JP2004219159A - 静電容量測定装置及び正弦波振幅検出装置 - Google Patents
静電容量測定装置及び正弦波振幅検出装置 Download PDFInfo
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Abstract
【課題】振幅測定対象となる正弦波波形の振幅を、低廉なハードウェアにより高精度に行なうことができる正弦波振幅検出装置を提供する。
【解決手段】電圧サンプリング点の組の平均電圧値により、センサ応答電圧波形の推定中心線Ｊｍを決定する。そして、該推定中心線Ｊｍを挟んで隣接する２つの電圧サンプリング点Ｐｉ及びＰｉ＋１を基準点決定用サンプリング点として用いる。基準点決定用サンプリング点Ｐｉ及びＰｉ＋１間の波形形状を直線近似することにより、推定中心線ＪｍとＰｉ及びＰｉ＋１を結ぶ直線との交点を波形基準点Ｐｍとして求めることができる。そして、推定中心線Ｊｍに関して一方の側において、該推定中心線Ｊｍからの電圧の隔たりが最大となる最大電圧サンプリング点Ｐｍａｘの電圧値Ｊｐと、同じく該側に位置する基準点決定用サンプリング点Ｐｉと波形基準点Ｐｍとの位相差θａとに基づいて、振幅Ａ０を算出する。
【選択図】 図１７
【解決手段】電圧サンプリング点の組の平均電圧値により、センサ応答電圧波形の推定中心線Ｊｍを決定する。そして、該推定中心線Ｊｍを挟んで隣接する２つの電圧サンプリング点Ｐｉ及びＰｉ＋１を基準点決定用サンプリング点として用いる。基準点決定用サンプリング点Ｐｉ及びＰｉ＋１間の波形形状を直線近似することにより、推定中心線ＪｍとＰｉ及びＰｉ＋１を結ぶ直線との交点を波形基準点Ｐｍとして求めることができる。そして、推定中心線Ｊｍに関して一方の側において、該推定中心線Ｊｍからの電圧の隔たりが最大となる最大電圧サンプリング点Ｐｍａｘの電圧値Ｊｐと、同じく該側に位置する基準点決定用サンプリング点Ｐｉと波形基準点Ｐｍとの位相差θａとに基づいて、振幅Ａ０を算出する。
【選択図】 図１７
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、静電容量測定装置及び正弦波振幅検出装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
【特許文献１】
特表平１１−５０７４３４号公報
【特許文献２】
特開平５−２６４４９５号公報
【特許文献３】
特開昭６３−１６８５４９号公報
【特許文献４】
特開昭５９−１０２１５１号公報
【０００３】
正弦波波形を用いた電気測定は、インピーダンス測定を始めとする種々の電気計測に用いられている。例えばインピーダンス測定の場合、被測定系に周波数及び振幅が一定の正弦波電圧波形を測定信号として入力し、被測定系の応答電圧波形（あるいは通過波形）を測定情報として取得し、これを解析することにより被測定系のインピーダンスに関する情報を得ることができる。
【０００４】
例えば交流インピーダンス法を用いた静電容量測定は応用分野が広く、種々の用途に使用されている。例えば、自動車分野においてはエンジンオイルのレベルセンサや劣化センサなどに使用されている（特許文献１、特許文献２、特許文献３及び特許文献４）。具体的には、オイル内に１対の電極を対向配置し、オイルを誘電体とするセンシングコンデンサを形成し、その静電容量を測定する。例えば、オイルレベルにより電極間に存在するオイル量が変化したり、劣化により誘電率が変化したりすると、これがセンシングコンデンサの静電容量に反映される。交流インピーダンス法では、センシングコンデンサに測定信号として正弦波信号を入力し、その通過波形を測定する。正弦波信号を用いた場合、その通過電流波形も正弦波状となり、その振幅を測定することによりセンシングコンデンサの静電容量を知ることができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上記のような測定を行なうための装置を構成する場合、正弦波測定信号の生成回路と、応答波形のサンプリング・解析回路とを設ける必要がある。例えば、測定信号の生成には正弦波発振回路を用い、他方、応答波形のサンプリング・解析は、Ａ／Ｄコンバータを用いて波形を量子化した後、コンピュータ処理により波形解析を行なう方法が一般的である。自動車用のセンサ等に使用するには、環境温度変化の影響等を受けにくくするために、周波数や振幅を安定化するための回路（例えばＰＬＬ回路など）を追加する必要がある。また、被測定系の常時監視のために、波形解析をリアルタイムで行なう必要があり、ＤＳＰなど高速データ処理に適したプロセッサを用いる必要がある。
【０００６】
しかしながら、自動車用の電装用品など、低廉化の流れが激しい分野においては、測定信号波形の合成処理と応答電圧波形のサンプリングとを並行して行い、かつ、リアルタイムによる静電容量測定処理にも対応するという高等な処理を、汎用で廉価なマイコンを用いて実現することが要求される。この場合、単位時間当たりに処理可能なマイコンのステップ数が限られているために、波形量子化のレベルはＤＳＰなどを用いた精密な処理とは比ぶべくもなく、さらに測定用の正弦波波形の合成も並列で担わなければならないので、応答波形の振幅を正確に測定するには制約が極めて大きい。
【０００７】
本発明の課題は、低廉なハードウェア環境であっても正弦波測定信号を用いた静電容量測定を効率的あるいは高精度に行なうことができる静電容量測定装置と、正弦波応答波形等の正弦波波形の振幅を、低廉なハードウェア環境であっても正確かつ迅速に検出できる正弦波振幅検出装置とを提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段及び作用・効果】
上記の課題を解決するために、本発明の静電容量測定装置の第一は、
測定対象物の静電容量を測定するために、該測定対象物を誘電体とする形で形成されるセンシングコンデンサと、
該センシングコンデンサに入力される、正弦波測定信号を生成する測定信号生成手段と、
正弦波測定信号によるセンシングコンデンサの通過電流波形を電流−電圧変換することによりセンサ応答電圧波形として出力する電流−電圧変換回路と、
センサ応答電圧波形を一定時間間隔にてサンプリングすることにより電圧サンプリング点の組を取得し、それら電圧サンプリング点の組の平均電圧値によりセンサ応答電圧波形の推定中心線を決定し、該推定中心線を挟んで隣接する２つの電圧サンプリング点を基準点決定用サンプリング点として、それら基準点決定用サンプリング点間の波形形状を直線近似したときの、推定中心線と該直線との交点を波形基準点として求め、推定中心線に関して一方の側において、推定中心線からの電位差が最大となる最大電圧サンプリング点の電圧値と、同じく該側に位置する基準点決定用サンプリング点と波形基準点との位相差とに基づいてセンサ応答電圧波形の振幅を算出し、該振幅に基づいて静電容量情報を算出する静電容量情報生成手段と、
を有することを特徴とする。
【０００９】
上記本発明の静電容量測定装置の第一によると、測定対象物の静電容量を測定するにあたり、電圧が周期的に変化する正弦波測定信号を、測定対象物を誘電体とするセンシングコンデンサに入力し、その通過電流波形を電流−電圧変換して、センサ応答電圧波形を生成する。センシングコンデンサの静電容量は、センサ応答電圧波形の振幅から算出できる。該振幅を求めるには、アナログ処理的にはピークホールド回路を用いるのが便利であるが、ピークホールド回路を追加しなければならない分だけハードウェアが複雑化し、装置のコストアップにつながる。そこで、静電容量情報生成手段を上記のように、センサ応答電圧波形を一定時間間隔にてサンプリングすることにより電圧サンプリング点の組を取得し、それら電圧サンプリング点を用いて振幅を生成するように構成すると、ソフトウェア的な振幅演算を容易に行なうことができ、ひいてはハードウェアの簡略化に寄与する。
【００１０】
この場合、電圧サンプリング点の最大値を波形振幅として代用するには誤差が大きく、量子化精度という点では必ずしも十分ではない。もちろんサンプリング点の数を増やせばこの問題は解消されるが、クロック周波数が通常レベルの廉価なハードウェア（例えばＣＰＵ）を使用する前提にたてば、測定信号発生との並列処理や、静電容量情報算出のリアルタイム処理を行なうのに難を生ずる。また、サンプリング点の数を増やさず、正弦波によるカーブフィッティングを行なう方法を用いても同様の問題を生ずる。そこで、本発明の静電容量測定装置の第一においては、以下のような方式を採用することにより、該問題を解決する。すなわち、電圧サンプリング点の組の平均電圧値により、図１７に示すように、センサ応答電圧波形の推定中心線Ｊｍを決定する。そして、該推定中心線Ｊｍを挟んで隣接する２つの電圧サンプリング点Ｐｉ及びＰｉ＋１を基準点決定用サンプリング点として用いる。応答電圧波形は正弦波であり、正弦波関数ｓｉｎθは、中心線すなわちθ＝０の近傍では、ｓｉｎθ＝θにて近似できることが数学的に知られている。そこで、基準点決定用サンプリング点Ｐｉ及びＰｉ＋１間の波形形状を直線近似することにより、推定中心線ＪｍとＰｉ及びＰｉ＋１を結ぶ直線との交点を波形基準点Ｐｍとして求めることができる。そして、推定中心線Ｊｍに関して一方の側において、該推定中心線Ｊｍからの電圧の隔たり（電位差）が最大となる最大電圧サンプリング点Ｐｍａｘの電圧値Ｊｐと、同じく該側に位置する基準点決定用サンプリング点Ｐｉと波形基準点Ｐｍとの位相差θａとに基づいて、振幅Ａ０を算出することができる。このように、正弦波関数の数学的性質を利用することにより、サンプリング点の数を増やしたり、カーブフィッティングを行なったりするなどの負担の大きい処理を行なわずとも、センサ応答電圧波形の振幅、ひいてはセンシングコンデンサの静電容量を正確に算出できる。
【００１１】
次に、本発明の静電容量測定装置の第二は、
測定対象物の静電容量を測定するために、該測定対象物を誘電体とする形で形成されるセンシングコンデンサと、
該センシングコンデンサに入力される正弦波測定信号を生成するために、複数のアナログ設定電圧のうち、１のものを選択して出力する電圧出力部と、複数のアナログ設定電圧を予め定められた順序及び周期にて切り替えることにより、正弦波の軌跡をたどる階段状の信号波形が出力されるよう、電圧出力部の電圧出力を制御する電圧出力制御手段と、階段状の信号波形を平滑化するローパスフィルタ回路とを有した測定信号生成手段と、
正弦波測定信号によるセンシングコンデンサの通過電流波形を電流−電圧変換することによりセンサ応答電圧波形として出力する電流−電圧変換回路と、
正弦波測定信号を生成するための階段状の信号波形の繰返し周期が到来するたびに、センサ応答電圧波形のサンプリング位相を、アナログ設定電圧の切り替え時間間隔に対応した値だけ進角させ、該階段状の信号波形の繰返し周期を複数回繰り返すことにより、センサ応答電圧波形を、１周期内の互いに異なる位相にて電圧サンプリング点の組を取得し、該電圧サンプリング点の組を用いて、静電容量情報を算出するためのセンサ応答電圧波形の振幅を算出する静電容量情報生成手段と、
を有することを特徴とする。
【００１２】
上記の方式によると、センサ応答電圧波形のサンプリングを、測定信号の階段波形ＷＰ１の設定電圧の比較的粗い切り替え間隔に合わせて実行し、かつ、実質的なサンプリング間隔を縮小するために、総サンプリング期間を複数周期センサの応答電圧波形にまたがらせて、必要な数のサンプリング点の組を取得することになる。このように、正弦波信号波形の周期性を巧妙に利用することで、サンプリング間隔が比較的長いにもかかわらず、静電容量測定に必要なセンサ応答電圧波形の情報を十分な精度にて取得することができる。
【００１３】
また、本発明の静電容量測定装置の第三は、
測定対象物の静電容量を測定するために、該測定対象物を誘電体とする形で形成されるセンシングコンデンサと、
該センシングコンデンサに入力される、正弦波測定信号を生成するために、複数のアナログ設定電圧のうち、１のものを選択して出力する電圧出力部と、複数のアナログ設定電圧を予め定められた順序及び周期にて切り替えることにより、正弦波の軌跡をたどる階段状の信号波形が出力されるよう、電圧出力部の電圧出力を制御する電圧出力制御手段と、階段状の信号波形を平滑化するローパスフィルタ回路とを有した測定信号生成手段と、
正弦波測定信号によるセンシングコンデンサの通過電流波形を電流−電圧変換することによりセンサ応答電圧波形として出力する電流−電圧変換回路と、
センサ応答電圧波形を一定時間間隔にてサンプリングすることにより電圧サンプリング点の組を取得し、それら電圧サンプリング点の組を用いて、静電容量情報を算出するためのセンサ応答電圧波形の振幅を算出する静電容量情報生成手段とを備え、
測定信号生成手段において電圧出力制御手段がＣＰＵであり、電圧出力部は、各々ＣＰＵにより第一電圧レベルと該第一電圧レベルよりも低い第二電圧レベルとの間で切り替え制御可能な複数の電圧出力ポートを有するものであり、それら複数の電圧出力ポートに分圧抵抗がそれぞれ接続されるとともに、それら分圧抵抗の末端が抵抗分圧点として共通結線され、第一電圧レベルに設定される電圧出力ポートの分圧抵抗に基づく第一合成抵抗と、第二電圧レベルに設定される電圧出力ポートの分圧抵抗に基づく第二合成抵抗との分圧比により定まる抵抗分圧点の電圧が、前記複数の電圧出力ポートの電圧設定状態の組合せに対応したアナログ設定電圧として出力されることを特徴とする。
【００１４】
上記の構成において測定信号生成手段は、複数のアナログ設定電圧を予め定められた順序及び周期にて切り替えることにより、正弦波の軌跡をたどる階段状の信号波形を出力する。そして、該階段状の信号波形はローパスフィルタ回路により平滑化され、正弦波波形を得ることができる。該構成では、複数のアナログ設定電圧を切り替えることで波形生成するので、アナログ波形を直接得ることができる。アナログ設定電圧の温度変化をある程度小さく抑えることができれば、発振器や増幅器を用いた信号発生器のようにその影響が増幅して現れることがないので、結果的に温度変化の影響を受けにくい、振幅の一定した測定信号波形を容易に得ることができる。
【００１５】
また、電圧出力制御手段はＣＰＵであり、電圧出力部は上記複数の電圧出力ポートである。各ポートの出力電圧レベルを種々の組合せにて変化させると、抵抗分圧点の電圧は、第一電圧レベル（例えばＨ）に設定される電圧出力ポートの分圧抵抗に基づく第一合成抵抗と、第二電圧レベル（例えばＬ）に設定される電圧出力ポートの分圧抵抗に基づく第二合成抵抗との分圧比により定まる。従って、複数の電圧出力ポートの電圧設定状態の組合せに対応したアナログ設定電圧が、該抵抗分圧点から出力される。例えば、図５に示すように、互いに抵抗値の異なる抵抗Ｒ１’〜Ｒ４’をスイッチにより選択的に電源電圧Ｖｃｃに接続し、抵抗分圧点Ｕに接続された共通抵抗Ｒ５’との間で、個別に分圧電圧を形成することも可能である。この構成は、設計が容易である反面、次のような欠点がある。すなわち、汎用マイコンのポート出力は、ほとんどのものがＨとＬのバイステートであるから、オープン状態を作るためのスイッチとしては使えない。従って、抵抗Ｒ１’〜Ｒ４’を選択するためのスイッチは、外付けスイッチ３１（例えばトランジスタ）の形で別途設けなければならなくなり、コストアップが避けられなくなる（なお、ポートＰ１〜Ｐ４の出力は、これらスイッチ３１の制御信号として使用することになる）。しかし、上記の構成によると、設定電圧の異なる電圧出力ポート間で分圧形成するようになっており、バイステートのポートを全て有効活用でき、外付けスイッチも全く不要となる。
【００１６】
上記本発明の静電容量測定装置の第一、第二及び第三は、２以上のものを組み合わせて実施することができる。
【００１７】
また、本発明の正弦波振幅検出装置は、
振幅測定対象となる正弦波波形を一定時間間隔にてサンプリングすることにより波形変位サンプリング点の組を取得するサンプリング手段と、
それら波形変位サンプリング点の組の平均波形変位値により正弦波波形の推定中心線を決定する推定中心線決定手段と、
該推定中心線を挟んで隣接する２つの波形変位サンプリング点を基準点決定用サンプリング点として、それら基準点決定用サンプリング点間の波形形状を直線近似したときの、推定中心線と該直線との交点を波形基準点として求める波形基準点決定手段と、
推定中心線に関して一方の側において、推定中心線からの波形変位が最大となる最大波形変位サンプリング点の波形変位値と、同じく該最大波形変位サンプリング点側に位置する基準点決定用サンプリング点と波形基準点との位相差とに基づいて、正弦波波形の振幅を決定する振幅決定手段と、
を備えたことを特徴とする。
【００１８】
上記の構成によると、振幅測定対象となる正弦波波形を一定時間間隔にてサンプリングすることにより波形変位サンプリング点の組を取得し、それら波形変位サンプリング点を用いて振幅を生成するので、ソフトウェア的な振幅演算を容易に行なうことができ、ひいてはハードウェアの簡略化に寄与する。
【００１９】
この場合、波形変位サンプリング点の最大値を波形振幅として代用するには誤差が大きく、量子化精度という点では必ずしも十分ではない。もちろんサンプリング点の数を増やせばこの問題は解消されるが、クロック周波数が通常レベルの廉価なハードウェア（ＣＰＵ）を使用する前提にたてば、測定信号発生との並列処理や、振幅算出のリアルタイム処理を行なうのに難を生ずる。また、サンプリング点の数を増やさず、正弦波によるカーブフィッティングを行なう方法を用いても同様の問題を生ずる。そこで、本発明の正弦波振幅検出装置においては、以下のような方式を採用することにより、該問題を解決する。すなわち、波形変位サンプリング点の組の平均波形変位値により、図１７を援用して示すように、振幅測定対象となる正弦波波形の推定中心線Ｊｍを決定する。そして、該推定中心線Ｊｍを挟んで隣接する２つの波形変位サンプリング点Ｐｉ及びＰｉ＋１を基準点決定用サンプリング点として用いる。正弦波関数ｓｉｎθは、中心線すなわちθ＝０の近傍では、ｓｉｎθ＝θにて近似できることが数学的に知られている。そこで、基準点決定用サンプリング点Ｐｉ及びＰｉ＋１間の波形形状を直線近似することにより、推定中心線ＪｍとＰｉ及びＰｉ＋１を結ぶ直線との交点を波形基準点Ｐｍとして求めることができる。そして、推定中心線Ｊｍに関して一方の側において、該推定中心線Ｊｍからの波形の変位が最大となる最大波形変位サンプリング点Ｐｍａｘの波形変位値Ｊｐと、同じく該側に位置する基準点決定用サンプリング点Ｐｉと波形基準点Ｐｍとの位相差θａとに基づいて、振幅Ａ０を算出することができる。このように、正弦波関数の数学的性質を利用することにより、サンプリング点の数を増やしたり、カーブフィッティングを行なったりするなどの負担の大きい処理を行なわずとも、振幅測定対象となる正弦波波形の振幅を正確に算出できる。
【００２０】
本発明の静電容量測定装置は、劣化検知対象となるオイルを測定対象物として、該オイル中に浸漬される電極対によりセンシングコンデンサを形成し、そのセンシングコンデンサの静電容量変化に基づいて、該オイルの劣化検知を行なうオイル劣化検知装置として好適に使用可能である。これにより、測定対象となるオイルの静電容量変化に基づく劣化検知を常に正確に行なうことができる。なお、本発明の適用対象となるオイルは、主に自動車用等のエンジンオイルであるが、機械潤滑油などエンジンオイル以外のオイルにも適用可能である。
【００２１】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の静電容量測定装置として構成されたエンジンオイル劣化検知装置の一実施形態を示す全体ブロック図である。該エンジンオイル劣化検知装置１は、測定信号生成手段、静電容量情報生成手段、静電容量情報補正出力手段及び電圧出力制御手段として機能するマイコンＩＣ１と、これに動作電圧を供給する周知の安定化電源回路５とを有する。オイル劣化検知装置１の基本機能は、図９Ａ及び図９Ｂに示すように、劣化検知対象となるエンジンオイル中に浸漬される電極対５１，５２によりセンシングコンデンサＣＳ１を形成し、そのセンシングコンデンサＣＳ１の静電容量変化に基づいて、該エンジンオイルの劣化検知を行なうものである。図９Ａの実施形態ではセンシングコンデンサＣＳ１をなす電極対５１，５２は、同心的に配置される筒状形態をなし、オイル中に配置することにより両者の隙間にオイルが浸透して、該オイルを誘電体とするコンデンサが形成されることとなる。他方、図９Ｂに示すように、電極対５１，５２を平行対向板電極として構成することもできる。この実施形態では、一方の電極が結線により電気的に導通した２枚の電極板５２，５２にて構成されている。なお、本発明において「電極対」とは、直流電圧を印加したとき互いに異極性に帯電する電極をいい、図９Ａのように、双方の電極を各々単一の電極板として構成することもできるし、図９Ｂに示すように、一方又は双方の電極が複数個の電極片に分割されていてもよい。センシングコンデンサＣＳ１は静電容量値が高いほど劣化検知を高精度に行なうことができる。例えば、本実施形態では図９Ｂの態様を用いており、中央の電極板５１が、両側の電極板５２に共用される形で並列結合された２つのコンデンサが形成されており、静電容量値向上が図られている。
【００２２】
マイコンＩＣ１はＣＰＵ１３と、本発明の静電容量測定装置の機能実現のための制御プログラムを格納したＲＯＭ１４、及びＣＰＵ１３による該制御プログラムのワークメモリとなるＲＡＭ１５及び入出力インターフェース１１とを有する。本実施形態においてマイコンＩＣ１は、市販品の８ビットマイコンを使用しており、その制御プログラムの処理の流れは、図１０〜図１５のフローチャートにより、後に詳述する。
【００２３】
入出力インターフェース１１からは、制御プログラムの実行に基づき、分圧回路２１０を経て正弦波の軌跡をたどる階段状の電圧波形ＳＧ１が出力される。この電圧波形ＳＧ１は、ローパスフィルタ回路２によりスムージング（平滑化）が施されて正弦波状の測定信号ＳＧ２となる。
【００２４】
該測定信号ＳＧ２は、検知信号生成回路３０に入力される。検知信号生成回路３０は、センシングコンデンサＣＳ１、基準素子をなす基準コンデンサＣ４、切り替え回路４及び電流−電圧変換回路３を有する。そして、センシングコンデンサＣＳ１と基準コンデンサＣ４とに、測定信号ＳＧ２を、切り替え回路４を介して交互に入力し、各通過電流波形ＳＧ３を、電流−電圧変換回路３によりセンサ応答電圧波形ないし基準素子応答電圧波形（以下、位相基準電圧波形ともいう）に変換する。これらの波形はマイコンＩＣ１に組み込まれたＡ／Ｄ変換部１２を経て、切り替え回路４により予め定められた時間間隔で、マイコンＩＣ１の入出力インターフェース１１に交互に入力される。
【００２５】
マイコンＩＣ１は、これらのセンサ応答電圧波形及び基準素子応答電圧波形を用いて制御プログラムの実行に基づき、センシングコンデンサＣＳ１の静電容量、つまりオイル劣化状態を表す静電容量を反映した静電容量情報Ｆを、後述の補正処理を行ないつつ生成する。本実施形態では、基準コンデンサＣ４に対するセンシングコンデンサＣＳ１の相対的な静電容量値を、静電容量情報Ｆとして生成するようにしている。生成された静電容量情報Ｆは、マイコンＩＣ１内に組み込まれた出力部１６にレベル持続時間指示値の形で与えられる。出力部１６（本実施形態ではＰＷＭ出力部）は、静電容量情報Ｆに対応したレベル持続時間を有する出力波形を合成し、自動車に搭載されたエンジンコントロールユニット（ＥＣＵ）５０に出力する。なお、安定化電源回路５はＥＣＵ５０を経て受電するため、自動車のイグニッションスイッチをＯＦＦにすると、エンジンオイル劣化検知装置１への電力供給が停止する。
【００２６】
図２は、エンジンオイル劣化検知装置１の詳細な構成例を示す回路図である（ただし、安定化電源回路５は省略して描いている）。マイコンＩＣ１のクロック端子Ｘ０、Ｘ１には、ＣＰＵ１３（図１）の動作クロックを与えるクロック回路８が接続されている。クロック回路８はセラミック発振子１１０（商品名、例えばセラロック：水晶発振子でもよい）にて発振部が構成された発振回路よりなる。本実施形態では、該発振回路を、コルピッツ発振回路のインダクタをセラミック発振子１１０で置き換えたものとして構成している。また、リセット端子ＲＳＴには、リセット回路７が接続されている。リセット回路７は、コンデンサＣ８と抵抗Ｒ１５よりなる遅延回路を主体とするものであり、イグニッションスイッチがＯＮになるに伴い、安定化電源回路５からの信号電圧Ｖｃｃ（＋５Ｖ）を受電すると、コンデンサＣ８と抵抗Ｒ１５との時定数により、予め定められたクロック数だけリセット端子ＲＳＴの電圧をＬレベルに維持し、リセット入力を行なう。なお、ダイオードＤ１は、イグニッションスイッチがＯＦＦになったときにコンデンサＣ８を放電させるためのものである。
【００２７】
マイコンＩＣ１は、ＣＰＵ１３（図１）の動作により、分圧回路２１０及びローパスフィルタ回路２とともに測定信号生成手段を形成する。マイコンＩＣ１の入出力インターフェース１１（図１）の複数（ここでは４つ）のポートＰ１〜Ｐ４と、これに接続された分圧回路２１０が、複数のアナログ設定電圧のうち、１のものを選択して出力する電圧出力部を形成する。そして、ＣＰＵ１３は、前述の制御プログラムの実行により、複数のアナログ設定電圧を予め定められた順序及び周期にて切り替えることにより階段状の信号が出力されるよう、電圧出力部の電圧出力を制御する電圧出力制御手段として機能する。
【００２８】
本実施形態では、電圧出力部は、各々ＣＰＵ１３（図１）により第一電圧レベル（Ｈレベル：例えば＋５Ｖ）と該第一電圧レベルよりも低い第二電圧レベル（Ｌレベル：例えば＋０Ｖ）との間で切り替え制御可能な複数の電圧出力ポート、つまり、前述の入出力インターフェース１１（図１）のポートＰ１〜Ｐ４を有した形となっている。それら電圧出力ポートＰ１〜Ｐ４には、分圧回路２１０をなす分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４がそれぞれ接続されている。これら分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４の末端は抵抗分圧点Ｕとして共通結線されている。
【００２９】
ポートＰ１〜Ｐ４の出力電圧レベルを種々の組合せにて変化させると、抵抗分圧点Ｕの分圧電圧も種々に変化する。具体的には、抵抗分圧点Ｕの電圧は、第一電圧レベル（Ｈ）に設定される電圧出力ポートの分圧抵抗に基づく第一合成抵抗と、第二電圧レベル（Ｌ）に設定される電圧出力ポートの分圧抵抗に基づく第二合成抵抗との分圧比により定まる。従って、複数の電圧出力ポートＰ１〜Ｐ４の電圧設定状態の組合せに対応したアナログ設定電圧が、該抵抗分圧点Ｕから出力される。
【００３０】
例えば、図５に示すように、互いに値の異なる抵抗Ｒ１’〜Ｒ４’をスイッチにより選択的に電源電圧Ｖｃｃに接続し、抵抗分圧点Ｕに接続された共通抵抗Ｒ５’との間で、個別に分圧電圧を形成することも可能である。この構成は、設計が容易である反面、次のような欠点がある。すなわち、汎用マイコンのポート出力は、ほとんどのものがＨとＬのバイステートであるから、オープン状態を作るためのスイッチとしては使えない。従って、抵抗Ｒ１’〜Ｒ４’を選択するためのスイッチは、外付けスイッチ３１（例えばトランジスタ）の形で別途設けなければならなくなり、コストアップが避けられなくなる（なお、ポートＰ１〜Ｐ４の出力は、これらスイッチ３１の制御信号として使用することになる）。しかし、図２の構成によると、設定電圧の異なる電圧出力ポート間で分圧形成するようになっており、バイステートのポートを全て有効活用でき、外付けスイッチも全く不要となる。なお、本実施形態では、選択可能なアナログ設定電圧の幅をさらに広げるために、抵抗分圧点Ｕから接地側に分岐する形で分圧比調整抵抗Ｒ５が設けられている。
【００３１】
図３は、上記の回路を用いた正弦波測定信号の具体的な合成例を示すものである。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ３をいずれも７．３２ｋΩ、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ４をいずれも４２．２ｋΩとし、第一電圧レベル（Ｈ）を＋５Ｖ、第二電圧レベル（Ｌ）を０Ｖ（接地レベル）とする。また、ポート設定種別Ｎを、次の８種類（重複があるので実質的には５種類）に定める。
（Ｎ＝１）
Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４の全てがＬ。図４の▲１▼に等価回路を示す。全ての抵抗が接地されるので、抵抗分圧点Ｕから出力される設定電圧は０Ｖ。
（Ｎ＝２）
Ｐ２とＰ４がＨ、Ｐ１とＰ３がＬ。図４の▲２▼に等価回路を示す。Ｈ側のＲ２，Ｒ４が第一合成抵抗を、Ｌ側のＲ１，Ｒ３，Ｒ５とが第二合成抵抗を形成する。抵抗分圧点Ｕから出力される設定電圧は０．６６Ｖ。
（Ｎ＝３）
Ｐ１とＰ２がＨ、Ｐ３とＰ４がＬ。図４の▲３▼に等価回路を示す。Ｈ側のＲ１，Ｒ２が第一合成抵抗を、Ｌ側のＲ３，Ｒ４，Ｒ５が第二合成抵抗を形成する。抵抗分圧点Ｕから出力される設定電圧は２．２５Ｖ。
（Ｎ＝４）
Ｐ１とＰ３がＨ、Ｐ２とＰ４がＬ。図４の▲４▼に等価回路を示す。Ｈ側のＲ１，Ｒ３が第一合成抵抗を、Ｌ側のＲ２，Ｒ４，Ｒ５が第二合成抵抗を形成する。抵抗分圧点Ｕから出力される設定電圧は３．８４Ｖ。
（Ｎ＝５）
Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４の全てがＨ。図４の▲５▼に等価回路を示す。Ｈ側のＲ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４が第一合成抵抗を、Ｌ側のＲ５が第二合成抵抗を形成する。抵抗分圧点Ｕから出力される設定電圧は４．５Ｖ。
（Ｎ＝６）
Ｎ＝４に同じ。
（Ｎ＝７）
Ｎ＝３に同じ。
（Ｎ＝８）
Ｎ＝２に同じ。
【００３２】
上記のポート設定種別Ｎを、図３右上のタイミングチャートのように、この順序にて等時間間隔で切り替えると、抵抗分圧点Ｕから出力される設定電圧は、正弦波の軌跡を描く階段波形ＷＰ１を形成する。そして、さらにこれを、ローパスフィルタ回路２を通過させることにより、正弦波の測定信号波形ＷＰ２が得られる。本実施形態では、そのポート設定の切り替え間隔が４μｓｅｃ、正弦波の１周期が３２μｓｅｃであり、従って、測定信号の周波数は３１．２５ｋＨｚである。
【００３３】
測定信号の周波数は、ポート設定の切り替え間隔を変更することにより調整可能である。また、より高精度の波形を得たい場合には、信号の１周期に使用する設定電圧のレベル数をさらに増やせばよく、必要に応じてアナログ設定電圧を形成するための電圧出力ポートの数も追加確保する。
【００３４】
次に、ローパスフィルタ回路２は、図２に示すように、本実施形態では波形精度向上のため、アクティブフィルタを採用している。具体的には、オペアンプＩＣ２と抵抗器Ｒ７及びコンデンサＣ２，Ｃ３とにより、アクティブフィルタによる二次ステージを形成し、その前段に抵抗器Ｒ６及びコンデンサＣ１を用いたパッシブフィルタからなる一次ステージを追加することにより、全体として三次のバターワースフィルタを形成している。ただし、本発明に使用可能なフィルタはこれに限られるものではない。該ローパスフィルタ回路２によりスムージングされた信号波形（正弦波の信号波形）が、静電容量の測定信号ＳＧ２として使用される。
【００３５】
次に、図１の検知信号生成回路３０は、センシングコンデンサＣＳ１の通過電流波形と基準コンデンサＣ４の通過電流波形をそれぞれ電流−電圧変換して、センサ応答電圧波形及び基準素子応答電圧波形（ＳＧ４）を作成するものである。本実施形態においては、基準コンデンサＣ４（基準素子）の基準素子応答電圧波形が、センサ応答電圧波形の位相基準となる位相基準電圧波形として使用される。具体的には、測定信号ＳＧ２に対するコンダクタンスがセンシングコンデンサＣＳ１のコンダクタンスに対して無視できる程度に小さいもの、例えば１／１０以下、望ましくは１／１００以下）が使用される。
【００３６】
また、本実施形態では、基準素子応答電圧波形は、エンジンオイルないし測定系の温度変動に由来したセンサ応答電圧波形の出力レベル変化を補償するための温度補償用信号としても使用される。この目的のため、基準コンデンサＣ４は、静電容量の温度変化率がセンシングコンデンサ（すなわち、劣化検知対象となるオイル）ＣＳ１よりも小さいものが採用されている。本実施形態では、基準コンデンサＣ４は、２０℃での値を基準としたときの、−３０℃〜１２０℃における静電容量の温度変化率が±１％以内のものが使用されている。本実施形態では、ポリフェニレンスルフィド（ＰＰＳ）樹脂を誘電体として用いたプラスチックフィルムコンデンサ（商品名：ＥＣＨＵ（松下電器産業（株）））を使用している。このコンデンサは、直流コンダクタンスも３．５×１０−１０Ｓ以下と十分に小さい。
【００３７】
次に、測定信号ＳＧ２のセンシングコンデンサＣＳ１及び基準コンデンサＣ４への入力切替は、切り替え回路４によってなされる。切り替え回路４の要部をなすのは、アナログスイッチＩＣ３であり、本実施形態では米国モトローラ社のアナログ・マルチプレクサ・デマルチプレクサＭＣ５４／７４ＨＣ４０５３を使用しており、端子構成と動作表とを図６に示す。図６に示すように、該アナログスイッチＩＣ３は、各々２つの電圧入力ポート（アナログ入出力端子）からなる３組の選択入力ポート群Ｘ０，Ｘ１／Ｙ０，Ｙ１／Ｚ０，Ｚ１と、各選択入力ポート群Ｘ０，Ｘ１／Ｙ０，Ｙ１／Ｚ０，Ｚ１に入力されるアナログ電圧のうち、各群毎に１のものを選択して出力する共通入出力ポートＸ／Ｙ／Ｚと、外部から受ける切り替え選択信号（２ビット）の入力部（チャネル選択入力端子）Ａ，Ｂ，Ｃとを有し、該切り替え選択信号に基づいて、共通入出力ポートＸ／Ｙ／Ｚにそれぞれ出力すべきアナログ入力を切り替えるものである。
【００３８】
そして、イネーブル端子とチャネル選択入力端子Ａ，Ｂ，Ｃとの入力電圧レベル（閾値より高い状態をＨ、低い状態をＬで表す）の組合せにより、図示の動作表に従い、選択入力ポート群Ｘ０，Ｘ１／Ｙ０，Ｙ１／Ｚ０，Ｚ１のそれぞれにて、いずれか１つのチャネルがオンとなり、各チャネルへのアナログ入力を共通入出力ポートＸ／Ｙ／Ｚにそれぞれ選択的に出力する。
【００３９】
図２に示すように、イネーブル端子が接地され、チャネル選択入力端子Ａ，Ｂ，Ｃは、マイコンＩＣ１の信号出力ポートＳＣＫに共通接続されている。信号出力ポートＳＣＫの出力は、マイコンＩＣ１のプログラム動作により、一定時間間隔（本実施形態では１秒間隔）でＬ／Ｈ切り替えされる。従って、チャネル選択入力端子Ａ，Ｂ，Ｃは、全てＬの状態と全てＨの状態とが、１秒間隔で切り替わることとなる。
【００４０】
測定信号ＳＧ２は共通入出力端子ＺよりアナログスイッチＩＣ３に入力される。図６の動作表によると、チャネル選択入力端子Ａ，Ｂ，Ｃが全てＬのときは、選択入力ポートＺ０／Ｙ０／Ｘ０がオンチャネルとなる。これにより、図７に示すように、測定信号ＳＧ２は基準コンデンサＣ４に入力され、その通過電流波形ＳＧ３が共通入出力端子Ｘより出力される。また、チャネル選択入力端子Ａ，Ｂ，Ｃが全てＨのときは、選択入力ポートＺ１／Ｙ１／Ｘ１がオンチャネルとなる。これにより、図８に示すように、測定信号ＳＧ２はセンシングコンデンサＣＳ１に入力され、その通過電流波形ＳＧ３が共通入出力端子Ｘより出力される。
【００４１】
なお、本実施形態では、オイルレベル検知用のセンシングコンデンサＣＳ２と、対応する基準コンデンサＣ５とが設けられ、それぞれ選択入力ポートＹ１，Ｙ０に接続されている。これらのセンシングコンデンサＣＳ２及び基準コンデンサＣ５は、オイル劣化検知用のセンシングコンデンサＣＳ１及び基準コンデンサＣ４と並列接続されており、測定信号ＳＧ２が同様に交互に切り替え入力されることとなる。そして、それらの通過電流波形ＳＧ５は共通入出力端子Ｙより出力され、レベル検知用の静電容量情報として使用される。
【００４２】
オイル劣化検知用の通過電流波形ＳＧ３と、レベル検知用の通過電流波形ＳＧ５とは、それぞれオペアンプＩＣ４と電流検出用の帰還抵抗Ｒ１０とを主体に構成された個別の電流−電圧変換回路３により電圧波形に変換される。いずれも、センシングコンデンサＣＳ１，ＣＳ２の通過電流波形が到来した場合はセンサ応答電圧波形となり、基準コンデンサＣ４，Ｃ５の通過電流波形が到来した場合は基準素子応答電圧波形となる。なお、本実施形態では２．２５Ｖを中心とする単極性電圧波形とするために、＋２．２５Ｖの基準入力を形成するための分圧抵抗Ｒ８，Ｒ９が設けられている。また、Ｃ６は発振防止用のコンデンサである。
【００４３】
オイル劣化検知用及びレベル検知用の各センサ応答電圧波形と基準素子応答電圧波形とは、対応する電流−電圧変換回路３より、アナログスイッチＩＣ３の切り替え周期に従い一定時間間隔で交互に出力され、マイコンＩＣ１のアナログ入力ポートＡＤ２，ＡＤ３にそれぞれ入力される。これらの信号は、マイコンＩＣ１内のＡ／Ｄ変換部１２（図１）によりデジタル化され、制御プログラムによる静電容量情報の作成処理に使用される。以下、制御プログラムの処理の流れについてフローチャートを用いて説明する。
【００４４】
図１０は、制御プログラムの主ルーチンの流れを示す。マイコンＩＣ１が起動すると、最初にリセット処理が行なわれ、次にＲＡＭ１５（図１）のメモリ設定の初期化が行なわれる（Ｓ１）。また、オイル劣化検知とレベル検知とを交互に行なうための測定フラグＫの値も０にセットされる（Ｓ２）。Ｓ３では、その測定フラグの値をリードし、Ｋ＝０であればＳ４以降の劣化検知処理となり、Ｋ＝１であればＳ１０以降のレベル検知処理となる。いずれも、その最終ステップＳ９及びＳ１５においてフラグＫを更新し、劣化検知処理とレベル検知処理とを相互に切り替える。
【００４５】
オイル劣化検知処理側の処理は、Ｓ４でアナログスイッチＩＣ３をセンシングコンデンサＣＳ１側（センサ側）に切り替え、Ｓ５にて測定の主処理を行なう。次いで、Ｓ６でアナログスイッチＩＣ３を基準コンデンサＣ４側に切り替え、Ｓ７で同様の主処理を行なう。そして、Ｓ８において、センシングコンデンサＣＳ１側及び基準コンデンサＣ４側の各処理結果に基づいて、センシングコンデンサＣＳ１の静電容量情報（後述のＦ１）を生成し、オイル劣化検知結果として出力する。また、レベル検知処理側の処理も、Ｓ１０〜Ｓ１３はオイル劣化検知処理側のＳ４〜Ｓ７に同じであり、Ｓ１４において、センシングコンデンサＣＳ２側及び基準コンデンサＣ５側の各処理結果に基づいて、センシングコンデンサＣＳ２の静電容量情報（後述のＦ２）を生成し、レベル検知結果として出力する。
【００４６】
図１１は主処理の流れを詳細に示すフローチャートである。この処理は、測定信号の生成処理（階段状の波形ＳＧの生成処理）と、応答電圧波形（センサ側又は基準素子側：振幅測定対象となる正弦波波形）のサンプリング処理及びその結果に基づく応答電圧波形の振幅演算処理を兼ねたものである。測定信号生成処理（Ｓ１０１〜Ｓ１０８）では、入出力インターフェース１１（図１参照）の複数の電圧出力ポートＰ１〜Ｐ４の電圧設定状態（ポート設定種別Ｎ）を切り替えることにより、抵抗分圧点Ｕから図３に示される階段波形ＷＰ１が出力される。
【００４７】
自動車用の電装用品は低廉化の流れが最も激しい分野の一つであり、オイル劣化検知装置においても、測定信号波形の生成処理と応答電圧波形のサンプリングとを並行して行い、かつ、リアルタイムによる静電容量測定処理にも対応するという高等な処理を、汎用で廉価なマイコンを用いて実現することが要求される。
【００４８】
そこで、本実施形態では、測定信号波形を生成するための階段状の信号波形の繰返し周期が到来するたびに、応答電圧波形のサンプリング位相を、アナログ設定電圧の切り替え時間間隔に対応した値だけ進角させ、該階段状の信号波形の繰返し周期を複数回繰り返すことにより、応答電圧波形を、１周期内の互いに異なる位相にて電圧サンプリング点の組を取得する方式を採用している。この方式によると、応答電圧波形のサンプリングを、測定信号の階段波形ＷＰ１の設定電圧の比較的粗い切り替え間隔に合わせて実行し、かつ、実質的なサンプリング間隔を縮小するために、総サンプリング期間を複数周期の応答電圧波形にまたがらせて、必要な数のサンプリング点を取得することになる。このように、信号波形の周期性を巧妙に利用することで、サンプリング間隔が比較的長いにもかかわらず、静電容量測定に必要な応答電圧波形の情報を十分な精度にて取得することができる。
【００４９】
より具体的には、静電容量の測定に、正弦波波形１周期上において電圧サンプリング位相が互いに異なる測定信号出力パターンを複数（本実施形態では８種類：測定信号出力パターンＡ〜測定信号出力パターンＨ）を用意し、それらパターンを順次出力しつつ、各パターン固有の位相にて電圧サンプリングを行なうことにより、正弦波波形１周期分の電圧サンプリング値を集めるようにする。以下、図１１及び図１２のフローチャートを用いて説明する。
【００５０】
まず、図１１のＳ１０１にて、測定信号出力パターンＡが抵抗分圧点Ｕから出力される。図１２は測定信号出力パターンＡの具体例を示すものである。まず、Ｓ１００１では、抵抗分圧点Ｕから所定の出力電圧（２．２５Ｖ）が出力されるように、ポート設定種別Ｎを選択するとともに、その出力電圧が所定の時間（４μｓｅｃ）保持される。そして、Ｓ１００２に進んでポート設定種別Ｎが切り替えられ、出力電圧０．６６Ｖが４μｓｅｃ出力される。このような処理が繰り返されることで、測定信号出力パターンＡの階段波形ＷＰ１が出力される。
【００５１】
前述の通り、出力された階段波形ＷＰ１はローパスフィルタ回路２にて正弦波の測定信号とされ、センシングコンデンサ又は基準コンデンサを通過して、さらにその通過波形が電流−電圧変換により応答電圧波形となり、マイコンＩＣ１に戻ってくる。この波形は、ポートＡＤ２（オイル劣化検知時）又はＡＤ３（レベル検知時）をリードすることにより、瞬時値をサンプリングすることができる。
【００５２】
図１２のフローチャートでは、該サンプリング処理が、階段波形ＷＰ１の発生処理のループ内に組み込まれる形で実行される（Ｓ１０１６）。測定信号出力パターンＡの処理が進行し、Ｓ１０１６に来ると、応答電圧波形の電圧波形の電圧瞬時値をＡ／Ｄ変換してサンプリングし、該サンプリング値をメモリ（図１：ＲＡＭ１５内）に記憶する。そして、処理が進行し、Ｓ１０２０にて電圧瞬時値がＡ／Ｄ変換されていると判定されると、測定信号出力パターンＡの処理が終了する。
【００５３】
なお、本実施形態では、過渡現象の影響を軽減するために、サンプリング処理を組み込んだ階段波形の１周期分の出力処理（Ｓ１００９〜Ｓ１０１７）に先立って、サンプリングを特に行なわない階段波形の出力処理を１周期（２周期以上でもよいが、許容されるサイクルタイムの範囲に応じて適宜周期数を定める）行なうようにしてある。
【００５４】
測定信号出力パターンＡ〜パターンＨは、波形１周期内での電圧サンプリング位相がそれぞれ異なる。これらの各パターンは、電圧出力の切り替えステップの数（波形２周期分（もちろん３周期以上であってもよい）の１６ステップ＋次パターンとの波形接続用出力２ステップ＋サンプリング１ステップ＋Ａ／Ｄ変換確認１ステップ＝計２０ステップ）が全て等しく設定されている。電圧サンプリング位相を異ならせる方法としては、パターンの初期位相を同じにしておいて、電圧サンプリングを行なうステップ順位をパターン毎に変化させる方法と、電圧サンプリングを行なうステップ順位を固定にしておいて、所期のサンプリング位相が得られるように各パターンの初期位相を変化させる方法との２通りがある。後者の方法によると、パターン毎に同じステップでサンプリングが行なわれることから、１回のサンプリングが終了してから次のサンプリングに至るまでの間に、コンデンサを通過する波形の波数を一定にすることができ、過渡現象の均一化、ひいては電圧測定の再現性と安定性向上に寄与する。
【００５５】
例えば、図１１のＳ１０２においては、測定信号出力パターンＢの処理が行われる。この測定信号出力パターンＢは、上述の測定信号出力パターンＡと同様な順序で出力電圧（ポート設定種別）が切り替えられるが、初期出力電圧値が測定信号出力パターンＡの第２ステップ（図１２のＳ１００２）の電圧値となっている。これにより、測定信号出力パターンＢの処理において、測定信号をサンプリングするタイミングは、測定信号出力パターンＡの出力波形に対して、所定の時間間隔（４μｓｅｃ）に対応した値だけずれる（進角する）ことになる。測定信号出力パターンＣ〜測定信号出力パターンＨも同様に、初期出力電圧値はそれぞれシフトしている（図１２参照）。従って、応答電圧波形に対して、１周期内の互いに異なるサンプリングタイミングにて電圧サンプリング点を取得する方式となっている。測定信号出力パターンＨの出力処理が終了したとき（Ｓ１０８）、階段波形ＷＰ１の発生とサンプリング処理を終了し、Ｓ１０９の振幅算出処理へ進む。
【００５６】
図１３は、その振幅算出処理の流れを示すものである。上記の応答電圧波形のサンプリング方式は巧妙であるが、取得される電圧サンプリング点（波形変位サンプリング点）の数は、例えば、電圧サンプリング点の最大値を波形振幅として代用するには誤差が大きく、量子化精度という点では必ずしも十分ではない。もちろんサンプリング点の数を増やせばこの問題は解消されるが、クロック周波数が通常レベルの廉価なＣＰＵを使用する前提にたてば、測定信号発生との並列処理や、静電容量情報算出のリアルタイム処理を行なうのに難を生ずる。また、サンプリング点の数を増やさず、正弦波によるカーブフィッティングを行なう方法を用いても同様の問題を生ずる。
【００５７】
そこで、図１３の処理においては、電圧サンプリング点の組（ここではＮ＝８個）の平均電圧値（平均波形変位値）により、図１７に示すように、センサ応答電圧波形の推定中心線Ｊｍを決定する。そして、該推定中心線Ｊｍを挟んで隣接する２つの電圧サンプリング点Ｐｉ及びＰｉ＋１を基準点決定用サンプリング点として用いる。応答電圧波形は正弦波であり、正弦波関数ｓｉｎθは、中心線すなわちθ＝０の近傍では、ｓｉｎθ＝θにて近似できることが数学的に知られている。そこで、基準点決定用サンプリング点Ｐｉ及びＰｉ＋１間の波形形状を直線近似することにより、推定中心線ＪｍとＰｉ及びＰｉ＋１を結ぶ直線との交点を波形基準点Ｐｍとして求めることができる。そして、推定中心線Ｊｍに関して一方の側において、該推定中心線Ｊｍからの電圧の隔たり（電位差：波形変位）が最大となる最大電圧サンプリング点（最大波形変位サンプリング点）Ｐｍａｘの電圧値（波形変位値）Ｊｐと、同じく該側に位置する基準点決定用サンプリング点Ｐｉと波形基準点Ｐｍとの位相差（第二の位相差）θａとに基づいて、振幅Ａ０を算出することができる。このように、正弦波関数の数学的性質を利用することにより、サンプリング点の数を増やしたり、カーブフィッティングを行なったりするなどの負担の大きい処理を行なわずとも、センサ応答電圧波形（振幅測定対象となる正弦波波形）の振幅を正確に算出できる。当然、基準素子側応答電圧波形の振幅算出にも同様に適用できる。
【００５８】
具体的には図１３のＳ２０１で、Ｎ点のサンプリング点の電圧値を平均して、推定中心線Ｊｍを求める。Ｓ２０２では、基準点決定用サンプリング点Ｐｉ及びＰｉ＋１を見出す。Ｊｍよりも高電圧側のピーク電圧から振幅を算出する場合は、Ｊｍに最も近く（Ｊｍよりも高電圧側の）電圧値を有するサンプリング点をＰｉとし、その次のサンプリング点をＰｉ＋１とすればよい。Ｓ２０３では、図１７の左図に示すように、ＰｉからＪｍまでの距離Ａｉを、図中の（１）式により算出する。また、Ｓ２０４では、Ｐｉ及びＰｉ＋１間の電圧差をΔＪ、同じく第二の位相差をΔθ（タイムスケールではサンプリング時間間隔（本実施形態では４μｓｅｃ）に等しい）とすれば、Ｐｉ及びＰｉ＋１間が直線近似されているので、相似の原理から図中の（２）式が成り立つ。その結果、（２）’式によりθａを算出することができる（Ｓ２０５）。
【００５９】
次に、Ｓ２０６では、最大電圧サンプリング点Ｐｍａｘを見出し、その電圧値Ｊｐを求める。さらに、Ｓ２０７では、推定中心線電圧ＪｍをＪｐから減じ、最大電圧サンプリング点Ｐｍａｘの推定中心線からの距離Ａｐを算出する（（４）式）。求めるべき振幅Ａ０は、この近傍に存在する正弦波波形のピーク点Ｐｓから推定中心線までの距離である（（３）式）。Ｓ２０８では、ピーク点Ｐｓの存在パターンを、θａ／Δθが１／２より小さいか大きいかにより識別し、前者（第一パターンとする）であればＳ２０９に進んで図１７に示す方法により振幅Ａ０を算出する。また、後者（第二パターンとする）であればＳ２１０に進んで図１８に示す方法により振幅Ａ０を算出する。なお、ピーク点Ｐｓの存在パターンの識別は、θａ／Δθを直接計算する形で行なってもよいし、等価な結果が得られる別の方法を用いてもよい。例えば、ＰｉとＰｍａｘとの間に存在するサンプリング点の数は、第一パターンが第二パターンよりも１つ多いので、これを用いて識別することができる。また、本実施形態のように、波形の１周期を８分割する方法では、ＰｉとＰｍａｘの間に別のサンプリング点が存在すれば第一パターン（図１７）を採用し、存在しなければ第二パターン（図１８）を採用する識別方法も可能である。
【００６０】
そして、図１７の第一パターンでは、右図に示す通り、正弦波の対称性から、ピーク点Ｐｓに関してＰｍａｘを折り返した位置にも、距離Ａｐが同一の等価点Ｐｍａｘ’が生ずる。また、全てのサンプリング点が等位相間隔で並んでいることに着目すると、ＰｓとＰｍａｘ’との位相差はθａに等しい。そこで、Ｐｍからピーク点Ｐｓまでの位相差（タイムスケール）をθＱとすれば、θＱが１／４波長分、すなわち１周期を３６０°とすると角度差にして９０°に相当することから、ＡｐとＡ０との間には図中の（５）式が成り立つ。従って、これを用いて、求めるべき振幅Ａ０は（５）’にて計算できる。
【００６１】
また、図１８の第二パターンでは、（１）〜（４）式までは第一パターンと同一である。そして、ＰｉとＰｍａｘとの間のサンプリングインターバルの数をｋ（本実施形態では１）とすれば、右図に示す幾何学的関係から、ＡｐとＡ０との間には、すでに説明済みのパラ−メータばかりを用いた図中の（６）式が成り立つ。これを用いれば、求めるべき振幅Ａ０は（６）’にて計算できる。これで主処理の説明を終わる。
【００６２】
図１０に戻り、Ｓ５の主処理ではオイル劣化検知のセンサ応答電圧波形の振幅（Ａ０）Ｄが、また、Ｓ７の主処理では同じく基準素子応答電圧波形の振幅（Ａ０’）Ｄがそれぞれ算出され、ＲＡＭ１５（図１）に記憶される。以上を用いて、Ｓ８の劣化検知出力処理は、図１４の流れに従い、次のようにして行なわれる。Ｓ３０１及びＳ３０２では、上記の（Ａ０）Ｄと（Ａ０’）Ｄの各値が読み出される。次に、Ｓ３０３及びＳ３０４では、図１９に示すように、各主処理の実行中に得られた、センサ応答電圧波形及び基準素子応答電圧波形の、各基準点決定用サンプリング点Ｐｉ及びＰｉ’の各位相（タイムスケール）θｉ及びθｉ’を読み出す。また、基準点決定用サンプリング点Ｐｉ，Ｐｉ’と波形基準点Ｐｍ，Ｐｍ’との位相差（第二の位相差）θａ，θａ’も読み出す。すると、両波形の位相差（第一の位相差）φ（タイムスケール）は、図１９の（１０）式により算出できる（Ｓ３０５）。
【００６３】
前述の通り、基準コンデンサＣ４は、コンダクタンスが十分に低く（つまり、絶縁抵抗が十分に高く）、静電容量の温度依存性も小さいものが使用されている。他方、センシングコンデンサＣＳ１は、オイルを誘電体として用いるものであるから、オイルの温度（油温）が上昇するとともに、絶縁抵抗が低下する。これにより、図２０の等価回路に示すように、並列抵抗Ｒの値が減少し、やがては並列抵抗ＲによるコンダクタンスＧが、静電容量ＣによるサセプタンスＢに対して無視できなくなる（図２１参照）。従って、センサ応答電圧波形と基準素子応答電圧波形との位相差（第一の位相差）φは、並列抵抗ＲによるコンダクタンスＧの増加が主な要因となって生ずるものである。この場合、「課題を解決するための手段及び作用・効果」の欄にて説明した通り、センサ応答電圧波形の振幅Ａ０は静電容量Ｃを直接反映したものとならず、コンダクタンスＧによる誤差を含んだものとなる。しかし、位相差（第一の位相差）ν１（角度スケール）の余弦値ｃｏｓν１を用い、これを振幅Ａ０に乗じた値Ａ０’≡Ａ０ｃｏｓν１は、図２１に示すように静電容量Ｃのみを反映したものとなり、補正振幅としての意味を持つ。
【００６４】
従って、図１４のＳ３０６においては、（Ａ０）Ｄを補正する演算を行なう。具体的には、図２１の（９）式を用いる。この式では、位相差（第一の位相差）φがタイムスケールであるため、前述のθＱの値を用いてこれを角度スケールに変換してある。他方、基準コンデンサＣ４は絶縁抵抗の低下をほとんど生じないことから、基準素子応答電圧波形の振幅（Ａ０’）Ｄの補正は不要である。具体的には、Ｓ３０６において、補正後の（Ａ０）Ｄの値を（Ａ０’）Ｄの値で除した容量相対値Ｆ１（静電容量情報である）を計算する。以上のような処理を行うことで、オイルの温度変化による絶縁抵抗の影響を極めて小さくすることができ、全温度域において、静電容量情報Ｆ１の精度の良い測定が可能となる。
【００６５】
次に、図１０のＳ１４のレベル検知出力処理は、図１５の流れに従い行なわれる。ここでも、センサ応答電圧波形の振幅（Ａ０）Ｌの補正が同様になされる。まず、Ｓ４０１及びＳ４０２では、レベル検知用のセンシングコンデンサＣＳ２及び基準コンデンサＣ５によるセンサ応答電圧波形の振幅（Ａ０）Ｌと、基準素子応答電圧波形の振幅（Ａ０´）Ｌとを読み出す。次に、Ｓ４０３及びＳ４０４では、劣化検知出力処理と同様、センサ応答電圧波形及び基準素子応答電圧波形の、各基準点決定用サンプリング点ＰｉＬ及びＰｉＬ´の各位相（タイムスケール）θｉＬ及びθｉＬ´を読み出すとともに、基準点決定用サンプリング点ＰｉＬ、ＰｉＬ´と波形基準点ＰｍＬ、ＰｍＬ´との位相差（第四の位相差）θａＬ、θａＬ´も読み出す。そして、センサ応答電圧波形と基準素子電圧波形との位相差（第三の位相差）φＬ（タイムスケール）を算出する（Ｓ４０５）。次に、Ｓ４０６において、補正後の（Ａ０）Ｌの値を（Ａ０´）Ｌの値で除した容量相対値Ｆ２（静電容量情報である）を計算する。
【００６６】
以上の処理にて算出された静電容量情報、すなわち劣化検知用の容量相対値Ｆ１とレベル検知用の容量相対値Ｆ２は、いずれも二値信号の第一レベルもしくは第二レベルの持続時間に反映された形で出力される。具体的には、図１４のＳ３０７において劣化検知用の容量相対値Ｆ１が、第一レベル持続時間の指示値として、図１のＰＷＭ出力部１６に送られる。また、図１５のＳ４０４においてレベル検知用の容量相対値Ｆ２が、第二レベル持続時間の指示値として、図１のＰＷＭ出力部１６に送られる。これらの指示値は、図１０の処理の流れからも明らかな通り、予め定められた時間間隔にてＰＷＭ出力部１６に交互に送られることとなる。これにより、図２２に示すように、ＰＷＭ出力部１６からは、第一レベル持続波形ＳＤ（持続時間に、劣化検知用の容量相対値Ｆ１が反映されている）と第二レベル持続波形ＳＬ（持続時間に、レベル検知用の容量相対値Ｆ１が反映されている）とが時間的に交替した多重化信号波形として出力される。なお、本実施形態では、第一レベル持続波形ＳＤと第二レベル持続波形ＳＬとに、さらにサーミスタからの温度測定情報を表す信号部分が付加されている。具体的には、第一レベル持続波形ＳＤと第二レベル持続波形ＳＬとは、容量相対値Ｆ１，Ｆ２に応じて、一定の時間範囲内（図面中にその時間範囲を例示してある）で持続時間が変化するように設定される一方、温度測定情報は、温度に応じてデューティ比が変化する１周期分のＰＷＭ信号単位である。
【００６７】
図２において、上記出力信号はマイコンＩＣ１のＰＷＭポートから、スイッチング回路９と、ダイオードＤ２，Ｄ３を有するリミッタ回路１０とを経て、ＥＣＵ５０（図１）に出力される。スイッチング回路９においてＰＷＭ信号はスイッチングトランジスタＴｒ１に入力され、抵抗Ｒ１３を介したコレクタフォロワにより、ＰＷＭ信号をインピーダンス変換して出力する（なお、抵抗Ｒ１６は、ＯＦＦ時のトランジスタＴｒ１を放電促進して、スイッチング速度を向上させるためのものである）。
【００６８】
なお、本実施形態においては、センサ応答電圧波形の振幅Ａ０と、基準素子応答電圧波形の振幅Ａ０’との比により容量相対値を算出して、センシングコンデンサの静電容量値に対する温度補償を行なったが、測定温度（オイルの温度）を一定に固定すれば、測定値に及ぼす温度変化の影響を同様に回避することが可能である。この場合、温度検出素子によりオイル温度を監視し、オイル温度が規定の値に到達したとき、劣化検知を行なうようにすればよい。温度検出素子としては、例えば図２に示すようなサーミスタＲＴＨを使用できる。図２においては、サーミスタＲＴＨの抵抗変化を固定抵抗Ｒ１２との分圧電圧に反映させ、ボルテージフォロワをなすオペアンプＩＣ５を介して、マイコンＩＣ１のアナログ入力ポートＡＤ１に入力するようにしている。この場合、基準コンデンサ（基準素子）は位相基準用としてのみ使用されることとなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の静電容量測定装置の一例を示すエンジンオイル劣化検知装置の、全体構成を示すブロック図。
【図２】図１の要部の詳細を示す回路図。
【図３】図２の回路を用いた測定信号生成方式の説明図。
【図４】図３に続く説明図。
【図５】測定信号生成回路の変形例を示す図。
【図６】図２の回路にて使用するアナログスイッチの一例を示す説明図。
【図７】その第一の作用説明図。
【図８】同じく第二の作用説明図。
【図９Ａ】センシングコンデンサの第一構成例を示す模式図。
【図９Ｂ】センシングコンデンサの第二構成例を示す模式図。
【図１０】制御プログラムの処理の流れを示す第一のフローチャート。
【図１１】同じく第二のフローチャート。
【図１２】同じく第三のフローチャート。
【図１３】同じく第四のフローチャート。
【図１４】同じく第五のフローチャート。
【図１５】同じく第六のフローチャート。
【図１６】測定信号の発生処理と応答電圧波形のサンプリング処理とのシーケンスを示すタイミングチャート。
【図１７】応答電圧波形の振幅計算の原理を示す第一の図。
【図１８】応答電圧波形の振幅計算の原理を示す第二の図。
【図１９】静電容量情報に用いる補正振幅の計算方法を示す第一の図。
【図２０】同じく第二の図。
【図２１】同じく第三の図。
【図２２】オイル劣化検知信号とレベル劣化検知信号とを多重化したＰＷＭ出力波形の模式図。
【符号の説明】
１ エンジンオイル劣化検知装置（静電容量測定装置）
ＣＳ１ センシングコンデンサ
ＩＣ１ マイコン（測定信号生成部、静電容量情報生成手段、電圧出力部、電圧出力制御手段、サンプリング手段、推定中心線決定手段、波形基準点決定手段、振幅決定手段）
１３ ＣＰＵ
３ 電流−電圧変換回路
４ 切り替え回路
Ｃ４ 基準コンデンサ（基準素子）
【発明の属する技術分野】
この発明は、静電容量測定装置及び正弦波振幅検出装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
【特許文献１】
特表平１１−５０７４３４号公報
【特許文献２】
特開平５−２６４４９５号公報
【特許文献３】
特開昭６３−１６８５４９号公報
【特許文献４】
特開昭５９−１０２１５１号公報
【０００３】
正弦波波形を用いた電気測定は、インピーダンス測定を始めとする種々の電気計測に用いられている。例えばインピーダンス測定の場合、被測定系に周波数及び振幅が一定の正弦波電圧波形を測定信号として入力し、被測定系の応答電圧波形（あるいは通過波形）を測定情報として取得し、これを解析することにより被測定系のインピーダンスに関する情報を得ることができる。
【０００４】
例えば交流インピーダンス法を用いた静電容量測定は応用分野が広く、種々の用途に使用されている。例えば、自動車分野においてはエンジンオイルのレベルセンサや劣化センサなどに使用されている（特許文献１、特許文献２、特許文献３及び特許文献４）。具体的には、オイル内に１対の電極を対向配置し、オイルを誘電体とするセンシングコンデンサを形成し、その静電容量を測定する。例えば、オイルレベルにより電極間に存在するオイル量が変化したり、劣化により誘電率が変化したりすると、これがセンシングコンデンサの静電容量に反映される。交流インピーダンス法では、センシングコンデンサに測定信号として正弦波信号を入力し、その通過波形を測定する。正弦波信号を用いた場合、その通過電流波形も正弦波状となり、その振幅を測定することによりセンシングコンデンサの静電容量を知ることができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上記のような測定を行なうための装置を構成する場合、正弦波測定信号の生成回路と、応答波形のサンプリング・解析回路とを設ける必要がある。例えば、測定信号の生成には正弦波発振回路を用い、他方、応答波形のサンプリング・解析は、Ａ／Ｄコンバータを用いて波形を量子化した後、コンピュータ処理により波形解析を行なう方法が一般的である。自動車用のセンサ等に使用するには、環境温度変化の影響等を受けにくくするために、周波数や振幅を安定化するための回路（例えばＰＬＬ回路など）を追加する必要がある。また、被測定系の常時監視のために、波形解析をリアルタイムで行なう必要があり、ＤＳＰなど高速データ処理に適したプロセッサを用いる必要がある。
【０００６】
しかしながら、自動車用の電装用品など、低廉化の流れが激しい分野においては、測定信号波形の合成処理と応答電圧波形のサンプリングとを並行して行い、かつ、リアルタイムによる静電容量測定処理にも対応するという高等な処理を、汎用で廉価なマイコンを用いて実現することが要求される。この場合、単位時間当たりに処理可能なマイコンのステップ数が限られているために、波形量子化のレベルはＤＳＰなどを用いた精密な処理とは比ぶべくもなく、さらに測定用の正弦波波形の合成も並列で担わなければならないので、応答波形の振幅を正確に測定するには制約が極めて大きい。
【０００７】
本発明の課題は、低廉なハードウェア環境であっても正弦波測定信号を用いた静電容量測定を効率的あるいは高精度に行なうことができる静電容量測定装置と、正弦波応答波形等の正弦波波形の振幅を、低廉なハードウェア環境であっても正確かつ迅速に検出できる正弦波振幅検出装置とを提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段及び作用・効果】
上記の課題を解決するために、本発明の静電容量測定装置の第一は、
測定対象物の静電容量を測定するために、該測定対象物を誘電体とする形で形成されるセンシングコンデンサと、
該センシングコンデンサに入力される、正弦波測定信号を生成する測定信号生成手段と、
正弦波測定信号によるセンシングコンデンサの通過電流波形を電流−電圧変換することによりセンサ応答電圧波形として出力する電流−電圧変換回路と、
センサ応答電圧波形を一定時間間隔にてサンプリングすることにより電圧サンプリング点の組を取得し、それら電圧サンプリング点の組の平均電圧値によりセンサ応答電圧波形の推定中心線を決定し、該推定中心線を挟んで隣接する２つの電圧サンプリング点を基準点決定用サンプリング点として、それら基準点決定用サンプリング点間の波形形状を直線近似したときの、推定中心線と該直線との交点を波形基準点として求め、推定中心線に関して一方の側において、推定中心線からの電位差が最大となる最大電圧サンプリング点の電圧値と、同じく該側に位置する基準点決定用サンプリング点と波形基準点との位相差とに基づいてセンサ応答電圧波形の振幅を算出し、該振幅に基づいて静電容量情報を算出する静電容量情報生成手段と、
を有することを特徴とする。
【０００９】
上記本発明の静電容量測定装置の第一によると、測定対象物の静電容量を測定するにあたり、電圧が周期的に変化する正弦波測定信号を、測定対象物を誘電体とするセンシングコンデンサに入力し、その通過電流波形を電流−電圧変換して、センサ応答電圧波形を生成する。センシングコンデンサの静電容量は、センサ応答電圧波形の振幅から算出できる。該振幅を求めるには、アナログ処理的にはピークホールド回路を用いるのが便利であるが、ピークホールド回路を追加しなければならない分だけハードウェアが複雑化し、装置のコストアップにつながる。そこで、静電容量情報生成手段を上記のように、センサ応答電圧波形を一定時間間隔にてサンプリングすることにより電圧サンプリング点の組を取得し、それら電圧サンプリング点を用いて振幅を生成するように構成すると、ソフトウェア的な振幅演算を容易に行なうことができ、ひいてはハードウェアの簡略化に寄与する。
【００１０】
この場合、電圧サンプリング点の最大値を波形振幅として代用するには誤差が大きく、量子化精度という点では必ずしも十分ではない。もちろんサンプリング点の数を増やせばこの問題は解消されるが、クロック周波数が通常レベルの廉価なハードウェア（例えばＣＰＵ）を使用する前提にたてば、測定信号発生との並列処理や、静電容量情報算出のリアルタイム処理を行なうのに難を生ずる。また、サンプリング点の数を増やさず、正弦波によるカーブフィッティングを行なう方法を用いても同様の問題を生ずる。そこで、本発明の静電容量測定装置の第一においては、以下のような方式を採用することにより、該問題を解決する。すなわち、電圧サンプリング点の組の平均電圧値により、図１７に示すように、センサ応答電圧波形の推定中心線Ｊｍを決定する。そして、該推定中心線Ｊｍを挟んで隣接する２つの電圧サンプリング点Ｐｉ及びＰｉ＋１を基準点決定用サンプリング点として用いる。応答電圧波形は正弦波であり、正弦波関数ｓｉｎθは、中心線すなわちθ＝０の近傍では、ｓｉｎθ＝θにて近似できることが数学的に知られている。そこで、基準点決定用サンプリング点Ｐｉ及びＰｉ＋１間の波形形状を直線近似することにより、推定中心線ＪｍとＰｉ及びＰｉ＋１を結ぶ直線との交点を波形基準点Ｐｍとして求めることができる。そして、推定中心線Ｊｍに関して一方の側において、該推定中心線Ｊｍからの電圧の隔たり（電位差）が最大となる最大電圧サンプリング点Ｐｍａｘの電圧値Ｊｐと、同じく該側に位置する基準点決定用サンプリング点Ｐｉと波形基準点Ｐｍとの位相差θａとに基づいて、振幅Ａ０を算出することができる。このように、正弦波関数の数学的性質を利用することにより、サンプリング点の数を増やしたり、カーブフィッティングを行なったりするなどの負担の大きい処理を行なわずとも、センサ応答電圧波形の振幅、ひいてはセンシングコンデンサの静電容量を正確に算出できる。
【００１１】
次に、本発明の静電容量測定装置の第二は、
測定対象物の静電容量を測定するために、該測定対象物を誘電体とする形で形成されるセンシングコンデンサと、
該センシングコンデンサに入力される正弦波測定信号を生成するために、複数のアナログ設定電圧のうち、１のものを選択して出力する電圧出力部と、複数のアナログ設定電圧を予め定められた順序及び周期にて切り替えることにより、正弦波の軌跡をたどる階段状の信号波形が出力されるよう、電圧出力部の電圧出力を制御する電圧出力制御手段と、階段状の信号波形を平滑化するローパスフィルタ回路とを有した測定信号生成手段と、
正弦波測定信号によるセンシングコンデンサの通過電流波形を電流−電圧変換することによりセンサ応答電圧波形として出力する電流−電圧変換回路と、
正弦波測定信号を生成するための階段状の信号波形の繰返し周期が到来するたびに、センサ応答電圧波形のサンプリング位相を、アナログ設定電圧の切り替え時間間隔に対応した値だけ進角させ、該階段状の信号波形の繰返し周期を複数回繰り返すことにより、センサ応答電圧波形を、１周期内の互いに異なる位相にて電圧サンプリング点の組を取得し、該電圧サンプリング点の組を用いて、静電容量情報を算出するためのセンサ応答電圧波形の振幅を算出する静電容量情報生成手段と、
を有することを特徴とする。
【００１２】
上記の方式によると、センサ応答電圧波形のサンプリングを、測定信号の階段波形ＷＰ１の設定電圧の比較的粗い切り替え間隔に合わせて実行し、かつ、実質的なサンプリング間隔を縮小するために、総サンプリング期間を複数周期センサの応答電圧波形にまたがらせて、必要な数のサンプリング点の組を取得することになる。このように、正弦波信号波形の周期性を巧妙に利用することで、サンプリング間隔が比較的長いにもかかわらず、静電容量測定に必要なセンサ応答電圧波形の情報を十分な精度にて取得することができる。
【００１３】
また、本発明の静電容量測定装置の第三は、
測定対象物の静電容量を測定するために、該測定対象物を誘電体とする形で形成されるセンシングコンデンサと、
該センシングコンデンサに入力される、正弦波測定信号を生成するために、複数のアナログ設定電圧のうち、１のものを選択して出力する電圧出力部と、複数のアナログ設定電圧を予め定められた順序及び周期にて切り替えることにより、正弦波の軌跡をたどる階段状の信号波形が出力されるよう、電圧出力部の電圧出力を制御する電圧出力制御手段と、階段状の信号波形を平滑化するローパスフィルタ回路とを有した測定信号生成手段と、
正弦波測定信号によるセンシングコンデンサの通過電流波形を電流−電圧変換することによりセンサ応答電圧波形として出力する電流−電圧変換回路と、
センサ応答電圧波形を一定時間間隔にてサンプリングすることにより電圧サンプリング点の組を取得し、それら電圧サンプリング点の組を用いて、静電容量情報を算出するためのセンサ応答電圧波形の振幅を算出する静電容量情報生成手段とを備え、
測定信号生成手段において電圧出力制御手段がＣＰＵであり、電圧出力部は、各々ＣＰＵにより第一電圧レベルと該第一電圧レベルよりも低い第二電圧レベルとの間で切り替え制御可能な複数の電圧出力ポートを有するものであり、それら複数の電圧出力ポートに分圧抵抗がそれぞれ接続されるとともに、それら分圧抵抗の末端が抵抗分圧点として共通結線され、第一電圧レベルに設定される電圧出力ポートの分圧抵抗に基づく第一合成抵抗と、第二電圧レベルに設定される電圧出力ポートの分圧抵抗に基づく第二合成抵抗との分圧比により定まる抵抗分圧点の電圧が、前記複数の電圧出力ポートの電圧設定状態の組合せに対応したアナログ設定電圧として出力されることを特徴とする。
【００１４】
上記の構成において測定信号生成手段は、複数のアナログ設定電圧を予め定められた順序及び周期にて切り替えることにより、正弦波の軌跡をたどる階段状の信号波形を出力する。そして、該階段状の信号波形はローパスフィルタ回路により平滑化され、正弦波波形を得ることができる。該構成では、複数のアナログ設定電圧を切り替えることで波形生成するので、アナログ波形を直接得ることができる。アナログ設定電圧の温度変化をある程度小さく抑えることができれば、発振器や増幅器を用いた信号発生器のようにその影響が増幅して現れることがないので、結果的に温度変化の影響を受けにくい、振幅の一定した測定信号波形を容易に得ることができる。
【００１５】
また、電圧出力制御手段はＣＰＵであり、電圧出力部は上記複数の電圧出力ポートである。各ポートの出力電圧レベルを種々の組合せにて変化させると、抵抗分圧点の電圧は、第一電圧レベル（例えばＨ）に設定される電圧出力ポートの分圧抵抗に基づく第一合成抵抗と、第二電圧レベル（例えばＬ）に設定される電圧出力ポートの分圧抵抗に基づく第二合成抵抗との分圧比により定まる。従って、複数の電圧出力ポートの電圧設定状態の組合せに対応したアナログ設定電圧が、該抵抗分圧点から出力される。例えば、図５に示すように、互いに抵抗値の異なる抵抗Ｒ１’〜Ｒ４’をスイッチにより選択的に電源電圧Ｖｃｃに接続し、抵抗分圧点Ｕに接続された共通抵抗Ｒ５’との間で、個別に分圧電圧を形成することも可能である。この構成は、設計が容易である反面、次のような欠点がある。すなわち、汎用マイコンのポート出力は、ほとんどのものがＨとＬのバイステートであるから、オープン状態を作るためのスイッチとしては使えない。従って、抵抗Ｒ１’〜Ｒ４’を選択するためのスイッチは、外付けスイッチ３１（例えばトランジスタ）の形で別途設けなければならなくなり、コストアップが避けられなくなる（なお、ポートＰ１〜Ｐ４の出力は、これらスイッチ３１の制御信号として使用することになる）。しかし、上記の構成によると、設定電圧の異なる電圧出力ポート間で分圧形成するようになっており、バイステートのポートを全て有効活用でき、外付けスイッチも全く不要となる。
【００１６】
上記本発明の静電容量測定装置の第一、第二及び第三は、２以上のものを組み合わせて実施することができる。
【００１７】
また、本発明の正弦波振幅検出装置は、
振幅測定対象となる正弦波波形を一定時間間隔にてサンプリングすることにより波形変位サンプリング点の組を取得するサンプリング手段と、
それら波形変位サンプリング点の組の平均波形変位値により正弦波波形の推定中心線を決定する推定中心線決定手段と、
該推定中心線を挟んで隣接する２つの波形変位サンプリング点を基準点決定用サンプリング点として、それら基準点決定用サンプリング点間の波形形状を直線近似したときの、推定中心線と該直線との交点を波形基準点として求める波形基準点決定手段と、
推定中心線に関して一方の側において、推定中心線からの波形変位が最大となる最大波形変位サンプリング点の波形変位値と、同じく該最大波形変位サンプリング点側に位置する基準点決定用サンプリング点と波形基準点との位相差とに基づいて、正弦波波形の振幅を決定する振幅決定手段と、
を備えたことを特徴とする。
【００１８】
上記の構成によると、振幅測定対象となる正弦波波形を一定時間間隔にてサンプリングすることにより波形変位サンプリング点の組を取得し、それら波形変位サンプリング点を用いて振幅を生成するので、ソフトウェア的な振幅演算を容易に行なうことができ、ひいてはハードウェアの簡略化に寄与する。
【００１９】
この場合、波形変位サンプリング点の最大値を波形振幅として代用するには誤差が大きく、量子化精度という点では必ずしも十分ではない。もちろんサンプリング点の数を増やせばこの問題は解消されるが、クロック周波数が通常レベルの廉価なハードウェア（ＣＰＵ）を使用する前提にたてば、測定信号発生との並列処理や、振幅算出のリアルタイム処理を行なうのに難を生ずる。また、サンプリング点の数を増やさず、正弦波によるカーブフィッティングを行なう方法を用いても同様の問題を生ずる。そこで、本発明の正弦波振幅検出装置においては、以下のような方式を採用することにより、該問題を解決する。すなわち、波形変位サンプリング点の組の平均波形変位値により、図１７を援用して示すように、振幅測定対象となる正弦波波形の推定中心線Ｊｍを決定する。そして、該推定中心線Ｊｍを挟んで隣接する２つの波形変位サンプリング点Ｐｉ及びＰｉ＋１を基準点決定用サンプリング点として用いる。正弦波関数ｓｉｎθは、中心線すなわちθ＝０の近傍では、ｓｉｎθ＝θにて近似できることが数学的に知られている。そこで、基準点決定用サンプリング点Ｐｉ及びＰｉ＋１間の波形形状を直線近似することにより、推定中心線ＪｍとＰｉ及びＰｉ＋１を結ぶ直線との交点を波形基準点Ｐｍとして求めることができる。そして、推定中心線Ｊｍに関して一方の側において、該推定中心線Ｊｍからの波形の変位が最大となる最大波形変位サンプリング点Ｐｍａｘの波形変位値Ｊｐと、同じく該側に位置する基準点決定用サンプリング点Ｐｉと波形基準点Ｐｍとの位相差θａとに基づいて、振幅Ａ０を算出することができる。このように、正弦波関数の数学的性質を利用することにより、サンプリング点の数を増やしたり、カーブフィッティングを行なったりするなどの負担の大きい処理を行なわずとも、振幅測定対象となる正弦波波形の振幅を正確に算出できる。
【００２０】
本発明の静電容量測定装置は、劣化検知対象となるオイルを測定対象物として、該オイル中に浸漬される電極対によりセンシングコンデンサを形成し、そのセンシングコンデンサの静電容量変化に基づいて、該オイルの劣化検知を行なうオイル劣化検知装置として好適に使用可能である。これにより、測定対象となるオイルの静電容量変化に基づく劣化検知を常に正確に行なうことができる。なお、本発明の適用対象となるオイルは、主に自動車用等のエンジンオイルであるが、機械潤滑油などエンジンオイル以外のオイルにも適用可能である。
【００２１】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の静電容量測定装置として構成されたエンジンオイル劣化検知装置の一実施形態を示す全体ブロック図である。該エンジンオイル劣化検知装置１は、測定信号生成手段、静電容量情報生成手段、静電容量情報補正出力手段及び電圧出力制御手段として機能するマイコンＩＣ１と、これに動作電圧を供給する周知の安定化電源回路５とを有する。オイル劣化検知装置１の基本機能は、図９Ａ及び図９Ｂに示すように、劣化検知対象となるエンジンオイル中に浸漬される電極対５１，５２によりセンシングコンデンサＣＳ１を形成し、そのセンシングコンデンサＣＳ１の静電容量変化に基づいて、該エンジンオイルの劣化検知を行なうものである。図９Ａの実施形態ではセンシングコンデンサＣＳ１をなす電極対５１，５２は、同心的に配置される筒状形態をなし、オイル中に配置することにより両者の隙間にオイルが浸透して、該オイルを誘電体とするコンデンサが形成されることとなる。他方、図９Ｂに示すように、電極対５１，５２を平行対向板電極として構成することもできる。この実施形態では、一方の電極が結線により電気的に導通した２枚の電極板５２，５２にて構成されている。なお、本発明において「電極対」とは、直流電圧を印加したとき互いに異極性に帯電する電極をいい、図９Ａのように、双方の電極を各々単一の電極板として構成することもできるし、図９Ｂに示すように、一方又は双方の電極が複数個の電極片に分割されていてもよい。センシングコンデンサＣＳ１は静電容量値が高いほど劣化検知を高精度に行なうことができる。例えば、本実施形態では図９Ｂの態様を用いており、中央の電極板５１が、両側の電極板５２に共用される形で並列結合された２つのコンデンサが形成されており、静電容量値向上が図られている。
【００２２】
マイコンＩＣ１はＣＰＵ１３と、本発明の静電容量測定装置の機能実現のための制御プログラムを格納したＲＯＭ１４、及びＣＰＵ１３による該制御プログラムのワークメモリとなるＲＡＭ１５及び入出力インターフェース１１とを有する。本実施形態においてマイコンＩＣ１は、市販品の８ビットマイコンを使用しており、その制御プログラムの処理の流れは、図１０〜図１５のフローチャートにより、後に詳述する。
【００２３】
入出力インターフェース１１からは、制御プログラムの実行に基づき、分圧回路２１０を経て正弦波の軌跡をたどる階段状の電圧波形ＳＧ１が出力される。この電圧波形ＳＧ１は、ローパスフィルタ回路２によりスムージング（平滑化）が施されて正弦波状の測定信号ＳＧ２となる。
【００２４】
該測定信号ＳＧ２は、検知信号生成回路３０に入力される。検知信号生成回路３０は、センシングコンデンサＣＳ１、基準素子をなす基準コンデンサＣ４、切り替え回路４及び電流−電圧変換回路３を有する。そして、センシングコンデンサＣＳ１と基準コンデンサＣ４とに、測定信号ＳＧ２を、切り替え回路４を介して交互に入力し、各通過電流波形ＳＧ３を、電流−電圧変換回路３によりセンサ応答電圧波形ないし基準素子応答電圧波形（以下、位相基準電圧波形ともいう）に変換する。これらの波形はマイコンＩＣ１に組み込まれたＡ／Ｄ変換部１２を経て、切り替え回路４により予め定められた時間間隔で、マイコンＩＣ１の入出力インターフェース１１に交互に入力される。
【００２５】
マイコンＩＣ１は、これらのセンサ応答電圧波形及び基準素子応答電圧波形を用いて制御プログラムの実行に基づき、センシングコンデンサＣＳ１の静電容量、つまりオイル劣化状態を表す静電容量を反映した静電容量情報Ｆを、後述の補正処理を行ないつつ生成する。本実施形態では、基準コンデンサＣ４に対するセンシングコンデンサＣＳ１の相対的な静電容量値を、静電容量情報Ｆとして生成するようにしている。生成された静電容量情報Ｆは、マイコンＩＣ１内に組み込まれた出力部１６にレベル持続時間指示値の形で与えられる。出力部１６（本実施形態ではＰＷＭ出力部）は、静電容量情報Ｆに対応したレベル持続時間を有する出力波形を合成し、自動車に搭載されたエンジンコントロールユニット（ＥＣＵ）５０に出力する。なお、安定化電源回路５はＥＣＵ５０を経て受電するため、自動車のイグニッションスイッチをＯＦＦにすると、エンジンオイル劣化検知装置１への電力供給が停止する。
【００２６】
図２は、エンジンオイル劣化検知装置１の詳細な構成例を示す回路図である（ただし、安定化電源回路５は省略して描いている）。マイコンＩＣ１のクロック端子Ｘ０、Ｘ１には、ＣＰＵ１３（図１）の動作クロックを与えるクロック回路８が接続されている。クロック回路８はセラミック発振子１１０（商品名、例えばセラロック：水晶発振子でもよい）にて発振部が構成された発振回路よりなる。本実施形態では、該発振回路を、コルピッツ発振回路のインダクタをセラミック発振子１１０で置き換えたものとして構成している。また、リセット端子ＲＳＴには、リセット回路７が接続されている。リセット回路７は、コンデンサＣ８と抵抗Ｒ１５よりなる遅延回路を主体とするものであり、イグニッションスイッチがＯＮになるに伴い、安定化電源回路５からの信号電圧Ｖｃｃ（＋５Ｖ）を受電すると、コンデンサＣ８と抵抗Ｒ１５との時定数により、予め定められたクロック数だけリセット端子ＲＳＴの電圧をＬレベルに維持し、リセット入力を行なう。なお、ダイオードＤ１は、イグニッションスイッチがＯＦＦになったときにコンデンサＣ８を放電させるためのものである。
【００２７】
マイコンＩＣ１は、ＣＰＵ１３（図１）の動作により、分圧回路２１０及びローパスフィルタ回路２とともに測定信号生成手段を形成する。マイコンＩＣ１の入出力インターフェース１１（図１）の複数（ここでは４つ）のポートＰ１〜Ｐ４と、これに接続された分圧回路２１０が、複数のアナログ設定電圧のうち、１のものを選択して出力する電圧出力部を形成する。そして、ＣＰＵ１３は、前述の制御プログラムの実行により、複数のアナログ設定電圧を予め定められた順序及び周期にて切り替えることにより階段状の信号が出力されるよう、電圧出力部の電圧出力を制御する電圧出力制御手段として機能する。
【００２８】
本実施形態では、電圧出力部は、各々ＣＰＵ１３（図１）により第一電圧レベル（Ｈレベル：例えば＋５Ｖ）と該第一電圧レベルよりも低い第二電圧レベル（Ｌレベル：例えば＋０Ｖ）との間で切り替え制御可能な複数の電圧出力ポート、つまり、前述の入出力インターフェース１１（図１）のポートＰ１〜Ｐ４を有した形となっている。それら電圧出力ポートＰ１〜Ｐ４には、分圧回路２１０をなす分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４がそれぞれ接続されている。これら分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４の末端は抵抗分圧点Ｕとして共通結線されている。
【００２９】
ポートＰ１〜Ｐ４の出力電圧レベルを種々の組合せにて変化させると、抵抗分圧点Ｕの分圧電圧も種々に変化する。具体的には、抵抗分圧点Ｕの電圧は、第一電圧レベル（Ｈ）に設定される電圧出力ポートの分圧抵抗に基づく第一合成抵抗と、第二電圧レベル（Ｌ）に設定される電圧出力ポートの分圧抵抗に基づく第二合成抵抗との分圧比により定まる。従って、複数の電圧出力ポートＰ１〜Ｐ４の電圧設定状態の組合せに対応したアナログ設定電圧が、該抵抗分圧点Ｕから出力される。
【００３０】
例えば、図５に示すように、互いに値の異なる抵抗Ｒ１’〜Ｒ４’をスイッチにより選択的に電源電圧Ｖｃｃに接続し、抵抗分圧点Ｕに接続された共通抵抗Ｒ５’との間で、個別に分圧電圧を形成することも可能である。この構成は、設計が容易である反面、次のような欠点がある。すなわち、汎用マイコンのポート出力は、ほとんどのものがＨとＬのバイステートであるから、オープン状態を作るためのスイッチとしては使えない。従って、抵抗Ｒ１’〜Ｒ４’を選択するためのスイッチは、外付けスイッチ３１（例えばトランジスタ）の形で別途設けなければならなくなり、コストアップが避けられなくなる（なお、ポートＰ１〜Ｐ４の出力は、これらスイッチ３１の制御信号として使用することになる）。しかし、図２の構成によると、設定電圧の異なる電圧出力ポート間で分圧形成するようになっており、バイステートのポートを全て有効活用でき、外付けスイッチも全く不要となる。なお、本実施形態では、選択可能なアナログ設定電圧の幅をさらに広げるために、抵抗分圧点Ｕから接地側に分岐する形で分圧比調整抵抗Ｒ５が設けられている。
【００３１】
図３は、上記の回路を用いた正弦波測定信号の具体的な合成例を示すものである。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ３をいずれも７．３２ｋΩ、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ４をいずれも４２．２ｋΩとし、第一電圧レベル（Ｈ）を＋５Ｖ、第二電圧レベル（Ｌ）を０Ｖ（接地レベル）とする。また、ポート設定種別Ｎを、次の８種類（重複があるので実質的には５種類）に定める。
（Ｎ＝１）
Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４の全てがＬ。図４の▲１▼に等価回路を示す。全ての抵抗が接地されるので、抵抗分圧点Ｕから出力される設定電圧は０Ｖ。
（Ｎ＝２）
Ｐ２とＰ４がＨ、Ｐ１とＰ３がＬ。図４の▲２▼に等価回路を示す。Ｈ側のＲ２，Ｒ４が第一合成抵抗を、Ｌ側のＲ１，Ｒ３，Ｒ５とが第二合成抵抗を形成する。抵抗分圧点Ｕから出力される設定電圧は０．６６Ｖ。
（Ｎ＝３）
Ｐ１とＰ２がＨ、Ｐ３とＰ４がＬ。図４の▲３▼に等価回路を示す。Ｈ側のＲ１，Ｒ２が第一合成抵抗を、Ｌ側のＲ３，Ｒ４，Ｒ５が第二合成抵抗を形成する。抵抗分圧点Ｕから出力される設定電圧は２．２５Ｖ。
（Ｎ＝４）
Ｐ１とＰ３がＨ、Ｐ２とＰ４がＬ。図４の▲４▼に等価回路を示す。Ｈ側のＲ１，Ｒ３が第一合成抵抗を、Ｌ側のＲ２，Ｒ４，Ｒ５が第二合成抵抗を形成する。抵抗分圧点Ｕから出力される設定電圧は３．８４Ｖ。
（Ｎ＝５）
Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４の全てがＨ。図４の▲５▼に等価回路を示す。Ｈ側のＲ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４が第一合成抵抗を、Ｌ側のＲ５が第二合成抵抗を形成する。抵抗分圧点Ｕから出力される設定電圧は４．５Ｖ。
（Ｎ＝６）
Ｎ＝４に同じ。
（Ｎ＝７）
Ｎ＝３に同じ。
（Ｎ＝８）
Ｎ＝２に同じ。
【００３２】
上記のポート設定種別Ｎを、図３右上のタイミングチャートのように、この順序にて等時間間隔で切り替えると、抵抗分圧点Ｕから出力される設定電圧は、正弦波の軌跡を描く階段波形ＷＰ１を形成する。そして、さらにこれを、ローパスフィルタ回路２を通過させることにより、正弦波の測定信号波形ＷＰ２が得られる。本実施形態では、そのポート設定の切り替え間隔が４μｓｅｃ、正弦波の１周期が３２μｓｅｃであり、従って、測定信号の周波数は３１．２５ｋＨｚである。
【００３３】
測定信号の周波数は、ポート設定の切り替え間隔を変更することにより調整可能である。また、より高精度の波形を得たい場合には、信号の１周期に使用する設定電圧のレベル数をさらに増やせばよく、必要に応じてアナログ設定電圧を形成するための電圧出力ポートの数も追加確保する。
【００３４】
次に、ローパスフィルタ回路２は、図２に示すように、本実施形態では波形精度向上のため、アクティブフィルタを採用している。具体的には、オペアンプＩＣ２と抵抗器Ｒ７及びコンデンサＣ２，Ｃ３とにより、アクティブフィルタによる二次ステージを形成し、その前段に抵抗器Ｒ６及びコンデンサＣ１を用いたパッシブフィルタからなる一次ステージを追加することにより、全体として三次のバターワースフィルタを形成している。ただし、本発明に使用可能なフィルタはこれに限られるものではない。該ローパスフィルタ回路２によりスムージングされた信号波形（正弦波の信号波形）が、静電容量の測定信号ＳＧ２として使用される。
【００３５】
次に、図１の検知信号生成回路３０は、センシングコンデンサＣＳ１の通過電流波形と基準コンデンサＣ４の通過電流波形をそれぞれ電流−電圧変換して、センサ応答電圧波形及び基準素子応答電圧波形（ＳＧ４）を作成するものである。本実施形態においては、基準コンデンサＣ４（基準素子）の基準素子応答電圧波形が、センサ応答電圧波形の位相基準となる位相基準電圧波形として使用される。具体的には、測定信号ＳＧ２に対するコンダクタンスがセンシングコンデンサＣＳ１のコンダクタンスに対して無視できる程度に小さいもの、例えば１／１０以下、望ましくは１／１００以下）が使用される。
【００３６】
また、本実施形態では、基準素子応答電圧波形は、エンジンオイルないし測定系の温度変動に由来したセンサ応答電圧波形の出力レベル変化を補償するための温度補償用信号としても使用される。この目的のため、基準コンデンサＣ４は、静電容量の温度変化率がセンシングコンデンサ（すなわち、劣化検知対象となるオイル）ＣＳ１よりも小さいものが採用されている。本実施形態では、基準コンデンサＣ４は、２０℃での値を基準としたときの、−３０℃〜１２０℃における静電容量の温度変化率が±１％以内のものが使用されている。本実施形態では、ポリフェニレンスルフィド（ＰＰＳ）樹脂を誘電体として用いたプラスチックフィルムコンデンサ（商品名：ＥＣＨＵ（松下電器産業（株）））を使用している。このコンデンサは、直流コンダクタンスも３．５×１０−１０Ｓ以下と十分に小さい。
【００３７】
次に、測定信号ＳＧ２のセンシングコンデンサＣＳ１及び基準コンデンサＣ４への入力切替は、切り替え回路４によってなされる。切り替え回路４の要部をなすのは、アナログスイッチＩＣ３であり、本実施形態では米国モトローラ社のアナログ・マルチプレクサ・デマルチプレクサＭＣ５４／７４ＨＣ４０５３を使用しており、端子構成と動作表とを図６に示す。図６に示すように、該アナログスイッチＩＣ３は、各々２つの電圧入力ポート（アナログ入出力端子）からなる３組の選択入力ポート群Ｘ０，Ｘ１／Ｙ０，Ｙ１／Ｚ０，Ｚ１と、各選択入力ポート群Ｘ０，Ｘ１／Ｙ０，Ｙ１／Ｚ０，Ｚ１に入力されるアナログ電圧のうち、各群毎に１のものを選択して出力する共通入出力ポートＸ／Ｙ／Ｚと、外部から受ける切り替え選択信号（２ビット）の入力部（チャネル選択入力端子）Ａ，Ｂ，Ｃとを有し、該切り替え選択信号に基づいて、共通入出力ポートＸ／Ｙ／Ｚにそれぞれ出力すべきアナログ入力を切り替えるものである。
【００３８】
そして、イネーブル端子とチャネル選択入力端子Ａ，Ｂ，Ｃとの入力電圧レベル（閾値より高い状態をＨ、低い状態をＬで表す）の組合せにより、図示の動作表に従い、選択入力ポート群Ｘ０，Ｘ１／Ｙ０，Ｙ１／Ｚ０，Ｚ１のそれぞれにて、いずれか１つのチャネルがオンとなり、各チャネルへのアナログ入力を共通入出力ポートＸ／Ｙ／Ｚにそれぞれ選択的に出力する。
【００３９】
図２に示すように、イネーブル端子が接地され、チャネル選択入力端子Ａ，Ｂ，Ｃは、マイコンＩＣ１の信号出力ポートＳＣＫに共通接続されている。信号出力ポートＳＣＫの出力は、マイコンＩＣ１のプログラム動作により、一定時間間隔（本実施形態では１秒間隔）でＬ／Ｈ切り替えされる。従って、チャネル選択入力端子Ａ，Ｂ，Ｃは、全てＬの状態と全てＨの状態とが、１秒間隔で切り替わることとなる。
【００４０】
測定信号ＳＧ２は共通入出力端子ＺよりアナログスイッチＩＣ３に入力される。図６の動作表によると、チャネル選択入力端子Ａ，Ｂ，Ｃが全てＬのときは、選択入力ポートＺ０／Ｙ０／Ｘ０がオンチャネルとなる。これにより、図７に示すように、測定信号ＳＧ２は基準コンデンサＣ４に入力され、その通過電流波形ＳＧ３が共通入出力端子Ｘより出力される。また、チャネル選択入力端子Ａ，Ｂ，Ｃが全てＨのときは、選択入力ポートＺ１／Ｙ１／Ｘ１がオンチャネルとなる。これにより、図８に示すように、測定信号ＳＧ２はセンシングコンデンサＣＳ１に入力され、その通過電流波形ＳＧ３が共通入出力端子Ｘより出力される。
【００４１】
なお、本実施形態では、オイルレベル検知用のセンシングコンデンサＣＳ２と、対応する基準コンデンサＣ５とが設けられ、それぞれ選択入力ポートＹ１，Ｙ０に接続されている。これらのセンシングコンデンサＣＳ２及び基準コンデンサＣ５は、オイル劣化検知用のセンシングコンデンサＣＳ１及び基準コンデンサＣ４と並列接続されており、測定信号ＳＧ２が同様に交互に切り替え入力されることとなる。そして、それらの通過電流波形ＳＧ５は共通入出力端子Ｙより出力され、レベル検知用の静電容量情報として使用される。
【００４２】
オイル劣化検知用の通過電流波形ＳＧ３と、レベル検知用の通過電流波形ＳＧ５とは、それぞれオペアンプＩＣ４と電流検出用の帰還抵抗Ｒ１０とを主体に構成された個別の電流−電圧変換回路３により電圧波形に変換される。いずれも、センシングコンデンサＣＳ１，ＣＳ２の通過電流波形が到来した場合はセンサ応答電圧波形となり、基準コンデンサＣ４，Ｃ５の通過電流波形が到来した場合は基準素子応答電圧波形となる。なお、本実施形態では２．２５Ｖを中心とする単極性電圧波形とするために、＋２．２５Ｖの基準入力を形成するための分圧抵抗Ｒ８，Ｒ９が設けられている。また、Ｃ６は発振防止用のコンデンサである。
【００４３】
オイル劣化検知用及びレベル検知用の各センサ応答電圧波形と基準素子応答電圧波形とは、対応する電流−電圧変換回路３より、アナログスイッチＩＣ３の切り替え周期に従い一定時間間隔で交互に出力され、マイコンＩＣ１のアナログ入力ポートＡＤ２，ＡＤ３にそれぞれ入力される。これらの信号は、マイコンＩＣ１内のＡ／Ｄ変換部１２（図１）によりデジタル化され、制御プログラムによる静電容量情報の作成処理に使用される。以下、制御プログラムの処理の流れについてフローチャートを用いて説明する。
【００４４】
図１０は、制御プログラムの主ルーチンの流れを示す。マイコンＩＣ１が起動すると、最初にリセット処理が行なわれ、次にＲＡＭ１５（図１）のメモリ設定の初期化が行なわれる（Ｓ１）。また、オイル劣化検知とレベル検知とを交互に行なうための測定フラグＫの値も０にセットされる（Ｓ２）。Ｓ３では、その測定フラグの値をリードし、Ｋ＝０であればＳ４以降の劣化検知処理となり、Ｋ＝１であればＳ１０以降のレベル検知処理となる。いずれも、その最終ステップＳ９及びＳ１５においてフラグＫを更新し、劣化検知処理とレベル検知処理とを相互に切り替える。
【００４５】
オイル劣化検知処理側の処理は、Ｓ４でアナログスイッチＩＣ３をセンシングコンデンサＣＳ１側（センサ側）に切り替え、Ｓ５にて測定の主処理を行なう。次いで、Ｓ６でアナログスイッチＩＣ３を基準コンデンサＣ４側に切り替え、Ｓ７で同様の主処理を行なう。そして、Ｓ８において、センシングコンデンサＣＳ１側及び基準コンデンサＣ４側の各処理結果に基づいて、センシングコンデンサＣＳ１の静電容量情報（後述のＦ１）を生成し、オイル劣化検知結果として出力する。また、レベル検知処理側の処理も、Ｓ１０〜Ｓ１３はオイル劣化検知処理側のＳ４〜Ｓ７に同じであり、Ｓ１４において、センシングコンデンサＣＳ２側及び基準コンデンサＣ５側の各処理結果に基づいて、センシングコンデンサＣＳ２の静電容量情報（後述のＦ２）を生成し、レベル検知結果として出力する。
【００４６】
図１１は主処理の流れを詳細に示すフローチャートである。この処理は、測定信号の生成処理（階段状の波形ＳＧの生成処理）と、応答電圧波形（センサ側又は基準素子側：振幅測定対象となる正弦波波形）のサンプリング処理及びその結果に基づく応答電圧波形の振幅演算処理を兼ねたものである。測定信号生成処理（Ｓ１０１〜Ｓ１０８）では、入出力インターフェース１１（図１参照）の複数の電圧出力ポートＰ１〜Ｐ４の電圧設定状態（ポート設定種別Ｎ）を切り替えることにより、抵抗分圧点Ｕから図３に示される階段波形ＷＰ１が出力される。
【００４７】
自動車用の電装用品は低廉化の流れが最も激しい分野の一つであり、オイル劣化検知装置においても、測定信号波形の生成処理と応答電圧波形のサンプリングとを並行して行い、かつ、リアルタイムによる静電容量測定処理にも対応するという高等な処理を、汎用で廉価なマイコンを用いて実現することが要求される。
【００４８】
そこで、本実施形態では、測定信号波形を生成するための階段状の信号波形の繰返し周期が到来するたびに、応答電圧波形のサンプリング位相を、アナログ設定電圧の切り替え時間間隔に対応した値だけ進角させ、該階段状の信号波形の繰返し周期を複数回繰り返すことにより、応答電圧波形を、１周期内の互いに異なる位相にて電圧サンプリング点の組を取得する方式を採用している。この方式によると、応答電圧波形のサンプリングを、測定信号の階段波形ＷＰ１の設定電圧の比較的粗い切り替え間隔に合わせて実行し、かつ、実質的なサンプリング間隔を縮小するために、総サンプリング期間を複数周期の応答電圧波形にまたがらせて、必要な数のサンプリング点を取得することになる。このように、信号波形の周期性を巧妙に利用することで、サンプリング間隔が比較的長いにもかかわらず、静電容量測定に必要な応答電圧波形の情報を十分な精度にて取得することができる。
【００４９】
より具体的には、静電容量の測定に、正弦波波形１周期上において電圧サンプリング位相が互いに異なる測定信号出力パターンを複数（本実施形態では８種類：測定信号出力パターンＡ〜測定信号出力パターンＨ）を用意し、それらパターンを順次出力しつつ、各パターン固有の位相にて電圧サンプリングを行なうことにより、正弦波波形１周期分の電圧サンプリング値を集めるようにする。以下、図１１及び図１２のフローチャートを用いて説明する。
【００５０】
まず、図１１のＳ１０１にて、測定信号出力パターンＡが抵抗分圧点Ｕから出力される。図１２は測定信号出力パターンＡの具体例を示すものである。まず、Ｓ１００１では、抵抗分圧点Ｕから所定の出力電圧（２．２５Ｖ）が出力されるように、ポート設定種別Ｎを選択するとともに、その出力電圧が所定の時間（４μｓｅｃ）保持される。そして、Ｓ１００２に進んでポート設定種別Ｎが切り替えられ、出力電圧０．６６Ｖが４μｓｅｃ出力される。このような処理が繰り返されることで、測定信号出力パターンＡの階段波形ＷＰ１が出力される。
【００５１】
前述の通り、出力された階段波形ＷＰ１はローパスフィルタ回路２にて正弦波の測定信号とされ、センシングコンデンサ又は基準コンデンサを通過して、さらにその通過波形が電流−電圧変換により応答電圧波形となり、マイコンＩＣ１に戻ってくる。この波形は、ポートＡＤ２（オイル劣化検知時）又はＡＤ３（レベル検知時）をリードすることにより、瞬時値をサンプリングすることができる。
【００５２】
図１２のフローチャートでは、該サンプリング処理が、階段波形ＷＰ１の発生処理のループ内に組み込まれる形で実行される（Ｓ１０１６）。測定信号出力パターンＡの処理が進行し、Ｓ１０１６に来ると、応答電圧波形の電圧波形の電圧瞬時値をＡ／Ｄ変換してサンプリングし、該サンプリング値をメモリ（図１：ＲＡＭ１５内）に記憶する。そして、処理が進行し、Ｓ１０２０にて電圧瞬時値がＡ／Ｄ変換されていると判定されると、測定信号出力パターンＡの処理が終了する。
【００５３】
なお、本実施形態では、過渡現象の影響を軽減するために、サンプリング処理を組み込んだ階段波形の１周期分の出力処理（Ｓ１００９〜Ｓ１０１７）に先立って、サンプリングを特に行なわない階段波形の出力処理を１周期（２周期以上でもよいが、許容されるサイクルタイムの範囲に応じて適宜周期数を定める）行なうようにしてある。
【００５４】
測定信号出力パターンＡ〜パターンＨは、波形１周期内での電圧サンプリング位相がそれぞれ異なる。これらの各パターンは、電圧出力の切り替えステップの数（波形２周期分（もちろん３周期以上であってもよい）の１６ステップ＋次パターンとの波形接続用出力２ステップ＋サンプリング１ステップ＋Ａ／Ｄ変換確認１ステップ＝計２０ステップ）が全て等しく設定されている。電圧サンプリング位相を異ならせる方法としては、パターンの初期位相を同じにしておいて、電圧サンプリングを行なうステップ順位をパターン毎に変化させる方法と、電圧サンプリングを行なうステップ順位を固定にしておいて、所期のサンプリング位相が得られるように各パターンの初期位相を変化させる方法との２通りがある。後者の方法によると、パターン毎に同じステップでサンプリングが行なわれることから、１回のサンプリングが終了してから次のサンプリングに至るまでの間に、コンデンサを通過する波形の波数を一定にすることができ、過渡現象の均一化、ひいては電圧測定の再現性と安定性向上に寄与する。
【００５５】
例えば、図１１のＳ１０２においては、測定信号出力パターンＢの処理が行われる。この測定信号出力パターンＢは、上述の測定信号出力パターンＡと同様な順序で出力電圧（ポート設定種別）が切り替えられるが、初期出力電圧値が測定信号出力パターンＡの第２ステップ（図１２のＳ１００２）の電圧値となっている。これにより、測定信号出力パターンＢの処理において、測定信号をサンプリングするタイミングは、測定信号出力パターンＡの出力波形に対して、所定の時間間隔（４μｓｅｃ）に対応した値だけずれる（進角する）ことになる。測定信号出力パターンＣ〜測定信号出力パターンＨも同様に、初期出力電圧値はそれぞれシフトしている（図１２参照）。従って、応答電圧波形に対して、１周期内の互いに異なるサンプリングタイミングにて電圧サンプリング点を取得する方式となっている。測定信号出力パターンＨの出力処理が終了したとき（Ｓ１０８）、階段波形ＷＰ１の発生とサンプリング処理を終了し、Ｓ１０９の振幅算出処理へ進む。
【００５６】
図１３は、その振幅算出処理の流れを示すものである。上記の応答電圧波形のサンプリング方式は巧妙であるが、取得される電圧サンプリング点（波形変位サンプリング点）の数は、例えば、電圧サンプリング点の最大値を波形振幅として代用するには誤差が大きく、量子化精度という点では必ずしも十分ではない。もちろんサンプリング点の数を増やせばこの問題は解消されるが、クロック周波数が通常レベルの廉価なＣＰＵを使用する前提にたてば、測定信号発生との並列処理や、静電容量情報算出のリアルタイム処理を行なうのに難を生ずる。また、サンプリング点の数を増やさず、正弦波によるカーブフィッティングを行なう方法を用いても同様の問題を生ずる。
【００５７】
そこで、図１３の処理においては、電圧サンプリング点の組（ここではＮ＝８個）の平均電圧値（平均波形変位値）により、図１７に示すように、センサ応答電圧波形の推定中心線Ｊｍを決定する。そして、該推定中心線Ｊｍを挟んで隣接する２つの電圧サンプリング点Ｐｉ及びＰｉ＋１を基準点決定用サンプリング点として用いる。応答電圧波形は正弦波であり、正弦波関数ｓｉｎθは、中心線すなわちθ＝０の近傍では、ｓｉｎθ＝θにて近似できることが数学的に知られている。そこで、基準点決定用サンプリング点Ｐｉ及びＰｉ＋１間の波形形状を直線近似することにより、推定中心線ＪｍとＰｉ及びＰｉ＋１を結ぶ直線との交点を波形基準点Ｐｍとして求めることができる。そして、推定中心線Ｊｍに関して一方の側において、該推定中心線Ｊｍからの電圧の隔たり（電位差：波形変位）が最大となる最大電圧サンプリング点（最大波形変位サンプリング点）Ｐｍａｘの電圧値（波形変位値）Ｊｐと、同じく該側に位置する基準点決定用サンプリング点Ｐｉと波形基準点Ｐｍとの位相差（第二の位相差）θａとに基づいて、振幅Ａ０を算出することができる。このように、正弦波関数の数学的性質を利用することにより、サンプリング点の数を増やしたり、カーブフィッティングを行なったりするなどの負担の大きい処理を行なわずとも、センサ応答電圧波形（振幅測定対象となる正弦波波形）の振幅を正確に算出できる。当然、基準素子側応答電圧波形の振幅算出にも同様に適用できる。
【００５８】
具体的には図１３のＳ２０１で、Ｎ点のサンプリング点の電圧値を平均して、推定中心線Ｊｍを求める。Ｓ２０２では、基準点決定用サンプリング点Ｐｉ及びＰｉ＋１を見出す。Ｊｍよりも高電圧側のピーク電圧から振幅を算出する場合は、Ｊｍに最も近く（Ｊｍよりも高電圧側の）電圧値を有するサンプリング点をＰｉとし、その次のサンプリング点をＰｉ＋１とすればよい。Ｓ２０３では、図１７の左図に示すように、ＰｉからＪｍまでの距離Ａｉを、図中の（１）式により算出する。また、Ｓ２０４では、Ｐｉ及びＰｉ＋１間の電圧差をΔＪ、同じく第二の位相差をΔθ（タイムスケールではサンプリング時間間隔（本実施形態では４μｓｅｃ）に等しい）とすれば、Ｐｉ及びＰｉ＋１間が直線近似されているので、相似の原理から図中の（２）式が成り立つ。その結果、（２）’式によりθａを算出することができる（Ｓ２０５）。
【００５９】
次に、Ｓ２０６では、最大電圧サンプリング点Ｐｍａｘを見出し、その電圧値Ｊｐを求める。さらに、Ｓ２０７では、推定中心線電圧ＪｍをＪｐから減じ、最大電圧サンプリング点Ｐｍａｘの推定中心線からの距離Ａｐを算出する（（４）式）。求めるべき振幅Ａ０は、この近傍に存在する正弦波波形のピーク点Ｐｓから推定中心線までの距離である（（３）式）。Ｓ２０８では、ピーク点Ｐｓの存在パターンを、θａ／Δθが１／２より小さいか大きいかにより識別し、前者（第一パターンとする）であればＳ２０９に進んで図１７に示す方法により振幅Ａ０を算出する。また、後者（第二パターンとする）であればＳ２１０に進んで図１８に示す方法により振幅Ａ０を算出する。なお、ピーク点Ｐｓの存在パターンの識別は、θａ／Δθを直接計算する形で行なってもよいし、等価な結果が得られる別の方法を用いてもよい。例えば、ＰｉとＰｍａｘとの間に存在するサンプリング点の数は、第一パターンが第二パターンよりも１つ多いので、これを用いて識別することができる。また、本実施形態のように、波形の１周期を８分割する方法では、ＰｉとＰｍａｘの間に別のサンプリング点が存在すれば第一パターン（図１７）を採用し、存在しなければ第二パターン（図１８）を採用する識別方法も可能である。
【００６０】
そして、図１７の第一パターンでは、右図に示す通り、正弦波の対称性から、ピーク点Ｐｓに関してＰｍａｘを折り返した位置にも、距離Ａｐが同一の等価点Ｐｍａｘ’が生ずる。また、全てのサンプリング点が等位相間隔で並んでいることに着目すると、ＰｓとＰｍａｘ’との位相差はθａに等しい。そこで、Ｐｍからピーク点Ｐｓまでの位相差（タイムスケール）をθＱとすれば、θＱが１／４波長分、すなわち１周期を３６０°とすると角度差にして９０°に相当することから、ＡｐとＡ０との間には図中の（５）式が成り立つ。従って、これを用いて、求めるべき振幅Ａ０は（５）’にて計算できる。
【００６１】
また、図１８の第二パターンでは、（１）〜（４）式までは第一パターンと同一である。そして、ＰｉとＰｍａｘとの間のサンプリングインターバルの数をｋ（本実施形態では１）とすれば、右図に示す幾何学的関係から、ＡｐとＡ０との間には、すでに説明済みのパラ−メータばかりを用いた図中の（６）式が成り立つ。これを用いれば、求めるべき振幅Ａ０は（６）’にて計算できる。これで主処理の説明を終わる。
【００６２】
図１０に戻り、Ｓ５の主処理ではオイル劣化検知のセンサ応答電圧波形の振幅（Ａ０）Ｄが、また、Ｓ７の主処理では同じく基準素子応答電圧波形の振幅（Ａ０’）Ｄがそれぞれ算出され、ＲＡＭ１５（図１）に記憶される。以上を用いて、Ｓ８の劣化検知出力処理は、図１４の流れに従い、次のようにして行なわれる。Ｓ３０１及びＳ３０２では、上記の（Ａ０）Ｄと（Ａ０’）Ｄの各値が読み出される。次に、Ｓ３０３及びＳ３０４では、図１９に示すように、各主処理の実行中に得られた、センサ応答電圧波形及び基準素子応答電圧波形の、各基準点決定用サンプリング点Ｐｉ及びＰｉ’の各位相（タイムスケール）θｉ及びθｉ’を読み出す。また、基準点決定用サンプリング点Ｐｉ，Ｐｉ’と波形基準点Ｐｍ，Ｐｍ’との位相差（第二の位相差）θａ，θａ’も読み出す。すると、両波形の位相差（第一の位相差）φ（タイムスケール）は、図１９の（１０）式により算出できる（Ｓ３０５）。
【００６３】
前述の通り、基準コンデンサＣ４は、コンダクタンスが十分に低く（つまり、絶縁抵抗が十分に高く）、静電容量の温度依存性も小さいものが使用されている。他方、センシングコンデンサＣＳ１は、オイルを誘電体として用いるものであるから、オイルの温度（油温）が上昇するとともに、絶縁抵抗が低下する。これにより、図２０の等価回路に示すように、並列抵抗Ｒの値が減少し、やがては並列抵抗ＲによるコンダクタンスＧが、静電容量ＣによるサセプタンスＢに対して無視できなくなる（図２１参照）。従って、センサ応答電圧波形と基準素子応答電圧波形との位相差（第一の位相差）φは、並列抵抗ＲによるコンダクタンスＧの増加が主な要因となって生ずるものである。この場合、「課題を解決するための手段及び作用・効果」の欄にて説明した通り、センサ応答電圧波形の振幅Ａ０は静電容量Ｃを直接反映したものとならず、コンダクタンスＧによる誤差を含んだものとなる。しかし、位相差（第一の位相差）ν１（角度スケール）の余弦値ｃｏｓν１を用い、これを振幅Ａ０に乗じた値Ａ０’≡Ａ０ｃｏｓν１は、図２１に示すように静電容量Ｃのみを反映したものとなり、補正振幅としての意味を持つ。
【００６４】
従って、図１４のＳ３０６においては、（Ａ０）Ｄを補正する演算を行なう。具体的には、図２１の（９）式を用いる。この式では、位相差（第一の位相差）φがタイムスケールであるため、前述のθＱの値を用いてこれを角度スケールに変換してある。他方、基準コンデンサＣ４は絶縁抵抗の低下をほとんど生じないことから、基準素子応答電圧波形の振幅（Ａ０’）Ｄの補正は不要である。具体的には、Ｓ３０６において、補正後の（Ａ０）Ｄの値を（Ａ０’）Ｄの値で除した容量相対値Ｆ１（静電容量情報である）を計算する。以上のような処理を行うことで、オイルの温度変化による絶縁抵抗の影響を極めて小さくすることができ、全温度域において、静電容量情報Ｆ１の精度の良い測定が可能となる。
【００６５】
次に、図１０のＳ１４のレベル検知出力処理は、図１５の流れに従い行なわれる。ここでも、センサ応答電圧波形の振幅（Ａ０）Ｌの補正が同様になされる。まず、Ｓ４０１及びＳ４０２では、レベル検知用のセンシングコンデンサＣＳ２及び基準コンデンサＣ５によるセンサ応答電圧波形の振幅（Ａ０）Ｌと、基準素子応答電圧波形の振幅（Ａ０´）Ｌとを読み出す。次に、Ｓ４０３及びＳ４０４では、劣化検知出力処理と同様、センサ応答電圧波形及び基準素子応答電圧波形の、各基準点決定用サンプリング点ＰｉＬ及びＰｉＬ´の各位相（タイムスケール）θｉＬ及びθｉＬ´を読み出すとともに、基準点決定用サンプリング点ＰｉＬ、ＰｉＬ´と波形基準点ＰｍＬ、ＰｍＬ´との位相差（第四の位相差）θａＬ、θａＬ´も読み出す。そして、センサ応答電圧波形と基準素子電圧波形との位相差（第三の位相差）φＬ（タイムスケール）を算出する（Ｓ４０５）。次に、Ｓ４０６において、補正後の（Ａ０）Ｌの値を（Ａ０´）Ｌの値で除した容量相対値Ｆ２（静電容量情報である）を計算する。
【００６６】
以上の処理にて算出された静電容量情報、すなわち劣化検知用の容量相対値Ｆ１とレベル検知用の容量相対値Ｆ２は、いずれも二値信号の第一レベルもしくは第二レベルの持続時間に反映された形で出力される。具体的には、図１４のＳ３０７において劣化検知用の容量相対値Ｆ１が、第一レベル持続時間の指示値として、図１のＰＷＭ出力部１６に送られる。また、図１５のＳ４０４においてレベル検知用の容量相対値Ｆ２が、第二レベル持続時間の指示値として、図１のＰＷＭ出力部１６に送られる。これらの指示値は、図１０の処理の流れからも明らかな通り、予め定められた時間間隔にてＰＷＭ出力部１６に交互に送られることとなる。これにより、図２２に示すように、ＰＷＭ出力部１６からは、第一レベル持続波形ＳＤ（持続時間に、劣化検知用の容量相対値Ｆ１が反映されている）と第二レベル持続波形ＳＬ（持続時間に、レベル検知用の容量相対値Ｆ１が反映されている）とが時間的に交替した多重化信号波形として出力される。なお、本実施形態では、第一レベル持続波形ＳＤと第二レベル持続波形ＳＬとに、さらにサーミスタからの温度測定情報を表す信号部分が付加されている。具体的には、第一レベル持続波形ＳＤと第二レベル持続波形ＳＬとは、容量相対値Ｆ１，Ｆ２に応じて、一定の時間範囲内（図面中にその時間範囲を例示してある）で持続時間が変化するように設定される一方、温度測定情報は、温度に応じてデューティ比が変化する１周期分のＰＷＭ信号単位である。
【００６７】
図２において、上記出力信号はマイコンＩＣ１のＰＷＭポートから、スイッチング回路９と、ダイオードＤ２，Ｄ３を有するリミッタ回路１０とを経て、ＥＣＵ５０（図１）に出力される。スイッチング回路９においてＰＷＭ信号はスイッチングトランジスタＴｒ１に入力され、抵抗Ｒ１３を介したコレクタフォロワにより、ＰＷＭ信号をインピーダンス変換して出力する（なお、抵抗Ｒ１６は、ＯＦＦ時のトランジスタＴｒ１を放電促進して、スイッチング速度を向上させるためのものである）。
【００６８】
なお、本実施形態においては、センサ応答電圧波形の振幅Ａ０と、基準素子応答電圧波形の振幅Ａ０’との比により容量相対値を算出して、センシングコンデンサの静電容量値に対する温度補償を行なったが、測定温度（オイルの温度）を一定に固定すれば、測定値に及ぼす温度変化の影響を同様に回避することが可能である。この場合、温度検出素子によりオイル温度を監視し、オイル温度が規定の値に到達したとき、劣化検知を行なうようにすればよい。温度検出素子としては、例えば図２に示すようなサーミスタＲＴＨを使用できる。図２においては、サーミスタＲＴＨの抵抗変化を固定抵抗Ｒ１２との分圧電圧に反映させ、ボルテージフォロワをなすオペアンプＩＣ５を介して、マイコンＩＣ１のアナログ入力ポートＡＤ１に入力するようにしている。この場合、基準コンデンサ（基準素子）は位相基準用としてのみ使用されることとなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の静電容量測定装置の一例を示すエンジンオイル劣化検知装置の、全体構成を示すブロック図。
【図２】図１の要部の詳細を示す回路図。
【図３】図２の回路を用いた測定信号生成方式の説明図。
【図４】図３に続く説明図。
【図５】測定信号生成回路の変形例を示す図。
【図６】図２の回路にて使用するアナログスイッチの一例を示す説明図。
【図７】その第一の作用説明図。
【図８】同じく第二の作用説明図。
【図９Ａ】センシングコンデンサの第一構成例を示す模式図。
【図９Ｂ】センシングコンデンサの第二構成例を示す模式図。
【図１０】制御プログラムの処理の流れを示す第一のフローチャート。
【図１１】同じく第二のフローチャート。
【図１２】同じく第三のフローチャート。
【図１３】同じく第四のフローチャート。
【図１４】同じく第五のフローチャート。
【図１５】同じく第六のフローチャート。
【図１６】測定信号の発生処理と応答電圧波形のサンプリング処理とのシーケンスを示すタイミングチャート。
【図１７】応答電圧波形の振幅計算の原理を示す第一の図。
【図１８】応答電圧波形の振幅計算の原理を示す第二の図。
【図１９】静電容量情報に用いる補正振幅の計算方法を示す第一の図。
【図２０】同じく第二の図。
【図２１】同じく第三の図。
【図２２】オイル劣化検知信号とレベル劣化検知信号とを多重化したＰＷＭ出力波形の模式図。
【符号の説明】
１ エンジンオイル劣化検知装置（静電容量測定装置）
ＣＳ１ センシングコンデンサ
ＩＣ１ マイコン（測定信号生成部、静電容量情報生成手段、電圧出力部、電圧出力制御手段、サンプリング手段、推定中心線決定手段、波形基準点決定手段、振幅決定手段）
１３ ＣＰＵ
３ 電流−電圧変換回路
４ 切り替え回路
Ｃ４ 基準コンデンサ（基準素子）
Claims (5)
- 測定対象物の静電容量を測定するために、該測定対象物を誘電体とする形で形成されるセンシングコンデンサと、
該センシングコンデンサに入力される、正弦波測定信号を生成する測定信号生成手段と、
前記正弦波測定信号による前記センシングコンデンサの通過電流波形を電流−電圧変換することによりセンサ応答電圧波形として出力する電流−電圧変換回路と、
前記センサ応答電圧波形を一定時間間隔にてサンプリングすることにより電圧サンプリング点の組を取得し、それら電圧サンプリング点の組の平均電圧値により前記センサ応答電圧波形の推定中心線を決定し、該推定中心線を挟んで隣接する２つの電圧サンプリング点を基準点決定用サンプリング点として、それら基準点決定用サンプリング点間の波形形状を直線近似したときの、前記推定中心線と該直線との交点を波形基準点として求め、前記推定中心線に関して一方の側において、前記推定中心線からの電位差が最大となる最大電圧サンプリング点の電圧値と、同じく該側に位置する基準点決定用サンプリング点と前記波形基準点との位相差とに基づいて前記センサ応答電圧波形の振幅を算出し、該振幅に基づいて静電容量情報を算出する静電容量情報生成手段と、
を有することを特徴とする静電容量測定装置。 - 測定対象物の静電容量を測定するために、該測定対象物を誘電体とする形で形成されるセンシングコンデンサと、
該センシングコンデンサに入力される正弦波測定信号を生成するために、複数のアナログ設定電圧のうち、１のものを選択して出力する電圧出力部と、前記複数のアナログ設定電圧を予め定められた順序及び周期にて切り替えることにより、正弦波の軌跡をたどる階段状の信号波形が出力されるよう、前記電圧出力部の電圧出力を制御する電圧出力制御手段と、前記階段状の信号波形を平滑化するローパスフィルタ回路とを有した測定信号生成手段と、
前記正弦波測定信号による前記センシングコンデンサの通過電流波形を電流−電圧変換することによりセンサ応答電圧波形として出力する電流−電圧変換回路と、
前記正弦波測定信号を生成するための前記階段状の信号波形の繰返し周期が到来するたびに、前記センサ応答電圧波形のサンプリング位相を、前記アナログ設定電圧の切り替え時間間隔に対応した値だけ進角させ、該階段状の信号波形の繰返し周期を複数回繰り返すことにより、前記センサ応答電圧波形を、１周期内の互いに異なる位相にて電圧サンプリング点の組を取得し、該電圧サンプリング点の組を用いて、静電容量情報を算出するための前記センサ応答電圧波形の振幅を算出する静電容量情報生成手段と、
を有することを特徴とする静電容量測定装置。 - 測定対象物の静電容量を測定するために、該測定対象物を誘電体とする形で形成されるセンシングコンデンサと、
該センシングコンデンサに入力される、正弦波測定信号を生成するために、複数のアナログ設定電圧のうち、１のものを選択して出力する電圧出力部と、前記複数のアナログ設定電圧を予め定められた順序及び周期にて切り替えることにより、正弦波の軌跡をたどる階段状の信号波形が出力されるよう、前記電圧出力部の電圧出力を制御する電圧出力制御手段と、前記階段状の信号波形を平滑化するローパスフィルタ回路とを有した測定信号生成手段と、
前記正弦波測定信号による前記センシングコンデンサの通過電流波形を電流−電圧変換することによりセンサ応答電圧波形として出力する電流−電圧変換回路と、
前記センサ応答電圧波形を一定時間間隔にてサンプリングすることにより電圧サンプリング点の組を取得し、それら電圧サンプリング点の組を用いて、静電容量情報を算出するための前記センサ応答電圧波形の振幅を算出する静電容量情報生成手段とを備え、
前記測定信号生成手段において前記電圧出力制御手段がＣＰＵであり、前記電圧出力部は、各々前記ＣＰＵにより第一電圧レベルと該第一電圧レベルよりも低い第二電圧レベルとの間で切り替え制御可能な複数の電圧出力ポートを有するものであり、それら複数の電圧出力ポートに分圧抵抗がそれぞれ接続されるとともに、それら分圧抵抗の末端が抵抗分圧点として共通結線され、前記第一電圧レベルに設定される電圧出力ポートの分圧抵抗に基づく第一合成抵抗と、前記第二電圧レベルに設定される電圧出力ポートの分圧抵抗に基づく第二合成抵抗との分圧比により定まる前記抵抗分圧点の電圧が、前記複数の電圧出力ポートの電圧設定状態の組合せに対応したアナログ設定電圧として出力されることを特徴とする静電容量測定装置。 - 劣化検知対象となるオイルを前記測定対象物として、該オイル中に浸漬される電極対により前記センシングコンデンサを形成し、そのセンシングコンデンサの静電容量変化に基づいて、該オイルの劣化検知を行なうオイル劣化検知装置として構成された請求項１ないし３のいずれか１項に記載の静電容量測定装置。
- 振幅測定対象となる正弦波波形を一定時間間隔にてサンプリングすることにより波形変位サンプリング点の組を取得するサンプリング手段と、
それら前記波形変位サンプリング点の組の平均波形変位値により前記正弦波波形の推定中心線を決定する推定中心線決定手段と、
該推定中心線を挟んで隣接する２つの波形変位サンプリング点を基準点決定用サンプリング点として、それら基準点決定用サンプリング点間の波形形状を直線近似したときの、前記推定中心線と該直線との交点を波形基準点として求める波形基準点決定手段と、
前記推定中心線に関して一方の側において、前記推定中心線からの波形変位が最大となる最大波形変位サンプリング点の波形変位値と、同じく該最大波形変位サンプリング点側に位置する基準点決定用サンプリング点と前記波形基準点との位相差とに基づいて、前記正弦波波形の振幅を決定する振幅決定手段と、
を備えたことを特徴とする正弦波振幅検出装置。
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