JP2004222283A - 時空間トレリスコードを使用する移動通信システムでの多重化利得及びダイバーシティ利得を同時に獲得するためのデータ送受信装置及び方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 時空間トレリスコードを使用する移動通信システムで多重化利得及びダイバーシティ利得を同時に獲得するためのデータ送受信装置及び方法に関する。
【解決手段】 オーバーラップアンテナ方式を使用する移動通信システムにおいて、第１乃至第４送信アンテナグループを通じて伝送する他のＬ個の各情報ビット列を入力し、それを変調して第１乃至第４変調シンボル列に出力し、入力された第１乃至第４変調シンボル列のうち所定の位置の少なくとも１つの変調シンボルをパンクチュアして第１乃至第２パンクチュアリングシンボル列に出力し、第１パンクチュアリングシンボル列を第１送信アンテナで、第２及び第３パンクチュアリングシンボル列を第２送信アンテナを通で、第４パンクチュアリングシンボル列を第３送信アンテナで出力するように制御する。
【選択図】 図９

Description

本発明は、移動通信システムに関し、特に、時空間トレリスコード(Space-Time Trellis Code；以下、“ＳＴＴＣ”と略称する。)を使用する移動通信システムで多重化利得(multiplex gain)及びダイバーシティ利得(diversity gain)を同時に獲得するためのデータ送受信装置及び方法に関する。

移動通信システム(Mobile Telecommunication System)が急速に発展するとともに、前記移動通信システムでサービスするデータ量も急速に増加している。最近では、高速のデータを伝送するための３世代移動通信システムが開発されている。このような３世代移動通信システムにおいて、ヨーロッパは、基地局間の非同期方式の広帯域符号分割多重接続(Wideband-Code Division Multiple Access；Ｗ−ＣＤＭＡ)方式を採択し、北アメリカは、基地局間の同期方式のＣＤＭＡ(Code Division Multiple Access；以下、“ＣＤＭＡ”と略称する。)−２０００方式を無線接続規格として採択している。一般的に、前記移動通信システムは、１つの基地局を通じて複数の端末機(Mobile Station；ＭＳ)が交信する形態で構成される。しかし、前記移動通信システムで高速データの伝送のとき、無線チャンネル上で発生するフェーディング(Fading)現象により受信信号の位相が歪曲される。前記フェーディングは、受信信号の振幅を数ｄＢから数十ｄＢまで減少させるので、このようなフェーディング現象により歪曲された受信信号の位相はデータの復調のとき補償を遂行しない場合、送信側から伝送された伝送データの情報エラーの原因になって移動通信サービスの品質を低下させるようになる。そこで、移動通信システムで高速データをサービス品質の低下なく伝送するためにはフェーディングを克服すべきであり、このようなフェーディングを克服するためには多様なダイバーシティ(Diversity)技術が使用される。

一般的に、ＣＤＭＡ方式では、チャンネルの遅延拡散(delay spread)を利用してダイバーシティの受信を遂行するレーキ(Rake)受信器を採択している。前記レーキ受信器は、多重経路(multi-path)信号を受信するための受信ダイバーシティが適用されているが、前述した遅延拡散を利用するダイバーシティ技術を適用したレーキ受信器は、遅延拡散が設定値より小さい場合動作しない問題点がある。また、インターリービング(Interleaving)とコーディング(Coding)を利用する時間ダイバーシティ(Time diversity)技術は、ドップラー拡散(Doppler spread)チャンネルで使用される。しかし、前記時間ダイバーシティ技術は、低速ドップラー拡散チャンネルで利用されることが難しい。

従って、室内チャンネルのように遅延拡散が小さいチャンネルと、歩行者チャンネルのようにドップラー拡散が低速であるチャンネルでは、フェーディングを克服するために空間ダイバーシティ(Space Diversity)技術が使用される。前記空間ダイバーシティ技術は、２個以上の送受信アンテナを利用する。すなわち、１個の送信アンテナを通じて伝送された信号がフェーディングによりその信号パワーが減少する場合、残りの送信アンテナを通じて伝送された信号を受信する。前記空間ダイバーシティは、受信アンテナを利用する受信アンテナダイバーシティ技術と送信アンテナを利用する送信ダイバーシティ技術とに分類することができる。しかし、前記受信アンテナダイバーシティ技術は端末機に適用されるので、端末機のサイズ及び費用側面で複数の受信アンテナを設置し難い。従って、基地局に複数の送信アンテナを設置する送信ダイバーシティ技術を使用することが勧められる。

特に、４世代(４Ｇ)移動通信システムでは、１０Ｍｂｐｓ乃至１５０Ｍｂｐｓ程度の情報送信速度を期待しており、エラー率(error rate)は、音声の場合、１０^−３のビットエラー率(Bit Error Rate；以下、“ＢＥＲ”と略称する。)、データの場合、１０^−６のＢＥＲ、映像(image)の場合、１０^−９のＢＥＲ程度を要求している。前記ＳＴＴＣは、多重アンテナとチャンネル符号化技術が結合されたもので、無線ＭＩＭＯ(Multi Input Multi Output)チャンネルでデータ率(data rate)及び信頼度(reliability)の大幅な改善を有する技術である。前記ＳＴＴＣは、送信器の送信信号の時空間次元を拡張することにより受信器の時空間ダイバーシティ利得を得、また、付加的な帯域幅(bandwidth)の必要なくコーディング利得(coding gain)を得ることができるので、チャンネル容量の向上にも役に立つ。

従って、前記送信ダイバーシティ技術を適用するにおいて、前記ＳＴＴＣを使用して、前記ＳＴＴＣを使用すると、前記複数の送信アンテナを使用するときフェーディングチャンネル(fading channel)により発生するチャンネル利得(channel gain)の低下に対応するダイバーシティ利得(diversity gain)とともに、送信電力を増幅させた効果を有するコーディング利得(coding gain)を得るようになる。前記ＳＴＴＣを使用して信号を伝送する方式は、Vahid Tarokh、N. Seshadri、及びA. Calderbankが１９９８年提案した非特許文献１に開示されている。このような参照文献において、コードレート(code rate)を単位時間の間伝送されたシンボル(symbol)の個数であると定義するとき、送信アンテナ及び受信アンテナの数の乗に該当するダイバーシティ利得を得るためには、コードレートが１より小さなければならないと規定している。

図１は、一般的なＳＴＴＣを使用する送信器の構造を概略的に示す。図１を参照すると、まず、Ｌ個の情報データビット(information data bit)ｄ_１、ｄ_２、ｄ_３、…、ｄ_Ｌが前記送信器に入力されると、前記入力された情報データビットｄ_１、ｄ_２、ｄ_３、…、ｄ_Ｌは、直列／並列(Serial to Parallel；Ｓ／Ｐ)変換器１１１に入力される。ここで、前記インデックス(index)Ｌは、前記送信器で単位送信時間の間に伝送する情報データビットの数を示し、前記単位送信時間は、シンボル単位などになることができる。前記直列／並列変換器１１１は、前記情報データビットｄ_１、ｄ_２、ｄ_３、…、ｄ_Ｌを並列に変換して第１エンコーダ(encoder)１２１−１乃至第Ｌエンコーダ１２１−Ｌのそれぞれに出力する。すなわち、前記直列／並列変換器１１１は、並列変換された情報データビットｄ_１を第１エンコーダ１２１−１に出力し、このように並列変換された情報データビットｄ_Ｌを第Ｌエンコーダ１２１−Ｌに出力する。そうすると、前記第１エンコーダ１２１−１乃至第Ｌエンコーダ１２１−Ｌのそれぞれは、前記直列／並列変換器１１１から出力された信号を入力して所定のエンコーディング方式にてエンコーディングした後に第１変調器１３１−１乃至第Ｍ変調器１３１−Ｍに出力する。ここで、前記インデックスＭは、前記送信器に備えられている送信アンテナの個数を示し、前記エンコーディング方式は、ＳＴＴＣエンコーディング方式である。前記第１エンコーダ１２１−１乃至第Ｌエンコーダ１２１−Ｌの内部構造は、図２を参照して説明する。

そして、前記第１変調器１３１−１乃至第Ｍ変調器１３１−Ｍのそれぞれは、前記第１エンコーダ１２１−１乃至第Ｌエンコーダ１２１−Ｌから出力した信号を入力して予め設定されている変調方式で変調して出力する。前記第１変調器１３１−１乃至第Ｍ変調器１３１−Ｍのそれぞれは、入力される信号のみ相異であるだけその動作は類似しているので、ここで、前記第１変調器１３１−１を例にあげて説明する。前記第１変調器１３１−１は、前記第１エンコーダ１２１−１乃至第Ｌエンコーダ１２１−Ｌから出力された信号を入力して加算した後前記第１変調器１３１−１が連結される送信アンテナ、すなわち、第１送信アンテナＡＮＴ＃１に適用される利得を乗じ、前記利得が乗じられた信号を所定の変調方式で変調した後に第１送信アンテナＡＮＴ＃１に出力する。ここで、前記変調方式には、ＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying；以下、“ＢＰＳＫ”と略称する。)方式、ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying；以下、“ＱＰＳＫ”と略称する。)方式、ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation；以下、“ＱＡＭ”と略称する。)方式、ＰＡＭ(Pulse Amplitude Modulation；以下、“ＰＡＭ”と略称する。)方式、及びＰＳＫ(Phase Shift Keying；以下、“ＰＳＫ”と略称する。)方式などがある。図１では、エンコーダの個数がＬ個であるので、２^Ｌ−ａｒｙ ＱＡＭ方式を使用すると仮定する。前記第１変調器１３１−１乃至第Ｍ変調器１３１−Ｍのそれぞれは、変調された変調シンボルＳ_１乃至Ｓ_Ｍを前記第１送信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｍ送信アンテナＡＮＴ＃Ｍのそれぞれに出力する。前記第１送信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｍ送信アンテナＡＮＴ＃Ｍのそれぞれは、前記第１変調器１３１−１乃至第Ｍ変調器１３１−Ｍから出力された変調シンボルＳ₁乃至Ｓ_Ｍをエア(air)上に伝送する。

そうすると、ここで、図２を参照して前記第１エンコーダ１２１−１乃至第Ｌエンコーダ１２１−Ｌの内部構造を説明する。
図２は、図１の第１エンコーダ１２１−１乃至第Ｌエンコーダ１２１−Ｌの内部構造を示す。説明の便宜上、前記第１エンコーダ１２１−１を例にあげて説明する。前記直列／並列変換器１１１から出力される情報データビットｄ_１は第１エンコーダ１２１−１に入力され、前記第１エンコーダ１２１−１は、前記情報データビットｄ_１をtapped delay line、すなわち、遅延器(Delay)２１１−１、２１１−２、…、２１１−(Ｋ−１)に出力する。ここで、前記tapped delay lineの遅延器は、前記第１エンコーダ１２１−１の拘束長(constraint length)Ｋより１個少ない個数で備えられる。前記遅延器２１１−１、２１１−２、…、２１１−(Ｋ−１)のそれぞれは、入力される信号を遅延して出力する。すなわち、前記遅延器２１１−１は、前記情報データビットｄ_１を遅延して遅延器２１１−２に出力し、前記遅延器２１１−２は、前記遅延器２１１−１から出力される信号を遅延した後に出力する。また、前記遅延器２１１−１、２１１−２、…、２１１−(Ｋ−１)に提供される入力信号は、所定の利得が乗じられてモジュロ加算器(modulo adder)２２１−１、…、２２１−Ｍへ出力される。ここで、前記モジュロ加算器の個数は前記送信アンテナの個数と同一であり、図１で送信アンテナの個数がＭであるので、前記モジュロ加算器もＭ個備えられる。そして、前記遅延器２１１−１、２１１−２、…、２１１−(Ｋ−１)の入力信号に乗じられる利得はｇ_{ｉ 、ｊ、ｔ}で表現されるが、ｉはエンコーダインデックス、ｊはアンテナインデックス、ｔはメモリインデックスである。図１において、Ｌ個のエンコーダが存在し、Ｍ個のアンテナが存在するので、前記ｉは１からＬまで増加し、ｊは１からＭまで増加し、ｔは１から拘束長Ｋまで増加する。前記モジュロ加算器２２１−１、…、２２１−Ｍのそれぞれは、該当遅延器２１１−１、２１１−２、…、２１１−(Ｋ−１)の入力信号に前記利得が乗じられた信号をモジュロ加算して出力する。前記ＳＴＴＣエンコーディング方式も前記Vahid Tarokh、N. Seshadri、及びA. Calderbankが１９９８年提案した非特許文献１に詳細に記載されている。

図３は、エンコーダの個数が２個であり、送信アンテナが３個であるＳＴＴＣ送信器の構造を示す。図３を参照すると、まず、２個の情報データビットｄ_１、ｄ_２が前記送信器に入力されると、前記入力された情報データビットｄ_１、ｄ_２は直列／並列変換器３１１に入力される。前記直列／並列変換器３１１は、前記情報データビットｄ_１、ｄ_２を並列に変換して前記情報データビットｄ_１を第１エンコーダ３２１−１に出力し、前記情報データビットｄ_２を第２エンコーダ３２１−２に出力する。前記第１エンコーダ３２１−１が拘束長Ｋを４(拘束長Ｋ＝４)であると仮定すると、前記第１エンコーダ３２１−１の内部構造は、図２で説明したように、前記拘束長Ｋ＝４より１少ない個数である３個の遅延器(１＋２Ｄ＋Ｄ^３)、３個のモジュロ加算器が備えられる。そこで、前記第１エンコーダ３２１−１は、一番目遅延器に入力された、すなわち、遅延されない情報データビットｄ_１と一番目遅延器で一回遅延されたビットに２を乗じたビットと三番目遅延器で三回遅延されたビットとを第１送信アンテナＡＮＴ＃１の第１変調器３３１−１に連結される一番目モジュロ加算器に出力する。このように前記第１エンコーダ３２１−１の３個のモジュロ演算器の出力は、それぞれ第１変調器３３１−１、第２変調器３３１−２、及び第３変調器３３１−３へ出力される。そして、前記第２エンコーダ３２１−２は、前記直列／並列変換器３１１から出力されたｄ_２を入力して前記第１エンコーダ３２１−１と同一の方式でエンコーディングした後に、前記第１変調器３３１−１、第２変調器３３１−２、及び第３変調器３３１−３のそれぞれに出力する。

前記第１変調器３３１−１は、前記第１エンコーダ３２１−１及び第２エンコーダ３２１−２から出力された信号を入力して所定の変調方式で変調して第１送信アンテナＡＮＴ＃１に出力する。ここで、前記送信器に適用される変調方式をＱＰＳＫ方式であると仮定する。従って、前記第１エンコーダ３２１−１から出力された信号がｂ_１であり、前記第２エンコーダ３２１−２から出力された信号がｂ_２である場合、前記第１変調器３３１−１は、前記ＱＰＳＫ方式で変調してｂ_１+ｂ_２＊ｊ(ｊ＝√（−１）)に出力する。前記第１変調器３３１−１と同様な方式にて、前記第２変調器３３１−２及び第３変調器３３１−３は、それぞれ前記第１エンコーダ３２１−１及び第２エンコーダ３２１−２から出力された信号を入力してＱＰＳＫ方式にて変調して第２送信アンテナＡＮＴ＃２及び第３送信アンテナＡＮＴ＃３に出力する。前記第１送信アンテナＡＮＴ＃１乃至第３送信アンテナＡＮＴ＃３のそれぞれは、前記第１変調器３３１−１乃至第３変調器３３１−３のそれぞれから出力された変調シンボルＳ₁乃至Ｓ_３をエア上に伝送する。

図４は、図１に関連して前述したＳＴＴＣを使用する送信器の構造に相応する受信器の構造を概略的に示す。図４を参照すると、まず、送信器がエア上に伝送した信号は、前記受信器の受信アンテナを通じて受信される。図４では、受信アンテナがＮ個備えられていると仮定する。前記Ｎ個の受信アンテナのそれぞれは、エア上から受信される信号を処理するが、前記第１受信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｎ受信アンテナＡＮＴ＃Ｎを通じて受信された信号は、チャンネル推定器(channel estimator)４１１及びメトリック計算機(Metric Calculator)４２３に入力される。前記チャンネル推定器４１１は、第１受信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｎ受信アンテナＡＮＴ＃Ｎから出力された信号に対してチャンネル推定を遂行した後にそのチャンネル推定結果をハイポセシス(hypothesis)４１２に出力する。

一方、可能シーケンス生成器(Possible Sequences Generator)４１５は、前記送信器で情報データビットに対して同時にエンコーディングされる可能性があるすべての種類のシーケンスを生成し、前記生成されたシーケンスを第１エンコーダ４１７−１乃至第Ｌエンコーダ４１７−Ｌに出力する。ここで、前記可能シーケンス生成器４１５は、前記送信器で情報データを伝送する単位がＬ個の情報ビットであるので、Ｌ個のビットで構成された可能シーケンス(数１) を生成する。

このように生成された可能シーケンスのＬ個のビットのそれぞれは、前記第１エンコーダ４１７−１乃至第Ｌエンコーダ４１７−Ｌに入力され、前記第１エンコーダ４１７−１乃至第Ｌエンコーダ４１７−Ｌは、入力されるビットのそれぞれを図２で説明したようなＳＴＴＣエンコーディング方式にてエンコーディングした後に第１変調器４１９−１乃至第Ｍ変調器４１９−Ｍに出力する。前記第１変調器４１９−１乃至第Ｍ変調器４１９−Ｍのそれぞれは、前記第１エンコーダ４１７−１乃至第Ｌエンコーダ４１７−Ｌから出力されるエンコーディングされたビットを所定の変調方式にて変調して前記パイポセシス４１２に出力する。ここで、前記第１変調器４１９−１乃至第Ｍ変調器４１９−Ｍで適用する変調方式は、前述したように、ＢＰＳＫ方式、ＱＰＳＫ方式、ＱＡＭ方式、ＰＡＭ方式、ＰＳＫ方式などのような変調方式のうちいずれか１つの方式で設定され、図１の第１変調器１３１−１乃至第Ｍ変調器１３１−Ｍで適用した変調方式が２^Ｌ−ａｒｙ ＱＡＭ方式であるので、前記第１変調器４１９−１乃至第Ｍ変調器４１９−Ｍも前記２^Ｌ−ａｒｙ ＱＡＭ方式にて入力される信号を変調する。

前記ハイポセシス４１２は、前記第１変調器４１９−１乃至第Ｍ変調器４１９−Ｍのそれぞれから出力された信号と前記チャンネル推定器４１１から出力されたチャンネル推定値を受信し、前記第１変調器４１９−１乃至第Ｍ変調器４１９−Ｍのそれぞれから出力された信号でなされたシーケンスが前記チャンネル推定結果と同一のチャンネルを通過したときの仮想チャンネルの出力を生成して前記メトリック計算機４２３に出力する。前記メトリック計算機４２３は、前記ハイポセシス４１２から出力された仮想チャンネル出力と前記第１受信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｎ受信アンテナＡＮＴ＃Ｎを通じて受信された信号を受信し、前記仮想チャンネル出力と前記第１受信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｎ受信アンテナＡＮＴ＃Ｎを通じて受信された信号と間の距離を計算する。ここで、前記メトリック計算機４２３は、前記距離を計算するときユークリッド距離(Euclidean distance)を使用する。

このように、前記メトリック計算機４２３は、前記送信器が伝送することができるすべての可能なシーケンスに対してユークリッド距離を計算した後、最小距離選択器(minimum distance selector)４２５に出力する。前記最小距離選択器４２５は、前記メトリック計算機４２３から出力されるユークリッド距離のうち最小距離を有するユークリッド距離を選択し、前記選択されたユークリッド距離に該当する情報ビットを前記送信器が伝送した情報ビットとして決定して並列／直列(Parallel to Serial；Ｐ／Ｓ)変換器４２７に出力する。前記最小距離選択器４２５が最小距離を有するユークリッド距離に該当する情報ビットを決定するとき使用するアルゴリズム(algorithm)には複数のアルゴリズムが存在することができるが、ここで、ビタビアルゴリズム(Viterbi algorithm)を使用すると仮定する。また、前記ビタビアルゴリズムを使用して最小距離を有する情報ビットを抽出する過程も前記Vahid Tarokh、N. Seshadri、及びA. Calderbankが１９９８年提案したＩＥＥＥ文書非特許文献１に詳細に説明されているので、その詳細な説明を省略する。前記最小距離選択器４２５は、前記可能シーケンス生成器４１５で発生したすべてのシーケンスに対して最小距離を有するユークリッド距離に該当する情報ビットを決定するので、結果的にＬ個の情報ビット、すなわち、数２を出力する。

そうすると、前記並列／直列変換器４２７は、前記最小距離選択器４２５から出力されたＬ個の情報ビットを直列変換して受信情報データシーケンス（数３）に出力する。

前述したように、前記ＳＴＴＣは、送信器が複数の送信アンテナを備えて信号を伝送する場合、フェーディングチャンネルにより発生するチャンネル利得の低下現象を除去するために、ダイバーシティ利得とともに送信信号の電力を増幅して受信した効果を有するコーディング利得を同時に獲得することができる。そして、前述した参照文献では、ＳＴＴＣを使用する通信システムがコードレートを単位時間の間伝送されたシンボルの個数であると定義するとき、送信アンテナ及び受信アンテナの数の乗に該当するダイバーシティ利得を得るためには、コードレートが１より小さなければならないと規定している。すなわち、任意の伝送時点で１個の送信アンテナを通じてエア上に伝送されるシンボル内の情報データビットの数がＮ個であると仮定すると、送信器で複数の送信アンテナを使用しても、任意の伝送時点で前記複数の送信アンテナを通じてエア上に伝送することができる情報データビットの数は、 送信アンテナ及び受信アンテナの数の乗に該当するダイバーシティ利得を得るためには前記Ｎ個以下でなければならないと規定している。このように前記複数の送信アンテナを通じてエア上に伝送することができる情報データビットの数を前記Ｎ個以下ではなければならないと規定する理由は、前記複数の送信アンテナを通じたダイバーシティ利得を保持するためである。

前述したように、ＳＴＴＣを使用する移動通信システムは、ダイバーシティ利得及びコーディング利得を同時に獲得するので、変化するチャンネル環境で多重アンテナを使用するとき有効である。しかし、多重アンテナを通じて１つのデータストリーム(data stream)のみを伝送するので、データ伝送率の側面で利得を得るものに相当するマルチプレキシング利得を得ることが難しいという問題点がある。これを克服するために、最近では、送信器でマルチプレキシング利得、すなわち、伝送率を最大化するために多重アンテナにマルチプレキシングを適用して伝送する方式が提案された。前記多重アンテナにチャンネルコーディングを適用する方式は、送信器で複数の送信アンテナを通じて複数のデータストリームを伝送する方式として、ダイバーシティ利得及びマルチプレキシング利得を同時に獲得することができる。

一方、前記多重アンテナにＳＴＴＣを適用する方式で送信器の送信アンテナが３個であり、受信器の受信アンテナが３個である場合９レベル(level)のダイバーシティ利得を得ることができる。しかし、実際移動通信システムで４レベル以上のダイバーシティ利得は、システム性能の向上に影響を及ぼさないのでシステム性能の改善に限界がある。このように、実際高いレベルのダイバーシティ利得を得ることができるが、システム性能をそれ以上改善できない短所を除去するために提案された方式は、送信器の送信アンテナの数が所定の個数以上になるとき前記送信アンテナを複数のグループ(group)に分類して信号を伝送する方式である。このように、前記送信アンテナを複数のグループに分類して信号を伝送する方式を“combined array processing and diversity”と称する。前記combined array processing and diversity方式は、Vahid Tarokh、A. Naguib、N. Seshadri、及びA. Calderbankが１９９９年提案した非特許文献２に開示されている。

図５は、一般的なcombined array processing and diversity方式を使用するＳＴＴＣ送信器の構造を概略的に示す。図５を参照すると、まず、前記送信器は、Ｍ個の送信アンテナを備え、前記Ｍ個の送信アンテナをＰ個のグループに分類する。すなわち、Ｍ_Ｐ個の送信アンテナが１つのグループをなし、それぞれのグループは、図１で説明したような送信動作、すなわちエンコーディング及び変調動作が行われる。ここで、前記Ｍ_１乃至Ｍ_Ｐの総合は前記Ｍ個である。そうすると、前記Ｐ個の送信アンテナグループのうち一番目送信アンテナグループ及びＰ番目送信アンテナグループを例に挙げて前記combined array processing and diversity方式を説明する。

まず、前記一番目送信アンテナグループに対して説明する。Ｌ個の情報データビットｄ_１１ 、ｄ_２１ 、ｄ_３１、…、ｄ_Ｌ１が前記一番目送信アンテナグループの送信器に入力されると、前記入力された情報データビットｄ_１１ 、ｄ_２１ 、ｄ_３１、…、ｄ_Ｌ１は直列／並列変換器５１１に入力される。ここで、前記インデックスＬは、前記一番目の送信アンテナグループ送信器が単位送信時間の間に伝送する情報データビットの数を示し、前記単位送信時間はシンボル単位などになることができる。また、前記インデックスＬに後続するインデックス“１”は、一番目送信アンテナグループであることを示す。前記直列／並列変換器５１１は、前記情報データビットｄ_１１ 、ｄ_２１ 、ｄ_３１、…、ｄ_Ｌ１を並列に変換して第１エンコーダ５２１−１乃至第Ｌ₁エンコーダ５２１−Ｌ_１のそれぞれに出力する。すなわち、前記直列／並列変換器５１１は、並列変換された情報データビットｄ_１１を第１エンコーダ５２１−１に出力し、このように並列変換された情報データビットｄ_Ｌ１を第Ｌ_１エンコーダ５２１−Ｌ_１に出力する。そうすると、前記第１エンコーダ５２１−１乃至第Ｌ_１エンコーダ５２１−Ｌ_１のそれぞれは、前記直列／並列変換器５１１から出力された信号を入力して所定のエンコーディング方式にてエンコーディングした後に第１変調器５３１−１乃至第Ｍ_１変調器５３１−Ｍ_１に出力する。ここで、前記インデックスＭ_１は、前記一番目送信アンテナグループの送信器に備えられている送信アンテナの個数を示し、前記エンコーディング方式はＳＴＴＣエンコーディング方式である。

そして、前記第１変調器５３１−１乃至第Ｍ_１変調器５３１−Ｍ_１のそれぞれは、前記第１エンコーダ５２１−１乃至第Ｌ_１エンコーダ５２１−Ｌ_１から出力された信号を入力して所定の変調方式にて変調して出力する。前記第１変調器５３１−１乃至第Ｍ_１変調器５３１−Ｍ_１は、それぞれ変調された変調シンボルＳ_１乃至Ｓ_Ｍ１を前記第１送信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｍ_１送信アンテナＡＮＴ＃Ｍ_１のそれぞれに出力する。前記第１送信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｍ_１送信アンテナＡＮＴ＃Ｍ_１のそれぞれは、前記第１変調器５３１−１乃至第Ｍ_１変調器５３１−Ｍ_１から出力された変調シンボルＳ_１乃至Ｓ_Ｍ１をエア上に伝送する。

二番目に、前記Ｐ番目送信アンテナグループに対して説明する。まず、Ｌ個の情報データビットｄ_１Ｐ 、ｄ_２Ｐ 、ｄ_３Ｐ、…、ｄ_ＬＰが前記Ｐ番目送信アンテナグループの送信器に入力されると、前記入力された情報データビットｄ_１Ｐ 、ｄ_２Ｐ 、ｄ_３Ｐ、…、ｄ_ＬＰは、直列／並列変換器５５１に入力される。ここで、前記インデックスＬに後続するインデックス“Ｐ”はＰ番目送信アンテナグループであることを示す。前記直列／並列変換器５５１は、前記情報データビットｄ_１Ｐ 、ｄ_２Ｐ 、ｄ_３Ｐ、…、ｄ_ＬＰを並列に変換して第１エンコーダ５６１−１乃至第Ｌ_Ｐエンコーダ５６１−Ｌ_Ｐのそれぞれに出力する。すなわち、前記直列／並列変換器５５１は、並列変換された情報データビットｄ_１Ｐを第１エンコーダ５６１−１に出力し、このように並列変換された情報データビットｄ_ＬＰを第Ｌ_Ｐエンコーダ５６１−Ｌ_Ｐに出力する。そうすると、前記第１エンコーダ５６１−１乃至第Ｌ_Ｐエンコーダ５６１−Ｌ_Ｐのそれぞれは、前記直列／並列変換器５５１から出力された信号を入力してＳＴＴＣエンコーディング方式でエンコーディングした後に第１変調器５７１−１乃至第Ｍ_Ｐ変調器５７１−Ｍ_Ｐに出力する。ここで、前記インデックスＭ_Ｐは、前記Ｐ番目送信アンテナグループの送信器に備えられている送信アンテナの個数を示す。

そして、前記第１変調器５７１−１乃至第Ｍ_Ｐ変調器５７１−Ｍ_Ｐのそれぞれは、前記第１エンコーダ５６１−１乃至第Ｌ_Ｐエンコーダ５６１−Ｌ_Ｐから出力された信号を入力して所定の変調方式にて変調して出力する。前記第１変調器５７１−１乃至第Ｍ_Ｐ変調器５７１−Ｍ_Ｐは、それぞれ変調された変調シンボルＳ₁乃至Ｓ_ＭＰを前記第(Ｍ−Ｍ_Ｐ＋１)送信アンテナＡＮＴ＃(Ｍ−Ｍ_Ｐ＋１)乃至第Ｍ送信アンテナＡＮＴ＃Ｍのそれぞれに出力する。前記第(Ｍ−Ｍ_Ｐ＋１)送信アンテナＡＮＴ＃(Ｍ−Ｍ_Ｐ＋１)乃至第Ｍ送信アンテナＡＮＴ＃Ｍのそれぞれは、前記第１変調器５７１−１乃至第Ｍ_Ｐ変調器５７１−Ｍ_Ｐから出力された変調シンボルＳ_１乃至Ｓ_ＭＰをエア上に伝送する。

図５で説明したように、前記combined array processing and diversity方式は、Ｍ個の送信アンテナをＰ個の送信アンテナグループに分類した後にグループ別に入力情報データを変調して伝送することによりダイバーシティ利得の効率性を増加させる。また、前記combined array processing and diversity方式は、送信アンテナを通じてオーバーラップ(overlap)されない信号を伝送する。

図６は、図５の送信器の構造に相応する受信器の構造を概略的に示す。図６を参照すると、まず、送信器がエア上に伝送した信号は、前記受信器の受信アンテナを通じて受信される。図６では、受信アンテナがＮ個備えられていると仮定する。前記Ｎ個の受信アンテナのそれぞれは、エア上から受信される信号を処理するが、第１受信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｎ受信アンテナＡＮＴ＃Ｎを通じて受信された信号は、チャンネル推定器６１１及び干渉除去器(interference suppressor)６１３に入力される。前記チャンネル推定器６１１は、第１受信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｎ受信アンテナＡＮＴ＃Ｎから出力された信号に対してチャンネル推定を遂行した後に、そのチャンネル推定結果を前記干渉除去器６１３に出力する。前記干渉除去器６１３は、前記チャンネル推定器６１１から出力されたチャンネル推定結果に基づいて前記第１受信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｎ受信アンテナＡＮＴ＃Ｎから出力された信号のそれぞれから干渉成分を除去した後に第１デコーダ６１５−１乃至第Ｐデコーダ６１５−Ｐに出力する。ここで、前記第１受信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｎ受信アンテナＡＮＴ＃Ｎから出力された信号を考慮するとき、前記Ｎ個の受信アンテナのうちΣＭｐＰ＝{2〜ｐ}個の受信アンテナは前記干渉成分を除去するのに利用され、残りの受信アンテナはダイバーシティ利得を増加させるのに利用される。ここで、前記干渉除去器６１３が前記第１受信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｎ受信アンテナＡＮＴ＃Ｎから受信された信号から干渉成分を除去する過程も、前記Vahid Tarokh、A. Naguib、N. Seshadri、及びA. Calderbankが１９９９年提案した非特許文献２に開示されているので、その詳細な説明を省略する。前記干渉除去器６１３で干渉成分が除去された信号は、前記第１デコーダ６１５−１乃至第Ｐデコーダ６１５−Ｐのそれぞれに出力される。前記第１デコーダ６１５−１乃至第Ｐデコーダ６１５−Ｐのそれぞれは、前記干渉除去器６１３から出力される信号に対してＳＴＴＣデコーディングを遂行してそれぞれ数４を出力する。

前記combined array processing and diversity方式は、ダイバーシティ利得、すなわち、ダイバーシティオーダー(diversity order)及びデータ伝送率を簡単に交換(trade off)することができる。ここで、前記ダイバーシティオーダーを増加させるためには、送信器の送信アンテナの送信アンテナグループを多く生成して送信すればよい。また、受信器では、前記干渉成分を除去する動作を通じて干渉成分を比較的簡単に除去することができる。しかし、前記combined array processing and diversity方式は、実際前記ダイバーシティ利得及びデータ伝送率の交換過程でダイバーシティ利得に大きな損失をもたらす。例えば、送信器が３個の送信アンテナを備え、受信器にも３個の受信アンテナが備えられている場合を仮定する。前記送信器は、２個の送信アンテナを第１送信アンテナグループに生成して残りの１つの送信アンテナを第２送信アンテナグループに生成する。そこで、前記送信器は、第１ストリーム(stream)を前記第１送信アンテナグループを通じて伝送し、第２ストリームを前記第２送信アンテナグループを通じて伝送すると仮定する。この場合、前記受信器は、前記第１ストリームをデコーディングするとき干渉成分として作用する前記第２ストリームを除去し、従って、レベル４のダイバーシティ利得を得る。しかし、前記受信器は、前記第２ストリームをデコーディングするとき干渉成分として作用する前記第１ストリームを除去するのでレベル１のダイバーシティ利得を有し、これは、ダイバーシティ利得がないものと同様に作用する。従って、前記combined array processing and diversity方式は、送信器の送信アンテナの個数が少ない場合ダイバーシティ利得の大きな損失を有する。

前記combined array processing and diversity方式のダイバーシティ利得損失を除去するために複数の送信アンテナをオーバーラップして信号を伝送する方式が提案されており、前記送信アンテナをオーバーラップして信号を伝送する方式を“overlapped combined array processing and diversity”方式であると称する。前記overlapped combined array processing and diversity方式は、本願出願人によって２００２年９月３０日出願された韓国特許出願第２００２−５９６２１号に開示されており、前述したように、複数の送信アンテナのうちの一部の送信アンテナがオーバーラップされるように送信アンテナをグループ化して信号を送受信する方式を開示している。

図７は、一般的なcombined array processing and diversity方式によるＳＴＴＣ送信器の構造を概略的に示す。図７を参照すると、前記送信器はＭ個の送信アンテナを備え、前記Ｍ個の送信アンテナをＰ個のグループに分類する。すなわち、Ｍ_Ｐ個の送信アンテナが１つのグループをなし、このようにそれぞれのグループは、前述したような送信動作、すなわち、エンコーディング及び変調動作が行われる。ここで、前記Ｍ_１至Ｍ_Ｐの総合は前記Ｍ個を超過する。前記Ｍ_１乃至Ｍ_Ｐの総合が前記Ｍ個を超過する理由は、前記overlapped combined array processing and diversity方式が基本的に送信アンテナをオーバーラップして使用するからである。そうすると、前記Ｐ個の送信アンテナグループのうち一番目送信アンテナグループ及びＰ番目送信アンテナグループを参照して前記combined array processing and diversity方式を説明する。

まず、前記一番目送信アンテナグループに対して説明する。Ｌ個の情報データビットｄ_１１ 、ｄ_２１ 、ｄ_３１、…、ｄ_Ｌ１が前記一番目送信アンテナグループの送信器に入力されると、前記入力された情報データビットｄ_１１ 、ｄ_２１ 、ｄ_３１、…、ｄ_Ｌ１は直列／並列変換器７１１に入力される。ここで、前記インデックスＬは、前記一番目の送信アンテナグループ送信器が単位送信時間の間に伝送する情報データビットの数を示し、前記単位送信時間は、シンボル単位などになることができる。また、前記インデックスＬに後続するインデックス“１”は一番目送信アンテナグループであることを示す。前記直列／並列変換器７１１は、前記情報データビットｄ_１１ 、ｄ_２１ 、ｄ_３１、…、ｄ_Ｌ１を並列に変換して第１エンコーダ７２１−１乃至第Ｌ_１エンコーダ７２１−Ｌ_１のそれぞれに出力する。すなわち、前記直列／並列変換器７１１は、並列変換された情報データビットｄ_１１を第１エンコーダ７２１−１に出力し、このように並列変換された情報データビットｄ_Ｌ１を第Ｌ_１エンコーダ７２１−Ｌ_１に出力する。そうすると、前記第１エンコーダ７２１−１乃至第Ｌ_１エンコーダ７２１−Ｌ_１のそれぞれは、前記直列／並列変換器７１１から出力された信号を入力して所定のエンコーディング方式にてエンコーディングした後に第１変調器７３１−１乃至第Ｍ_１変調器７３１−Ｍ_１に出力する。ここで、前記インデックスＭ_１は、前記一番目送信アンテナグループの送信器に備えられている送信アンテナの個数を示し、前記エンコーディング方式はＳＴＴＣエンコーディング方式である。

そして、前記第１変調器７３１−１乃至第Ｍ_１変調器７３１−Ｍ_１のそれぞれは、前記第１エンコーダ７２１−１乃至第Ｌ_１エンコーダ７２１−Ｌ_１から出力された信号を入力して所定の変調方式にて変調して出力する。ここで、前記インデックスＭ_１は、前記一番目送信アンテナグループの送信器に備えられている送信アンテナの個数を示し、前記エンコーディング方式はＳＴＴＣエンコーディング方式である。前記第１変調器７３１−１乃至第Ｍ_１変調器７３１−Ｍ_１は、それぞれ変調された変調シンボルＳ_１乃至Ｓ_Ｍ１−１を第１加算器７４１−１に出力する。ここで、前記加算器は、前記送信アンテナのそれぞれに一対一に対応するように備えられ、前記第１加算器７４１−１は、第１送信アンテナＡＮＴ＃１に連結される加算器である。そして、前記変調シンボルＳ_１乃至Ｓ_Ｍ１でＳ_Ｍ１は前記第２加算器７４１−２にも出力されるが、その理由は、前記一番目送信アンテナグループの信号のうち前記第Ｍ_１変調器から出力される信号が二番目送信アンテナグループの信号とオーバーラップされるからである。前記加算器７４１−１は、前記変調シンボルＳ_１乃至Ｓ_Ｍ１を加算して第１送信アンテナＡＮＴ＃１を通じてエア上に伝送する。

二番目に、前記Ｐ番目送信アンテナグループに対して説明する。まず、Ｌ個の情報データビットｄ_１Ｐ 、ｄ_２Ｐ 、ｄ_３Ｐ、…、ｄ_ＬＰが前記Ｐ番目送信アンテナグループの送信器に入力されると、前記入力された情報データビットｄ_１Ｐ 、ｄ_２Ｐ 、ｄ_３Ｐ、…、ｄ_ＬＰは直列／並列変換器７５１に入力される。ここで、前記インデックスＬに後続するインデックスＰは、前記Ｐ番目送信アンテナグループであることを示す。前記直列／並列変換器７５１は、前記情報データビット ｄ_１Ｐ 、ｄ_２Ｐ 、ｄ_３Ｐ、…、ｄ_ＬＰを並列に変換して第１エンコーダ７６１−１乃至第Ｌ_Ｐエンコーダ７６１−Ｌ_Ｐのそれぞれに出力する。すなわち、前記直列／並列変換器７５１は並列変換された情報データビットｄ_１Ｐを第１エンコーダ７６１−１に出力し、このように並列変換された情報データビットｄ_ＬＰを第Ｌ_Ｐエンコーダ５６１−Ｌ_Ｐに出力する。そうすると、前記第１エンコーダ７６１−１乃至第Ｌ_Ｐエンコーダ７６１−Ｌ_Ｐのそれぞれは、前記直列／並列変換器７５１から出力された信号を入力してＳＴＴＣ方式にてエンコーディングした後に第１変調器７７１−１乃至第Ｍ_Ｐ変調器７７１−Ｍ_Ｐに出力する。ここで、前記インデックスＭ_Ｐは、前記Ｐ番目送信アンテナグループの送信器に備えられている送信アンテナの個数を示す。

そして、前記第１変調器７７１−１乃至第Ｍ_Ｐ変調器７７１−Ｍ_Ｐのそれぞれは、前記第１エンコーダ７６１−１乃至第Ｌ_Ｐエンコーダ７６１−Ｌ_Ｐから出力された信号を入力して所定の変調方式にて変調して出力する。前記第１変調器７７１−１乃至第Ｍ_Ｐ変調器７７１−Ｍ_Ｐは、変調された変調シンボルＳ₁乃至Ｓ_ＭＰを第Ｍ加算器７４１−Ｍに出力する。そして、前記変調シンボルＳ₁乃至Ｓ_ＭＰで、Ｓ_１は前記第２加算器７４１−２にも出力されるが、その理由は、前記Ｐ番目送信アンテナグループの信号のうち前記第１変調器７７１−１から出力される信号が二番目送信アンテナグループの信号とオーバーラップされるからである。前記加算器７４１−Ｍは、前記変調シンボルＳ₁乃至Ｓ_Ｍ１を加算して第Ｍ送信アンテナＡＮＴ＃Ｍを通じてエア上に伝送する。

図８は、図７の送信器の構造に相応する受信器の構造を概略的に示す。図８を参照すると、まず、送信器がエア上に伝送した信号は、前記受信器の受信アンテナを通じて受信される。図８では、受信アンテナがＮ個備えられていると仮定する。前記Ｎ個の受信アンテナのそれぞれは、エア上から受信される信号を処理するが、まず、第１受信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｎ受信アンテナＡＮＴ＃Ｎを通じて受信された信号は、チャンネル推定器８１１及び干渉除去器８１３に入力される。前記チャンネル推定器８１１は、第１受信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｎ受信アンテナＡＮＴ＃Ｎから出力された信号に対してチャンネル推定を遂行した後にそのチャンネル推定結果を前記干渉除去器８１３に出力する。前記干渉除去器８１３は、前記チャンネル推定器８１１から出力されたチャンネル推定結果に基づいて前記第１受信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｎ受信アンテナＡＮＴ＃Ｎから出力された信号のそれぞれから干渉成分を除去した後に第１デコーダ８１５−１乃至第Ｐデコーダ８１５−Ｐに出力する。ここで、前記第１受信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｎ受信アンテナＡＮＴ＃Ｎから出力された信号を考慮するとき、前記Ｎ個の受信アンテナのうち、Ｍ−Ｍ_Ｐ個の受信アンテナは前記干渉成分を除去するのに利用され、残りの受信アンテナはダイバーシティ利得を増加させるのに利用される。ここで、前記干渉除去器８１３が前記第１受信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｎ受信アンテナＡＮＴ＃Ｎから受信された信号から干渉成分を除去する過程は、本願出願人によって２００２年９月３０日に出願された韓国特許出願第２００２−５９６２１号に開示されており、その詳細な説明を省略する。前記干渉除去器８１３で干渉成分が除去された信号は、前記第１デコーダ８１５−１乃至第Ｐデコーダ８１５−Ｐのそれぞれに出力される。前記第１デコーダ８１５−１乃至第Ｐデコーダ８１５−Ｐのそれぞれは、前記干渉除去器８１３から出力される信号を入力してＳＴＴＣデコーディングを遂行してそれぞれ数５を出力する。

図８のようにoverlapped combined array processing and diversity方式による受信器ではダイバーシティ利得がＮ−Ｍ＋Ｍ_Ｐになる。

前述したように、前記overlapped combined array processing and diversity方式は、送信アンテナをグループ化するときオーバーラップ方式を使用することにより、前記combined array processing and diversity方式に比べてさらに高いダイバーシティ利得を有することができる。しかし、前記オーバーラップ方式により受信器で干渉成分を除去するにもかかわらず干渉成分が存在するので、トレリスで並列遷移を許容するようになる。例えば、送信器は、３個の送信アンテナを備え、受信器も３個の受信アンテナを備えている場合、一番目ストリームは第１送信アンテナを通じて伝送され、二番目ストリームは第２送信アンテナを通じて伝送される。この場合、第２送信アンテナには、前記一番目ストリーム及び二番目ストリームのすべての情報が加算されて伝送される。そうすると、受信器は、一番目ストリームをデコーディングするとき二番目ストリームの信号でのみ第３送信アンテナを通じて伝送された信号の干渉除去(interference suppression)を遂行するので、２個の受信アンテナに対するダイバーシティ利得を獲得してレベル４のダイバーシティ利得を有する。同様に、二番目ストリームをデコーディングするとき一番目ストリームの信号にのみ該当する第１送信アンテナから伝送された信号の干渉除去を遂行すればよいので、２個の受信アンテナに対するダイバーシティ利得を獲得してレベル４のダイバーシティ利得を有する。しかし、前記オーバーラップ方式に従って第２送信アンテナから伝送される信号は、一番目ストリーム及び二番目ストリームがオーバーラップされて伝送されるので、変調次数(modulation order)が増加する短所を有する。例えば、送信ストリームの変調シンボルが１６ＱＡＭシンボルである場合、前記第２送信アンテナから伝送される信号は、１６ＱＡＭシンボルがオーバーラップされた２５６ＱＡＭ信号が伝送される。前記２５６ＱＡＭシンボル及び１６ＱＡＭシンボルは、そのピーク対平均電力比(Peak to Average Power Ratio；以下、“ＰＡＰＲ”と略称する。)の特性が相異であり、また、無線周波数(Radio Frequency；ＲＦ)処理器の設計を変更すべきであるので問題が発生される。終わりに、前記overlapped combined array processing and diversity方式は、前述したように、並列遷移を考慮すべき問題点を有する。このように並列遷移を考慮するトレリス構造を図１３を参照して説明する。

図１３は、overlapped combined array processing and diversity方式によるトレリス構造を示す。図１３に示すように並列遷移を考慮するトレリス構造を有するので、前記overlapped combined array processing and diversity方式は前記並列遷移によってエラー率(error rate)が増加されることができ、また、前記並列遷移によってトレリス計算量が２倍に増加される問題がある。
ＩＥＥＥ文書"Space Time Codes For High Data Rate Wireless Communication: Performance Criterion And Code Construction,"(IEEE Trans. on Info. Theory, pp. 744-765, Vol. 44, No. 2, March 1998) ＩＥＥＥ文書"Combined Array Processing And Space Time Coding."(IEEE Trans. Inform. Theory, Vol. 45, pp. 1121-1128, May 1999)

以上の背景に鑑みて、本発明の目的は、ＳＴＴＣを使用する移動通信システムでダイバーシティ利得及び多重化利得を同時に獲得するデータ送受信装置及び方法を提供することにある。
本発明の他の目的は、overlapped combined array processing and diversity方式を使用するＳＴＴＣ移動通信システムでエラー率を最小化するデータ送受信装置及び方法を提供することにある。

本発明のまた他の目的は、overlapped combined array processing and diversity方式を使用するＳＴＴＣ移動通信システムで同一の無線処理規格を有するデータ送受信装置及び方法を提供することにある。

このような目的を達成するために、本発明の送信装置は、第１送信アンテナ乃至第３送信アンテナの少なくとも３個の送信アンテナを備え、前記第１送信アンテナ及び第２送信アンテナを第１送信アンテナグループにグループ化し、前記第２送信アンテナ及び第３送信アンテナを第２送信アンテナグループにグループ化するオーバーラップアンテナ方式を使用する移動通信システムでデータを伝送する装置において、前記第１送信アンテナグループを通じて伝送されるＬ個の情報ビット列のそれぞれを入力し、前記Ｌ個の情報ビット列のそれぞれを所定の変調方式で変調して第１変調シンボル列及び第２変調シンボル列へ出力する第１変調器及び第２変調器と、前記第２送信アンテナグループを通じて伝送される他のＬ個の情報ビット列のそれぞれを入力し、前記他のＬ個の情報ビット列のそれぞれを前記変調方式で変調して第３変調シンボル列及び第４変調シンボル列へ出力する第３変調器及び第４変調器と、 前記第１変調シンボル列乃至第４変調シンボル列のそれぞれを入力し、前記入力された第１変調シンボル列乃至第４変調シンボル列のうち所定の位置の少なくとも１つの変調シンボルをパンクチュア（punctured）して出力する第１パンクチュア（puncturer）乃至第４パンクチュアと、 前記第１パンクチュアから出力された変調シンボル列を前記第１送信アンテナを通じて伝送するように制御し、前記第２パンクチュアから出力された変調シンボル列及び前記第３パンクチュアから出力された変調シンボル列を加算して前記第２送信アンテナを通じて伝送するように制御し、前記第３パンクチュアから出力された変調シンボル列を前記第３送信アンテナを通じて出力するように制御する多重化器と、を備えることを特徴とする。

本発明の受信装置は、送信器からＭ個の送信アンテナのそれぞれを通じて伝送される変調シンボル列をＮ個の受信アンテナを通じて受信する移動通信システムでデータを受信する装置において、前記Ｎ個の受信アンテナのそれぞれに連結され、前記Ｎ個の受信アンテナから出力される受信シンボル列を入力してチャンネル推定するチャンネル推定器と、前記Ｎ個の受信アンテナのそれぞれに連結され、前記Ｎ個の受信アンテナから出力される受信シンボル列のそれぞれに対して所定の少なくとも１つの位置での受信シンボルを干渉成分で除去する干渉除去器と、前記送信器で伝送可能なすべての情報ビット列のそれぞれに対して所定の変調方式にて変調して変調シンボル列を出力するＭ個の変調器と、前記Ｍ個の変調器から出力される変調シンボル列のそれぞれに対して所定の位置の少なくとも１つの変調シンボルをパンクチュアして出力するＭ個のパンクチュアと、前記Ｍ個のパンクチュアから出力される変調シンボル列が前記チャンネル推定器でチャンネル推定したチャンネルと同一のチャンネルを通じて伝送された場合の仮想チャンネル出力と前記受信シンボル列に基づいて並列遷移を考慮して前記送信器から伝送された送信シンボル列を検出する送信シンボル列検出器と、からなることを特徴とする。

本発明の送信方法は、第１送信アンテナ乃至第３送信アンテナの少なくとも３個の送信アンテナを備え、前記第１送信アンテナ及び第２送信アンテナを第１送信アンテナグループにグループ化し、前記第２送信アンテナ及び第３送信アンテナを第２送信アンテナグループにグループ化するオーバーラップアンテナ方式を使用する移動通信システムでデータを伝送する方法において、前記第１送信アンテナグループを通じて伝送されるＬ個の情報ビット列のそれぞれを入力し、前記Ｌ個の情報ビット列のそれぞれを所定の変調方式にて変調して第１変調シンボル列及び第２変調シンボル列に出力する過程と、前記第２送信アンテナグループを通じて伝送される他のＬ個の情報ビット列のそれぞれを入力し、前記他のＬ個の情報ビット列のそれぞれを前記変調方式にて変調して第３変調シンボル列及び第４変調シンボル列に出力する過程と、前記第１変調シンボル列乃至第４変調シンボル列のそれぞれを入力し、前記入力された第１変調シンボル列乃至第４変調シンボル列のうち所定の位置の少なくとも１つの変調シンボルをパンクチュアして第１パンクチュアシンボル列乃至第４パンクチュアシンボル列に出力する過程と、前記第１パンクチュアシンボル列を前記第１送信アンテナを通じて伝送するように制御し、前記第２パンクチュアシンボル列及び第３パンクチュアシンボル列を加算して前記第２送信アンテナを通じて伝送するように制御し、前記第４パンクチュアシンボル列を前記第３送信アンテナを通じて出力するように制御する過程と、を備えることを特徴とする。

本発明の受信方法は、送信器からＭ個の送信アンテナのそれぞれを通じて伝送される変調シンボル列をＮ個の受信アンテナを通じて受信する移動通信システムでデータを受信する方法において、前記Ｎ個の受信アンテナから出力される受信シンボル列を入力してチャンネル推定する過程と、前記Ｎ個の受信アンテナから出力される受信シンボル列のそれぞれに対して予め設定された少なくとも１つの位置の受信シンボルを干渉成分で除去する過程と、前記送信器で伝送可能なすべての情報ビット列のそれぞれに対して所定の変調方式で変調してＭ個の変調シンボル列に出力する過程と、前記Ｍ個の変調シンボル列のそれぞれに対して所定の位置の少なくとも１つの変調シンボルをパンクチュアして出力する過程と、前記少なくとも１つの変調シンボルがパンクチュアリング（puncturing）された変調シンボル列が前記チャンネル推定器でチャンネル推定したチャンネルと同一のチャンネルを通じて送信された場合の仮想チャンネル出力と、前記受信シンボル列に基づいて並列遷移を考慮して前記送信器から伝送された送信シンボル列を検出する過程と、を備えることを特徴とする。

本発明は、overlapped combined array processing and diversity方式によるオーバーラップアンテナ方式を使用しつつもパンクチュア動作を通じて実際オーバーラップアンテナを通じて伝送される信号のオーバーラップを除去する。従って、送信信号がオーバーラップされないので、多重化利得及びダイバーシティ利得を同時に獲得することができる。また、前記のように送信信号がオーバーラップされないので、受信器は、干渉成分を除去するとき並列遷移を考慮しなくてもいいので、エラー率が最小になる。さらに、オーバーラップアンテナを通じて伝送される信号がパンクチュア動作によりオーバーラップされないので、同一の無線処理規格のみでも信号の送受信が可能であってハードウェア的な複雑度を減少させることができる。

以下、本発明の好適な実施形態について添付図を参照しつつ詳細に説明する。下記説明において、本発明の要旨のみを明瞭にするために公知の機能又は構成に対する詳細な説明は省略する。なお、図面中、同一な構成要素及び部分には、可能な限り同一な符号及び番号を共通使用するものとする。

図９は、本発明の実施例によるＳＴＴＣを使用する送信器の構造を概略的に示す。図９を参照すると、まず、前記送信器はＭ個の送信アンテナを備え、前記Ｍ個の送信アンテナをＰ個のグループに分類する。すなわち、Ｍ_Ｐ個の送信アンテナが１つのグループをなし、このようにそれぞれのグループは前述したような送信動作、すなわち、エンコーディング及び変調動作が行われる。ここで、前記Ｍ_１乃至Ｍ_Ｐの総合は前記Ｍ個を超過する。前記Ｍ_１乃至Ｍ_Ｐの総合、すなわち、数６が前記Ｍ個を超過する理由は、前記overlapped combined array processing and diversity方式が基本的に送信アンテナをオーバーラップして使用するからである。

しかし、前記overlapped combined array processing and diversity方式の場合、前記数６の個数の変調シンボルがオーバーラップされて前記Ｍ個の送信アンテナを通じてエア上に伝送される。一方、本発明では、前記数６の個数の変調シンボルがＭ個でパンクチュアリングされた後、すなわち、オーバーラップされない状態で前記Ｍ個の送信アンテナを通じてエア上に伝送される。

このようにＰ個の送信アンテナグループのそれぞれは、送信アンテナグループ別に送信動作、すなわち、エンコーディング及び変調動作が行われる。ここで、１〜Ｍ_１は一番目送信アンテナグループの送信アンテナを示し、１〜Ｍ_ＰはＰ番目送信アンテナグループの送信アンテナを示す。また、前記１〜Ｍ_１の送信アンテナの個数は１〜Ｍ_Ｐの送信アンテナの個数と異なることができることに留意されたい。そして、前記一番目送信アンテナグループの送信動作乃至Ｐ番目送信アンテナグループの送信動作は、入出力されるデータのみ相異であるだけその動作が同一であるので、ここでは、前記一番目送信アンテナグループ及びＰ番目送信アンテナグループを参照して説明する。

まず、前記一番目送信アンテナグループに対して説明する。Ｌ個の情報データビットｄ_１１ 、ｄ_２１ 、ｄ_３１、…、ｄ_Ｌ１が前記一番目送信アンテナグループの送信器に入力されると、前記入力された情報データビットｄ_１１ 、ｄ_２１ 、ｄ_３１、…、ｄ_Ｌ１は直列／並列変換器９１１に入力される。ここで、前記インデックスＬは、前記一番目送信アンテナグループの送信器が単位送信時間の間に伝送する情報データビットの数を示し、前記単位送信時間は、シンボル単位などになることができる。また、前記インデックスＬに後続するインデックス“１”は一番目送信アンテナグループであることを示す。前記直列／並列変換器９１１は、前記情報データビットｄ_１１ 、ｄ_２１ 、ｄ_３１、…、ｄ_Ｌ１を並列に変換して第１エンコーダ９２１−１乃至第Ｌ_１エンコーダ９２１−Ｌ_１のそれぞれに出力する。すなわち、前記直列／並列変換器９１１は、並列変換された情報データビットｄ_１１を第１エンコーダ９２１−１に出力し、このように並列変換された情報データビットｄ_Ｌ１を第Ｌ_１エンコーダ９２１−Ｌ_１に出力する。そうすると、前記第１エンコーダ９２１−１乃至第Ｌ_１エンコーダ９２１−Ｌ_１のそれぞれは、前記直列／並列変換器９１１から出力された信号を入力して所定のエンコーディング方式にてエンコーディングした後に第１変調器９３１−１乃至第Ｍ_１変調器９３１−Ｍ_１に出力する。ここで、前記インデックスＭ_１は、前記一番目送信アンテナグループの送信器に備えられている送信アンテナの個数を示し、前記エンコーディング方式はＳＴＴＣエンコーディング方式である。

そして、前記第１変調器９３１−１乃至第Ｍ_１変調器９３１−Ｍ_１のそれぞれは、前記第１エンコーダ９２１−１乃至第Ｌ_１エンコーダ９２１−Ｌ_１から出力された信号を入力して所定の変調方式にて変調して出力する。前記第１変調器９３１−１乃至第Ｍ_１変調器９３１−Ｍ_１は、それぞれ変調された変調シンボルＳ_１乃至Ｓ_Ｍ１を第１パンクチュア９４１−１乃至第Ｍ_１パンクチュア９４１−Ｍ_１のそれぞれに出力する。ここで、前記第１変調器９３１−１乃至第Ｍ_１変調器９３１−Ｍ_１の動作は同一であるので、簡単にするために前記第１変調器９３１−１のみを説明する。前記第１変調器９３１−１は、前記第１エンコーダ９２１−１乃至第Ｌエンコーダ９２１−Ｌから出力された信号を入力して加算した後に前記第１変調器９３１−１が連結される送信アンテナに適用される利得を乗じ、前記利得が乗じられた信号を前記所定の変調方式で変調した後に第１パンクチュア９４１−１に出力する。ここで、前記変調方式には、ＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying；以下、“ＢＰＳＫ”と略称する。)方式、ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying；以下、“ＱＰＳＫ”と略称する。)方式、ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation；以下、“ＱＡＭ”と略称する。)方式、ＰＡＭ(Pulse Amplitude Modulation；以下、“ＰＡＭ”と略称する。)方式、及びＰＳＫ(Phase Shift Keying；以下、“ＰＳＫ”と略称する。)方式などがある。前記第１パンクチュア９４１−１乃至第Ｍ_１パンクチュア９４１−Ｍ_１のそれぞれは、前記第１変調器９３１−１乃至第Ｍ_１変調器９３１−Ｍ_１のそれぞれから出力された変調シンボルＳ_１乃至Ｓ_Ｍ１を入力して所定のパンクチュアリングマトリックス(puncturing matrix)に相応するようにパンクチュアする。ここで、前記第１変調器９３１−１乃至第Ｍ_１変調器９３１−Ｍ_１のそれぞれから出力された変調シンボルＳ_１乃至Ｓ_Ｍ１を前記パンクチュアリングマトリックスに相応するようにパンクチュアリングする理由は、overlapped combined array processing and diversity方式で特定の送信アンテナに信号がオーバーラップされることにより発生する干渉成分を除去するためである。すなわち、前記一番目送信アンテナグループの変調シンボルＳ_１乃至Ｓ_Ｍ１を前記パンクチュアリングマトリックスに相応するようにパンクチュアすることにより、前記一番目送信アンテナグループの送信信号が他の送信アンテナグループの干渉成分として作用しない。

そうすると、前記第１変調器９３１−１乃至第Ｍ_１変調器９３１−Ｍ_１のそれぞれから出力された変調シンボルＳ_１乃至Ｓ_Ｍ１を前記第１パンクチュア９４１−１乃至第Ｍ_１パンクチュア９４１−Ｍ_１でパンクチュアする過程を説明する。

前記第１パンクチュア９４１−１乃至第Ｍ_１パンクチュア９４１−Ｍ_１は、前記第１変調器９３１−１乃至第Ｍ_１変調器９３１−Ｍ_１のそれぞれから出力された変調シンボルＳ_１乃至Ｓ_Ｍ１を伝送する送信アンテナ別に周期的にパンクチュアする。例えば、前記一番目送信アンテナグループの送信アンテナの個数が２個であると仮定し、前記２個の送信アンテナを通じて単位送信区間の間４個のシンボルを伝送すると仮定するとき、下記式(1)のようなパンクチュアリングマトリックスを適用する。

前記式(1)において、Ｐ_１はパンクチュアリングマトリックスを示し、前記パンクチュアリングマトリックスＰ_１で列(column)は送信区間、すなわち、シンボル区間を示し、行(row)は送信アンテナを示す。前記パンクチュアリングマトリックスＰ_１でエレメント(element)“１”は、入力されるシンボルをパンクチュアせずそのままに通過させることを意味し、エレメント“０”は、入力されるシンボルをパンクチュアして該当区間でシンボルを伝送しないことを意味する。すなわち、前記パンクチュアリングマトリックスＰ_１で一番目列では、すなわち、一番目シンボル区間では、第１送信アンテナに連結された第１変調器から出力される信号及び第２送信アンテナに連結された第２変調器から出力される信号をそのままに通過させる。これとは異なり、前記パンクチュアリングマトリックスＰ_１で二番目列では、すなわち、二番目シンボル区間では、第１送信アンテナに連結された第１変調器から出力される信号はそのままに通過させ、第２送信アンテナに連結された第２変調器から出力される信号をパンクチュアする。また、前記パンクチュアリングマトリックスＰ_１で三番目列では、すなわち、三番目シンボル区間では、第１送信アンテナに連結された第１変調器から出力される信号及び第２送信アンテナに連結された第２変調器から出力される信号をそのままに通過させる。これとは異なり、前記パンクチュアリングマトリックスＰ_１で四番目列では、すなわち、四番目シンボル区間では、第１送信アンテナに連結された第１変調器から出力される信号はそのままに通過させ、第２送信アンテナに連結された第２変調器から出力される信号をパンクチュアする。

一方、前記第１パンクチュア９４１−１乃至第Ｍ_１パンクチュア９４１−Ｍ_１は、前記第１変調器９３１−１乃至第Ｍ_１変調器９３１−Ｍ_１のそれぞれから出力された変調シンボルＳ_１乃至Ｓ_Ｍ１を入力して予め設定されたパンクチュアリングマトリックスに相応するようにパンクチュアした後に第１多重化器(ＭＵＸ＃１)９５１−１乃至第２多重化器９５１−２に出力する。ここで、前記多重化器は前記送信アンテナのそれぞれに一対一に対応するように備えられ、前記第１多重化器９５１−１は第１送信アンテナＡＮＴ＃１に連結される多重化器である。そして、前記変調シンボルＳ_１乃至Ｓ_Ｍ１でＳ_Ｍ１は前記第２多重化器９５１−２にも出力されるが、その理由は、前記一番目送信アンテナグループの信号のうち前記第Ｍ_１９３１−Ｍ_１変調器から出力される信号が二番目送信アンテナグループの信号とオーバーラップされるからである。前記第１多重化器９５１−１は、前記変調シンボルＳ_１乃至Ｓ_Ｍ１を多重化して第１送信アンテナＡＮＴ＃１を通じてエア上に伝送する。

二番目に、前記Ｐ番目送信アンテナグループに対して説明する。Ｌ個の情報データビットｄ_１Ｐ 、ｄ_２Ｐ 、ｄ_３Ｐ、…、ｄ_ＬＰが前記Ｐ番目送信アンテナグループの送信器に入力されると、前記入力された情報データビットｄ_１Ｐ 、ｄ_２Ｐ 、ｄ_３Ｐ、…、ｄ_ＬＰは直列／並列変換器９６１に入力される。ここで、前記インデックスＬに後続するインデックスＰは、前記Ｐ番目送信アンテナグループであることを示す。前記直列／並列変換器９６１は、前記情報データビットｄ_１Ｐ 、ｄ_２Ｐ 、ｄ_３Ｐ、…、ｄ_ＬＰを並列に変換して第１エンコーダ９７１−１乃至第Ｌ_Ｐエンコーダ９７１−Ｌ_Ｐのそれぞれに出力する。すなわち、前記直列／並列変換器９６１は、並列変換された情報データビットｄ_１Ｐを第１エンコーダ９７１−１に出力し、このように並列変換された情報データビットｄ_ＬＰを第Ｌ_Ｐエンコーダ９７１−Ｌ_Ｐに出力する。そうすると、前記第１エンコーダ９７１−１乃至第Ｌ_Ｐエンコーダ９７１−Ｌ_Ｐのそれぞれは、前記直列／並列変換器９６１から出力された信号を入力してＳＴＴＣ方式にてエンコーディングした後に第１変調器９８１−１乃至第Ｍ_Ｐ変調器９８１−Ｍ_Ｐに出力する。ここで、前記インデックスＭ_Ｐは、前記Ｐ番目送信アンテナグループの送信器に備えられている送信アンテナの個数を示す。

そして、前記第１変調器９８１−１乃至第Ｍ_Ｐ変調器９８１−Ｍ_Ｐのそれぞれは、前記第１エンコーダ９７１−１乃至第Ｌ_Ｐエンコーダ９７１−Ｌ_Ｐから出力された信号を入力して所定の変調方式で変調して第１パンクチュア９９１−１乃至第Ｍ_Ｐパンクチュア９９１−Ｍ_Ｐのそれぞれに出力する。ここで、前記第１変調器９８１−１乃至第Ｍ_Ｐ変調器９８１−Ｍ_Ｐの動作は同一であるので、簡単にするために前記第１変調器９８１−１のみを説明する。前記第１変調器９８１−１は、前記第１エンコーダ９７１−１乃至第Ｌ_Ｐエンコーダ９７１−Ｌ_Ｐから出力された信号を入力して加算した後に前記第１変調器９８１−１が連結される送信アンテナに適用される利得を乗じ、前記利得が乗じられた信号を前記所定の変調方式で変調した後に第１パンクチュア９９１−１に出力する。ここで、前記変調方式は、前記一番目送信アンテナグループに適用した変調方式と同一の変調方式を適用する。前記第１パンクチュア９９１−１乃至第Ｍ_Ｐパンクチュア９９１−Ｍ_Ｐのそれぞれは、前記第１変調器９８１−１乃至第Ｍ_Ｐ変調器９８１−Ｍ_Ｐのそれぞれから出力された変調シンボルＳ_１乃至Ｓ_ＭＰを入力して所定のパンクチュアリングマトリックスに相応するようにパンクチュアした後に第２多重化器９５１−２及び第Ｍ多重化器９５１−Ｍに出力する。ここで、前記第１変調器９８１−１乃至第Ｍ_Ｐ変調器９８１−Ｍ_Ｐのそれぞれから出力された変調シンボルＳ_１乃至Ｓ_ＭＰを前記パンクチュアリングマトリックスに相応するようにパンクチュアする理由もoverlapped combined array processing and diversity方式で特定の送信アンテナに信号がオーバーラップされることにより発生する干渉成分を除去するためである。すなわち、前記Ｐ番目送信アンテナグループの変調シンボルＳ_１乃至Ｓ_ＭＰを前記パンクチュアリングマトリックスに相応するようにパンクチュアリングすることにより前記Ｐ番目送信アンテナグループの送信信号が他の送信アンテナグループの干渉成分として作用しない。
そうすると、前記第１変調器９８１−１乃至第Ｍ_Ｐ変調器９８１−Ｍ_Ｐのそれぞれから出力された変調シンボルＳ_１乃至Ｓ_ＭＰを前記第１パンクチュア９９１−１乃至第Ｍ_Ｐパンクチュア９９１−Ｍ_Ｐでパンクチュアする過程を説明する。

前記第１パンクチュア９９１−１乃至第Ｍ_Ｐパンクチュア９９１−Ｍ_Ｐは、前記第１変調器９８１−１乃至第Ｍ_Ｐ変調器９８１−Ｍ_Ｐのそれぞれから出力された変調シンボルＳ_１乃至Ｓ_ＭＰを伝送する送信アンテナ別に周期的にパンクチュアリングする。例えば、前記Ｐ番目送信アンテナグループの送信アンテナの個数が２個であると仮定し、前記２個の送信アンテナを通じて単位送信区間の間４個のシンボルを伝送すると仮定するとき、前記数式１のようなパンクチュアリングマトリックスを適用する。一方、前記第１パンクチュア９９１−１乃至第Ｍ_Ｐパンクチュア９４１−Ｍ_Ｐは、前記第１変調器９８１−１乃至第Ｍ_Ｐ変調器９８１−Ｍ_Ｐのそれぞれから出力された変調シンボルＳ_１乃至Ｓ_ＭＰを入力して所定のパンクチュアリングマトリックスに相応するようにパンクチュアリングした後に第２多重化器９５１−２及び第Ｍ多重化器９５１−Ｍに出力する。前記第２多重化器９５１−２及び第Ｍ多重化器９５１−Ｍは、前記第１パンクチュア９９１−１乃至第Ｍ_Ｐパンクチュア９９１−Ｍ_Ｐから出力された信号を多重化して第２送信アンテナＡＮＴ＃２乃至第Ｍ送信アンテナＡＮＴ＃Ｍを通じてエア上に伝送する。このように、前記変調シンボルＳ_１乃至Ｓ_ＭＰにパンクチュアリングマトリックスを適用する場合、前記第２送信アンテナＡＮＴ＃２乃至第Ｍ_Ｐ送信アンテナＡＮＴ＃Ｍ_Ｐを通じて伝送される変調シンボルが他の送信アンテナに対する干渉成分として作用しない。

図１０は、図９の送信器の構造に相応する受信器の構造を概略的に示す。図１０を参照すると、まず、送信器がエア上に伝送した信号は、前記受信器の受信アンテナを通じて受信される。図１０では、受信アンテナがＮ個備えられていると仮定する。前記Ｎ個の受信アンテナのそれぞれは、エア上から受信される信号を処理するが、まず、第１受信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｎ受信アンテナＡＮＴ＃Ｎを通じて受信された信号は、チャンネル推定器１０１１及び干渉除去器１０１３に入力される。前記チャンネル推定器１０１１は、第１受信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｎ受信アンテナＡＮＴ＃Ｎから出力された信号に対してチャンネル推定を遂行した後にそのチャンネル推定結果を前記干渉除去器１０１３及び第１デコーダ１０１５−１乃至第Ｐデコーダ１０１５−Ｐに出力する。前記干渉除去器１０１３は、前記チャンネル推定器１０１１から出力されたチャンネル推定結果に基づいて前記第１受信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｎ受信アンテナＡＮＴ＃Ｎから出力された信号のそれぞれから干渉成分を除去した後に第１デコーダ１０１５−１乃至第Ｐデコーダ１０１５−Ｐに出力する。ここで、前記チャンネル推定器１０１１が前記第１受信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｎ受信アンテナＡＮＴ＃Ｎから出力された信号に対してチャンネル推定を遂行する過程及び前記干渉除去器１０１３が前記第１受信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｎ受信アンテナＡＮＴ＃Ｎから出力された信号のそれぞれから干渉成分を除去する過程は、当該技術分野で公知された従来技術であるV. Tarokh、A. Naguib、N. Seshadri、及びA. R. Calderbankが１９９８年提案した非特許文献１及び非特許文献２に開示されている。このような参照文献には、Ｎ個の送信アンテナをＮ_ｉサイズのオーバーラップされない小さいグループに分割し、各グループのアンテナから情報を伝送するためにコンポーネント符号(component codes)として呼ばれる個々の時空間符号(space-time codes)を使用することにより符号化及び復号化の複雑度を格段に減少させる方法が紹介された。そうすると、前記第１デコーダ１０１５−１乃至第Ｐデコーダ１０１５−Ｐのそれぞれは、前記干渉除去器１０１３から出力される信号を前記チャンネル推定器１０１１でチャンネル推定した結果に基づいてＳＴＴＣデコーディングを遂行し、送信器から伝送された情報データビットを出力する。ここで、前記第１デコーダ１０１５−１乃至第Ｐデコーダ１０１５−Ｐのそれぞれは、本発明の送信器で変調シンボルを伝送するときパンクチュアリングして伝送したのでこれを考慮してデコーディングしなければならなく、図１１を参照して前記第１デコーダ１０１５−１乃至第Ｐデコーダ１０１５−Ｐの内部構造を説明する。

図１１は、図１０の第１デコーダ１０１５−１乃至第Ｐデコーダ１０１５−Ｐの内部構造を示す。図１１を参照すると、図１０で説明した第１デコーダ１０１５−１乃至第Ｐデコーダ１０１５−Ｐは図１１に示すような構造を有し、簡単するために前記第１デコーダ１０１５−１のみを説明する。まず、送信器がエア上に伝送した信号は前記受信器の受信アンテナを通じて受信される。図１１では、受信アンテナがＮ個備えられていると仮定する。前記Ｎ個の受信アンテナのそれぞれは、エア上から受信される信号を処理するが、まず、第１受信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｎ受信アンテナＡＮＴ＃Ｎを通じて受信された信号は、それぞれ第１多重化器１１１１−１乃至第Ｎ多重化器１１１１−Ｎへ出力される。前記第１多重化器１１１１−１乃至第Ｎ多重化器１１１１−Ｎは、第１受信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｎ受信アンテナＡＮＴ＃Ｎから出力された信号を前記ＳＴＴＣ送信器で適用した多重化方式に相応する逆多重化方式にて逆多重化した後に、チャンネル推定器１１１２及びメトリック計算機(Metric Calculator)１１３１に出力する。前記チャンネル推定器１１１２は、第１受信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｎ受信アンテナＡＮＴ＃Ｎから出力された信号のチャンネル推定をトレーニングシーケンス生成器(training sequence generator)１１１５から生成されたトレーニングシーケンスを利用して遂行した後に、そのチャンネル推定結果をハイポセシス１１１３に出力する。

一方、可能シーケンス生成器(Possible Sequences Generator)１１２０は、前記送信器で情報データビットに対して同時にエンコーディングされる可能性があるすべての種類のシーケンスを生成し、前記生成されたシーケンスを第１エンコーダ１１２１−１乃至第Ｌデコーダ１１２１−Ｌに出力する。ここで、前記可能シーケンス生成器１１２０は、前記送信器で情報データを伝送する単位がＬ個の情報ビットであるので、Ｌ個のビットで構成された可能シーケンス（数８）を生成する。

このように生成された可能シーケンスのＬ個のビットのそれぞれは、前記第１エンコーダ１１２１−１乃至第Ｌエンコーダ１１２１−Ｌに入力され、前記第１エンコーダ１１２１−１乃至第Ｌエンコーダ１１２１−Ｌは、前記可能シーケンス生成器１１２０から出力された可能シーケンス（数８）のＳＴＴＣエンコーディング方式にてエンコーディングした後に、第１変調器１１２３−１乃至第Ｍ変調器１１２３−Ｍに出力する。前記第１変調器１１２３−１乃至第Ｍ変調器１１２３−Ｍのそれぞれは、前記第１エンコーダ１１２１−１乃至第Ｌエンコーダ１１２１−Ｌから出力されるエンコーディングされたビットを所定の変調方式にて変調して第１パンクチュア１１２５−１乃至第Ｍパンクチュア１１２５−Ｍに出力する。ここで、前記第１変調器１１２３−１乃至第Ｍ変調器１１２３−Ｍで適用する変調方式は、前述したように、ＢＰＳＫ方式、ＱＰＳＫ方式、ＱＡＭ方式、ＰＡＭ方式、及びＰＳＫ方式などのような変調方式のうちいずれか１つの方式で設定され、前記第１変調器１１２３−１乃至第Ｍ変調器１１２３−Ｍは、 図９の送信器で適用した変調方式に相応する変調方式を適用する。

前記第１パンクチュア１１２５−１乃至第Ｍパンクチュア１１２５−Ｍは、前記第１変調器１１２３−１乃至第Ｍ変調器１１２３−Ｍから出力された信号を入力して図９で適用したパンクチュアリングマトリックスと同一のパンクチュアリングマトリックスに相応するようにパンクチュアして前記ハイポセシス１１１３に出力する。前記ハイポセシス１１１３は、前記第１パンクチュア１１２５−１乃至第Ｍパンクチュア１１２５−Ｍのそれぞれから出力された信号と前記チャンネル推定器１１１３から出力されたチャンネル推定結果とを入力し、前記第１パンクチュア１１２５−１乃至第Ｍパンクチュア１１２５−Ｍのそれぞれから出力された信号でなされたシーケンスが前記チャンネル推定結果と同一のチャンネルを通過したときの仮想チャンネル出力を生成して前記メトリック計算機１１３１に出力する。しかし、本発明では、送信器でいずれの１つの送信アンテナを通じて伝送される変調シンボルのうち一部がパンクチュアリングされる場合、前記パンクチュアリングされたシンボル区間には、他の送信アンテナを通じて伝送される変調シンボルのうちの一部が多重化されて挿入される。すなわち、本発明は、オーバーラップアンテナから伝送されるシンボルストリーム(stream)の場合、送信シンボルストリームに自分の変調シンボルのみならず、他のシンボルストリームの変調シンボルが多重化されて挿入された形態を有する。従って、受信器は、前記他のシンボルストリームの変調シンボルをデコーディングするとき、トレリスで並列遷移(parallel transition)に考慮しなければならなく、図１１で並列遷移器１１１４は、他のシンボルストリームを通じて伝送されることができるすべての種類のコンステレーションに第２送信アンテナＡＮＴ＃２を通じて受信器に受信されるチャンネル推定結果を乗じた値を元来計算されたメトリックに加算する。すなわち、２個のシンボルストリームが交互に伝送された場合、２^Ｌ２個の並列遷移を考慮しなければならない。

一方、前記メトリック計算機１１３１は、前記ハイポセシス１１１３から出力された仮想チャンネル出力と前記第１受信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｎ受信アンテナＡＮＴ＃Ｎを通じて受信された信号とを受信し、前記仮想チャンネル出力と前記第１受信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｎ受信アンテナＡＮＴ＃Ｎを通じて受信された信号間の距離を計算する。ここで、前記メトリック計算機１１３１は、前記距離を計算するときユークリッド距離を使用する。このように、前記メトリック計算機１１３１は、前記送信器が伝送することができるすべての可能なシーケンスに対してユークリッド距離を計算した後に、最小距離選択器(minimum distance selector)１１３３に出力する。前記最小距離選択器１１３３は、前記メトリック計算機１１３１から出力されたユークリッド距離のうち最小距離を有するユークリッド距離を選択し、前記選択されたユークリッド距離に該当する情報ビットを前記送信器が伝送した情報ビットとして決定して並列／直列変換器１１３５に出力する。前記最小距離選択器１１３５が最小距離を有するユークリッド距離に該当する情報ビットを決定するとき使用されるアルゴリズム(algorithm)には複数のアルゴリズムが存在することができるが、ここでは、ビタビアルゴリズム(Viterbi algorithm)を使用すると仮定する。また、前記ビタビアルゴリズムを使用して最小距離を有する情報ビットを抽出する過程は、 Vahid Tarokh、N. Seshadri、及びA. Calderbankが１９９８年提案した非特許文献１に開示されているので、その詳細な説明を省略する。ここで、前記最小距離選択器１１３３は、前記可能シーケンス生成器１１２０で発生したすべてのシーケンスに対して最小距離を有するユークリッド距離に該当する情報ビットを決定するので、結果的にＬ個の情報ビット、すなわち、数９を出力する。

そうすると、前記並列／直列変換器１１３５は、前記最小距離選択器１１３３から出力されたＬ個の情報ビットを直列変換して受信情報データシーケンス（数９）を出力する。そうすると、前述した送信器の構造及び受信器の構造を参照して本発明の動作過程を説明する。

まず、前記送信器はＭ個の送信アンテナを備え、前記受信器はＮ個の受信アンテナを備えると仮定する。前記受信器が前記Ｎ個の受信アンテナを通じて受信した信号は、下記式(2)のように示される。

前記式(2)において、Ｒは、Ｎ×１マトリックスで受信された受信信号を示し、Ｈはチャンネル特性を示し、Ｓは送信信号を示し、Ｎは雑音(noise)成分を示す。前記チャンネル特性ＨはＮ×Ｍマトリックスで表現され、前記Ｎ×Ｍマトリックスのエレメント(element)のそれぞれは、独立複素ガウシアン(independent complex gaussian)にモデリングされる。前記雑音成分ＮはＮ×１ベクトルで表現され、前記受信器に受信された雑音成分を示す。前記送信信号ＳはＭ×１ベクトル(vector)で表現され、ｍ番目行(row)は、ｍ番目送信アンテナＡＮＴ＃ｍから伝送された変調シンボルを示す。ここで、前記送信信号ＳはＰ個のシンボルストリームで構成されているが、前記Ｐ個のストリームのそれぞれは、Ｍ_Ｐ個の送信アンテナを通じて伝送される。また、前記Ｐ個のストリームは、図１０で説明したように、相互に独立的にパンクチュアリングマトリックスに相応するようにパンクチュアリングされたストリームであり、結果的に、前記パンクチュア動作で前記Ｐ個のストリームのそれぞれは、前記Ｍ_Ｐ個のパンクチュアリングされた変調シンボルを引いた個数だけの送信アンテナを使用すると考慮することができる。従って、本発明は、数６の個数の変調器で生成された数６の個数の変調シンボルを前記Ｍ個の送信アンテナにオーバーラップされずマッピングされることができるようにパンクチュアリングマトリックスに相応するようにパンクチュアリングする。そこで、前記送信信号Ｓは、数６の個数の変調シンボルを前記Ｍ個の送信アンテナにオーバーラップされないようにマッピングされた信号になる。

前記受信器がＰ番目シンボルストリームをデコーディングするためには、前記Ｐ番目シンボルストリーム以外の残りのシンボルストリームを干渉成分として判断して除去しなければならない。このために、前記Ｐ番目シンボルストリームが伝送された送信アンテナを通じてチャンネル特性を示すＮ個の行を前記チャンネル特性Ｈで除去すべきである。前記送信アンテナから受信器までのチャンネル特性を示すＮ個の行が除去されたＮ×(Ｍ−Ｍ_Ｐ)次元(dimension)のマトリックスをＨ_Ｐマトリックスであると定義する。前記Ｈ_Ｐマトリックスのナルスペース(null space)をΩ_Ｐであると定義し、前記Ｈ_ＰマトリックスのナルスペースΩ_Ｐを前記受信信号Ｓに乗じると、前記Ｐ番目シンボルストリーム以外の干渉成分として作用している残りのシンボルストリームが除去された新たな受信信号Ｓ’を生成することができる。

一方、前記Ｐ番目シンボルストリームをＭ_Ｐ個の送信アンテナを使用して伝送し、前記Ｍ_Ｐ個の送信アンテナのうちｑ個の送信アンテナからの変調シンボルがパンクチュアリングされたと仮定する。前記ｑ個の送信アンテナからの変調シンボルがパンクチュアリングされたとしても前記ｑ個の送信アンテナのそれぞれは、前記Ｐ番目シンボルストリームではない他のシンボルストリームの変調シンボルを多重化して伝送するので、前記多重化された他のシンボルストリームが干渉成分として作用する効果を除去すべきである。例えば、前記ｑ個の送信アンテナのそれぞれでＬ−ａｒｙ方式に変調された変調シンボルが伝送された場合、受信器では、ｑ＊２^Ｌ個の並列遷移を考慮してデコーディングしなければならない。すなわち、前記ｑ＊２^Ｌ個の並列遷移に該当するシンボルベクトルのうち１つのシンボルベクトルがＳ_ｃ(ｃ＝１〜ｑ＊２^Ｌ)であると仮定する場合、前記受信器のメトリック計算機１１３１はΩ_ＰＨ_ＰＳ_ｃを計算されたメトリックから減算しなければならない。

そうすると、前記パンクチュアリングパターンを利用して実際送信アンテナのオーバーラップによる干渉成分が除去される理由を説明すると次のようである。これを説明するに先立って、図１０の送信器の構造で一般化したパラメータＭ、Ｍ_１、及びＭ_Ｐなどを説明の便宜上適切に変化させて説明することに留意されたい。すなわち、図１０の送信器の構造で、前記Ｍは３であり、Ｍ_１、Ｍ_Ｐ及びＰは２であると仮定し、また、下記説明で送信器は変調方式としてＢＰＳＫ方式を適用し、単位送信時間の間４個のシンボルを伝送すると仮定する。そうすると、前記一番目送信アンテナグループが第１送信アンテナＡＮＴ＃１及び第２送信アンテナＡＮＴ＃２で構成され、前記Ｐ番目送信アンテナグループが二番目送信アンテナグループになり、前記二番目送信アンテナグループが第２送信アンテナＡＮＴ＃２及び第Ｍ送信アンテナＡＮＴ＃Ｍ、すなわち、第３アンテナＡＮＴ＃３で構成される。また、前記仮定の下に、前記一番目送信アンテナグループの第１変調器９３１−１及び第Ｍ_１変調器９４３−Ｍ_１は第１変調器９３１−１及び第２変調器９３１−２になり、第１パンクチュア９４１−１及び第Ｍ_１パンクチュア９４１−Ｍ_１は第１パンクチュア９４１−１及び第２パンクチュア９４１−２になる。また、前記Ｐ番目送信アンテナグループの第１変調器９８１−１及び第Ｍ_Ｐ変調器９８１−Ｍ_Ｐは第１変調器９８１−１及び第２変調器９８１−２になり、第１パンクチュア９９１−１及び第Ｍ_Ｐパンクチュア９９１−Ｍ_Ｐは第１パンクチュア９９１−１及び第２パンクチュア９９１−２になる。また、第Ｍ多重化器９５１−Ｍは第３多重化器９５１−３になる。

前記第１変調器９３１−１及び第２変調器９３１−２から出力された変調シンボルは、第１パンクチュア９４１−１及び第２パンクチュア９４１−２のそれぞれに入力され、前記第１パンクチュア９４１−１及び第２パンクチュア９４１−２は、前記数式１のパンクチュアリングマトリックスを適用して入力される変調シンボルをパンクチュアリングした後に前記第１多重化器９５１−１及び第２多重化器９５２−２に出力する。前記数式１のようなパンクチュアリングマトリックスＰ_１を適用する場合、前記第１パンクチュア９４１−１は、入力される４個の変調シンボルをまったくパンクチュアリングせずそのままに前記第１多重化器９５１−１に出力し、第２パンクチュア９４１−２は、入力される４個の変調シンボルを一番目変調シンボル及び三番目変調シンボルはパンクチュアリングせず、二番目変調シンボル及び四番目変調シンボルをパンクチュアした後に第２多重化器９５１−２に出力する。

一方、前記第１変調器９８１−１及び第２変調器９８１−２から出力された信号は、第１パンクチュア９９１−１及び第２パンクチュア９９１−２のそれぞれに入力され、前記第１パンクチュア９９１−１及び第２パンクチュア９９１−２は、下記数式３のようなパンクチュアリングマトリックスを適用して入力される変調シンボルをパンクチュアリングした後に第２多重化器９５１−２乃至第３多重化器９５１−３に出力する。

前記式(3)のようなパンクチュアリングマトリックスＰ_２を適用する場合、前記第１パンクチュア９９１−１は、入力される４個の変調シンボルから一番目変調シンボル及び三番目変調シンボルをパンクチュアし、二番目変調シンボル及び四番目変調シンボルをパンクチュアせずそのままに前記第２多重化器９５１−２に出力し、第２パンクチュア９９１−２は、入力される４個の変調シンボルをまったくパンクチュアせずそのままに第３多重化器９５１−３に出力する。

前記第１多重化器９５１−１は、前記第１パンクチュア９４１−１から出力された信号をそのままに前記第１送信アンテナＡＮＴ＃１を通じて伝送し、前記第２多重化器９５１−２は、前記第２パンクチュア９４１−２から出力された信号と前記第１パンクチュア９９１−１から出力された信号を多重化して前記第２送信アンテナＡＮＴ＃２を通じて伝送し、前記第３多重化器９５１−３は、前記第２パンクチュア９９１−２から出力された信号を多重化して前記第３送信アンテナＡＮＴ＃３を通じて伝送する。ここで、前記第２多重化器９５１−２の出力信号を説明すると、前記第２パンクチュア９４１−２から出力された一番目変調シンボル及び三番目変調シンボルと前記第１パンクチュア９９１−１から出力された二番目変調シンボル及び四番目変調シンボルとを多重化して一連の４個の変調シンボルを出力する。従って、前記４個の変調シンボルのそれぞれは、まったくオーバーラップされない変調シンボルになる。従来には、オーバーラップアンテナを通じて伝送される変調シンボルもオーバーラップされるので、前記のように、送信器がＢＰＳＫ方式を適用する場合、第１送信アンテナＡＮＴ＃１及び第３送信アンテナＡＮＴ＃３を通じて伝送される変調シンボルはＢＰＳＫ変調シンボルである一方、前記オーバーラップアンテナである第２送信アンテナＡＮＴ＃２を通じて伝送される変調シンボルはＱＰＳＫ変調シンボルになる。しかし、本発明は、前述したように、オーバーラップされるアンテナ、すなわち、第２送信アンテナＡＮＴ＃２を通じて伝送される変調シンボルは、前記パンクチュア過程に従ってオーバーラップされないのでそのままにＢＰＳＫ変調シンボルになり、従って、前記送信器は、送信アンテナのそれぞれに同一のコンステレーションサイズを有するシンボルを伝送することができる。

本発明は、第１パンクチュア９４１−１、第２パンクチュア９４１−２、第１パンクチュア９９１−１、及び第２パンクチュア９９１−２のそれぞれにパンクチュアリングマトリックスＰ_１及びパンクチュアリングマトリックスＰ_２を適用する場合を説明した。次に前記４個のパンクチュア、すなわち、第１パンクチュア９４１−１、第２パンクチュア９４１−２、第１パンクチュア９９１−１、及び第２パンクチュア９９１−２をすべて考慮してパンクチュアリングマトリックスを適用する場合を説明する。前記４個のパンクチュアのすべてを考慮したパンクチュアリングマトリックスは下記式(4)及び式(5)のようである。

前記式(4)のパンクチュアリングマトリックスＰ_３及び前記式(5)のパンクチュアリングマトリックスＰ_４のそれぞれは、各列のエレメント値を加算するとすべて３になることをわかる。これは、１つのシンボル送信時点に４個の変調シンボルのうち３個の変調シンボルのみが伝送されることを意味する。一番目に、前記パンクチュアリングマトリックスＰ_３の行を説明すると、一番目行は第１送信アンテナＡＮＴ＃１にマッピングされ、二番目行及び三番目行は第２送信アンテナＡＮＴ＃２にマッピングされ、四番目行は第３送信アンテナＡＮＴ＃３にマッピングされる。前記パンクチュアリングマトリックスＰ_３において、前記第２パンクチュア９４１−２及び第１パンクチュア９９１−１から出力される変調シンボルは、 前記二番目行及び三番目行のエレメントに従ってパンクチュアリングされる。結果的に、相互にパンクチュアリングされたシンボル区間にパンクチュアリングされないシンボル区間が挿入される。前記パンクチュアリングマトリックスＰ_３はオーバーラップされるアンテナ、すなわち、第２送信アンテナＡＮＴ＃２のみならず残りの送信アンテナのすべてを考慮して少なくとも１つの干渉成分のみが存在するように制御する。

二番目に、前記パンクチュアリングマトリックスＰ_４の行を説明すると、一番目行は第１送信アンテナＡＮＴ＃１にマッピングされ、二番目行は第１送信アンテナＡＮＴ＃１または第２送信アンテナＡＮＴ＃２にマッピングされ、三番目行は第２送信アンテナＡＮＴ＃２または第３送信アンテナＡＮＴ＃３にマッピングされ、四番目行は第３送信アンテナＡＮＴ＃３にマッピングされる。すなわち、前記パンクチュアリングマトリックスＰ_４のエレメントを数１４のような規則に従って送信アンテナのそれぞれにマッピングされる。

前記送信アンテナのマッピング規則は、前記パンクチュアリングマトリックスＰ_４のエレメントのそれぞれがどの送信アンテナにマッピングされるべきであるかを規定している。すなわち、パンクチュアリングマトリックスＰ_４の第１行のエレメントは、すべて第１送信アンテナＡＮＴ＃１にマッピングされなければならなく、パンクチュアリングマトリックスＰ_４の第２行のエレメントは、前記送信アンテナのマッピング規則が１で示される場合には第１送信アンテナＡＮＴ＃１にマッピングされなければならなく、 前記送信アンテナのマッピング規則が２で示される場合には第２送信アンテナＡＮＴ＃２にマッピングされなければならない。これと同様に、パンクチュアリングマトリックスＰ_４の第３行のエレメントは、前記送信アンテナのマッピング規則が２で示される場合には第２送信アンテナＡＮＴ＃２にマッピングされなければならなく、前記送信アンテナのマッピング規則が３で示される場合には第３送信アンテナＡＮＴ＃３にマッピングされなければならない。終わりに、パンクチュアリングマトリックスＰ_４の第４行のエレメントは、すべて第３送信アンテナＡＮＴ＃３にマッピングされなければならない。このようにマッピングすることにより、結果的に相互にパンクチュアリングされたシンボル区間にパンクチュアリングされないシンボル区間が相互に挿入されるように制御することができる。

そうすると、前記送信器がＢＰＳＫ方式を適用する場合のトレリス構造を説明する。
まず、前記ＢＰＳＫ方式を適用する場合のコンステレーションを図１２を参照して説明する。

図１２は、一般的なＢＰＳＫ方式のコンステレーションを示す。図１２に示すように、実数軸(Ｉ)及び虚数軸(Ｑ)上にコンステレーションが表示される。また、従来技術で説明したように、図１３は、overlapped combined array processing and diversity方式によるトレリス構造を示し、図１４は、本発明によるトレリス構造を示す。図１３及び図１４を比較すると、まず、図１３のトレリス構造において、受信される信号をデコーディングする場合、すべての受信シンボルに対して状態遷移を考慮するが、すなわち、並列遷移を考慮する。しかし、図１４のトレリス構造では、並列遷移を考慮しなくてもいいのでエラー率が減少する。

以上、本発明の詳細について具体的な実施形態に基づき説明してきたが、本発明の範囲を逸脱しない限り、各種の変形が可能なのは明らかである。従って、本発明の範囲は、上記実施形態に限るものでなく、特許請求の範囲のみならず、その範囲と均等なものにより定められるべきである。

一般的なＳＴＴＣを使用する送信器の構造を概略的に示すブロック図。 図１の第１エンコーダ乃至第Ｌエンコーダの内部構造を示すブロック図。 エンコーダの個数が２個であり、送信アンテナが３個であるＳＴＴＣ送信器の構造を概略的に示すブロック図。 図１の送信器の構造に相応する受信器の構造を概略的に示すブロック図。 一般的なcombined array processing and diversity方式を使用するＳＴＴＣ送信器の構造を概略的に示すブロック図。 図５の送信器の構造に相応する受信器の構造を概略的に示すブロック図。 一般的なcombined array processing and diversity方式によるＳＴＴＣ送信器の構造を概略的に示すブロック図。 図７の送信器の構造に相応する受信器の構造を概略的に示すブロック図。 本発明の実施例によるＳＴＴＣを使用する送信器の構造を概略的に示すブロック図。 図９の送信器の構造に相応する受信器の構造を概略的に示すブロック図。 図１０の第１デコーダ乃至第Ｐデコーダの内部構造を示すブロック図。 一般的なＢＰＳＫ方式のコンステレーションを示す図。 overlapped combined array processing and diversity方式によるトレリス構造を示す図。 本発明の実施例によるトレリス構造を示す図。

符号の説明

９１１、９６１ 直列／並列変換器
９２１−１…９２１−Ｌ1 第１乃至第Ｌ1エンコーダ
９３１−１…９３１−Ｍ1 第１乃至第Ｍ1変調器
９４１−１…９４１−Ｍ1 第１乃至第Ｍ1パンクチュア
９５１−１ 第１多重化器（ＭＵＸ＃１）
９５１−２ 第２多重化器（ＭＵＸ＃２）
１０１１ チャンネル推定器
１０１３ 干渉除去器
１０１５−１…１０１５−Ｐ 第１乃至第Ｐデコーダ

Claims (20)

1. 第１送信アンテナ乃至第３送信アンテナの少なくとも３個の送信アンテナを備え、前記第１送信アンテナ及び第２送信アンテナを第１送信アンテナグループにグループ化し、前記第２送信アンテナ及び第３送信アンテナを第２送信アンテナグループにグループ化するオーバーラップアンテナ方式を使用する移動通信システムでデータを伝送する装置において、
   前記第１送信アンテナグループを通じて伝送されるＬ個の情報ビット列のそれぞれを入力し、前記Ｌ個の情報ビット列のそれぞれを所定の変調方式で変調して第１変調シンボル列及び第２変調シンボル列へ出力する第１変調器及び第２変調器と、
   前記第２送信アンテナグループを通じて伝送される他のＬ個の情報ビット列のそれぞれを入力し、前記他のＬ個の情報ビット列のそれぞれを前記変調方式で変調して第３変調シンボル列及び第４変調シンボル列へ出力する第３変調器及び第４変調器と、
   前記第１変調シンボル列乃至第４変調シンボル列のそれぞれを入力し、前記入力された第１変調シンボル列乃至第４変調シンボル列のうち所定の位置の少なくとも１つの変調シンボルをパンクチュアして出力する第１パンクチュア乃至第４パンクチュアと、
   前記第１パンクチュアから出力された変調シンボル列を前記第１送信アンテナを通じて伝送するように制御し、前記第２パンクチュアから出力された変調シンボル列及び前記第３パンクチュアから出力された変調シンボル列を加算して前記第２送信アンテナを通じて伝送するように制御し、前記第３パンクチュアから出力された変調シンボル列を前記第３送信アンテナを通じて出力するように制御する多重化器と、を備えることを特徴とする装置。
2. 前記第１パンクチュア乃至第４パンクチュアのそれぞれは、前記第１変調器乃至第４変調器のそれぞれから出力された変調シンボル列に対して前記パンクチュアリングされる変調シンボルの個数を同一の個数で設定する請求項１記載の装置。
3. 前記第１パンクチュア乃至第４パンクチュアのそれぞれは、前記第１変調器乃至第４変調器のそれぞれから出力された変調シンボル列に対して前記変調シンボルがパンクチュアリングされる位置が周期的に反復されるように設定する請求項１記載の装置。
4. 前記変調シンボル列を構成する変調シンボルの個数が４個である場合、前記第１パンクチュア及び第２パンクチュアは、下記式(1)のようなパンクチュアリングマトリックスに相応するように前記変調シンボルがパンクチュアリングされる位置を決定する請求項１記載の装置。
   

   

   前記パンクチュアリングマトリックスＰ_１で列(column)は送信区間、行(row)は送信アンテナに対応し、一番目行は第１パンクチュアに適用され、二番目行は第２パンクチュアに適用され、エレメント０の位置で前記変調シンボルがパンクチュアリングされる。
5. 前記変調シンボル列を構成する変調シンボルの個数が４個である場合、前記第３パンクチュア及び第４パンクチュアは、下記式(2)のようなパンクチュアリングマトリックスに相応するように前記変調シンボルがパンクチュアリングされる位置を決定する請求項４記載の装置。
   

   

   前記パンクチュアリングマトリックスＰ_２で列は送信区間、行は送信アンテナに対応し、一番目行は第３パンクチュアに適用され、二番目行は第４パンクチュアに適用され、エレメント０の位置で前記変調シンボルがパンクチュアリングされる。
6. 前記変調シンボル列を構成する変調シンボルの個数が８個である場合、前記第１パンクチュア乃至第４パンクチュアは、下記式(3)のようなパンクチュアリングマトリックスに相応するように前記変調シンボルがパンクチュアリングされる位置を決定する請求項１記載の装置。
   

   

   前記パンクチュアリングマトリックスＰ_３で列は送信区間、行は送信アンテナに対応し、一番目行は第１パンクチュアに適用され、二番目行は第２パンクチュアに適用され、三番目行は第３パンクチュアに適用され、四番目行は第４パンクチュアに適用され、エレメント０の位置で前記変調シンボルがパンクチュアリングされる。
7. 前記変調シンボル列を構成する変調シンボルの個数が８個である場合、前記第１パンクチュア乃至第４パンクチュアは、下記式(4)のようなパンクチュアリングマトリックスに相応するように前記変調シンボルがパンクチュアリングされる位置を決定する請求項１記載の装置。
   

   

   前記パンクチュアリングマトリックスＰ_４で列は送信区間、行は送信アンテナに対応し、一番目行は第１パンクチュアに適用され、二番目行は第１パンクチュアまたは第２パンクチュアに適用され、三番目行は第２パンクチュアまたは第３パンクチュアに適用され、四番目行は第４パンクチュアに適用され、エレメント０の位置で前記変調シンボルがパンクチュアリングされる。
8. 第１送信アンテナ乃至第３送信アンテナの少なくとも３個の送信アンテナを備え、前記第１送信アンテナ及び第２送信アンテナを第１送信アンテナグループにグループ化し、前記第２送信アンテナ及び第３送信アンテナを第２送信アンテナグループにグループ化するオーバーラップアンテナ方式を使用する移動通信システムでデータを伝送する方法において、
   前記第１送信アンテナグループを通じて伝送されるＬ個の情報ビット列のそれぞれを入力し、前記Ｌ個の情報ビット列のそれぞれを所定の変調方式にて変調して第１変調シンボル列及び第２変調シンボル列に出力する過程と、
   前記第２送信アンテナグループを通じて伝送される他のＬ個の情報ビット列のそれぞれを入力し、前記他のＬ個の情報ビット列のそれぞれを前記変調方式にて変調して第３変調シンボル列及び第４変調シンボル列に出力する過程と、
   前記第１変調シンボル列乃至第４変調シンボル列のそれぞれを入力し、前記入力された第１変調シンボル列乃至第４変調シンボル列のうち所定の位置の少なくとも１つの変調シンボルをパンクチュアリングして第１パンクチュアリングシンボル列乃至第４パンクチュアリングシンボル列に出力する過程と、
   前記第１パンクチュアシンボル列を前記第１送信アンテナを通じて伝送するように制御し、前記第２パンクチュアシンボル列及び第３パンクチュアシンボル列を加算して前記第２送信アンテナを通じて伝送するように制御し、前記第４パンクチュアシンボル列を前記第３送信アンテナを通じて出力するように制御する過程と、を備えることを特徴とする方法。
9. 前記第１変調シンボル列乃至第４変調シンボル列のそれぞれに対して前記パンクチュアリングされる変調シンボルの個数が同一の個数で設定される請求項８記載の方法。
10. 前記第１変調シンボル列乃至第４変調シンボル列は、前記変調シンボルがパンクチュアリングされる位置が周期的に反復されるように設定される請求項８記載の方法。
11. 前記変調シンボル列を構成する変調シンボルの個数が４個である場合、前記第１変調シンボル列及び第２変調シンボル列は、下記式(5)のようなパンクチュアリングマトリックスに相応するように前記変調シンボルがパンクチュアリングされる位置が決定される請求項８記載の方法。
    

    

    前記パンクチュアリングマトリックスＰ_１で列は送信区間、行は送信アンテナに対応し、一番目行は第１変調シンボル列に適用され、二番目行は第２変調シンボル列に適用され、エレメント０の位置で前記変調シンボルがパンクチュアリングされる。
12. 前記変調シンボル列を構成する変調シンボルの個数が４個である場合、前記第３変調シンボル列及び第４変調シンボル列は、下記式(6)のようなパンクチュアリングマトリックスに相応するように前記変調シンボルがパンクチュアリングされる位置が決定される請求項１１記載の方法。
    

    

    前記パンクチュアリングマトリックスＰ_２で列は送信区間、行は送信アンテナに対応し、一番目行は第３変調シンボル列に適用され、二番目行は第４変調シンボル列に適用され、エレメント０の位置で前記変調シンボルがパンクチュアリングされる。
13. 前記変調シンボル列を構成する変調シンボルの個数が８個である場合、前記第１変調シンボル列乃至第４変調シンボル列のそれぞれは、下記式(7)のようなパンクチュアリングマトリックスに相応するように前記変調シンボルがパンクチュアリングされる位置が決定される請求項８記載の方法。
    

    

    前記パンクチュアリングマトリックスＰ_３で列は送信区間、行は送信アンテナに対応し、一番目行は第１変調シンボル列に適用され、二番目行は第２変調シンボル列に適用され、三番目行は第３変調シンボル列に適用され、四番目行は第４変調シンボル列に適用され、エレメント０の位置で前記変調シンボルがパンクチュアリングされる。
14. 前記変調シンボル列を構成する変調シンボルの個数が８個である場合、前記第１変調シンボル列乃至第４変調シンボル列のそれぞれは、下記式(8)のようなパンクチュアリングマトリックスに相応するように前記変調シンボルがパンクチュアリングされる位置が決定される請求項８記載の方法。
    

    

    前記パンクチュアリングマトリックスＰ_３で列は送信区間、行は送信アンテナに対応し、一番目行は第１変調シンボル列に適用され、二番目行は第１変調シンボル列または第２変調シンボル列に適用され、三番目行は第２変調シンボル列または第３変調シンボル列に適用され、四番目行は第４変調シンボル列に適用され、エレメント０の位置で前記変調シンボルがパンクチュアリングされる。
15. 送信器からＭ個の送信アンテナのそれぞれを通じて伝送される変調シンボル列をＮ個の受信アンテナを通じて受信する移動通信システムでデータを受信する装置において、
    前記Ｎ個の受信アンテナのそれぞれに連結され、前記Ｎ個の受信アンテナから出力される受信シンボル列を入力してチャンネル推定するチャンネル推定器と、
    前記Ｎ個の受信アンテナのそれぞれに連結され、前記Ｎ個の受信アンテナから出力される受信シンボル列のそれぞれに対して所定の少なくとも１つの位置での受信シンボルを干渉成分で除去する干渉除去器と、
    前記送信器で伝送可能なすべての情報ビット列のそれぞれに対して所定の変調方式にて変調して変調シンボル列を出力するＭ個の変調器と、
    前記Ｍ個の変調器から出力される変調シンボル列のそれぞれに対して所定の位置の少なくとも１つの変調シンボルをパンクチュアリングして出力するＭ個のパンクチュアと、
    前記Ｍ個のパンクチュアから出力される変調シンボル列が前記チャンネル推定器でチャンネル推定したチャンネルと同一のチャンネルを通じて伝送された場合の仮想チャンネル出力と前記受信シンボル列に基づいて並列遷移を考慮して前記送信器から伝送された送信シンボル列を検出する送信シンボル列検出器と、からなることを特徴とする装置。
16. 前記Ｍ個のパンクチュアのそれぞれは、前記Ｍ個の変調器のそれぞれから出力された変調シンボル列に対して前記パンクチュアリングされる変調シンボルの個数を同一の個数または同一でない個数に設定する請求項１５記載の装置。
17. 前記Ｍ個のパンクチュアのそれぞれは、前記Ｍ個の変調器のそれぞれから出力された変調シンボル列に対して前記変調シンボルがパンクチュアリングされる位置が周期的に反復されるように設定する請求項１５記載の装置。
18. 送信器からＭ個の送信アンテナのそれぞれを通じて伝送される変調シンボル列をＮ個の受信アンテナを通じて受信する移動通信システムでデータを受信する方法において、
    前記Ｎ個の受信アンテナから出力される受信シンボル列を入力してチャンネル推定する過程と、
    前記Ｎ個の受信アンテナから出力される受信シンボル列のそれぞれに対して予め設定された少なくとも１つの位置の受信シンボルを干渉成分で除去する過程と、
    前記送信器で伝送可能なすべての情報ビット列のそれぞれに対して所定の変調方式で変調してＭ個の変調シンボル列に出力する過程と、
    前記Ｍ個の変調シンボル列のそれぞれに対して所定の位置の少なくとも１つの変調シンボルをパンクチュアして出力する過程と、
    前記少なくとも１つの変調シンボルがパンクチュアリングされた変調シンボル列が前記チャンネル推定器でチャンネル推定したチャンネルと同一のチャンネルを通じて送信された場合の仮想チャンネル出力と、前記受信シンボル列に基づいて並列遷移を考慮して前記送信器から伝送された送信シンボル列を検出する過程と、を備えることを特徴とする方法。
19. 前記Ｍ個の変調シンボル列に対して前記パンクチュアリングされる変調シンボルの個数が同一の個数で設定される請求項１８記載の方法。
20. 前記Ｍ個の変調シンボル列は、前記変調シンボルがパンクチュアリングされる位置が周期的に反復されるように設定される請求項１８記載の方法。
    
    

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