JP2004282253A - 低歪みマイクロ波回路 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】主信号が、入力端子801に印加され、増幅器804で増幅され、出力端子808から増幅された主信号が出力される。
周波数変換器850、固定バンドパスフィルタ852及び可変周波数発振器861は、カップラ831で分岐した信号の所定周波数領域の信号の大きさを検出する。なお、フィルタ出力端子853の出力に基づき、コントローラ870は、振幅・位相変更回路810、820を制御して、増幅器804の非線形歪みに基づく雑音の除去を行う。
【選択図】 図9
Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、低歪みマイクロ波回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
マイクロ波増幅回路は、移動体通信等に広く使用されている。特に、OFDM(Orthogonal frequency Division Multiplex)を用いた場合では、50波以上のキャリアを同一チャネルで使用するため、マルチキャリアによる相互歪みが問題となるので、高効率で低歪みのマイクロ波増幅回路が求められている。
【0003】
このため、各種のリニアライザが提案されてきた。この種のマイクロ波増幅回路として、フィードフォワード増幅回路や歪フィードバック増幅回路が上げられる。これらの増幅回路は、増幅器で発生した歪み信号(歪み成分)を取り出す歪み抽出回路と、歪み信号を180°の位相差で主信号(信号成分)に加えて歪成分を除去する逆歪み付加回路を有する。
【0004】
これらの回路において、歪成分及び信号成分をモニタする必要がある。従来の信号検出回路の例を図1に示す。
【0005】
図1(A)の信号検出回路は、増幅器101、カップラ104、周波数変換器(ダウンコンバータ)105、発振器106及びバンドパスフィルタ108、128、138から構成されている。主信号が入力端子102に印加され、増幅器101で増幅され、出力端子103から増幅された主信号が出力される。
【0006】
ここで、周波数の関係について説明する。図2(A)に示すように、増幅器101に、周波数f10〜f11(以下、「周波数F1」と言う。)の主信号S1と周波数f20〜f21(以下、「F2」と言う。)の主信号S2とが供給される。増幅器101の出力には、増幅器101の非線形歪みに起因して、周波数F1の信号S1と周波数F2の信号S2の外に、(2F1−F2)の低域の歪雑音(以下、「低域雑音N1」と言う。)と、(2F2−F1)の高域の歪雑音(以下、「高域雑音N2」と言う。)とが発生する。
【0007】
また、増幅器101の出力信号である、主信号S1、主信号S2、低域雑音N1及び高域雑音N2は、カップラ104で分岐され、周波数変換器105で、発振器106の周波数f106により周波数変換される。周波数変換された信号が、バンドパスフィルタ108、128及び138で選択されて、バンドパスフィルタ出力端子109、129及び139から出力される。なお、周波数変換器105は、ダウンコンバータであり、増幅器101の出力信号の周波数(2F1−F2)、F1、F2、(2F2−F1)を、発振器106の周波数f106により、(2F1−F2)−f106、F1−f106、F2−f106、(2F2−F1)−f106の周波数に変換する。
【0008】
図3は、周波数変換された後の信号を示し、信号304と信号305が主信号成分であり、それぞれ、F1−f106、F2−f106の周波数領域を有する。また、信号303は、低域雑音N1であり、(2F1−F2)−f106の周波数領域を有し、信号306は、高域雑音N2であり、(2F2−F1)−f106の周波数領域を有する。
【0009】
バンドパスフィルタ108、128及び138の選択特性が、図3の308、328及び338となっているので、バンドパスフィルタ108、128及び138の出力端子109、129及び139からは、低域雑音N1、主信号S1及び高域雑音N2の信号が出力される。
【0010】
図1(B)の信号検出回路は、増幅器201、カップラ203、204、207周波数変換器(ダウンコンバータ)205、225、235発振器206、226、236及びバンドパスフィルタ208、228、238から構成されている。主信号が、入力端子202に印加され、増幅器201で増幅され、出力端子240から増幅された主信号が出力される。また、バンドパスフィルタ208、228、238で選択された信号が、バンドパスフィルタ出力端子209、229、239から出力される。
【0011】
図1(B)の信号検出回路は、バンドパスフィルタ208、228、238毎に、周波数変換器205、225、235及び発振器206、226、236を設けたもので、基本的には、図1(A)と同じであるので、説明を省略する。なお、図1(B)の信号検出回路では、発振器206、226、236の周波数を所定の周波数に設定することにより、バンドパスフィルタ108、128及び138の周波数特性を同一とすることができる。
【0012】
また、このような信号検出回路を用いた低歪みフィードバック増幅器を図4に示す(特許文献1参照)。
【0013】
図4の低歪みフィードバック増幅器は、増幅器404、430、カップラ402、403、405、407、408、431、振幅・位相変更回路410、420、周波数変換器(ダウンコンバータ)440、450、3dbカップラ460、発振器461及びバンドパスフィルタ442、444、446、452から構成されている。主信号が、入力端子401に印加され、増幅器404で増幅され、出力端子406から増幅された主信号が出力される。また、バンドパスフィルタ442、444、446、452で選択された信号が、バンドパスフィルタ出力端子443、445、447、453から出力される。発振器の数を減らすために、3dbカップラ460を用いて、発振器461の出力を分配している。
【0014】
点Aには、振幅・位相変更回路410の出力とカップラ408からの信号が供給される。振幅・位相変更回路410の出力は、振幅・位相変更回路410により、増幅器404で増幅される前の信号の振幅と位相が変更されたものであり、カップラ408からの信号は、増幅器404で増幅された信号が、カップラ405及びカップラ408を介して供給されたものである。ここでは、点Aにおける主信号が零になるように、振幅・位相変更回路410が制御される。
【0015】
主信号の存在しない信号は、雑音のみの信号である。この雑音のみの信号は、増幅器430で増幅され、振幅・位相変更回路420により、雑音の振幅と位相が変更されて、点Bに供給される。ここでは、点Bにおける雑音成分が、入力信号に加算される。その内の加算された雑音成分が、増幅器430で増幅される雑音成分を零になるように、振幅・位相変更回路420が制御される。
【0016】
また、カップラ405、407、周波数変換器440、3dbカップラ460、発振器461及びバンドパスフィルタ442、444、446によって、図3における信号303、304及び306を、バンドパスフィルタ出力端子443、445、447から得ることができる。
【0017】
また、カップラ405、408、周波数変換器450、3dbカップラ460、発振器461及びバンドパスフィルタ453によって、図3における信号305を、バンドパスフィルタ出力端子453から得ることができる。
【0018】
上述のように、振幅・位相変更回路410、420を制御するために、バンドパスフィルタ442、444、446及び452の出力が利用される。
【0019】
また、周波数を変更して、歪みのみを検出する方法が知られている(特許文献2参照)。特許文献2に記載された発明は、歪み検出手段5〜9がそれぞれの隣接キャリア信号間に位置する複数の周波数を検出用周波数として切り替え、検出用周波数に隣接する周波数を有するキャリア信号を増幅器の出力信号から除去して増幅器で発生する検出用周波数の歪みを検出し、歪み補償手段9、2が検出される歪みが低減されるように増幅器による増幅前の送信信号の歪みを補償する。また、キャリア信号検出手段5〜9が送信信号に含まれるキャリア信号を検出し、歪み検出手段は検出されたキャリア信号の周波数に隣接する周波数のみを検出用周波数として切り替える。
【0020】
【特許文献1】
特開2002−271150号公報
【0021】
【特許文献2】
特開2001−217792号公報
【0022】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、特許文献1のものは、3dbカップラ460を用いて、発振器の数を1つにしているが、発振器を1つにしても、必要な信号を取り出すために、周波数変換器が2個及びバンドパスフィルタが4個必要である。これは、一つの増幅器404に対して必要であり、増幅器がN個であれば、そのN倍の周波数変換器とバンドパスフィルタが必要となるという問題がある。
【0023】
また、バンドパスフィルタの出力に基づいて、振幅・位相変更回路410、420を制御するので、これらの多くの周波数変換器は、高線形性が要求されるという問題がある。
【0024】
また、特許文献2のものは、歪みのみを検出して制御するものである。しかしながら、主信号の情報が無いと、歪みが小さくなったが、主信号も小さくなり過ぎて、意味のない場合が生じる。したがって、特許文献2のものは、主信号の情報が必要がないため、適正な歪みの除去ができないという問題がある。
【0025】
本発明は、上記問題に鑑みなされたものであり、小規模の回路構成で、適正な歪みの除去を行うマイクロ波増幅回路を提供することを目的とするものである。
【0026】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、本件発明は、以下の特徴を有する課題を解決するための手段を採用している。
【0027】
請求項1に記載された発明は、マイクロ波増幅器と、主信号成分除去用振幅・位相変更回路と、雑音号成分除去用振幅・位相変更回路とを有する低歪みマイクロ波回路において、1つの可変発振器と、前記マイクロ波増幅器の出力信号の周波数を、前記可変発振器の出力により周波数変換する周波数変換器と、前記周波数変換器の出力側に設けた1つのバンドパスフィルタと、前記可変発振器の周波数を変更し、かつ、前記バンドパスフィルタの出力に基づいて、前記主信号成分除去用振幅・位相変更回路及び前記雑音号成分除去用振幅・位相変更回路とを制御する制御回路とを有することを特徴とする。
【0028】
請求項1に記載された発明によれば、マイクロ波増幅器と、主信号成分除去用振幅・位相変更回路と、雑音号成分除去用振幅・位相変更回路とを有する低歪みマイクロ波回路において、1つの可変発振器と、前記マイクロ波増幅器の出力信号の周波数を、前記可変発振器の出力により周波数変換する周波数変換器と、前記周波数変換器の出力側に設けた1つのバンドパスフィルタと、前記可変発振器の周波数を変更し、かつ、前記バンドパスフィルタの出力に基づいて、前記主信号成分除去用振幅・位相変更回路及び前記雑音号成分除去用振幅・位相変更回路とを制御する制御回路とを有することにより、小規模の回路構成で、適正な歪みの除去を行うマイクロ波回路を提供することができる。
【0029】
請求項2に記載された発明は、N個(Nは、2上の自然数である。)のマイクロ波増幅器と、各マイクロ波増幅器毎に設けた主信号成分除去用振幅・位相変更回路と、各マイクロ波増幅器毎に設けた雑音号成分除去用振幅・位相変更回路とを有する低歪みマイクロ波回路において、1つの可変発振器と、前記マイクロ波増幅器の出力信号の周波数を、前記可変発振器の出力により周波数変換する周波数変換器と、前記周波数変換器の出力側に設けた1つのバンドパスフィルタと、
前記可変発振器の周波数を変更し、かつ、前記バンドパスフィルタの出力に基づいて、前記主信号成分除去用振幅・位相変更回路及び前記雑音号成分除去用振幅・位相変更回路とを制御する制御回路とを有することを特徴とする。
【0030】
請求項2に記載された発明によれば、N個(Nは、2上の自然数である。)のマイクロ波増幅器と、各マイクロ波増幅器毎に設けた主信号成分除去用振幅・位相変更回路と、各マイクロ波増幅器毎に設けた雑音号成分除去用振幅・位相変更回路とを有する低歪みマイクロ波回路において、1つの可変発振器と、前記マイクロ波増幅器の出力信号の周波数を、前記可変発振器の出力により周波数変換する周波数変換器と、前記周波数変換器の出力側に設けた1つのバンドパスフィルタと、前記可変発振器の周波数を変更し、かつ、前記バンドパスフィルタの出力に基づいて、前記主信号成分除去用振幅・位相変更回路及び前記雑音号成分除去用振幅・位相変更回路とを制御する制御回路とを有することにより、小規模の回路構成で、適正な歪みの除去を行うマイクロ波回路を提供することができる。
【0031】
請求項3に記載された発明は、請求項1又は2記載の低歪みマイクロ波回路において、前記制御回路は、時間と共に、周波数をステップ状に変更するように制御することを特徴とする。
【0032】
請求項3に記載された発明によれば、制御回路が時間と共に、周波数をステップ状に変更するように制御することにより、可変発振器とバンドパスフィルタの数を削減することができる。
【0033】
請求項4に記載された発明は、請求項1又は2記載の低歪みマイクロ波回路において、前記主信号成分除去用振幅・位相変更回路により、主信号の成分が除去又は低減された信号を、前記雑音号成分除去用振幅・位相変更回路に供給することを特徴とする。
【0034】
請求項4に記載された発明によれば、主信号成分除去用振幅・位相変更回路により、主信号の成分が除去又は低減された信号を、雑音号成分除去用振幅・位相変更回路に供給することにより、主信号が存在しない信号に対して、雑音号成分除去用振幅・位相変更回路の制御が行われるので、雑音号成分の除去の制御を容易に行うことができる。
【0035】
請求項5に記載された発明は、請求項1又は2記載の低歪みマイクロ波回路において、前記主信号成分除去用振幅・位相変更回路と雑音号成分除去用振幅・位相変更回路との間の回線の信号を取り出し、その取り出した信号に対して、前記周波数変換器が周波数変換を行うことを特徴とする。
【0036】
請求項5に記載された発明によれば、主信号成分除去用振幅・位相変更回路と雑音号成分除去用振幅・位相変更回路との間の回線の信号を取り出し、その取り出した信号に対して、周波数変換器が周波数変換を行うことにより、主信号成分除去のための信号の取り出しと、雑音号成分を除去するための信号の取り出しとを兼用することができる。
【0037】
請求項6に記載された発明は、請求項1又は2記載の低歪みマイクロ波回路において、前記主信号成分除去用振幅・位相変更回路の出力側及び雑音号成分除去用振幅・位相変更回路の入力側に、それぞれ、前記制御回路によって制御されるスイッチ回路を設けたことを特徴とする。
【0038】
請求項6に記載された発明によれば、主信号成分除去用振幅・位相変更回路の出力側及び雑音号成分除去用振幅・位相変更回路の入力側に、それぞれ、制御回路によって制御されるスイッチ回路を設けたことにより、主信号成分除去用振幅・位相変更回路及び雑音号成分除去用振幅・位相変更回路の初期値の設定を容易に行うことができる。
【0039】
請求項7に記載された発明は、請求項1又は2記載の低歪みマイクロ波回路において、マイクロ波増幅器の出力を前記制御回路に供給することを特徴とする。
【0040】
請求項7に記載された発明によれば、マイクロ波増幅器の出力を制御回路に供給することにより、制御回路は、マイクロ波増幅器の出力に基づいて、主信号成分除去用振幅・位相変更回路及び雑音号成分除去用振幅・位相変更回路の制御を行うので、より精度の高い制御を行うことができる。
【0041】
請求項8に記載された発明は、請求項1又は2記載の低歪みマイクロ波回路において、前記周波数変換器は、ダブルコンバージョン方式であることを特徴とする。
【0042】
請求項8に記載された発明によれば、周波数変換器は、ダブルコンバージョン方式であることにより、複数の低歪みフィードバック増幅器に、制御回路等を共有する場合に、変換する周波数の設定を容易に行うことができる。
【0043】
請求項9に記載された発明は、マイクロ増幅器に代えて、アダプティブ・アレー・アンテナ、フェーズド・アレー・アンテナ、ビーム・ホーミング・アンテナ・アレーとしたことを特徴とするを請求項1ないし8いずれか一項記載の低歪みマイクロ波回路である。
【0044】
請求項9に記載された発明によれば、マイクロ増幅器に代えて、アダプティブ・アレー・アンテナ、フェーズド・アレー・アンテナ、ビーム・ホーミング・アンテナ・アレーとすることにより、小規模の回路構成で、適正な歪みの除去を行うマイクロ波回路を提供することができる。
【0045】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について図面と共に説明する。図6は、信号検出回路を示す。図6の信号検出回路は、増幅器501、カップラ504、周波数変換器(ダウンコンバータ)505、可変周波数発振器506及び固定バンドパスフィルタ508から構成されている。主信号が、入力端子502に印加され、増幅器501で増幅され、フィルタ出力端子503から増幅された主信号が出力される。
【0046】
増幅器101に、周波数f10〜f11(以下、「周波数F1」と言う。)の主信号S1と周波数f20〜f21(以下、「F2」と言う。)の主信号S2とが供給される。増幅器501の出力には、増幅器501の非線形歪みに起因して、周波数F1の信号S1と周波数F2の信号S2の外に、(2F1−F2)の低域の歪雑音(以下、「低域雑音N1」と言う。)と、(2F2−F1)の高域の歪雑音(以下、「高域雑音N2」と言う。)とが発生する。
【0047】
図7に、増幅器501の出力信号を示す。信号604と信号605が主信号成分であり、それぞれ、F1、F2の周波数領域を有する。また、信号603は、低域雑音N1であり、(2F1−F2)の周波数領域を有し、信号606は、高域雑音N2であり、(2F2−F1)の周波数領域を有する。なお、図7において、横軸が周波数で縦軸が振幅である。
【0048】
増幅器101で増幅された主信号の一部は、カップラ504で分岐され、周波数変換器505で、可変周波数発振器506の周波数により周波数変換される。周波数変換された信号が、バンドパスフィルタ508を介して、フィルタ出力端子509から出力される。
【0049】
受信機のチューナ回路と同じく、可変周波数発振器506の発振周波数を、時間と共に、ステップ状に変更することにより、周波数変換器505、可変周波数発振器506及び固定バンドパスフィルタ508の組み合わせで、信号603、信号604、信号605及び信号606を、出力端子509から抽出することができる。
【0050】
つまり、可変周波数発振器506の発振周波数を、時間と共に、ステップ状に変更することにより、バンドパスフィルタ特性609、611、612、613で選択されて、低域側の雑音603(N1)、一方の主信号604(S1)、他方の信号605(S2)及び広域側の雑音606(N2)を順に、フィルタ出力端子509から取り出すことができる。
【0051】
このように、従来では複数のバンドパスフィルタが必要であったが、図6の検出回路を用いることにより、バンドパスフィルタを一つで済ますことができる。
【0052】
図8に、可変周波数発振器の例を示す。図8の可変周波数発振器は、PLL(Phase Locked Loop)型であり、ローパスフィルタ703の出力でその発振周波数が変化する電圧制御発振器702、位相検出器706の出力に対して低域成分を通過させるローパスフィルタ703、電圧制御発振器702の発振周波数を設定する分周器(1/N、なお、Nは分周比である。)704、分周器704で1/Nに分周された電圧制御発振器702の出力の位相と水晶発振器707の出力の位相との位相差を検出する位相検出器706及び水晶発振器707から構成されている。
【0053】
制御入力端子705の信号に対応して、分周器704の分周比が変更され、分周器704の分周比に対応した周波数の信号を、出力端子701から得ることができる。
【0054】
図6の信号検出回路及び図8の可変周波数発振器を用いた低歪みマイクロ波増幅回路を図9に示す。図9の低歪みマイクロ波増幅回路は、増幅器804、830、860、カップラ802、803、805、808、831、振幅・位相変更回路810、820、周波数変換器(ダウンコンバータ)850、固定バンドパスフィルタ852、可変周波数発振器861、コントローラ870及びメモリ871から構成されている。
【0055】
なお、メモリ871には、固定バンドパスフィルタ852からの出力値を格納する。また、増幅器830は、振幅・位相変更回路820の前段に、増幅器860は、振幅・位相変更回路810の前段に設けられている。なお、増幅器804、830様々な増幅器を用いることができるが、ここでは、スイッチング機能を有する電界効果トランジスタであるとして説明する。
【0056】
図9の低歪みマイクロ波増幅回路において、主信号が、入力端子801に印加され、増幅器804で増幅され、出力端子808から増幅された主信号が出力される。
【0057】
周波数変換器850、固定バンドパスフィルタ852及び可変周波数発振器861は、図6の信号検出回路と同様な動作を行う。その結果、フィルタ出力端子853から、カップラ831で分岐した信号の所定周波数領域の信号を検出(モニタ)することができる。なお、フィルタ出力端子853の出力は、コントローラ870に供給される。
【0058】
振幅・位相変更回路810の入力側には、増幅器804で増幅される前の主信号が供給されている。また、増幅器860で増幅された振幅・位相変更回路810の出力信号と増幅器804の出力信号が、点Cでカップラ808で加算される。振幅・位相変更回路810の振幅と位相を調整することにより、点Cでの主信号の大きさを零とする。その結果、点Cにおける信号は、増幅器804で増幅された信号の雑音成分のみとなる。なお、振幅・位相変更回路810の811は、位相を制御する信号入力端子(以下、「位相制御端子」と言う。)であり、812は、振幅を制御する信号入力端子(以下、「振幅制御端子」と言う。)である。端子811に供給された制御信号により、振幅・位相変更回路810の移相量が制御され、端子812に供給された制御信号により、振幅・位相変更回路810の振幅量(減衰量)が制御される。
【0059】
また、振幅・位相変更回路820には、雑音成分のみの信号が、増幅器830を介して供給されている。振幅・位相変更回路820により、雑音の振幅と位相が変更されて、点Dに供給される。ここでは、増幅器804の入力側で、点Dにおける雑音成分が、端子801に印加された入力信号に加算される。増幅器804に印加された信号の内、この加算された雑音成分が、主信号を増幅器804で増幅する際に発生する雑音成分をキャンセルするように、振幅・位相変更回路420が制御される。
【0060】
なお、振幅・位相変更回路810、820の振幅と位相の制御は、固定バンドパスフィルタ852の出力に基づいて、コントローラ870が行う。
【0061】
図10に、増幅器501の出力信号を示す。信号920と信号921が主信号成分であり、それぞれ、F1、F2の周波数領域を有する。また、信号903は、低域雑音N1であり、(2F1−F2)の周波数領域を有し、信号906は、高域雑音N2であり、(2F2−F1)の周波数領域を有する。信号920と信号921は、点Cでの主信号である。なお、図10において、横軸が周波数で縦軸が振幅である。
【0062】
コントローラ870の処理を図11及び図12を用いて説明する。図11は、振幅・位相変更回路810、820の初期設定の処理フローである。
【0063】
図9の入力端子801に、1波の連続波を供給して、振幅・位相変更回路810、820の初期設定を行う。なお、入力端子801に、2波の信号、又は、実際の信号を供給しても同様に振幅・位相変更回路810、820の初期設定を行うことができる。
【0064】
先ず、コントローラ870は、増幅器830のゲートバイアスを深くして、増幅器830を遮断する(S10)。次いで、コントローラ870は、固定バンドパスフィルタ852から主信号904の信号が出力されるように、可変周波数発振器861を制御して、主信号904の振幅値をモニタする(S11)。この主信号904のモニタ値Aをメモリ871に格納する(S12)。次いで、コントローラ870は、固定バンドパスフィルタ852から主信号905の信号が出力されるように、可変周波数発振器861を制御して、主信号905の振幅値をモニタする(S13)。この主信号905のモニタ値Bをメモリ871に格納する(S14)。
【0065】
次いで、コントローラ870は、モニタ値Aとモニタ値Bが最低になるように、振幅・位相変更回路810の位相制御端子811及び振幅制御端子812に制御信号を印加して、振幅・位相変更回路810の振幅と位相を制御する(S15)。例えば、位相制御端子811への制御信号の値を一つ動かし、そのときのモニタ値Aとモニタ値Bと、動かす前のモニタ値Aとモニタ値Bとを比較し、大きくなった場合は前の値に戻し、小さくなれば、その値を位相制御端子811の制御値とする。次いで、位相制御端子811への制御信号の値を、次の値にして同じように比較を行う。これを繰り返して、モニタ値Aとモニタ値Bを最低にする。
【0066】
振幅・位相変更回路810における振幅の制御も、位相制御と同様に、振幅制御端子812へ振幅制御信号を印加する。これにより、点Cでの信号は、雑音成分のみの信号となる。
【0067】
次いで、コントローラ870は、増幅器830のゲートバイアスを正常な値に戻し、増幅器860のゲートバイアスを深くして、増幅器860を遮断する(S16)。
【0068】
次いで、コントローラ870は、固定バンドパスフィルタ852から低域歪雑音903の信号が出力されるように、可変周波数発振器861を制御して、低域歪雑音903の振幅値をモニタする(S17)。この低域歪雑音903のモニタ値Cをメモリ871に格納する(S18)。次いで、コントローラ870は、固定バンドパスフィルタ852から高域歪雑音906の信号が出力されるように、可変周波数発振器861を制御して、高域歪雑音906の振幅値をモニタする(S19)。この高域歪雑音906のモニタ値Dをメモリ871に格納する(S20)。
【0069】
次いで、コントローラ870は、モニタ値Cとモニタ値Dが最小になるように、振幅・位相変更回路820の位相制御端子821及び振幅制御端子822に制御信号を印加して、振幅・位相変更回路820の振幅と位相を制御する(S21)。例えば、位相制御端子811への制御信号の値を一つ動かし、そのときのモニタ値Cとモニタ値Dと、動かす前のモニタ値Cとモニタ値Dとを比較し、大きくなった場合は前の値に戻し、小さくなれば、その値を位相制御端子821の制御値とする。次いで、位相制御端子821への制御信号の値を、次の値にして同じように比較を行う。これを繰り返して、モニタ値Cとモニタ値Dを最低にする。
【0070】
振幅・位相変更回路820における振幅の制御も、位相制御と同様に、振幅制御端子822へ振幅制御信号を印加する。これにより、振幅・位相変更回路810、820の初期設定を終了する。
【0071】
図12は、振幅・位相変更回路810、820の運用時の処理フローである。
【0072】
先ず、コントローラ870は、図11に示したように、振幅・位相変更回路810の初期値を設定する(S30)。次いで、コントローラ870は、固定バンドパスフィルタ852から主信号904の信号が出力されるように、可変周波数発振器861を制御して、主信号904の振幅値をモニタする(S31)。この主信号904のモニタ値A1をメモリ871に格納する(S32)。次いで、コントローラ870は、固定バンドパスフィルタ852から主信号905の信号が出力されるように、可変周波数発振器861を制御して、主信号905の振幅値をモニタする(S33)。この主信号905のモニタ値B1をメモリ871に格納する(S34)。
【0073】
次いで、コントローラ870は、モニタ値A1とモニタ値B1が最低になるように、振幅・位相変更回路810の位相制御端子811及び振幅制御端子812に制御信号を印加して、振幅・位相変更回路810の振幅と位相を制御する(S35)。これにより、点Cでの信号は、雑音成分のみの信号となる。
【0074】
次いで、コントローラ870は、図11に示したように、振幅・位相変更回路820の初期値を設定する(S36)。
【0075】
次いで、コントローラ870は、固定バンドパスフィルタ852から低域歪雑音903の信号が出力されるように、可変周波数発振器861を制御して、低域歪雑音903の振幅値をモニタする(S37)。この低域歪雑音903のモニタ値C1をメモリ871に格納する(S38)。次いで、コントローラ870は、固定バンドパスフィルタ852から高域歪雑音906の信号が出力されるように、可変周波数発振器861を制御して、高域歪雑音906の振幅値をモニタする(S39)。この高域歪雑音906のモニタ値D1をメモリ871に格納する(S40)。
【0076】
次いで、コントローラ870は、モニタ値C1とモニタ値D1が最低になるように、振幅・位相変更回路820の位相制御端子821及び振幅制御端子822に制御信号を印加して、振幅・位相変更回路820の振幅と位相を制御する(S41)。これにより、増幅器830の入力側において、雑音成分が無くなる(又は小さくなる)。増幅器830の入力側において、雑音成分が無くなるということは、増幅器804の出力側において、雑音が無くなるということで、低歪みマイクロ波増幅回路が実現される。
【0077】
図13は、複数(図では9つであるが、この数に限らす実施できる。)の低歪みフィードバック増幅器において、コントローラ1050とメモリ1051を、時分割的に共有したものである。
【0078】
低歪みフィードバック増幅器1021〜1029は、図9におけるコントローラ870とメモリ871を除いた回路である。
【0079】
各歪みフィードバック増幅器1021〜1029には、低歪みフィードバック増幅器1021〜1029で増幅される主信号が、入力端子1001〜1009に印加され、増幅器1021〜1029で増幅された信号が、出力端子1011〜1019から出力される。
【0080】
コントローラ1050には、各歪みフィードバック増幅器1021〜1029から、モニタ信号(1041〜1049)が供給され、各歪みフィードバック増幅器1021〜1029には、コントローラ1050から、制御信号(1031〜1039)が供給されている。
【0081】
なお、上記説明では、点Cと点Dを別の点として説明したが、増幅器830が導通しているときは、点Dは、点Cを含むループ回路の一点であるので、点Dは点Cであってもよい。したがって、点Dのモニタ値は点Cのモニタ値が利用できる。
【0082】
図14は、複数の低歪みフィードバック増幅器に共用されるコントローラ1108に印加される信号とコントローラ1108から出力される信号を説明するための図である。
【0083】
図14の回路は、周波数変換器(ダウンコンバータ)1102、可変周波数発振器1104、固定バンドパスフィルタ1102、コントローラ1108及びスイッチ回路1107、1109から構成されている。スイッチ回路1107、1109のスイッチングは、コントローラ1108によって制御されている。
【0084】
周波数変換器(ダウンコンバータ)1102、可変周波数発振器1104及び固定バンドパスフィルタ1102は、スイッチ回路1107から出力された信号を周波数変換して、コントローラ1108に供給し、コントローラ1108は、所定の歪みフィードバック増幅器にスイッチ回路1108を介して、制御信号を供給する。
【0085】
スイッチ回路1107の入力端子1111〜1119には、複数の歪みフィードバック増幅器から、モニタされる信号が印加されている。スイッチ回路1107で選択されたモニタされる信号が、可変周波数発振器1103で周波数変換され、固定バンドパスフィルタ1102を介して、コントローラ1108でモニタされる。
【0086】
また、コントローラ1108は、スイッチ回路1109を制御して、所定の歪みフィードバック増幅器に制御信号を供給する。
【0087】
図15は、ダブルコンバージョンタイプの周波数変換器(ダウンコンバータ)の例である。
【0088】
図15の周波数変換器は、周波数変換器(ダウンコンバータ)1222、1232、可変周波数発振器1224、1234、バンドパスフィルタ1211、1223、1233、中間周波増幅器1255及び中間周波フィルタ1226から構成されている。可変周波数発振器1224及び1234の制御信号入力端子1225及び1235には、可変周波数発振器1244及び1234の周波数を制御するための制御信号が、印加される。
【0089】
入力端子1210に供給された入力信号は、バンドパスフィルタ1211を介して周波数変換器1222に供給される。周波数変換器1222で中間周波に変換され、中間周波に変換された入力信号は、中間周波増幅器1255及び中間周波フィルタ1226を介して、周波数変換器1232に供給される。周波数変換器1232で周波数変換され、周波数変換器1232で周波数変換された入力信号は、出力端子1236から出力される。
【0090】
周波数変換器1222で大きな周波数変換を行い、周波数変換器1232で小さな周波数変換を行うことで、図13及び図14のような、複数の低歪みフィードバック増幅器に共用される場合に好適である。例えば、可変周波数発振器1244で対象の低歪みフィードバック増幅器の周波数を選択し、可変周波数発振器1234で図10図における信号903、信号904、信号905、信号906を選択するようにする。
【0091】
なお、図9において、コントローラ870は、図16に示すように、カップラ809を介して、増幅器804の主信号を監視して、制御するようにしてもよい。
【0092】
なお、上記実施の形態では、増幅器に供給される信号が二つの場合について説明したが、これ以外の場合でも適用できる。
【0093】
また、図9において、振幅・位相変更回路820の位相制御端子821及び振幅制御端子822の初期値の設定を、増幅器830のゲートバイアスを正常な値に戻し、増幅器860のゲートバイアスを深くして、増幅器860を遮断して行った。
【0094】
図17は、図9の低歪みマイクロ波増幅回路の変形例であって、これにより、振幅・位相変更回路820の位相制御端子821及び振幅制御端子822の初期値の設定を、増幅器830のゲートバイアスを正常な値とし、増幅器804のゲートバイアスを深くして、増幅器804を遮断して行うことができる。
【0095】
図9の低歪みマイクロ波増幅回路における図11の処理手順においては、図9の入力端子801に、1波の連続波を供給して、振幅・位相変更回路810、820の初期設定を行った。つまり、コントローラ870は、増幅器830のゲートバイアスを正常な値とし、増幅器860のゲートバイアスを深くして、モニタ値Cとモニタ値Dが最小になるように、振幅・位相変更回路820の位相制御端子821及び振幅制御端子822に制御信号を印加して、振幅・位相変更回路820の振幅と位相を制御した。これに対し、図17の場合は、図17の入力端子801に、1波の連続波を供給し、コントローラ870は、増幅器830のゲートバイアスを正常な値とし、増幅器804のゲートバイアスを深くして、モニタ値Cとモニタ値Dが最大になるように、振幅・位相変更回路820の位相制御端子821及び振幅制御端子822に制御信号を印加して、振幅・位相変更回路820の振幅と位相を制御するようにする。
【0096】
なお、図9、図17の入力端子801に、1波の連続波を供給する代わりに、入力端子801に、2波の信号、3波以上に信号、又は、実際の信号(例えば、音声信号、映像信号、データ信号等)を供給しても同様に振幅・位相変更回路810、820の初期設定を行うことができる。2波の信号を入力端子801に供給する場合は、3次歪みの値を最大になるように、振幅・位相変更回路820の位相制御端子821及び振幅制御端子822を制御信号する。
【0097】
なお、本発明は、増幅器の代わりに、アダプティブ・アレー・アンテナ、フェーズド・アレー・アンテナ、ビーム・ホーミング・アンテナ・アレーとした場合にも適用できる。
【0098】
また、増幅器に2つの信号を供給した場合について説明したが、増幅器に3つ以上の帯域のある信号を供給した場合であってもよい。
【0099】
また、上記実施の形態では、雑音成分として、(2F1−F2)の低域の雑音と、(2F2−F1)の高域の雑音の場合について説明したが、これ以外の雑音に対しても適用できる。
【0100】
【発明の効果】
上述の如く本発明によれば、小規模の回路構成で、適正な歪みの除去を行うマイクロ波回路を提供することができる。
【0101】
【図面の簡単な説明】
【図1】従来の信号検出回路の例を説明するための図である。
【図2】主信号と歪雑音の周波数関係を説明するための図である。
【図3】図1(A)において、周波数変換された後の信号の周波数関係を説明するための図である。
【図4】従来の低歪みフィードバック増幅器を説明するための図である。
【図5】従来の周波数を変更して歪みのみを検出する方法を説明するための図である。
【図6】本実施の形態で使用する信号検出回路を説明するための図である。
【図7】増幅された信号を説明するための図(その2)である。
【図8】本実施の形態の可変周波数発振器を説明するための図である。
【図9】本実施の形態の低歪みマイクロ波増幅回路を説明するための図である。
【図10】カップラ831で分岐した信号を説明するための図である。
【図11】振幅・位相変更回路810、820の初期設定の処理フローである。
【図12】運用時の処理フローである。
【図13】複数の低歪みフィードバック増幅器において、コントローラを時分割的に共有した場合を説明するための図である。
【図14】複数の低歪みフィードバック増幅器に共用されるコントローラに印加される信号とコントローラから出力される信号を説明するための図である。
【図15】ダブルコンバージョンタイプの周波数変換器(ダウンコンバータ)の例を説明するための図である。
【図16】図9の変形例(その1)である。
【図17】図9の変形例(その2)である。
【符号の説明】
802、803、805、808、831、809 カップラ
804、830、843、842、860 増幅器
810、820 振幅・位相変更回路
850、1103、1222、1226 周波数変換器(ダウンコンバータ)851、1104、1234 可変周波数発振器
852、1102 固定バンドパスフィルタ
870 コントローラ
871、1051 メモリ
1021〜1029 各歪みフィードバック増幅器
Claims (9)
- マイクロ波増幅器と、主信号成分除去用振幅・位相変更回路と、雑音号成分除去用振幅・位相変更回路とを有する低歪みマイクロ波回路において、
1つの可変発振器と、
前記マイクロ波増幅器の出力信号の周波数を、前記可変発振器の出力により周波数変換する周波数変換器と、
前記周波数変換器の出力側に設けた1つのバンドパスフィルタと、
前記可変発振器の周波数を変更し、かつ、前記バンドパスフィルタの出力に基づいて、前記主信号成分除去用振幅・位相変更回路及び前記雑音号成分除去用振幅・位相変更回路とを制御する制御回路とを有することを特徴とする低歪みマイクロ波回路。 - N個(Nは、2上の自然数である。)のマイクロ波増幅器と、前記マイクロ波増幅器毎に設けた主信号成分除去用振幅・位相変更回路と、前記マイクロ波増幅器毎に設けた雑音号成分除去用振幅・位相変更回路とを有する低歪みマイクロ波回路において、
1つの可変発振器と、
前記マイクロ波増幅器の出力信号の周波数を、前記可変発振器の出力により周波数変換する周波数変換器と、
前記周波数変換器の出力側に設けた1つのバンドパスフィルタと、
前記可変発振器の周波数を変更し、かつ、前記バンドパスフィルタの出力に基づいて、前記主信号成分除去用振幅・位相変更回路及び前記雑音号成分除去用振幅・位相変更回路とを制御する制御回路とを有することを特徴とする低歪みマイクロ波回路。 - 前記制御回路は、時間と共に、周波数をステップ状に変更するように制御することを特徴とする請求項1又は2記載の低歪みマイクロ波回路。
- 前記主信号成分除去用振幅・位相変更回路により、主信号の成分が除去又は低減された信号を、前記雑音号成分除去用振幅・位相変更回路に供給することを特徴とする請求項1又は2記載の低歪みマイクロ波回路。
- 前記主信号成分除去用振幅・位相変更回路と雑音号成分除去用振幅・位相変更回路との間の回線の信号を取り出し、その取り出した信号に対して、前記周波数変換器が周波数変換を行うことを特徴とする請求項1又は2記載の低歪みマイクロ波回路。
- 前記主信号成分除去用振幅・位相変更回路の出力側及び雑音号成分除去用振幅・位相変更回路の入力側に、それぞれ、前記制御回路によって制御されるスイッチ回路を設けたことを特徴とする請求項1又は2記載の低歪みマイクロ波回路。
- マイクロ波増幅器の出力を前記制御回路に供給することを特徴とする請求項1又は2記載の低歪みマイクロ波回路。
- 前記周波数変換器は、ダブルコンバージョン方式であることを特徴とする請求項1又は2記載の低歪みマイクロ波回路。
- マイクロ増幅器に代えて、アダプティブ・アレー・アンテナ、フェーズド・アレー・アンテナ、ビーム・ホーミング・アンテナ・アレーとしたことを特徴とする請求項1ないし8いずれか一項記載の低歪みマイクロ波回路
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