０３は、例えば、一定の入力レベルに対して、図７に示すような特性を持つ。この第１の可変利得増幅器４０３では、その制御信号を例えば電圧とする。図７において、横軸は制御信号電圧であり、縦軸は出力レベルである。この第１の可変利得増幅器４０３は、その利得の可変範囲内において制御電圧を制御することにより、図７に実線Ｃで示すように、任意に出力レベルを変えることができる。
【００６０】
図４において、第１の可変利得増幅器４０３は、入力されたローカル信号を可変増幅して、レベル変換した信号を第２の可変利得増幅器４０４へ入力する。信号が入力された第２の可変利得増幅器４０４は、その増幅素子５０１の位相歪み特性により、入力レベル変化を位相変化に変換した信号を出力する（図６の破線Ａ参照）。このような第１の可変利得増幅器４０３の利得制御により、ローカル信号の位相制御が可能となる。
【００６１】
また、第２の可変利得増幅器４０４においては、可変減衰素子５０２を制御することにより、周波数変換器１０２へ入力するローカル信号の出力レベルの制御が可能となる（図６の実線Ｂ参照）。このような可変減衰素子５０２の制御により、ローカル信号の利得（振幅）制御が可能となる。
【００６２】
ここで、第１の可変利得増幅器４０３及び第２の可変利得増幅器４０４として使用する可変増幅器は、一般に、汎用品として多くの可変増幅器が提供されており、これらは安価で小型なものが多い。
【００６３】
従って、本発明の実施の形態３によれば、高価な位相可変器１０３及び利得可変器１０４を、安価な第１の可変利得増幅器４０３及び第２の可変利得増幅器４０３に置き換えた構成を採っているので、そのプリディストータ４０１の小型化及び低コスト化を実現することができる。
【００６４】
（実施の形態４）
次に、本発明の実施の形態４について、図面を参照して説明する。
【００６５】
図８は、本発明の実施の形態４に係る送信装置の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態２においては、本発明の実施の形態１と同一の構成要素には同じ符号が付されて、その説明が省略される。
【００６６】
図８に示すように、本発明の実施の形態４に係る送信装置８００は、その増幅回路として図１に示した増幅回路１００を有している。
【００６７】
この送信装置８００は、アンテナ８０１、変調器８０２、ＩＦ周波数変換器８０３、ＩＦローカル周波数発振器８０４、ＩＦフィルタ８０５及びＩＦ増幅器８０６を具備している。
【００６８】
図８において、アンテナ８０１は、増幅回路１００の高出力増幅器１０５に接続されており、高出力増幅器１０５から出力される送信信号を送信する。変調器８０２は、変調波信号を出力する。この変調器８０２から出力される変調波信号は、ＩＦ周波数帯へ周波数変換させるＩＦ周波数変換器８０３に入力される。このＩＦ周波数変換器８０３のローカル端子には、ＩＦローカル周波数を発振するＩＦローカル周波数発振器８０４の出力が入力されている。
【００６９】
また、ＩＦ周波数変換器８０３の出力は、希望ＩＦ信号を通過させるＩＦフィルタ８０５に入力されている。このＩＦフィルタ８０５の出力は、希望ＩＦ信号を増幅するＩＦ増幅器８０６に入力されている。そして、このＩＦ増幅器８０６の出力は、増幅回路１００に入力されている。
【００７０】
以上のように構成された送信装置８００は、次のように動作される。
【００７１】
図８において、変調器８０２より出力される変調波信号は、ＩＦ周波数変換器８０３によりＩＦ周波数帯の信号に変換される。このＩＦ周波数変換器８０３により変換されたＩＦ変調波信号は、ＩＦフィルタ８０５及びＩＦ増幅器８０６により、増幅回路１００への入力に最適な信号レベルに調整されて、その不用波が抑圧される。送信装置８００のプリディストータ１０１は、増幅回路１００に入力された信号を、高出力増幅器１０５より発生する漏洩電力を抑圧するように、変調波信号の位相及び振幅を制御する。また、プリディストータ１０１は、ＩＦ周波数変換器８０３により変換されたＩＦ変調波信号の周波数を送信周波数帯の周波数に変換する。
【００７２】
このように、ＩＦ周波数変換器８０３を必須の構成要素とするスーパーヘテロダイン方式の送信装置８００に、歪み補償回路であるプリディストータ１０１を備えた増幅回路１００を組み込むことにより、プリディストータ１０１で歪み補償を行いながら周波数変換を行うことができる。また、この送信装置８００の増幅回路１００は、前述したように、広帯域での動作が可能で小型で安価な低歪みの増幅回路であるので、送信装置８００の小型化及び低コスト化を図ることができる。
【００７３】
ここで、プリディストータ１０１は、変調波信号の振幅が高出力増幅器１０５の出力で低下するとき、その特性と逆特性を持たせるために信号振幅を増加するように動作する。つまり、このように変調波信号の振幅が高出力増幅器１０５の出力で低下するときには、プリディストータ１０１の出力の信号レベルの最大値が大きくなる。
【００７４】
このため、このプリディストータ１０１を、図９に示した従来の送信装置１０のように、変調器８０２とＩＦ周波数変換器８０３との間のＩＦ周波数ラインに設けた場合には、プリディストータ１０１と高出力増幅器１０５との間に設けられたデバイスの入力信号の最大振幅が通常運用時より大きくなる。従って、この場合には、プリディストータ１０１と高出力増幅器１０５との間に設けられたデバイスで信号に歪みが生じた場合に、高出力増幅器１０５の歪み補償が行えなくなる。このため、この場合には、プリディストータ１０１と高出力増幅器１０５との間に設けられたデバイスとして歪みのない特性が優れたものが必要となり、回路規模の増大及びコストアップを招くことになる。
【００７５】
これに対し、本発明の実施の形態４に係る送信装置８００は、そのプリディストータ１０１と高出力増幅器１０５との間のデバイスが、周波数変換された希望信号のみを通過させる安価で小型なフィルタ１０７のみであるので、その小型化及び低コスト化を実現できる。
【００７６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、広帯域での均一な位相制御及び利得制御が可能であり、デバイスの増加に伴う信号品質の劣化が小さく、かつ調整が簡単で小型で安価な増幅回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１に係る増幅回路の構成を示すブロック図
【図２】本発明の実施の形態１に係る増幅回路における周波数変換手段の回路図
【図３】本発明の実施の形態２に係る増幅回路の構成を示すブロック図
【図４】本発明の実施の形態３に係る増幅回路の構成を示すブロック図
【図５】本発明の実施の形態３に係る増幅回路における可変利得増幅器の回路図
【図６】本発明の実施の形態３に係る増幅回路における増幅器の入力レベルと出力レベル及び位相差特性との関係を説明するためのグラフ
【図７】本発明の実施の形態３に係る増幅回路における可変利得増幅器の制御電圧対飽和出力レベル特性を説明するための特性図
【図８】本発明の実施の形態４に係る送信装置の構成を示すブロック図
【図９】従来の歪み補償回路を備えた送信装置の構成を示すブロック図
【図１０】ダイオードを用いた従来の歪み補償回路の構成を示す模式図
【図１１】ダイオードを用いた従来の歪み補償回路における入力レベル及び出力レベルと位相差特性との関係を説明するための特性図
【符号の説明】
１００、３００、４００ 増幅回路
１０１ プリディストータ
１０２ 周波数変換器
１０３ 位相可変器
１０４ 利得可変器
１０５ 高出力増幅器
１０６ ローカル周波数発振器
１０７ フィルタ
３０８ 方向性結合器
３０９ 検波器
１１０ 制御装置
４０３ 第１の可変利得増幅器
４０４ 第２の可変利得増幅器
８０１ アンテナ
８０２ 変調器
８０３ ＩＦ周波数変換器
８０４ ＩＦローカル周波数発振器
８０５ ＩＦフィルタ
８０６ ＩＦ増幅器
Claims (4)
- ローカル信号を出力するローカル周波数発振手段と、入力される希望信号と前記ローカル信号とを掛け合わせて前記希望信号の周波数を変換する周波数変換手段と、前記周波数変換手段により変換された前記希望信号の周波数のみを通過させるフィルタと、前記希望信号を増幅する高出力増幅器と、を具備し、かつ、外部から入力される制御信号に基づいて前記ローカル信号の位相を変化させる位相可変手段と、外部から入力される制御信号に基づいて前記ローカル信号の振幅を変化させる利得可変手段とのうちの、少なくとも一方を具備することを特徴とする増幅回路。
- 前記高出力増幅器より発生する信号歪みに対し等振幅で逆位相となるように前記位相可変手段及び利得可変手段を制御する制御装置を具備することを特徴とする請求項１記載の増幅回路。
- 前記位相可変手段は飽和領域内の動作での入力電力によって位相特性が変化する第１の可変利得増幅器を有し、前記利得可変手段は前記第１の可変利得増幅器からの入力電力を前記飽和領域内で変化させる第２の可変利得増幅器を有することを特徴とする請求項１又は請求項２記載の増幅回路。
- 請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の増幅回路を具備することを特徴とする送信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003110641A JP2004320368A (ja) | 2003-04-15 | 2003-04-15 | 増幅回路及び送信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP2003110641A JP2004320368A (ja) | 2003-04-15 | 2003-04-15 | 増幅回路及び送信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004320368A true JP2004320368A (ja) | 2004-11-11 |
Family
ID=33471447
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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|---|---|
| JP (1) | JP2004320368A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2011108103A1 (ja) * | 2010-03-04 | 2011-09-09 | 三菱電機株式会社 | 送信モジュールおよびフェーズドアレイアンテナ装置 |
| JP2012204884A (ja) * | 2011-03-23 | 2012-10-22 | Asahi Kasei Electronics Co Ltd | 送信装置およびこの送信装置に該当する回路を備えるｉｃチップ |
-
2003
- 2003-04-15 JP JP2003110641A patent/JP2004320368A/ja active Pending
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| US8774737B2 (en) | 2010-03-04 | 2014-07-08 | Mitsubishi Electric Corporation | Transmission module and phased array antenna apparatus |
| JP2012204884A (ja) * | 2011-03-23 | 2012-10-22 | Asahi Kasei Electronics Co Ltd | 送信装置およびこの送信装置に該当する回路を備えるｉｃチップ |
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