JP2004279264A - スペクトル拡散方式の受信機および受信信号処理方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】スペクトル拡散方式の受信機において、高速な信号サーチ処理方法を提供する。
【解決手段】ステップ２０１において無線電波信号を受信して中間周波数のデジタル信号に変換し、ステップ２０２においてそのデジタル信号についてＦＦＴを行い、次いで、周波数領域にて周波数シフトを行うステップ２０３と、拡散符号レプリカとのＦＦＴの積演算を行うステップ２０４と、ＩＦＦＴを行うステップ２０５とを所要の周波数シフト回数に応じて繰り返して、デジタル信号拡散符号を検出する。
【選択図】 図２
【解決手段】ステップ２０１において無線電波信号を受信して中間周波数のデジタル信号に変換し、ステップ２０２においてそのデジタル信号についてＦＦＴを行い、次いで、周波数領域にて周波数シフトを行うステップ２０３と、拡散符号レプリカとのＦＦＴの積演算を行うステップ２０４と、ＩＦＦＴを行うステップ２０５とを所要の周波数シフト回数に応じて繰り返して、デジタル信号拡散符号を検出する。
【選択図】 図２
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＧＰＳ受信機に代表されるスペクトル拡散方式の受信機及び受信信号の処理方法に関し、特に、受信動作開始時の信号サーチ処理に関する。
【０００２】
【従来の技術】
スペクトル拡散方式は、送信側が所定の拡散符号（疑似乱数コード：ＰＲＮコード）を用いて被変調信号のスペクトルを拡散して無線電波信号として送信し、受信側が受信した信号データに対して同一の拡散符号を用いてスペクトル逆拡散処理を行うことにより、元の被変調信号を復元するものである。この通信方式は、ノイズに非常に強く小電力で長距離の通信が可能であるため、衛星通信や移動体通信等に用いられている。
【０００３】
スペクトル拡散方式を利用するものには、携帯電話等の移動体通信や無線ＬＡＮ等があり、中でも代表的なものとしてＧＰＳが挙げられる。ＧＰＳは、無線電波信号を送信する衛星を利用するシステムであり、少なくとも４つの衛星について、受信者と衛星との距離を決定し、それらの距離の球面の交差点として得られる３次元空間の位置が受信者の３次元空間の位置を決定する。各衛星は、Ｌ１、Ｌ２と呼ばれる二種類の搬送波を、測距信号となる擬似雑音符号（ＰＲＮコード）及び軌道情報などの航法メッセージによって変調した無線電波信号を送信する。各衛星には固有のＰＲＮコードが割り当てられており、互いに非干渉性である。このため、各衛星から送信される無線電波信号は受信側において分離することができる。一般に利用されているＧＰＳにおいては、３種類あるＰＲＮコードのうち、符号列が公表されているＣ／Ａコードが使用されている。ＧＰＳは、このＣ／Ａコードを拡散符号として使用するものであり、以下の議論において、搬送波信号をＣ／Ａコード（以下、拡散符号と呼ぶ）によってＢＰＳＫ変調することを拡散と呼び、受信側において拡散符号を用いて同期検波（復調）することを逆拡散と呼ぶ。また、受信信号と同じ拡散符号を同定するために、受信信号と受信機内にて生成する拡散符号レプリカ（衛星の数と同じ数の種類がある）との相関演算が行われる。さらに、拡散符号が同じでも、衛星からの時間遅れが生じるので拡散符号レプリカでは時間遅れも考慮する必要がある、拡散符号が合致し、かつ、時間遅れも一致（同期）したときに相関が最も大きくなる。検出された時間遅れは、衛星からの距離計算に用いられる。
【０００４】
ＧＰＳのようなスペクトル拡散方式の受信機においては、受信動作開始時に受信信号と拡散符号との同期点の検索、すなわち信号サーチ処理が必要とされる。信号サーチ処理は、受信信号の搬送周波数と復調に用いる周波数のずれを補正し、信号データと拡散符号の相関演算を行って信号データの復調に必要な拡散符号及びその時間遅れを検出するものである。受信した信号データにおける搬送周波数のずれの原因としては、送信機（衛星）の移動におけるドップラー効果による周波数のずれ、受信機の移動におけるドップラー効果による周波数のずれ、及び送受信機間の局部発信器誤差が挙げられる。このとき、補正すべき周波数ずれの大きさをあらかじめ予測することは困難であるため、周波数ずれの範囲を想定し、その範囲において、許容できる周波数ずれを走査の間隔として、必要回数の相関演算を行う必要がある。
【０００５】
一方、携帯電話等の小型情報端末にＧＰＳ受信機能を実装する場合、低消費電力化は重要な課題であり、その解決手段の一つとして前記信号サーチ処理の高速化が望まれている。このＧＰＳ受信機における信号サーチ処理の高速化を実現する手法が、特許文献１に開示されている。
【０００６】
【特許文献１】
特表平１１−５１３７８７号公報
【０００７】
この文献によれば、各衛星のドップラーシフト情報が基地局（符号１０）から遠隔ユニット（符号２０）に送信され、かつ、基地局から送信された信号と遠隔ユニット内部のモデムＡＦＣ（自動周波数制御）とから局部発信器のドリフトが計算され、遠隔ユニットはこれらの情報及び計算結果を基に、ドップラー補正指数を受信信号に掛け合わせる。この結果に対して高速フーリエ変換（以下、ＦＦＴ）を行い、受信機内に予め記憶させた拡散符号レプリカのＦＦＴ結果との相関演算を行うことにより、相関演算を高速に行うことができると記載されている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、この方法によれば、衛星の移動によるドップラーシフトは、基地局から送信される情報によりオフセット、すなわち、補正することができるが、受信機の移動によるドップラーシフトをオフセットすることはできない。受信機の移動速度が時速６０ｋｍ程度であれば、このドップラーシフトは無視できる程度であるが、さらに高速で移動した場合は、上記ドップラーシフトを無視できなくなる。また、送受信機間における相対的な局部発信器周波数のずれはオフセットすることができるが、受信機自身の局部発信器の誤差をオフセットすることはできない。受信機において汎用的に使用される局部発信器の安定度は±数ｐｐｍ程度であるため、Ｌ１の搬送波においておよそ±５ｋＨｚ程度の誤差が発生する。このため、上記のオフセットできない搬送周波数のずれは、必然的に受信機内において補正することとなる。その補正方法は、上述したように周波数ずれの最大値を想定し、所定間隔にて周波数シフトを行って、その都度相関演算を行うこととなる。
【０００９】
したがって、特許文献１に記載されている手法による信号処理のフローは、実際には図６に示すものとなる。図６において、ＳＴＥＰ１０１は、受信した無線電波信号を中間周波数にダウンコンバートしてＡＤ変換（アナログ−デジタル変換）するステップである。ＳＴＥＰ１０２は、周波数シフトを行うステップである。ＳＴＥＰ１０３は、ＦＦＴを行うステップである（特許文献１のステップ１１２に相当）。ＳＴＥＰ１０４は、信号のＦＦＴの結果と拡散符合レプリカのＦＦＴ結果との積演算を行うステップである（特許文献１のステップ１１４に相当）。ＳＴＥＰ１０５は、逆高速フーリエ変換（以下、ＩＦＦＴ）を行うステップである（特許文献１のステップ１１８に相当）。このＳＴＥＰ１０２からＳＴＥＰ１０５までの一連の動作を、周波数ずれの最小値から最大値まで、周波数を所定間隔でシフトさせて繰り返す。例えば、周波数のずれの最大値を約１０ｋＨｚと想定し、２５０Ｈｚ間隔で周波数シフトを行うとすると、上記動作の繰り返しは約４０回行う必要があることとなる。
【００１０】
相関演算の際はＦＦＴを利用して高速に演算処理が行われるものの、周波数シフトの回数だけＦＦＴを行うため、周波数サーチ範囲（周波数ずれの想定範囲）が広い場合及び走査する周波数間隔が小さい（細かい）場合は演算量が増大するという問題点を有する。特に、信号サーチ処理に必要な総演算量においてＦＦＴの占める割合は高く、ＦＦＴの回数が増大することは信号サーチ処理の高速化において重大な問題となる。そこで、本発明は、上述の問題点を解消し、ＧＰＳに代表されるスペクトル拡散方式の受信機において、さらに高速な信号サーチ処理方法を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１記載のスペクトル拡散方式の受信機は、無線電波信号を受信するアンテナと、受信した無線電波信号を中間周波数信号に変換するダウンコンバータ部と、中間周波数信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換部と、デジタル信号の復調処理を行うハードウェアロジック部と、デジタル信号のソフトウェアによる演算処理を行うＭＰＵ部と、デジタル信号の演算処理に使用されるメモリー部とを備え、上記ハードウェアロジック部、ＭＰＵ部及びメモリー部において上記入力されたデジタル信号とそれを復調するための拡散符号との積演算を行う際に、デジタル信号に対して高速フーリエ変換処理を行った結果に周波数シフトを行って搬送周波数のずれを補正することを特徴とする。
【００１２】
入力されたデジタル信号とそれを復調するための拡散符号との相関演算を行うに際し、ドップラー効果や局部発信器周波数のずれ等による上記受信した無線電波信号の搬送周波数のずれを適宜補正する必要があるが、この発明によれば、中間周波数へのダウンコンバートおよびデジタル信号への変換の後にＦＦＴ処理を一度行うことにより、周波数領域における周波数シフトを行って搬送周波数のずれの補正が行われることとなる。すなわち、従来の時間領域における周波数シフトはシフト回数だけＦＦＴ演算を行う必要があるのに対し、本発明は周波数領域における周波数シフトであるため、入力されたデジタル信号のＦＦＴ処理を循環シフトさせるだけで周波数シフトによる搬送周波数のずれの補正を行うことができる。
【００１３】
また、本発明の請求項３記載のスペクトル拡散方式の受信信号処理方法は、無線電波信号を受信して中間周波数のデジタル信号に変換する第一のステップと、次いで高速フーリエ変換処理を行う第二のステップと、次いで周波数領域にて周波数シフトを行う第三のステップと、次いで拡散符号との積演算を行う第四のステップと、次いで逆高速フーリエ変換処理を行う第五のステップとを備え、第三乃至第五のステップを所要の周波数シフト回数に応じて繰り返して、受信したデジタル信号の拡散符号を検出することを特徴とする。
【００１４】
上述したように、入力されたデジタル信号とそれを復調するための拡散符号との相関演算を行うに際し、受信した無線電波信号のドップラー効果等による搬送周波数のずれを適宜補正する必要があるが、この発明によれば、第一のステップにおける中間周波数へのダウンコンバートおよびデジタル信号への変換の後に、第二のステップにおけるＦＦＴ処理を一度行うことにより、第三のステップにおける周波数領域での周波数シフトによる搬送周波数のずれの補正が所要回数行われることとなる。すなわち、従来は時間領域における周波数シフトを行ってからＦＦＴを行い、この動作を周波数シフト回数だけ行う必要があるのに対し、本発明は入力されたデジタル信号についてＦＦＴ処理を一度行い、その結果に対して周波数シフトによる搬送周波数のずれの補正と拡散符号のＦＦＴとの積演算とＩＦＦＴ処理とを所要回数行うため、一回の信号サーチ処理において、演算量の多いＦＦＴ処理回数を１回にまで低減させることができる。
【００１５】
また、請求項２記載のスペクトル拡散方式の受信機は、請求項１記載の発明を前提とし、前記無線電波信号がＧＰＳ信号であることを特徴とする。また、請求項４記載のスペクトル拡散方式の受信信号処理方法は、請求項３記載の発明を前提とし、前記無線電波信号がＧＰＳ信号であることを特徴とする。
【００１６】
これらの発明によれば、特にＧＰＳ（全地球測位システム）を利用する受信機において、受信動作開始時の高速信号サーチ処理が効果的に行われることとなり、受信機における消費電力の低減が図られる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明の実施の形態を、ＧＰＳ受信機への適用を例に図面を引用しながら説明する。
【００１８】
本発明が適用されたＧＰＳ受信機の信号サーチ部のモジュール構成図を図１に示す。信号サーチ部１０は、ＧＰＳ信号を受信するアンテナ１６、ＧＰＳ信号をＩＦ信号に変換するＲＦダウンコンバータ１１、アナログ／デジタル変換を行うＡＤ変換器１２及びデジタル信号の演算処理を行うハードウェアロジック１３から構成される。また、ハードウェアロジック１３における演算処理をソフトウェアで行うためのＭＰＵ１４及び演算の際にＭＰＵ１４とハードウェアロジック１３が用いるメモリー１５が、ハードウェアロジック１３に付属される。本発明は主にハードウェアロジック１３、ＭＰＵ１４及びメモリー１５において行われる演算処理に関する。
【００１９】
図２に本発明の信号サーチフローを示す。第一のステップとして、ＳＴＥＰ２０１は、アンテナ１６にて受信されたＧＰＳ信号をＲＦダウンコンバータ１１においてＩＦ（中間周波数）信号に変換し、ＡＤ変換器１２においてデジタル信号とするステップである。第二のステップとして、ＳＴＥＰ２０２は、上記デジタル信号についてＦＦＴを行うステップである。第三のステップとして、ＳＴＥＰ２０３は、上記デジタル信号のＦＦＴの結果について周波数領域において周波数シフトを行うステップである。第四のステップとして、ＳＴＥＰ２０４は、上記周波数シフトを行った結果と拡散符号レプリカのＦＦＴの結果との相関演算を行うステップである。第五のステップとして、ＳＴＥＰ２０５は、ＩＦＦＴを行うステップである。このＳＴＥＰ２０３からＳＴＥＰ２０５までの一連の動作は、周波数を想定される変動範囲内において所定間隔でシフトさせて繰り返し行われる。本発明は、受信信号に一度ＦＦＴを行ってから周波数領域において周波数シフトを行うため、上記一連の繰り返し動作において演算量の大きいＦＦＴが行われないこととなり、信号サーチ処理全体における総演算量を大幅に低減させることができる。
【００２０】
周波数シフトは、ＦＦＴ結果について循環シフトを行うことにより実現される。ｘ１（ｔ）を入力されたデジタル信号とし、ｘ２（ｔ）を左右反転した拡散符号レプリカとし、相関演算及びＩＦＦＴ処理の結果をｙ（ｎ）としたときの相関演算の概念図を図３に示す。ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）を離散フーリエ変換したものをＸ１（ｊω）、Ｘ２（ｊω）、ＦＦＴ点数をＮとすると、相関演算の結果ｙ（ｎ）は、数式１及び数式２で表される。数式１の計算は、時間域で表すと数式２と等価である。これをｘ１（ｔ）とｘ２（ｔ）との相関計算の形にするために、ｘ２（ｔ）を予め反転する。これを数式３に示す。この計算では、ｘ１（ｔ）とｘ２（ｔ）の時間をずらした相関計算が一括して行われる。従って、ＩＦＦＴの結果として、一つの拡散符号に対して、全ての時間遅れに対する相関が得られることになる。周波数シフトはＸ２（ｊω）を周波数軸上でシフトすることに相当する。
【数１】
【数２】
【数３】
【００２１】
周波数ずれがない場合は、このｙ（ｎ）において、ピークすなわち高い相関値がある点ｎにおいて発生し、周波数ずれが存在する場合は、このｙ（ｎ）においてピークが発生しない。周波数シフトを行うときは、ｘ１（ｔ）をフーリエ変換したＸ１（ｊω）について、ＦＦＴ点を１点分循環シフトさせ、ＦＦＴの積演算とＩＦＦＴ処理により相関演算を行う。
【００２２】
周波数シフトでは、ｘ１（ｔ）をフーリエ変換したＸ１（ｊω）について、ＦＦＴ点を１点分循環シフトさせ、ＦＦＴの積演算及びＩＦＦＴ処理を行う動作を周波数シフトの回数分だけ繰り返すことにより、周波数シフトを行う相関演算結果が得られる。したがって、周波数シフトの度にｘ１（ｔ）をフーリエ変換する必要はなく、最初に一度だけｘ１（ｔ）をフーリエ変換すればよい。周波数ずれが残存する場合のｙ（ｎ）のシミュレーション結果を図４（ａ）に、周波数シフトを行うことにより搬送周波数のずれが補正された場合のｙ（ｎ）のシミュレーション結果を図４（ｂ）に示す。補正によりｙ（ｎ）にピークが現れ、相関が検出できていることが分かる。横軸は時間遅れを表しており、１／２０４８ｍｓｅｃ刻みで計算されている。
【００２３】
信号データの拡散符号と受信機の拡散符号レプリカとを同一とし、衛星と受信機との間における伝播遅延時間を５００ビットとしたときの、周波数ずれｆｄをパラメータとした相関演算についてのシミュレーション結果を図５に示す。この図は、相関の取れている点の近辺について横軸を拡大したものであり、周波数ずれｆｄが大きくなるにつれ、相関の値が小さくなる様子が示されている。また、周波数ずれｆｄが０ｋＨｚのときに相関の値がもっとも大きくなるが、周波数ずれｆｄが０．１２５ｋＨｚ程度であっても、ほとんど相関の最大値は変わらないことが示されている。したがって、０．１２５ｋＨｚが実際の搬送周波数のずれに対して周波数シフトを繰り返したときに残る周波数ずれに対する許容範囲である。残留の周波数ずれを０．１２５ｋＨｚ以下とするために必要な周波数シフトの間隔は、０．１２５ｋＨｚの２倍である０．２５ｋＨｚ以下とすればよい。
【００２４】
ＦＦＴの分解能ｆｒは、サンプリング周波数をｆｓとし、ＦＦＴ点数をＮとすると、通常数式４で表される。
【数４】
【００２５】
本実施の形態において、ＡＤ変換器１２におけるサンプリング周波数は２．０４８ＭＨｚであり、拡散符号のコード長は１０２３ビットであるため、例えば、ＦＦＴ点数を拡散符号コード長の２倍の２０４６点とすると、数式１におけるＦＦＴの分解能ｆｒは１ｋＨｚとなる。ここで、ＦＦＴの分解能ｆｒが上述した周波数シフトに相当するようにするには、ＦＦＴ点数Ｎを４倍の８１８４点とすると、ＦＦＴの分解能ｆｒを０．２５ｋＨｚとすることができる。
【００２６】
このとき、周波数のずれの最大値を約１０ｋＨｚと想定すると、１回の信号サーチにおいて、０．２５ｋＨｚずつの周波数シフト操作を約４０回繰り返すこととなる。図６に示されるような従来の方法において、この０．２５ｋＨｚずつの周波数シフト操作ＳＴＥＰ１０２を行うとすると、周波数シフト操作の都度ＦＦＴ（ＳＴＥＰ１０３）を約４０回行うこととなる。しかし、本発明においては図２に示されるように、ＳＴＥＰ２０２においてＦＦＴを行った後に周波数シフトＳＴＥＰ２０３を行うため、１回の信号サーチにおいて、演算量の多いＦＦＴは１回行うだけでよい。これにより、ＦＦＴ部分における演算量は従来の約２割に、また信号サーチ処理全体における演算量は従来の約６割にまで低減されることとなる。
【００２７】
本実施の形態は、本発明をＧＰＳ受信機に適用する場合について説明したが、本発明はこれに限定されることはなく、スペクトル拡散方式における受信信号処理について広く適用することができる。
【００２８】
【発明の効果】
本発明によれば、受信信号データをＦＦＴ処理した後に、周波数領域において周波数シフトすなわち周波数ずれの補正を所定回数行うため、演算量の多いＦＦＴの回数を従来方法より大幅に低減させることが可能である。したがって、信号サーチ処理における演算量が大幅に低減されることとなり、信号サーチ処理を高速に行うことができる。さらに、特にＧＰＳ受信機に本発明を適用した場合は、信号サーチ処理の高速化により消費電力を低減させることが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の信号サーチ部のモジュール構成図
【図２】本発明の信号サーチ方法を示すフローチャート図
【図３】相関値算出の概念図
【図４】（ａ）は、周波数ずれが残存する場合における相関のシミュレーション結果のグラフ、（ｂ）は、周波数ずれが補正された場合における相関のシミュレーション結果のグラフ
【図５】本発明の相関演算のシミュレーション結果のグラフ
【図６】従来の信号サーチ方法を示すフローチャート図
【符号の説明】
１０ 信号サーチ部
１１ ＲＦダウンコンバータ
１２ ＡＤ変換機
１３ ハードウェアロジック
１４ ＭＰＵ
１５ メモリー
１６ アンテナ
１０１ ＲＦ入力
１０２ 周波数シフト
１０３ ＦＦＴ
１０４ ＦＦＴの積演算
１０５ ＩＦＦＴ
２０１ ＲＦ入力
２０２ ＦＦＴ
２０３ 周波数シフト
２０４ ＦＦＴの積演算
２０５ ＩＦＦＴ
ｆｄ 周波数ずれ
ｆｒ ＦＦＴの分解能
ｆｓ サンプリング周波数
Ｎ ＦＦＴ点数
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＧＰＳ受信機に代表されるスペクトル拡散方式の受信機及び受信信号の処理方法に関し、特に、受信動作開始時の信号サーチ処理に関する。
【０００２】
【従来の技術】
スペクトル拡散方式は、送信側が所定の拡散符号（疑似乱数コード：ＰＲＮコード）を用いて被変調信号のスペクトルを拡散して無線電波信号として送信し、受信側が受信した信号データに対して同一の拡散符号を用いてスペクトル逆拡散処理を行うことにより、元の被変調信号を復元するものである。この通信方式は、ノイズに非常に強く小電力で長距離の通信が可能であるため、衛星通信や移動体通信等に用いられている。
【０００３】
スペクトル拡散方式を利用するものには、携帯電話等の移動体通信や無線ＬＡＮ等があり、中でも代表的なものとしてＧＰＳが挙げられる。ＧＰＳは、無線電波信号を送信する衛星を利用するシステムであり、少なくとも４つの衛星について、受信者と衛星との距離を決定し、それらの距離の球面の交差点として得られる３次元空間の位置が受信者の３次元空間の位置を決定する。各衛星は、Ｌ１、Ｌ２と呼ばれる二種類の搬送波を、測距信号となる擬似雑音符号（ＰＲＮコード）及び軌道情報などの航法メッセージによって変調した無線電波信号を送信する。各衛星には固有のＰＲＮコードが割り当てられており、互いに非干渉性である。このため、各衛星から送信される無線電波信号は受信側において分離することができる。一般に利用されているＧＰＳにおいては、３種類あるＰＲＮコードのうち、符号列が公表されているＣ／Ａコードが使用されている。ＧＰＳは、このＣ／Ａコードを拡散符号として使用するものであり、以下の議論において、搬送波信号をＣ／Ａコード（以下、拡散符号と呼ぶ）によってＢＰＳＫ変調することを拡散と呼び、受信側において拡散符号を用いて同期検波（復調）することを逆拡散と呼ぶ。また、受信信号と同じ拡散符号を同定するために、受信信号と受信機内にて生成する拡散符号レプリカ（衛星の数と同じ数の種類がある）との相関演算が行われる。さらに、拡散符号が同じでも、衛星からの時間遅れが生じるので拡散符号レプリカでは時間遅れも考慮する必要がある、拡散符号が合致し、かつ、時間遅れも一致（同期）したときに相関が最も大きくなる。検出された時間遅れは、衛星からの距離計算に用いられる。
【０００４】
ＧＰＳのようなスペクトル拡散方式の受信機においては、受信動作開始時に受信信号と拡散符号との同期点の検索、すなわち信号サーチ処理が必要とされる。信号サーチ処理は、受信信号の搬送周波数と復調に用いる周波数のずれを補正し、信号データと拡散符号の相関演算を行って信号データの復調に必要な拡散符号及びその時間遅れを検出するものである。受信した信号データにおける搬送周波数のずれの原因としては、送信機（衛星）の移動におけるドップラー効果による周波数のずれ、受信機の移動におけるドップラー効果による周波数のずれ、及び送受信機間の局部発信器誤差が挙げられる。このとき、補正すべき周波数ずれの大きさをあらかじめ予測することは困難であるため、周波数ずれの範囲を想定し、その範囲において、許容できる周波数ずれを走査の間隔として、必要回数の相関演算を行う必要がある。
【０００５】
一方、携帯電話等の小型情報端末にＧＰＳ受信機能を実装する場合、低消費電力化は重要な課題であり、その解決手段の一つとして前記信号サーチ処理の高速化が望まれている。このＧＰＳ受信機における信号サーチ処理の高速化を実現する手法が、特許文献１に開示されている。
【０００６】
【特許文献１】
特表平１１−５１３７８７号公報
【０００７】
この文献によれば、各衛星のドップラーシフト情報が基地局（符号１０）から遠隔ユニット（符号２０）に送信され、かつ、基地局から送信された信号と遠隔ユニット内部のモデムＡＦＣ（自動周波数制御）とから局部発信器のドリフトが計算され、遠隔ユニットはこれらの情報及び計算結果を基に、ドップラー補正指数を受信信号に掛け合わせる。この結果に対して高速フーリエ変換（以下、ＦＦＴ）を行い、受信機内に予め記憶させた拡散符号レプリカのＦＦＴ結果との相関演算を行うことにより、相関演算を高速に行うことができると記載されている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、この方法によれば、衛星の移動によるドップラーシフトは、基地局から送信される情報によりオフセット、すなわち、補正することができるが、受信機の移動によるドップラーシフトをオフセットすることはできない。受信機の移動速度が時速６０ｋｍ程度であれば、このドップラーシフトは無視できる程度であるが、さらに高速で移動した場合は、上記ドップラーシフトを無視できなくなる。また、送受信機間における相対的な局部発信器周波数のずれはオフセットすることができるが、受信機自身の局部発信器の誤差をオフセットすることはできない。受信機において汎用的に使用される局部発信器の安定度は±数ｐｐｍ程度であるため、Ｌ１の搬送波においておよそ±５ｋＨｚ程度の誤差が発生する。このため、上記のオフセットできない搬送周波数のずれは、必然的に受信機内において補正することとなる。その補正方法は、上述したように周波数ずれの最大値を想定し、所定間隔にて周波数シフトを行って、その都度相関演算を行うこととなる。
【０００９】
したがって、特許文献１に記載されている手法による信号処理のフローは、実際には図６に示すものとなる。図６において、ＳＴＥＰ１０１は、受信した無線電波信号を中間周波数にダウンコンバートしてＡＤ変換（アナログ−デジタル変換）するステップである。ＳＴＥＰ１０２は、周波数シフトを行うステップである。ＳＴＥＰ１０３は、ＦＦＴを行うステップである（特許文献１のステップ１１２に相当）。ＳＴＥＰ１０４は、信号のＦＦＴの結果と拡散符合レプリカのＦＦＴ結果との積演算を行うステップである（特許文献１のステップ１１４に相当）。ＳＴＥＰ１０５は、逆高速フーリエ変換（以下、ＩＦＦＴ）を行うステップである（特許文献１のステップ１１８に相当）。このＳＴＥＰ１０２からＳＴＥＰ１０５までの一連の動作を、周波数ずれの最小値から最大値まで、周波数を所定間隔でシフトさせて繰り返す。例えば、周波数のずれの最大値を約１０ｋＨｚと想定し、２５０Ｈｚ間隔で周波数シフトを行うとすると、上記動作の繰り返しは約４０回行う必要があることとなる。
【００１０】
相関演算の際はＦＦＴを利用して高速に演算処理が行われるものの、周波数シフトの回数だけＦＦＴを行うため、周波数サーチ範囲（周波数ずれの想定範囲）が広い場合及び走査する周波数間隔が小さい（細かい）場合は演算量が増大するという問題点を有する。特に、信号サーチ処理に必要な総演算量においてＦＦＴの占める割合は高く、ＦＦＴの回数が増大することは信号サーチ処理の高速化において重大な問題となる。そこで、本発明は、上述の問題点を解消し、ＧＰＳに代表されるスペクトル拡散方式の受信機において、さらに高速な信号サーチ処理方法を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１記載のスペクトル拡散方式の受信機は、無線電波信号を受信するアンテナと、受信した無線電波信号を中間周波数信号に変換するダウンコンバータ部と、中間周波数信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換部と、デジタル信号の復調処理を行うハードウェアロジック部と、デジタル信号のソフトウェアによる演算処理を行うＭＰＵ部と、デジタル信号の演算処理に使用されるメモリー部とを備え、上記ハードウェアロジック部、ＭＰＵ部及びメモリー部において上記入力されたデジタル信号とそれを復調するための拡散符号との積演算を行う際に、デジタル信号に対して高速フーリエ変換処理を行った結果に周波数シフトを行って搬送周波数のずれを補正することを特徴とする。
【００１２】
入力されたデジタル信号とそれを復調するための拡散符号との相関演算を行うに際し、ドップラー効果や局部発信器周波数のずれ等による上記受信した無線電波信号の搬送周波数のずれを適宜補正する必要があるが、この発明によれば、中間周波数へのダウンコンバートおよびデジタル信号への変換の後にＦＦＴ処理を一度行うことにより、周波数領域における周波数シフトを行って搬送周波数のずれの補正が行われることとなる。すなわち、従来の時間領域における周波数シフトはシフト回数だけＦＦＴ演算を行う必要があるのに対し、本発明は周波数領域における周波数シフトであるため、入力されたデジタル信号のＦＦＴ処理を循環シフトさせるだけで周波数シフトによる搬送周波数のずれの補正を行うことができる。
【００１３】
また、本発明の請求項３記載のスペクトル拡散方式の受信信号処理方法は、無線電波信号を受信して中間周波数のデジタル信号に変換する第一のステップと、次いで高速フーリエ変換処理を行う第二のステップと、次いで周波数領域にて周波数シフトを行う第三のステップと、次いで拡散符号との積演算を行う第四のステップと、次いで逆高速フーリエ変換処理を行う第五のステップとを備え、第三乃至第五のステップを所要の周波数シフト回数に応じて繰り返して、受信したデジタル信号の拡散符号を検出することを特徴とする。
【００１４】
上述したように、入力されたデジタル信号とそれを復調するための拡散符号との相関演算を行うに際し、受信した無線電波信号のドップラー効果等による搬送周波数のずれを適宜補正する必要があるが、この発明によれば、第一のステップにおける中間周波数へのダウンコンバートおよびデジタル信号への変換の後に、第二のステップにおけるＦＦＴ処理を一度行うことにより、第三のステップにおける周波数領域での周波数シフトによる搬送周波数のずれの補正が所要回数行われることとなる。すなわち、従来は時間領域における周波数シフトを行ってからＦＦＴを行い、この動作を周波数シフト回数だけ行う必要があるのに対し、本発明は入力されたデジタル信号についてＦＦＴ処理を一度行い、その結果に対して周波数シフトによる搬送周波数のずれの補正と拡散符号のＦＦＴとの積演算とＩＦＦＴ処理とを所要回数行うため、一回の信号サーチ処理において、演算量の多いＦＦＴ処理回数を１回にまで低減させることができる。
【００１５】
また、請求項２記載のスペクトル拡散方式の受信機は、請求項１記載の発明を前提とし、前記無線電波信号がＧＰＳ信号であることを特徴とする。また、請求項４記載のスペクトル拡散方式の受信信号処理方法は、請求項３記載の発明を前提とし、前記無線電波信号がＧＰＳ信号であることを特徴とする。
【００１６】
これらの発明によれば、特にＧＰＳ（全地球測位システム）を利用する受信機において、受信動作開始時の高速信号サーチ処理が効果的に行われることとなり、受信機における消費電力の低減が図られる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明の実施の形態を、ＧＰＳ受信機への適用を例に図面を引用しながら説明する。
【００１８】
本発明が適用されたＧＰＳ受信機の信号サーチ部のモジュール構成図を図１に示す。信号サーチ部１０は、ＧＰＳ信号を受信するアンテナ１６、ＧＰＳ信号をＩＦ信号に変換するＲＦダウンコンバータ１１、アナログ／デジタル変換を行うＡＤ変換器１２及びデジタル信号の演算処理を行うハードウェアロジック１３から構成される。また、ハードウェアロジック１３における演算処理をソフトウェアで行うためのＭＰＵ１４及び演算の際にＭＰＵ１４とハードウェアロジック１３が用いるメモリー１５が、ハードウェアロジック１３に付属される。本発明は主にハードウェアロジック１３、ＭＰＵ１４及びメモリー１５において行われる演算処理に関する。
【００１９】
図２に本発明の信号サーチフローを示す。第一のステップとして、ＳＴＥＰ２０１は、アンテナ１６にて受信されたＧＰＳ信号をＲＦダウンコンバータ１１においてＩＦ（中間周波数）信号に変換し、ＡＤ変換器１２においてデジタル信号とするステップである。第二のステップとして、ＳＴＥＰ２０２は、上記デジタル信号についてＦＦＴを行うステップである。第三のステップとして、ＳＴＥＰ２０３は、上記デジタル信号のＦＦＴの結果について周波数領域において周波数シフトを行うステップである。第四のステップとして、ＳＴＥＰ２０４は、上記周波数シフトを行った結果と拡散符号レプリカのＦＦＴの結果との相関演算を行うステップである。第五のステップとして、ＳＴＥＰ２０５は、ＩＦＦＴを行うステップである。このＳＴＥＰ２０３からＳＴＥＰ２０５までの一連の動作は、周波数を想定される変動範囲内において所定間隔でシフトさせて繰り返し行われる。本発明は、受信信号に一度ＦＦＴを行ってから周波数領域において周波数シフトを行うため、上記一連の繰り返し動作において演算量の大きいＦＦＴが行われないこととなり、信号サーチ処理全体における総演算量を大幅に低減させることができる。
【００２０】
周波数シフトは、ＦＦＴ結果について循環シフトを行うことにより実現される。ｘ１（ｔ）を入力されたデジタル信号とし、ｘ２（ｔ）を左右反転した拡散符号レプリカとし、相関演算及びＩＦＦＴ処理の結果をｙ（ｎ）としたときの相関演算の概念図を図３に示す。ｘ１（ｔ）、ｘ２（ｔ）を離散フーリエ変換したものをＸ１（ｊω）、Ｘ２（ｊω）、ＦＦＴ点数をＮとすると、相関演算の結果ｙ（ｎ）は、数式１及び数式２で表される。数式１の計算は、時間域で表すと数式２と等価である。これをｘ１（ｔ）とｘ２（ｔ）との相関計算の形にするために、ｘ２（ｔ）を予め反転する。これを数式３に示す。この計算では、ｘ１（ｔ）とｘ２（ｔ）の時間をずらした相関計算が一括して行われる。従って、ＩＦＦＴの結果として、一つの拡散符号に対して、全ての時間遅れに対する相関が得られることになる。周波数シフトはＸ２（ｊω）を周波数軸上でシフトすることに相当する。
【数１】
周波数ずれがない場合は、このｙ（ｎ）において、ピークすなわち高い相関値がある点ｎにおいて発生し、周波数ずれが存在する場合は、このｙ（ｎ）においてピークが発生しない。周波数シフトを行うときは、ｘ１（ｔ）をフーリエ変換したＸ１（ｊω）について、ＦＦＴ点を１点分循環シフトさせ、ＦＦＴの積演算とＩＦＦＴ処理により相関演算を行う。
【００２２】
周波数シフトでは、ｘ１（ｔ）をフーリエ変換したＸ１（ｊω）について、ＦＦＴ点を１点分循環シフトさせ、ＦＦＴの積演算及びＩＦＦＴ処理を行う動作を周波数シフトの回数分だけ繰り返すことにより、周波数シフトを行う相関演算結果が得られる。したがって、周波数シフトの度にｘ１（ｔ）をフーリエ変換する必要はなく、最初に一度だけｘ１（ｔ）をフーリエ変換すればよい。周波数ずれが残存する場合のｙ（ｎ）のシミュレーション結果を図４（ａ）に、周波数シフトを行うことにより搬送周波数のずれが補正された場合のｙ（ｎ）のシミュレーション結果を図４（ｂ）に示す。補正によりｙ（ｎ）にピークが現れ、相関が検出できていることが分かる。横軸は時間遅れを表しており、１／２０４８ｍｓｅｃ刻みで計算されている。
【００２３】
信号データの拡散符号と受信機の拡散符号レプリカとを同一とし、衛星と受信機との間における伝播遅延時間を５００ビットとしたときの、周波数ずれｆｄをパラメータとした相関演算についてのシミュレーション結果を図５に示す。この図は、相関の取れている点の近辺について横軸を拡大したものであり、周波数ずれｆｄが大きくなるにつれ、相関の値が小さくなる様子が示されている。また、周波数ずれｆｄが０ｋＨｚのときに相関の値がもっとも大きくなるが、周波数ずれｆｄが０．１２５ｋＨｚ程度であっても、ほとんど相関の最大値は変わらないことが示されている。したがって、０．１２５ｋＨｚが実際の搬送周波数のずれに対して周波数シフトを繰り返したときに残る周波数ずれに対する許容範囲である。残留の周波数ずれを０．１２５ｋＨｚ以下とするために必要な周波数シフトの間隔は、０．１２５ｋＨｚの２倍である０．２５ｋＨｚ以下とすればよい。
【００２４】
ＦＦＴの分解能ｆｒは、サンプリング周波数をｆｓとし、ＦＦＴ点数をＮとすると、通常数式４で表される。
【数４】
本実施の形態において、ＡＤ変換器１２におけるサンプリング周波数は２．０４８ＭＨｚであり、拡散符号のコード長は１０２３ビットであるため、例えば、ＦＦＴ点数を拡散符号コード長の２倍の２０４６点とすると、数式１におけるＦＦＴの分解能ｆｒは１ｋＨｚとなる。ここで、ＦＦＴの分解能ｆｒが上述した周波数シフトに相当するようにするには、ＦＦＴ点数Ｎを４倍の８１８４点とすると、ＦＦＴの分解能ｆｒを０．２５ｋＨｚとすることができる。
【００２６】
このとき、周波数のずれの最大値を約１０ｋＨｚと想定すると、１回の信号サーチにおいて、０．２５ｋＨｚずつの周波数シフト操作を約４０回繰り返すこととなる。図６に示されるような従来の方法において、この０．２５ｋＨｚずつの周波数シフト操作ＳＴＥＰ１０２を行うとすると、周波数シフト操作の都度ＦＦＴ（ＳＴＥＰ１０３）を約４０回行うこととなる。しかし、本発明においては図２に示されるように、ＳＴＥＰ２０２においてＦＦＴを行った後に周波数シフトＳＴＥＰ２０３を行うため、１回の信号サーチにおいて、演算量の多いＦＦＴは１回行うだけでよい。これにより、ＦＦＴ部分における演算量は従来の約２割に、また信号サーチ処理全体における演算量は従来の約６割にまで低減されることとなる。
【００２７】
本実施の形態は、本発明をＧＰＳ受信機に適用する場合について説明したが、本発明はこれに限定されることはなく、スペクトル拡散方式における受信信号処理について広く適用することができる。
【００２８】
【発明の効果】
本発明によれば、受信信号データをＦＦＴ処理した後に、周波数領域において周波数シフトすなわち周波数ずれの補正を所定回数行うため、演算量の多いＦＦＴの回数を従来方法より大幅に低減させることが可能である。したがって、信号サーチ処理における演算量が大幅に低減されることとなり、信号サーチ処理を高速に行うことができる。さらに、特にＧＰＳ受信機に本発明を適用した場合は、信号サーチ処理の高速化により消費電力を低減させることが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の信号サーチ部のモジュール構成図
【図２】本発明の信号サーチ方法を示すフローチャート図
【図３】相関値算出の概念図
【図４】（ａ）は、周波数ずれが残存する場合における相関のシミュレーション結果のグラフ、（ｂ）は、周波数ずれが補正された場合における相関のシミュレーション結果のグラフ
【図５】本発明の相関演算のシミュレーション結果のグラフ
【図６】従来の信号サーチ方法を示すフローチャート図
【符号の説明】
１０ 信号サーチ部
１１ ＲＦダウンコンバータ
１２ ＡＤ変換機
１３ ハードウェアロジック
１４ ＭＰＵ
１５ メモリー
１６ アンテナ
１０１ ＲＦ入力
１０２ 周波数シフト
１０３ ＦＦＴ
１０４ ＦＦＴの積演算
１０５ ＩＦＦＴ
２０１ ＲＦ入力
２０２ ＦＦＴ
２０３ 周波数シフト
２０４ ＦＦＴの積演算
２０５ ＩＦＦＴ
ｆｄ 周波数ずれ
ｆｒ ＦＦＴの分解能
ｆｓ サンプリング周波数
Ｎ ＦＦＴ点数
Claims (4)
- スペクトル拡散方式の受信機であって、無線電波信号を受信するアンテナと、受信した無線電波信号を中間周波数信号に変換するダウンコンバータ部と、中間周波数信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換部と、デジタル信号の復調処理を行うハードウェアロジック部と、デジタル信号のソフトウェアによる演算処理を行うＭＰＵ部と、デジタル信号の演算処理に使用されるメモリー部とを備え、
上記ハードウェアロジック部、ＭＰＵ部及びメモリー部において上記入力されたデジタル信号とそれを復調するための拡散符号との積演算を行う際に、デジタル信号に対して高速フーリエ変換処理を行った結果に周波数シフトを行って搬送周波数のずれを補正することを特徴とするスペクトル拡散方式の受信機。 - 請求項１記載のスペクトル拡散方式の受信機において、前記無線電波信号がＧＰＳ信号であることを特徴とするスペクトル拡散方式の受信機。
- 無線電波信号を受信して中間周波数のデジタル信号に変換する第一のステップと、次いで高速フーリエ変換処理を行う第二のステップと、次いで周波数領域にて周波数シフトを行う第三のステップと、次いで拡散符号との積演算を行う第四のステップと、次いで逆高速フーリエ変換処理を行う第五のステップとを備え、
第三乃至第五のステップを所要の周波数シフト回数に応じて繰り返して、受信したデジタル信号の拡散符号を検出することを特徴とするスペクトル拡散方式の受信信号処理方法。 - 請求項３記載のスペクトル拡散方式の受信信号処理方法において、前記無線電波信号がＧＰＳ信号であることを特徴とするスペクトル拡散方式の受信信号処理方法。
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