JP2004207213A - 誘導加熱炊飯器のインバータ回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】入力電源の変動にしたがってスイッチング周波数を可変制御してインバータを駆動する誘導加熱炊飯器のインバータ回路を提供する。
【解決手段】交流電源を整流およびフィルタリングして誘導加熱炊飯器の入力電源を供給する電源供給部３１０と、前記電源供給部３１０から入力電源が供給されることによってスイッチング動作を行い、前記炊飯器を加熱するインバータ部４００と、前記電源供給部から供給される入力電源に基づいて前記インバータ部４００のスイッチング周波数を可変制御して前記インバータ部４００を駆動させる駆動パルスを出力するインバータ駆動部７１０と、を含めて構成し、入力電源の変動にしたがって炊飯器の加熱出力値が変動されないようにすると同時に、回路内の素子が破損されないようにして製品の耐久性およびインバータ回路の信頼性を向上させる。
【選択図】 図６
【解決手段】交流電源を整流およびフィルタリングして誘導加熱炊飯器の入力電源を供給する電源供給部３１０と、前記電源供給部３１０から入力電源が供給されることによってスイッチング動作を行い、前記炊飯器を加熱するインバータ部４００と、前記電源供給部から供給される入力電源に基づいて前記インバータ部４００のスイッチング周波数を可変制御して前記インバータ部４００を駆動させる駆動パルスを出力するインバータ駆動部７１０と、を含めて構成し、入力電源の変動にしたがって炊飯器の加熱出力値が変動されないようにすると同時に、回路内の素子が破損されないようにして製品の耐久性およびインバータ回路の信頼性を向上させる。
【選択図】 図６
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、誘導加熱炊飯器のインバータ回路駆動装置に関し、特に、入力電源の変動にしたがってインバータ部のスイッチング動作周波数が可変するように前記インバータ部を駆動する駆動パルスの幅を可変させることによって、前記スイッチング動作によって生成される加熱出力値が安定となるようにし、入力電源の変動による内部素子の破損危険を予防できる誘導加熱炊飯器のインバータ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１に示すように、誘導加熱炊飯器は、本体１と、前記本体内側に設置されて調理物が収容される内釜２と、前記内釜２に収容された調理物が調理されるように前記内釜２の下部または本体１の内側に装着される炊飯ヒータ３と、から構成されている。
【０００３】
このような炊飯器は、その内部に入っている調理物を一定水準以上の温度に加熱して調理する家電製品であって、主に飯炊きに用いられるが、その外にも、飲食物の長時間保温のためにも用いられる。例えば、使用者は、米やその他の添加物および適正量の水を内釜２に入れ、該内釜２を本体１に入れた後、調理量および方法などの調理命令を入力する。このとき前記調理命令に応じて自動に調理が行われるよう、前記炊飯器は調理状況を制御する制御部を内蔵する。
【０００４】
また、前記炊飯器は内釜２に調理熱を加える方式によって区分されるが、特に、前記内釜２が挿入される炊飯器の本体１部分に一定間隔にコイルを形成し、このコイルに電流が流すことにより発生する磁気場によって、磁性体で構成された内釜２に誘導電流が発生するようにし、これにより内釜を加熱する方式のものを誘導加熱炊飯器という。
【０００５】
従来発明による誘導加熱炊飯器のインバータ回路を、図２に示す。
【０００６】
図２の前記インバータ回路は、内部のパワースイッチング素子を制御して調理物(負荷)を誘導加熱する炊飯器に適用され、制御信号に応じてスイッチング動作を行って内釜のコイルに電源を印加することによって誘導加熱炊飯器が加熱されるようにする。このようなインバータ回路は、通常の交流電源が供給される電源部１０と、前記交流電源を整流する整流部２０と、前記整流部２０で整流された電源をフィルタリングするフィルタ部３０と、前記フィルタ部３０でフィルタされた電圧を受けてスイッチング動作を行うことによって前記コイルに電源を印加するインバータ部４０と、を含めて構成される。
【０００７】
また、トリガ部５０はパルスの上昇または下降などを利用して他の回路にその変化を知らせることによって回路の作動や状態変動を起こす回路であって、前記スイッチング素子を駆動する駆動パルスを生成する。前記駆動パルスがハイ(high)のとき前記スイッチング素子がオン(on)になり、前記駆動パルスがロー(low)のとき前記スイッチング素子がオフ(off)になる。そして、前記スイッチング素子の両端に生じる電圧をスイッチ電圧という。
【０００８】
スイッチ駆動部６０は、前記トリガ部５０で生成された駆動パルスを受け取ってインバータ部４０のスイッチング素子が駆動されるように前記駆動パルスを前記インバータ部４０に出力する。
【０００９】
前記インバータ部４０は、前記スイッチ駆動部６０から出力された駆動パルスに基づいてスイッチング動作を行うスイッチング素子を内蔵するが、前記スイッチング動作に応じて生成される加熱出力値が前記加熱負荷(調理物)を調理する加熱源として利用される。前記スイッチング素子の性能によって耐圧、つまり耐え得るスイッチ電圧の範囲が限定されるが、一般に前記耐圧が大きいほどスイッチング素子の価格が上昇し、これは生産コストの上昇につながる。
【００１０】
特に、発電所から供給される通常の交流電源は、時間帯・地域帯によって入／出力特性が変動したり、ノイズによって不安定に供給されたりすることがあるが、このとき前記変動する交流電源は結果として前記インバータ部４０の駆動電源として供給され、該インバータ部４０は前記不安定な駆動電源によって不正な周波数でスイッチング動作を行い、これによって加熱出力値が変動する。このため、使用者は同一の調理物および同一の調理命令を入力しても加熱出力値の変動によって一定水準の調理結果が得られないため、取り扱いが不便で、製品を信頼できないという問題点があった。
【００１１】
特に、前記交流電源の電圧が急に増大する場合、前記スイッチング素子の両端に生じるスイッチ電圧がスイッチング素子の耐圧を超過することから素子破損の危険があり、製品の耐久性を劣化させるという欠点がある。
【００１２】
これを予防するために、従来は前記スイッチング素子に流れる電流を感知する変流器を別途使用したり、前記インバータ部４０に流れる電流または印加される電圧を感知する別の保護回路をさらに設けたが、これは生産コストの増加を招き、消費者の価格負担を一層加重させてきた。
【００１３】
図３は、従来発明によるインバータ回路における入力電圧およびスイッチ電圧を表すグラフであり、図４は、従来発明による誘導加熱炊飯器のインバータ回路における定出力制御方法を表すグラフである。図３および図４を参照して従来発明によるインバータ回路の特性を、以下に説明する。
【００１４】
まず、図３において、Ｇ１はインバータ部に入力される電圧の波形であり、Ｇ２はスイッチング素子の両端に生じるスイッチ電圧である。Ｘ軸は時間(ｔ)であり、Ｙ軸は電圧レベル(Ｖ)である。２２０Ｖ−６０Ｈｚで入力される前記電圧は、前記整流部２０および前記フィルタ部３０を通過しながら２２０Ｖ−１２０Ｈｚの波形を有することになる。前記Ｇ１はフィルタリングされた電圧の１周期を表す。
【００１５】
前記スイッチング素子は前記トリガ部５０から出力された駆動パルスに応じて前記入力電圧の波形Ｇ１の周期の間スイッチング動作を行い、前記スイッチ電圧の大きさは前記入力電圧より大きい。
【００１６】
このとき、前記スイッチング素子の両端に生じる電圧は、前記スイッチ素子の耐圧を超えない場合にのみ、素子の破損無しに正常にスイッチング動作が行えるが、Ｇ２グラフの前記スイッチ電圧波形をみると、１／２周期付近のスイッチ電圧波形が凸状のサイン波形状となるので、前記１／２周期付近で前記スイッチ電圧の急上昇によってスイッチング素子の耐圧を超過してしまう危険がある。
【００１７】
図４は、従来の誘導加熱炊飯器において、前記インバータ部４０が加熱出力値を一定水準に保持するために適用された定出力制御方法を表すグラフである。
【００１８】
インバータ部のスイッチング動作を駆動させる駆動パルスは正常のとき（２）の通りであり、前記駆動パルスがハイ(high)のときスイッチング素子から出力される印加されるスイッチ電流は（２）’となり、前記スイッチ電流によってスイッチング素子両端に生じるスイッチ電圧は（２）”となる。これらは実線で表した。
【００１９】
このとき前記入力電源に変動またはノイズが起こると、前記トリガ部から生成する駆動パルスのターンオン時間を調節して定出力制御を行うが、例えば、前記インバータ部の加熱出力値を低めたいときには前記駆動パルスのターンオン時間を縮めて（１）のように前記駆動パルスのハイ(high)区間幅を縮める。これによって前記スイッチング素子に印加される電流量が（１）’のように減り、前記スイッチング素子両端に生じるスイッチ電圧もまた（１）”のように低くなり、結果として出力が低くなる。
【００２０】
一方、前記インバータ部の加熱出力値を高めたいときには、前記駆動パルスのターンオン時間を（３）のように延ばして前記スイッチング素子に印加される電流量を（３）’に増やし、前記スイッチング素子両端に生じるスイッチ電圧も（３）”のように高くなり、結果として出力が高くなる。
【００２１】
図５（ａ）はスイッチング周波数と加熱出力値との関係を表すグラフであり、図５（ｂ）は周波数とスイッチ電圧との関係を表すグラフであって、これらを参照して従来の単一周波数を利用した定出力制御方法における問題点について述べる。
【００２２】
まず、図５（ａ）のグラフからスイッチング周波数と出力が反比例関係にあることがわかり、したがって、前記負荷(内釜)の迅速な加熱のために出力を上昇させたい場合にはスイッチング周波数が小さいほど有利になる。
【００２３】
また、図５（ｂ）から、スイッチング周波数とスイッチング素子両端に生じるスイッチ電圧が反比例関係にあることがわかる。つまり、図５（ａ）の関係に基づいて加熱出力値の上昇のためにスイッチング周波数を低めると、図５（ｂ）の関係によってスイッチ電圧も上昇してスイッチング素子の耐圧を超過する危険が高くなり、製品の耐久性および誘導加熱炊飯器の信頼性劣化につながってしまう。
【００２４】
例えば、炊飯器の加熱時間の短縮のための高出力要求に応じて、周波数をＡHzと固定して前記インバータ部のスイッチング動作を制御すると、図５（ａ）のように炊飯器の出力は高くなるが、これと同時に前記スイッチ電圧も上昇することから前記スイッチング素子の耐圧を超過し、素子が破損する恐れがあった。そこで、生産者は一般のスイッチング素子を耐圧の高い高価のスイッチング素子に取り替えなければならないが、これは生産コストを増大させ、消費者に価格面で負担を与える結果を招いてしまう。
【００２５】
一方、周波数をＢHzと固定して前記インバータ部のスイッチング動作を制御すると、図５（ｂ）のようにスイッチ電圧が低く、スイッチング素子は保護できるが、炊飯器の加熱出力も低くなり加熱負荷(内釜)が迅速に加熱されなくなるため、加熱効率が劣り、使用者に不便を与えることになる。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、前記従来技術の問題点に鑑みてなされたものであり、誘導加熱炊飯器の加熱出力を増加させると同時に、前記炊飯器の加熱のための駆動電源を供給するか否かを決定するスイッチング素子の破損の危険を防止するために、インバータ回路に印加される交流電源の変動にしたがってスイッチング周波数を可変制御した後、前記インバータ部のスイッチング動作が行われるようにすることによって、前記スイッチ電圧のマージンを上昇させて製品の耐久性を向上させ、高価のスイッチング素子を不要として生産コストが節減し、さらに、加熱負荷および交流電源の変動にしたがって前記インバータ部の出力が大きく変動しないようにしてインバータ回路の安定性および信頼性を向上させ得る誘導加熱炊飯器のインバータ回路を提供することにその目的がある。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するためには、本発明によるインバータ回路駆動装置は、交流電源を整流およびフィルタリングして誘導加熱炊飯器の入力電源を供給する電源供給部と、前記電源供給部から入力電源が供給されることによってスイッチング動作を行い、前記炊飯器を加熱するインバータ部と、前記電源供給部から供給される入力電源に基づいて前記インバータ部のスイッチング周波数を可変制御した後、前記インバータ部を駆動させる駆動パルスを出力するインバータ駆動部とを含めて構成されることを第１特徴とし、
交流電源を整流およびフィルタリングして誘導加熱炊飯器の入力電源を供給する電源供給部と、前記電源供給部から入力電源が供給されることによってスイッチング動作を行い、前記炊飯器を加熱するインバータ部と、前記交流電源の変動分および前記誘導加熱炊飯器の負荷変動分に基づいて前記炊飯器の定出力基準値を算定する定出力基準値生成部と、前記インバータ部の出力が一定となるように前記定出力基準値と前記交流電源の差に基づいて前記インバータ部のスイッチング周波数を可変制御する駆動パルスを出力するインバータ駆動部とを含めて構成されることを第２特徴とする。
【００２８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好ましい実施例を添付図面を参照して詳細に説明する。本発明の誘導加熱炊飯器のインバータ回路は、内部構成によって第１実施例および第２実施例で具現され、これらをそれぞれ図６および図９に示す。
【００２９】
まず、図６を参照して第１実施例を説明する。
【００３０】
インバータ回路は、内部にスイッチング素子を含み、該スイッチング素子を、使用者が操作設定した加熱温度、加熱時間、調理方式などを含む調理命令に応じて制御信号を出力する制御部(図示せず)によってスイッチング駆動させることによって、内釜のコイルに電源を印加し内釜が加熱されるようにする回路である。
つまり、調理物が収容された内釜が加熱負荷となり、前記内釜に巻回されたコイルに電源を印加することによって前記インバータ回路は加熱負荷を供給する。
【００３１】
かかるインバータ回路は基本的に、通常の交流電源が供給される交流電源部１００と、前記交流電源を整流する整流部２００と、前記整流部２００で整流された電源をフィルタリングするフィルタ部３００とを備える電源供給部３１０、および前記電源供給部３１０から供給された電源を受けてスイッチング駆動されることによって前記コイルに電源を印加し、内釜を加熱するインバータ部４００を含めて構成される。
【００３２】
前記交流電源部１００は、２２０Ｖ−６０Hzの交流電源を前記誘導加熱炊飯器に供給し、前記整流部２００は前記交流電源部１００から供給された交流電源を整流ダイオードを通過させて整流する。これによって生成された直流電源は２２０Ｖ−１２０Hzの特性を有することになる。
【００３３】
前記フィルタ部３００は、前記整流部２００で整流された直流電源をフィルタリングし、該フィルタリングされた直流電源を入力電源として前記インバータ部４００に出力する。
【００３４】
前記インバータ部４００は、誘導コイルに電源を印加するスイッチング素子を内蔵しており、該スイッチング素子に前記フィルタリングされた入力電源を印加し、前記スイッチング素子のスイッチング動作によって内釜のコイルが加熱されるようにする。
【００３５】
これら交流電源部１００、整流部２００、フィルタ部３００およびインバータ４００は、図２における従来の回路構成と同一である。ただし、本実施例では入力電圧検出部５００、周波数制御パルス生成部６００およびスイッチ駆動部７００から構成されるインバータ駆動部７１０がさらに組み合わせられ、前記インバータ部４００のスイッチング動作を制御する。
【００３６】
まず、入力電圧検出部５００は、前記交流電源部１００のプラス／マイナス端子と直接連結されることによって前記交流電源部１００から供給される前記交流電源の電圧レベルおよび周波数を感知する。これは、交流電源がノイズによって変動したり入／出力特性が不安定になった際の、スイッチングされるスイッチング素子の破損を防止するためのものである。
【００３７】
図７は、本実施例のインバータ駆動部７１０に適用された入力電圧検出部５００に入／出力される信号を示す図であって、これを参照にして入力電圧検出部５００について説明する。
【００３８】
前記交流電源部１００から供給される２２０Ｖ〜６０Hzの交流電源は、整流ダイオードを経て２２０Ｖ−１２０Hzの直流に整流されるが、その波形はＧ３の通りである。前記整流された入力電圧はＲ１：Ｒ２の比率に電圧分配されるので、Ｒ１とＲ２間のノードには２２０(Ｖ)×{Ｒ２／(Ｒ１＋Ｒ２)} だけの電圧がかかり、これは直列連結されたダイオードＣＤに出力される。
【００３９】
前記ダイオードＣＤはノードにかかった電圧レベルの基準値以下の値をクランピングするためのものであって、一般のダイオード一つのしきい電圧が０．７Ｖとするとき、前記ノード電圧は０．７Ｖ以下の電圧がクランピングされるので、直列連結されるダイオード数を調整して(０．７×ダイオード数)Ｖ以下の電圧がクランピングされるようにし、出力される電圧信号がプラスである区間を制限することができる。
【００４０】
これは、スイッチング素子を駆動するために供給される交流電源の変動にしたがって可変幅を有する駆動パルスを生成するに先立ち、（フィルタ部３００出力電圧の１周期内において、）前記周波数可変制御を行う区間(Ｔ)を一定区間内に限定するためのものである。
【００４１】
したがって、前記交流電源の出力される全区間に対して周波数可変制御を行いたい場合には前記ダイオードの回路連結を省略してもいいが、通常、インバータ部４００のスイッチング素子は入力電源が上に膨らんだ区間で破損の危険があるので、前記ダイオードを一つ以上直列連結することによって周波数可変制御区間を限定することができる。
【００４２】
前記ダイオードを通過してダイオードカソードとＲ３間のノードにかかった電圧波形はＧ４の通りである。このような直列連結されるダイオードを便宜上、クランピングダイオード(ＣＤ)と称し、該クランピングダイオードを通過した電圧をクランピング電圧という。
【００４３】
前記クランピング電圧は、周波数制御パルス生成部６００に入力されるが、該周波数制御パルス生成部６００は集積回路(ＩＣ)で具現されることができ、前記クランピング電圧信号に応じてパルス幅変調(ＰＷＭ)を行って前記スイッチング素子の動作周波数を調整する。
【００４４】
つまり、前記クランピングダイオードＣＤを通過して出力されたクランピング電圧信号の電圧レベルがプラスの区間では周波数を可変制御し、前記クランピング電圧信号が基準値より低い場合はパルス幅を延長して駆動パルスを生成し、これによって前記インバータ部４００は低周波数でスイッチング動作が行われるので、図５ａの関係から加熱出力値が上昇する。
【００４５】
逆に、クランピング電圧信号が基準値より高い場合、パルス幅を縮めて駆動パルスを生成し、これによって前記インバータ部４００は高周波数でスイッチング動作が行われるので、図５ｂの関係からスイッチ電圧が小さくなり、入力電源の上昇による内部素子の破損危険を予防する。
【００４６】
スイッチ駆動部７００は、前記駆動パルスにしたがってスイッチング素子が駆動されるように前記駆動パルスを前記インバータ部４００に出力し、前記インバータ部４００のスイッチング周波数が可変制御されるようにする。
【００４７】
ここで、前記駆動パルスにしたがってスイッチング駆動されるスイッチング素子両端に生じるスイッチ電圧および前記インバータ部４００に印加される入力電源の波形を図８に示す。
【００４８】
図３に示した従来発明のスイッチ電圧波形のように前記スイッチ電圧(Ｇ２)が入力電源の波形Ｇ１に沿って入力電源の変動分の影響を直接受けるのではなく、図８では、入力電源の波形(Ｇ５)でクランピング電圧信号がプラスの区間(Ｔ)では前記周波数制御パルス生成部６００でスイッチング周波数を可変制御することによって、相対的に低い電圧レベルの場合はスイッチ電圧を上昇させ、高い電圧レベルの場合は前記スイッチ電圧の上限値を制限し、前記スイッチ電圧の波形(Ｇ６)が入力電源の波形(Ｇ５)と比べて平坦になるようにする。
【００４９】
つまり、前記クランピング電圧が大きくなるにつれて周波数を大きくして前記スイッチ電圧を小さくし、前記スイッチ電圧の波形(Ｇ６)は上に膨らんだサイン波状でなく、上に膨らんだ部分が一定レベルに限定される形状を有する。このため、前記スイッチ電圧は前記スイッチング素子の耐圧を超過する恐れがなく、素子破損の危険を予防することができる。
【００５０】
前記スイッチ電圧が限定される部分は前記周波数制御パルス生成部６００で周波数を可変制御する区間(Ｔ)であり、前記周波数可変制御区間(Ｔ)は入力電源検出部５００から出力されたクランピング電圧によって決定される。また、前記クランピング電圧波形は直列連結されたダイオード数によってプラスの区間(Ｔ)を増減させ得るので、生産者は採用しているスイッチ耐圧に合わせて前記クランピングダイオードの数を適宜調整して周波数を可変制御する区間を調節することができる。
【００５１】
次いで、本発明の第２実施例の構成および原理を図９および図１０を参照して説明する。図９は、本発明による誘導加熱炊飯器のインバータ回路の第２実施例の構成図であり、図１０は第２実施例のインバータ回路の定出力制御方法を表すグラフである。第２実施例の構成中、第１実施例と同一の部分については詳細な説明を省略するものとする。
【００５２】
まず、図９に示した電源供給部３１０、インバータ部４００およびインバータ駆動部７１０の構成および動作原理は前記第１実施例と同一であるものの、第２実施例では電源感知回路部４８０および定出力基準値生成部４９０をさらに含む。また、前記定出力基準値生成部４９０が前記周波数制御パルス生成部６００の入力端に連結されることから回路構成が異なってくるため、 前記周波数制御パルス生成部６００の内部動作も第１実施例と異なっている。
【００５３】
電源供給部３１０は、第１実施例と同様に、交流電源部１００、整流部２００、フィルタ部３００を含めてなり、前記電源感知回路部４８０は前記交流電源部１００から供給される交流電源の変動分を感知し、これを前記定出力基準値生成部４９０に出力する。
【００５４】
前記定出力基準値生成部４９０は、前記電源感知回路部４８０から受信した交流電源の変動分にしたがって炊飯器の加熱出力値が変動されないように定出力基準値を算定する。
【００５５】
インバータ駆動部７１０は、入力電圧検出部５００、周波数制御パルス生成部６００、そしてスイッチ駆動部７００を含めて構成され、前記インバータ部４００の出力が一定となるように前記定出力基準値と前記交流電源の差に基づいて前記インバータ部４００のスイッチング周波数を可変制御する駆動パルスを出力する。
【００５６】
前記周波数制御パルス生成部６００は、前記入力電圧検出部５００から出力された電圧信号と前記定出力基準値生成部４９０から生成された定出力基準値とを比較し、比較結果を出力する比較部６１０と、前記比較部６１０の比較結果に基づいて前記インバータ部４００のスイッチング周波数を可変制御する周波数制御信号を出力する周波数制御部６２０と、前記周波数制御部６２０から出力された周波数制御信号に応じてパルス幅を調整して駆動パルスを生成する駆動パルス生成部６３０とを含めて構成される。
【００５７】
また、前記周波数制御部６２０は、前記入力電圧検出部５００から出力された電圧信号の電圧レベルが前記定出力基準値より高いと、前記インバータ部４００が高周波数にスイッチングされるようにする周波数制御信号を出力して前記インバータ部４００の出力を低め、前記電圧信号の電圧レベルが前記定出力基準値より小さいと、前記インバータ部４００が低周波数にスイッチングされるようにする周波数制御信号を出力することによって前記インバータ部４００の出力を高くする。
【００５８】
このような周波数制御パルス生成部６００の周波数制御によって生成された 駆動パルスがスイッチ駆動部７００を通じてインバータ部４００に伝達され、前記インバータ部４００は前記駆動パルスにしたがってスイッチング動作を行うことによって、本発明の炊飯器は定出力基準値と同一水準の出力値を有することになる。
【００５９】
このように構成される第２実施例のインバータ回路の定出力制御方法を図１０に示したグラフを参照にして説明すると、下記のようになる。
【００６０】
前記定出力基準値生成部４９０は、印加される交流電源の変動分に基づいて定出力基準値を算定し、前記周波数制御パルス生成部６００は前記定出力基準値と実際に印加される交流電源を比較し、その差動分だけ周波数を変化する方法で補正制御することによって前記インバータ部４００の出力値を定出力制御し、前記周波数は最小周波数ｆ１と最大周波数ｆ２の範囲内でのみ可変されるので、加熱出力値の範囲もまた、最小出力値Ｐ２ないし最大出力値Ｐ１以内に限定される。
【００６１】
もし、印加される交流電源が前記定出力基準値(定出力レベル)を超過した場合（すなわち、インバータ部４００の出力が一定の定出力レベルを超える場合）、前記周波数制御パルス生成部６００は前記インバータ部４００のスイッチング周波数範囲を△ｆだけ大きくしてｆ２'とｆ２の範囲内の周波数にスイッチングされるようにし、これにより、前記インバータ部の出力も△Ｐ’だけ低くなる。
【００６２】
また、印加される交流電源が定出力基準値未満である場合、前記周波数制御パルス生成部６００は前記インバータ部４００のスイッチング周波数範囲を△ｆだけ小さくしてｆ１とｆ１'の範囲内の周波数にスイッチングされるようにし、これにより、前記インバータ部の出力も△Ｐだけ高くなり、前記インバータ部４００は一定水準の定出力レベルを有することになる。ここで、△Ｐ’は出力値Ｐ２以上Ｐ２'未満の範囲であり、△ＰはＰ１'以上Ｐ１未満の出力範囲である。
【００６３】
このような周波数制御パルス生成部６００は、集積回路で具現可能であるが、詳細な内部回路構成図を図１１〜図１３に示す。
【００６４】
前記周波数制御パルス生成部６００は、入力電源にしたがって周波数を可変制御した後、前記インバータ部４００を駆動する駆動パルスを生成し、前記駆動パルスを二つの出力端子を通じて前記インバータ部４００に伝達することによって前記インバータ部４００のスイッチング動作を制御するが、本明細書では改良されたＭＣ３４０６７チップを採択した。
【００６５】
このような周波数制御パルス生成部６００が具現されたチップは基本的に、Ｖｃｃを印加する電源入力端子６０１、基準値未満の電圧が入力されると全体駆動を遮断する低電圧誤動作防止（ＵＶＬＯ：Undervoltage Lockout)端子６０２を有し、周波数可変のためのオシレータ６０３、駆動パルスが出力される二つの出力端子６０４、そしてエラー検出のとき前記駆動パルスの出力を不活性させて後端に連結されるインバータ部４００の回路動作を停止させるエラー検出部６０５を含めて構成される。
【００６６】
前記集積回路は、前記電源入力端子６０１と、前記電源入力端子６０１を通じて印加される電源レベルが基準値未満のとき、回路の保護のために回路システムを遮断するＵＶＬＯ端子６０２との結合方法によって３通りの電圧レベルで動作されることができる。したがって、生産者は前記集積回路が採用された機器の動作範囲に基づいて電源入力端子６０１と前記ＵＶＬＯ端子６０２を表１のように結線し、駆動のためのＯＮレベルおよび制動のためのＯＦＦレベルを調整することができる。
【００６７】
【表１】
【００６８】
つまり、電源入力端子６０１と前記ＵＶＬＯ端子６０２が短絡される場合には、印加される電源が９Ｖ以上のときＯＮになり、８．６Ｖ以下のときＯＦＦになる。
【００６９】
一方、電源入力端子６０１と前記ＵＶＬＯ端子６０２が開放される場合、１６Ｖ以上のときＯＮになり、９．０Ｖ以下のときＯＦＦになる。またＵＶＬＯ端子６０２が接地と連結されると集積回路を遮断させることからＯＦＦになり、主として強制初期化させる時に利用される。
【００７０】
前記エラー検出部６０５は、前記インバータ部４００のスイッチング素子に高電流が流れたり、あるいは、スイッチング動作に生じたエラーによって出力されたりするエラー信号をセンシングする。前記エラー検出部６０５は既設定されたエラー判定基準値と前記インバータ部４００から出力されるエラー信号とを比較し、前記エラー信号が前記エラー判定基準値以上の場合にのみ前記出力端子６０４から駆動パルスが出力されることを遮断するエラー検出信号を生成する。
【００７１】
前記エラー検出信号がハイ状態の場合は、前記出力端子６０４を通じて出力される駆動パルスを不活性化して前記インバータ部４００の動作を制動させ、前記エラー検出信号がロー状態の場合は、検出されたエラーが解消されたため、前記エラー検出部６０５と連結されて前記エラー検出部６０５を初期化するラッチ６０６をリセットしなければならない。
【００７２】
このため、前記エラー検出部６０５で感知するインバータ部４００のエラー信号が、前記ＵＶＬＯ端子６０２の前段に位置するリセット部６０７に入力されるようにする。前記リセット部６０７は、その連結状態によって二つの方法に区分できるが、いずれも、前記インバータ部４００から生成されるエラー信号が前記エラー検出部６０５に既設定されたエラー判定基準値以上の場合に前記集積回路の動作を遮断させ、後段に連結されるインバータ部４００のスイッチング素子の破損を防止するためのものである。
【００７３】
つまり、前記エラー信号が入力されてから前記エラー信号が駆動パルスを不活性化させるに必要な最小限の伝達遅延時間が過ぎた後、前記集積回路に印加されるＶｃｃ電圧レベルをＵＶＬＯ端子６０２でオフできる電圧レベルまで低減させるか、または、前記ＵＶＬＯ端子６０２を接地させることによって強制リセットさせる方法がある。
【００７４】
このような集積回路は、表１に示すように、利用したい電圧レベルに合わせて前記電源入力端子６０１と前記ＵＶＬＯ端子６０２を短絡または開放させて使用できるが、図１１ａには前記二つの端子を短絡させて使用する場合を、図１１ｂには前記二つの端子を開放させて使用する場合をそれぞれ示す。
【００７５】
前記リセット部６０７はダイオードとトランジスタのベース端が連結され、前記トランジスタのコレクタ端にＶｃｃが印加され、前記トランジスタのエミッタ端は接地されるように回路が構成される。前記インバータ部４００から出力されるエラー信号が前記リセット部６０７に入力されるが、これは図１１に示す通りである。
【００７６】
つまり、前記インバータ部４００から出力されるエラー信号が“１”の場合、前記ダイオードおよびトランジスタがＯＮになってＶｃｃが接地と連結されるため、前記電源入力端子６０１のＶｃｃ電圧レベルは低減される。したがって、前記電源入力端子６０１に印加されるＶｃｃの電圧レベルが基準値以下の場合、前記集積回路をオフさせるＵＶＬＯ機能によって前記集積回路はシャットダウンされ、初期化がなされる。
【００７７】
図１２のように回路を配置する場合にもまた、前記エラー信号が“１”の場合、前記ダイオードおよびトランジスタがＯＮになって前記ＵＶＬＯ端子６０２が直接接地と連結されることによって前記集積回路はシャットダウンされる。このとき、生産者は利用しようとする電圧レベルに鑑みて前記抵抗値を選定することができる。
【００７８】
図１３のように前記電源入力端子６０１と前記ＵＶＬＯ端子６０２を開放して前記集積回路を使用する場合にもまた、前記リセット部６０７、６０７’を前記ＵＶＬＯ端子６０２の前段に連結させる。前記インバータ部４００からエラー信号が入力されると、ダイオードがＯＮになり、前記トランジスタがＯＮになることによって、前記ＵＶＬＯ端子６０２が接地と連結され、前記集積回路をリセットすることができる。
【００７９】
前述のようにＵＶＬＯ端子６０２の前段に前記リセット部６０７、６０７’を連結させて強制リセットがなされるように回路構成を取ることによって、図１５のような結果波形が得られる。図１４は前記リセット部６０７、６０７’を採用しなかった従来のＩＣを利用したときの結果波形であって、図１５と図１４を比較説明する。
【００８０】
図１４の上段のグラフは、前記出力端子６０４から前記インバータ部４００に出力される駆動パルスであり、下位のグラフは前記エラー検出部６０５が出力するエラー検出信号である。
【００８１】
前記エラー検出部６０５に入力されたエラー信号が前記エラー判定基準値以上の場合はエラー検出信号をハイ状態に変換することによって、前記ハイ区間では前記出力端子から出力される駆動パルスが不活性化されるが、前記発生したエラーが解消されて前記集積回路の動作を再活性化させるためには前記エラー検出部と連結されたラッチをリセットさせなければならない。
【００８２】
初期駆動時に前記エラー検出信号が出力されると前記集積回路のＵＶＬＯ機能によって自動にリセットされるが、駆動後正常動作中にエラー検出信号が出力される場合、前記集積回路のＵＶＬＯ端子を接地と連結させないと前記ラッチのリセットは行われない。もし前記ラッチのリセットが行われなかったまま、インバータ部のスイッチング動作中にエラーが発生すると前記インバータ部４００は再びエラー信号を生成してこれを前記エラー検出部６０５に出力する。
【００８３】
前記エラー検出部６０５は受信した前記エラー信号と前記エラーの発生有無を判定するために既設定されたエラー判定基準値とを比較するが、前記周波数可変制御集積回路(ＭＣ３４０６７)は内部設計によって前記エラー信号がエラー判定基準値未満の微小エラーであれば前記第２出力端子を通じて連続的なハイ状態の駆動パルスを出力する。
【００８４】
勿論、第１出力端子だけを使用する場合には問題とならないが、第２出力端子の使用または第１および第２出力端子の同時使用時には前述のような連続的なハイ状態の駆動パルス、つまり、非常に大きな電源が、後段に連結されたインバータ部に印加されるため、前記インバータ部のスイッチング素子の破損の恐れがある。
【００８５】
一方、図１５は、前記第１および第２出力端子を同時使用する場合、前記インバータ部４００から微細レベルのエラー信号が入力される場合に備えて前記ラッチを迅速にリセットさせ得るように集積回路の入力端にリセット部をさらに設けた図１１〜図１３に示すような構成の回路から出力される結果波形のグラフであって、上位のグラフは前記出力端子から出力される駆動パルスであり、下位のグラフは前記エラー検出部が出力するエラー検出信号である。
【００８６】
エラー状態の解消によってハイ状態のエラー検出信号がロー状態に変換された後、前記エラー判定基準値未満のエラー信号が前記インバータ部から検出されたといっても前記エラー信号に応じてリセット部が強制リセットを行って前記出力端子からは正常的な駆動パルスが出力されるようにすることによって安定的に二つの出力端子を全て使用することができる。
【００８７】
【発明の効果】
以上のように構成される本発明の誘導加熱炊飯器のインバータ回路は、入力電源の変動にしたがって周波数を可変制御してインバータ部のスイッチング素子を駆動させることによって、スイッチ電圧の最大値を一定水準以下に限定させ得るため、入力電源対スイッチ電圧のマージンを確保し、耐圧超過による素子破損の危険を防止することによってインバータ回路の耐久性を確保すると同時に、入力電源の変動にしたがう加熱出力値の変動を最小化して加熱調理の安定性および信頼性を向上させることができ、耐圧の大きな高価のスイッチング素子採用に伴う生産コストの上昇を抑制できるため、価格経済力が確保できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】一般の誘導加熱炊飯器の正断面図である。
【図２】従来発明による誘導加熱炊飯器のインバータ回路の構成図である。
【図３】従来発明によるインバータ回路の入力電圧およびスイッチ電圧との関係を表すグラフである。
【図４】従来発明による誘導加熱炊飯器のインバータ回路の定出力制御方法を表すグラフである。
【図５】従来発明によるインバータ回路のスイッチング周波数と、スイッチ電圧および加熱出力値との関係をそれぞれ表すグラフである。
【図６】本発明による誘導加熱炊飯器インバータ回路の第１実施例の構成図である。
【図７】第１実施例のインバータ回路に適用された入力電圧検出部に入／出力される信号を示す図である。
【図８】第１実施例のインバータ回路の入力電圧およびスイッチ電圧を表すグラフである。
【図９】本発明による誘導加熱炊飯器インバータ回路の第２実施例の構成図である。
【図１０】第２実施例のインバータ回路の定出力制御方法を表すグラフである。
【図１１】本発明に適用された周波数制御パルス生成部の内部回路構成図（その１）である。
【図１２】本発明に適用された周波数制御パルス生成部の内部回路構成図（その２）である。
【図１３】本発明に適用された周波数制御パルス生成部の内部回路構成図（その３）である。
【図１４】従来の周波数制御パルス生成部から生成される駆動パルスおよびエラー検出信号をそれぞれ表すグラフである。
【図１５】本発明に適用された周波数制御パルス生成部から生成される駆動パルスおよびエラー検出信号をそれぞれ表すグラフである。
【符号の説明】
１００…交流電源部
２００…整流部
３００…フィルタ部
３１０…電源供給部
４００…インバータ部
４８０…電源感知回路部
４９０…定出力基準値生成部
５００…入力電圧検出部
６００…周波数制御パルス生成部
７００…スイッチ駆動部
７１０…インバータ駆動部
【発明の属する技術分野】
本発明は、誘導加熱炊飯器のインバータ回路駆動装置に関し、特に、入力電源の変動にしたがってインバータ部のスイッチング動作周波数が可変するように前記インバータ部を駆動する駆動パルスの幅を可変させることによって、前記スイッチング動作によって生成される加熱出力値が安定となるようにし、入力電源の変動による内部素子の破損危険を予防できる誘導加熱炊飯器のインバータ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１に示すように、誘導加熱炊飯器は、本体１と、前記本体内側に設置されて調理物が収容される内釜２と、前記内釜２に収容された調理物が調理されるように前記内釜２の下部または本体１の内側に装着される炊飯ヒータ３と、から構成されている。
【０００３】
このような炊飯器は、その内部に入っている調理物を一定水準以上の温度に加熱して調理する家電製品であって、主に飯炊きに用いられるが、その外にも、飲食物の長時間保温のためにも用いられる。例えば、使用者は、米やその他の添加物および適正量の水を内釜２に入れ、該内釜２を本体１に入れた後、調理量および方法などの調理命令を入力する。このとき前記調理命令に応じて自動に調理が行われるよう、前記炊飯器は調理状況を制御する制御部を内蔵する。
【０００４】
また、前記炊飯器は内釜２に調理熱を加える方式によって区分されるが、特に、前記内釜２が挿入される炊飯器の本体１部分に一定間隔にコイルを形成し、このコイルに電流が流すことにより発生する磁気場によって、磁性体で構成された内釜２に誘導電流が発生するようにし、これにより内釜を加熱する方式のものを誘導加熱炊飯器という。
【０００５】
従来発明による誘導加熱炊飯器のインバータ回路を、図２に示す。
【０００６】
図２の前記インバータ回路は、内部のパワースイッチング素子を制御して調理物(負荷)を誘導加熱する炊飯器に適用され、制御信号に応じてスイッチング動作を行って内釜のコイルに電源を印加することによって誘導加熱炊飯器が加熱されるようにする。このようなインバータ回路は、通常の交流電源が供給される電源部１０と、前記交流電源を整流する整流部２０と、前記整流部２０で整流された電源をフィルタリングするフィルタ部３０と、前記フィルタ部３０でフィルタされた電圧を受けてスイッチング動作を行うことによって前記コイルに電源を印加するインバータ部４０と、を含めて構成される。
【０００７】
また、トリガ部５０はパルスの上昇または下降などを利用して他の回路にその変化を知らせることによって回路の作動や状態変動を起こす回路であって、前記スイッチング素子を駆動する駆動パルスを生成する。前記駆動パルスがハイ(high)のとき前記スイッチング素子がオン(on)になり、前記駆動パルスがロー(low)のとき前記スイッチング素子がオフ(off)になる。そして、前記スイッチング素子の両端に生じる電圧をスイッチ電圧という。
【０００８】
スイッチ駆動部６０は、前記トリガ部５０で生成された駆動パルスを受け取ってインバータ部４０のスイッチング素子が駆動されるように前記駆動パルスを前記インバータ部４０に出力する。
【０００９】
前記インバータ部４０は、前記スイッチ駆動部６０から出力された駆動パルスに基づいてスイッチング動作を行うスイッチング素子を内蔵するが、前記スイッチング動作に応じて生成される加熱出力値が前記加熱負荷(調理物)を調理する加熱源として利用される。前記スイッチング素子の性能によって耐圧、つまり耐え得るスイッチ電圧の範囲が限定されるが、一般に前記耐圧が大きいほどスイッチング素子の価格が上昇し、これは生産コストの上昇につながる。
【００１０】
特に、発電所から供給される通常の交流電源は、時間帯・地域帯によって入／出力特性が変動したり、ノイズによって不安定に供給されたりすることがあるが、このとき前記変動する交流電源は結果として前記インバータ部４０の駆動電源として供給され、該インバータ部４０は前記不安定な駆動電源によって不正な周波数でスイッチング動作を行い、これによって加熱出力値が変動する。このため、使用者は同一の調理物および同一の調理命令を入力しても加熱出力値の変動によって一定水準の調理結果が得られないため、取り扱いが不便で、製品を信頼できないという問題点があった。
【００１１】
特に、前記交流電源の電圧が急に増大する場合、前記スイッチング素子の両端に生じるスイッチ電圧がスイッチング素子の耐圧を超過することから素子破損の危険があり、製品の耐久性を劣化させるという欠点がある。
【００１２】
これを予防するために、従来は前記スイッチング素子に流れる電流を感知する変流器を別途使用したり、前記インバータ部４０に流れる電流または印加される電圧を感知する別の保護回路をさらに設けたが、これは生産コストの増加を招き、消費者の価格負担を一層加重させてきた。
【００１３】
図３は、従来発明によるインバータ回路における入力電圧およびスイッチ電圧を表すグラフであり、図４は、従来発明による誘導加熱炊飯器のインバータ回路における定出力制御方法を表すグラフである。図３および図４を参照して従来発明によるインバータ回路の特性を、以下に説明する。
【００１４】
まず、図３において、Ｇ１はインバータ部に入力される電圧の波形であり、Ｇ２はスイッチング素子の両端に生じるスイッチ電圧である。Ｘ軸は時間(ｔ)であり、Ｙ軸は電圧レベル(Ｖ)である。２２０Ｖ−６０Ｈｚで入力される前記電圧は、前記整流部２０および前記フィルタ部３０を通過しながら２２０Ｖ−１２０Ｈｚの波形を有することになる。前記Ｇ１はフィルタリングされた電圧の１周期を表す。
【００１５】
前記スイッチング素子は前記トリガ部５０から出力された駆動パルスに応じて前記入力電圧の波形Ｇ１の周期の間スイッチング動作を行い、前記スイッチ電圧の大きさは前記入力電圧より大きい。
【００１６】
このとき、前記スイッチング素子の両端に生じる電圧は、前記スイッチ素子の耐圧を超えない場合にのみ、素子の破損無しに正常にスイッチング動作が行えるが、Ｇ２グラフの前記スイッチ電圧波形をみると、１／２周期付近のスイッチ電圧波形が凸状のサイン波形状となるので、前記１／２周期付近で前記スイッチ電圧の急上昇によってスイッチング素子の耐圧を超過してしまう危険がある。
【００１７】
図４は、従来の誘導加熱炊飯器において、前記インバータ部４０が加熱出力値を一定水準に保持するために適用された定出力制御方法を表すグラフである。
【００１８】
インバータ部のスイッチング動作を駆動させる駆動パルスは正常のとき（２）の通りであり、前記駆動パルスがハイ(high)のときスイッチング素子から出力される印加されるスイッチ電流は（２）’となり、前記スイッチ電流によってスイッチング素子両端に生じるスイッチ電圧は（２）”となる。これらは実線で表した。
【００１９】
このとき前記入力電源に変動またはノイズが起こると、前記トリガ部から生成する駆動パルスのターンオン時間を調節して定出力制御を行うが、例えば、前記インバータ部の加熱出力値を低めたいときには前記駆動パルスのターンオン時間を縮めて（１）のように前記駆動パルスのハイ(high)区間幅を縮める。これによって前記スイッチング素子に印加される電流量が（１）’のように減り、前記スイッチング素子両端に生じるスイッチ電圧もまた（１）”のように低くなり、結果として出力が低くなる。
【００２０】
一方、前記インバータ部の加熱出力値を高めたいときには、前記駆動パルスのターンオン時間を（３）のように延ばして前記スイッチング素子に印加される電流量を（３）’に増やし、前記スイッチング素子両端に生じるスイッチ電圧も（３）”のように高くなり、結果として出力が高くなる。
【００２１】
図５（ａ）はスイッチング周波数と加熱出力値との関係を表すグラフであり、図５（ｂ）は周波数とスイッチ電圧との関係を表すグラフであって、これらを参照して従来の単一周波数を利用した定出力制御方法における問題点について述べる。
【００２２】
まず、図５（ａ）のグラフからスイッチング周波数と出力が反比例関係にあることがわかり、したがって、前記負荷(内釜)の迅速な加熱のために出力を上昇させたい場合にはスイッチング周波数が小さいほど有利になる。
【００２３】
また、図５（ｂ）から、スイッチング周波数とスイッチング素子両端に生じるスイッチ電圧が反比例関係にあることがわかる。つまり、図５（ａ）の関係に基づいて加熱出力値の上昇のためにスイッチング周波数を低めると、図５（ｂ）の関係によってスイッチ電圧も上昇してスイッチング素子の耐圧を超過する危険が高くなり、製品の耐久性および誘導加熱炊飯器の信頼性劣化につながってしまう。
【００２４】
例えば、炊飯器の加熱時間の短縮のための高出力要求に応じて、周波数をＡHzと固定して前記インバータ部のスイッチング動作を制御すると、図５（ａ）のように炊飯器の出力は高くなるが、これと同時に前記スイッチ電圧も上昇することから前記スイッチング素子の耐圧を超過し、素子が破損する恐れがあった。そこで、生産者は一般のスイッチング素子を耐圧の高い高価のスイッチング素子に取り替えなければならないが、これは生産コストを増大させ、消費者に価格面で負担を与える結果を招いてしまう。
【００２５】
一方、周波数をＢHzと固定して前記インバータ部のスイッチング動作を制御すると、図５（ｂ）のようにスイッチ電圧が低く、スイッチング素子は保護できるが、炊飯器の加熱出力も低くなり加熱負荷(内釜)が迅速に加熱されなくなるため、加熱効率が劣り、使用者に不便を与えることになる。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、前記従来技術の問題点に鑑みてなされたものであり、誘導加熱炊飯器の加熱出力を増加させると同時に、前記炊飯器の加熱のための駆動電源を供給するか否かを決定するスイッチング素子の破損の危険を防止するために、インバータ回路に印加される交流電源の変動にしたがってスイッチング周波数を可変制御した後、前記インバータ部のスイッチング動作が行われるようにすることによって、前記スイッチ電圧のマージンを上昇させて製品の耐久性を向上させ、高価のスイッチング素子を不要として生産コストが節減し、さらに、加熱負荷および交流電源の変動にしたがって前記インバータ部の出力が大きく変動しないようにしてインバータ回路の安定性および信頼性を向上させ得る誘導加熱炊飯器のインバータ回路を提供することにその目的がある。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するためには、本発明によるインバータ回路駆動装置は、交流電源を整流およびフィルタリングして誘導加熱炊飯器の入力電源を供給する電源供給部と、前記電源供給部から入力電源が供給されることによってスイッチング動作を行い、前記炊飯器を加熱するインバータ部と、前記電源供給部から供給される入力電源に基づいて前記インバータ部のスイッチング周波数を可変制御した後、前記インバータ部を駆動させる駆動パルスを出力するインバータ駆動部とを含めて構成されることを第１特徴とし、
交流電源を整流およびフィルタリングして誘導加熱炊飯器の入力電源を供給する電源供給部と、前記電源供給部から入力電源が供給されることによってスイッチング動作を行い、前記炊飯器を加熱するインバータ部と、前記交流電源の変動分および前記誘導加熱炊飯器の負荷変動分に基づいて前記炊飯器の定出力基準値を算定する定出力基準値生成部と、前記インバータ部の出力が一定となるように前記定出力基準値と前記交流電源の差に基づいて前記インバータ部のスイッチング周波数を可変制御する駆動パルスを出力するインバータ駆動部とを含めて構成されることを第２特徴とする。
【００２８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好ましい実施例を添付図面を参照して詳細に説明する。本発明の誘導加熱炊飯器のインバータ回路は、内部構成によって第１実施例および第２実施例で具現され、これらをそれぞれ図６および図９に示す。
【００２９】
まず、図６を参照して第１実施例を説明する。
【００３０】
インバータ回路は、内部にスイッチング素子を含み、該スイッチング素子を、使用者が操作設定した加熱温度、加熱時間、調理方式などを含む調理命令に応じて制御信号を出力する制御部(図示せず)によってスイッチング駆動させることによって、内釜のコイルに電源を印加し内釜が加熱されるようにする回路である。
つまり、調理物が収容された内釜が加熱負荷となり、前記内釜に巻回されたコイルに電源を印加することによって前記インバータ回路は加熱負荷を供給する。
【００３１】
かかるインバータ回路は基本的に、通常の交流電源が供給される交流電源部１００と、前記交流電源を整流する整流部２００と、前記整流部２００で整流された電源をフィルタリングするフィルタ部３００とを備える電源供給部３１０、および前記電源供給部３１０から供給された電源を受けてスイッチング駆動されることによって前記コイルに電源を印加し、内釜を加熱するインバータ部４００を含めて構成される。
【００３２】
前記交流電源部１００は、２２０Ｖ−６０Hzの交流電源を前記誘導加熱炊飯器に供給し、前記整流部２００は前記交流電源部１００から供給された交流電源を整流ダイオードを通過させて整流する。これによって生成された直流電源は２２０Ｖ−１２０Hzの特性を有することになる。
【００３３】
前記フィルタ部３００は、前記整流部２００で整流された直流電源をフィルタリングし、該フィルタリングされた直流電源を入力電源として前記インバータ部４００に出力する。
【００３４】
前記インバータ部４００は、誘導コイルに電源を印加するスイッチング素子を内蔵しており、該スイッチング素子に前記フィルタリングされた入力電源を印加し、前記スイッチング素子のスイッチング動作によって内釜のコイルが加熱されるようにする。
【００３５】
これら交流電源部１００、整流部２００、フィルタ部３００およびインバータ４００は、図２における従来の回路構成と同一である。ただし、本実施例では入力電圧検出部５００、周波数制御パルス生成部６００およびスイッチ駆動部７００から構成されるインバータ駆動部７１０がさらに組み合わせられ、前記インバータ部４００のスイッチング動作を制御する。
【００３６】
まず、入力電圧検出部５００は、前記交流電源部１００のプラス／マイナス端子と直接連結されることによって前記交流電源部１００から供給される前記交流電源の電圧レベルおよび周波数を感知する。これは、交流電源がノイズによって変動したり入／出力特性が不安定になった際の、スイッチングされるスイッチング素子の破損を防止するためのものである。
【００３７】
図７は、本実施例のインバータ駆動部７１０に適用された入力電圧検出部５００に入／出力される信号を示す図であって、これを参照にして入力電圧検出部５００について説明する。
【００３８】
前記交流電源部１００から供給される２２０Ｖ〜６０Hzの交流電源は、整流ダイオードを経て２２０Ｖ−１２０Hzの直流に整流されるが、その波形はＧ３の通りである。前記整流された入力電圧はＲ１：Ｒ２の比率に電圧分配されるので、Ｒ１とＲ２間のノードには２２０(Ｖ)×{Ｒ２／(Ｒ１＋Ｒ２)} だけの電圧がかかり、これは直列連結されたダイオードＣＤに出力される。
【００３９】
前記ダイオードＣＤはノードにかかった電圧レベルの基準値以下の値をクランピングするためのものであって、一般のダイオード一つのしきい電圧が０．７Ｖとするとき、前記ノード電圧は０．７Ｖ以下の電圧がクランピングされるので、直列連結されるダイオード数を調整して(０．７×ダイオード数)Ｖ以下の電圧がクランピングされるようにし、出力される電圧信号がプラスである区間を制限することができる。
【００４０】
これは、スイッチング素子を駆動するために供給される交流電源の変動にしたがって可変幅を有する駆動パルスを生成するに先立ち、（フィルタ部３００出力電圧の１周期内において、）前記周波数可変制御を行う区間(Ｔ)を一定区間内に限定するためのものである。
【００４１】
したがって、前記交流電源の出力される全区間に対して周波数可変制御を行いたい場合には前記ダイオードの回路連結を省略してもいいが、通常、インバータ部４００のスイッチング素子は入力電源が上に膨らんだ区間で破損の危険があるので、前記ダイオードを一つ以上直列連結することによって周波数可変制御区間を限定することができる。
【００４２】
前記ダイオードを通過してダイオードカソードとＲ３間のノードにかかった電圧波形はＧ４の通りである。このような直列連結されるダイオードを便宜上、クランピングダイオード(ＣＤ)と称し、該クランピングダイオードを通過した電圧をクランピング電圧という。
【００４３】
前記クランピング電圧は、周波数制御パルス生成部６００に入力されるが、該周波数制御パルス生成部６００は集積回路(ＩＣ)で具現されることができ、前記クランピング電圧信号に応じてパルス幅変調(ＰＷＭ)を行って前記スイッチング素子の動作周波数を調整する。
【００４４】
つまり、前記クランピングダイオードＣＤを通過して出力されたクランピング電圧信号の電圧レベルがプラスの区間では周波数を可変制御し、前記クランピング電圧信号が基準値より低い場合はパルス幅を延長して駆動パルスを生成し、これによって前記インバータ部４００は低周波数でスイッチング動作が行われるので、図５ａの関係から加熱出力値が上昇する。
【００４５】
逆に、クランピング電圧信号が基準値より高い場合、パルス幅を縮めて駆動パルスを生成し、これによって前記インバータ部４００は高周波数でスイッチング動作が行われるので、図５ｂの関係からスイッチ電圧が小さくなり、入力電源の上昇による内部素子の破損危険を予防する。
【００４６】
スイッチ駆動部７００は、前記駆動パルスにしたがってスイッチング素子が駆動されるように前記駆動パルスを前記インバータ部４００に出力し、前記インバータ部４００のスイッチング周波数が可変制御されるようにする。
【００４７】
ここで、前記駆動パルスにしたがってスイッチング駆動されるスイッチング素子両端に生じるスイッチ電圧および前記インバータ部４００に印加される入力電源の波形を図８に示す。
【００４８】
図３に示した従来発明のスイッチ電圧波形のように前記スイッチ電圧(Ｇ２)が入力電源の波形Ｇ１に沿って入力電源の変動分の影響を直接受けるのではなく、図８では、入力電源の波形(Ｇ５)でクランピング電圧信号がプラスの区間(Ｔ)では前記周波数制御パルス生成部６００でスイッチング周波数を可変制御することによって、相対的に低い電圧レベルの場合はスイッチ電圧を上昇させ、高い電圧レベルの場合は前記スイッチ電圧の上限値を制限し、前記スイッチ電圧の波形(Ｇ６)が入力電源の波形(Ｇ５)と比べて平坦になるようにする。
【００４９】
つまり、前記クランピング電圧が大きくなるにつれて周波数を大きくして前記スイッチ電圧を小さくし、前記スイッチ電圧の波形(Ｇ６)は上に膨らんだサイン波状でなく、上に膨らんだ部分が一定レベルに限定される形状を有する。このため、前記スイッチ電圧は前記スイッチング素子の耐圧を超過する恐れがなく、素子破損の危険を予防することができる。
【００５０】
前記スイッチ電圧が限定される部分は前記周波数制御パルス生成部６００で周波数を可変制御する区間(Ｔ)であり、前記周波数可変制御区間(Ｔ)は入力電源検出部５００から出力されたクランピング電圧によって決定される。また、前記クランピング電圧波形は直列連結されたダイオード数によってプラスの区間(Ｔ)を増減させ得るので、生産者は採用しているスイッチ耐圧に合わせて前記クランピングダイオードの数を適宜調整して周波数を可変制御する区間を調節することができる。
【００５１】
次いで、本発明の第２実施例の構成および原理を図９および図１０を参照して説明する。図９は、本発明による誘導加熱炊飯器のインバータ回路の第２実施例の構成図であり、図１０は第２実施例のインバータ回路の定出力制御方法を表すグラフである。第２実施例の構成中、第１実施例と同一の部分については詳細な説明を省略するものとする。
【００５２】
まず、図９に示した電源供給部３１０、インバータ部４００およびインバータ駆動部７１０の構成および動作原理は前記第１実施例と同一であるものの、第２実施例では電源感知回路部４８０および定出力基準値生成部４９０をさらに含む。また、前記定出力基準値生成部４９０が前記周波数制御パルス生成部６００の入力端に連結されることから回路構成が異なってくるため、 前記周波数制御パルス生成部６００の内部動作も第１実施例と異なっている。
【００５３】
電源供給部３１０は、第１実施例と同様に、交流電源部１００、整流部２００、フィルタ部３００を含めてなり、前記電源感知回路部４８０は前記交流電源部１００から供給される交流電源の変動分を感知し、これを前記定出力基準値生成部４９０に出力する。
【００５４】
前記定出力基準値生成部４９０は、前記電源感知回路部４８０から受信した交流電源の変動分にしたがって炊飯器の加熱出力値が変動されないように定出力基準値を算定する。
【００５５】
インバータ駆動部７１０は、入力電圧検出部５００、周波数制御パルス生成部６００、そしてスイッチ駆動部７００を含めて構成され、前記インバータ部４００の出力が一定となるように前記定出力基準値と前記交流電源の差に基づいて前記インバータ部４００のスイッチング周波数を可変制御する駆動パルスを出力する。
【００５６】
前記周波数制御パルス生成部６００は、前記入力電圧検出部５００から出力された電圧信号と前記定出力基準値生成部４９０から生成された定出力基準値とを比較し、比較結果を出力する比較部６１０と、前記比較部６１０の比較結果に基づいて前記インバータ部４００のスイッチング周波数を可変制御する周波数制御信号を出力する周波数制御部６２０と、前記周波数制御部６２０から出力された周波数制御信号に応じてパルス幅を調整して駆動パルスを生成する駆動パルス生成部６３０とを含めて構成される。
【００５７】
また、前記周波数制御部６２０は、前記入力電圧検出部５００から出力された電圧信号の電圧レベルが前記定出力基準値より高いと、前記インバータ部４００が高周波数にスイッチングされるようにする周波数制御信号を出力して前記インバータ部４００の出力を低め、前記電圧信号の電圧レベルが前記定出力基準値より小さいと、前記インバータ部４００が低周波数にスイッチングされるようにする周波数制御信号を出力することによって前記インバータ部４００の出力を高くする。
【００５８】
このような周波数制御パルス生成部６００の周波数制御によって生成された 駆動パルスがスイッチ駆動部７００を通じてインバータ部４００に伝達され、前記インバータ部４００は前記駆動パルスにしたがってスイッチング動作を行うことによって、本発明の炊飯器は定出力基準値と同一水準の出力値を有することになる。
【００５９】
このように構成される第２実施例のインバータ回路の定出力制御方法を図１０に示したグラフを参照にして説明すると、下記のようになる。
【００６０】
前記定出力基準値生成部４９０は、印加される交流電源の変動分に基づいて定出力基準値を算定し、前記周波数制御パルス生成部６００は前記定出力基準値と実際に印加される交流電源を比較し、その差動分だけ周波数を変化する方法で補正制御することによって前記インバータ部４００の出力値を定出力制御し、前記周波数は最小周波数ｆ１と最大周波数ｆ２の範囲内でのみ可変されるので、加熱出力値の範囲もまた、最小出力値Ｐ２ないし最大出力値Ｐ１以内に限定される。
【００６１】
もし、印加される交流電源が前記定出力基準値(定出力レベル)を超過した場合（すなわち、インバータ部４００の出力が一定の定出力レベルを超える場合）、前記周波数制御パルス生成部６００は前記インバータ部４００のスイッチング周波数範囲を△ｆだけ大きくしてｆ２'とｆ２の範囲内の周波数にスイッチングされるようにし、これにより、前記インバータ部の出力も△Ｐ’だけ低くなる。
【００６２】
また、印加される交流電源が定出力基準値未満である場合、前記周波数制御パルス生成部６００は前記インバータ部４００のスイッチング周波数範囲を△ｆだけ小さくしてｆ１とｆ１'の範囲内の周波数にスイッチングされるようにし、これにより、前記インバータ部の出力も△Ｐだけ高くなり、前記インバータ部４００は一定水準の定出力レベルを有することになる。ここで、△Ｐ’は出力値Ｐ２以上Ｐ２'未満の範囲であり、△ＰはＰ１'以上Ｐ１未満の出力範囲である。
【００６３】
このような周波数制御パルス生成部６００は、集積回路で具現可能であるが、詳細な内部回路構成図を図１１〜図１３に示す。
【００６４】
前記周波数制御パルス生成部６００は、入力電源にしたがって周波数を可変制御した後、前記インバータ部４００を駆動する駆動パルスを生成し、前記駆動パルスを二つの出力端子を通じて前記インバータ部４００に伝達することによって前記インバータ部４００のスイッチング動作を制御するが、本明細書では改良されたＭＣ３４０６７チップを採択した。
【００６５】
このような周波数制御パルス生成部６００が具現されたチップは基本的に、Ｖｃｃを印加する電源入力端子６０１、基準値未満の電圧が入力されると全体駆動を遮断する低電圧誤動作防止（ＵＶＬＯ：Undervoltage Lockout)端子６０２を有し、周波数可変のためのオシレータ６０３、駆動パルスが出力される二つの出力端子６０４、そしてエラー検出のとき前記駆動パルスの出力を不活性させて後端に連結されるインバータ部４００の回路動作を停止させるエラー検出部６０５を含めて構成される。
【００６６】
前記集積回路は、前記電源入力端子６０１と、前記電源入力端子６０１を通じて印加される電源レベルが基準値未満のとき、回路の保護のために回路システムを遮断するＵＶＬＯ端子６０２との結合方法によって３通りの電圧レベルで動作されることができる。したがって、生産者は前記集積回路が採用された機器の動作範囲に基づいて電源入力端子６０１と前記ＵＶＬＯ端子６０２を表１のように結線し、駆動のためのＯＮレベルおよび制動のためのＯＦＦレベルを調整することができる。
【００６７】
【表１】
つまり、電源入力端子６０１と前記ＵＶＬＯ端子６０２が短絡される場合には、印加される電源が９Ｖ以上のときＯＮになり、８．６Ｖ以下のときＯＦＦになる。
【００６９】
一方、電源入力端子６０１と前記ＵＶＬＯ端子６０２が開放される場合、１６Ｖ以上のときＯＮになり、９．０Ｖ以下のときＯＦＦになる。またＵＶＬＯ端子６０２が接地と連結されると集積回路を遮断させることからＯＦＦになり、主として強制初期化させる時に利用される。
【００７０】
前記エラー検出部６０５は、前記インバータ部４００のスイッチング素子に高電流が流れたり、あるいは、スイッチング動作に生じたエラーによって出力されたりするエラー信号をセンシングする。前記エラー検出部６０５は既設定されたエラー判定基準値と前記インバータ部４００から出力されるエラー信号とを比較し、前記エラー信号が前記エラー判定基準値以上の場合にのみ前記出力端子６０４から駆動パルスが出力されることを遮断するエラー検出信号を生成する。
【００７１】
前記エラー検出信号がハイ状態の場合は、前記出力端子６０４を通じて出力される駆動パルスを不活性化して前記インバータ部４００の動作を制動させ、前記エラー検出信号がロー状態の場合は、検出されたエラーが解消されたため、前記エラー検出部６０５と連結されて前記エラー検出部６０５を初期化するラッチ６０６をリセットしなければならない。
【００７２】
このため、前記エラー検出部６０５で感知するインバータ部４００のエラー信号が、前記ＵＶＬＯ端子６０２の前段に位置するリセット部６０７に入力されるようにする。前記リセット部６０７は、その連結状態によって二つの方法に区分できるが、いずれも、前記インバータ部４００から生成されるエラー信号が前記エラー検出部６０５に既設定されたエラー判定基準値以上の場合に前記集積回路の動作を遮断させ、後段に連結されるインバータ部４００のスイッチング素子の破損を防止するためのものである。
【００７３】
つまり、前記エラー信号が入力されてから前記エラー信号が駆動パルスを不活性化させるに必要な最小限の伝達遅延時間が過ぎた後、前記集積回路に印加されるＶｃｃ電圧レベルをＵＶＬＯ端子６０２でオフできる電圧レベルまで低減させるか、または、前記ＵＶＬＯ端子６０２を接地させることによって強制リセットさせる方法がある。
【００７４】
このような集積回路は、表１に示すように、利用したい電圧レベルに合わせて前記電源入力端子６０１と前記ＵＶＬＯ端子６０２を短絡または開放させて使用できるが、図１１ａには前記二つの端子を短絡させて使用する場合を、図１１ｂには前記二つの端子を開放させて使用する場合をそれぞれ示す。
【００７５】
前記リセット部６０７はダイオードとトランジスタのベース端が連結され、前記トランジスタのコレクタ端にＶｃｃが印加され、前記トランジスタのエミッタ端は接地されるように回路が構成される。前記インバータ部４００から出力されるエラー信号が前記リセット部６０７に入力されるが、これは図１１に示す通りである。
【００７６】
つまり、前記インバータ部４００から出力されるエラー信号が“１”の場合、前記ダイオードおよびトランジスタがＯＮになってＶｃｃが接地と連結されるため、前記電源入力端子６０１のＶｃｃ電圧レベルは低減される。したがって、前記電源入力端子６０１に印加されるＶｃｃの電圧レベルが基準値以下の場合、前記集積回路をオフさせるＵＶＬＯ機能によって前記集積回路はシャットダウンされ、初期化がなされる。
【００７７】
図１２のように回路を配置する場合にもまた、前記エラー信号が“１”の場合、前記ダイオードおよびトランジスタがＯＮになって前記ＵＶＬＯ端子６０２が直接接地と連結されることによって前記集積回路はシャットダウンされる。このとき、生産者は利用しようとする電圧レベルに鑑みて前記抵抗値を選定することができる。
【００７８】
図１３のように前記電源入力端子６０１と前記ＵＶＬＯ端子６０２を開放して前記集積回路を使用する場合にもまた、前記リセット部６０７、６０７’を前記ＵＶＬＯ端子６０２の前段に連結させる。前記インバータ部４００からエラー信号が入力されると、ダイオードがＯＮになり、前記トランジスタがＯＮになることによって、前記ＵＶＬＯ端子６０２が接地と連結され、前記集積回路をリセットすることができる。
【００７９】
前述のようにＵＶＬＯ端子６０２の前段に前記リセット部６０７、６０７’を連結させて強制リセットがなされるように回路構成を取ることによって、図１５のような結果波形が得られる。図１４は前記リセット部６０７、６０７’を採用しなかった従来のＩＣを利用したときの結果波形であって、図１５と図１４を比較説明する。
【００８０】
図１４の上段のグラフは、前記出力端子６０４から前記インバータ部４００に出力される駆動パルスであり、下位のグラフは前記エラー検出部６０５が出力するエラー検出信号である。
【００８１】
前記エラー検出部６０５に入力されたエラー信号が前記エラー判定基準値以上の場合はエラー検出信号をハイ状態に変換することによって、前記ハイ区間では前記出力端子から出力される駆動パルスが不活性化されるが、前記発生したエラーが解消されて前記集積回路の動作を再活性化させるためには前記エラー検出部と連結されたラッチをリセットさせなければならない。
【００８２】
初期駆動時に前記エラー検出信号が出力されると前記集積回路のＵＶＬＯ機能によって自動にリセットされるが、駆動後正常動作中にエラー検出信号が出力される場合、前記集積回路のＵＶＬＯ端子を接地と連結させないと前記ラッチのリセットは行われない。もし前記ラッチのリセットが行われなかったまま、インバータ部のスイッチング動作中にエラーが発生すると前記インバータ部４００は再びエラー信号を生成してこれを前記エラー検出部６０５に出力する。
【００８３】
前記エラー検出部６０５は受信した前記エラー信号と前記エラーの発生有無を判定するために既設定されたエラー判定基準値とを比較するが、前記周波数可変制御集積回路(ＭＣ３４０６７)は内部設計によって前記エラー信号がエラー判定基準値未満の微小エラーであれば前記第２出力端子を通じて連続的なハイ状態の駆動パルスを出力する。
【００８４】
勿論、第１出力端子だけを使用する場合には問題とならないが、第２出力端子の使用または第１および第２出力端子の同時使用時には前述のような連続的なハイ状態の駆動パルス、つまり、非常に大きな電源が、後段に連結されたインバータ部に印加されるため、前記インバータ部のスイッチング素子の破損の恐れがある。
【００８５】
一方、図１５は、前記第１および第２出力端子を同時使用する場合、前記インバータ部４００から微細レベルのエラー信号が入力される場合に備えて前記ラッチを迅速にリセットさせ得るように集積回路の入力端にリセット部をさらに設けた図１１〜図１３に示すような構成の回路から出力される結果波形のグラフであって、上位のグラフは前記出力端子から出力される駆動パルスであり、下位のグラフは前記エラー検出部が出力するエラー検出信号である。
【００８６】
エラー状態の解消によってハイ状態のエラー検出信号がロー状態に変換された後、前記エラー判定基準値未満のエラー信号が前記インバータ部から検出されたといっても前記エラー信号に応じてリセット部が強制リセットを行って前記出力端子からは正常的な駆動パルスが出力されるようにすることによって安定的に二つの出力端子を全て使用することができる。
【００８７】
【発明の効果】
以上のように構成される本発明の誘導加熱炊飯器のインバータ回路は、入力電源の変動にしたがって周波数を可変制御してインバータ部のスイッチング素子を駆動させることによって、スイッチ電圧の最大値を一定水準以下に限定させ得るため、入力電源対スイッチ電圧のマージンを確保し、耐圧超過による素子破損の危険を防止することによってインバータ回路の耐久性を確保すると同時に、入力電源の変動にしたがう加熱出力値の変動を最小化して加熱調理の安定性および信頼性を向上させることができ、耐圧の大きな高価のスイッチング素子採用に伴う生産コストの上昇を抑制できるため、価格経済力が確保できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】一般の誘導加熱炊飯器の正断面図である。
【図２】従来発明による誘導加熱炊飯器のインバータ回路の構成図である。
【図３】従来発明によるインバータ回路の入力電圧およびスイッチ電圧との関係を表すグラフである。
【図４】従来発明による誘導加熱炊飯器のインバータ回路の定出力制御方法を表すグラフである。
【図５】従来発明によるインバータ回路のスイッチング周波数と、スイッチ電圧および加熱出力値との関係をそれぞれ表すグラフである。
【図６】本発明による誘導加熱炊飯器インバータ回路の第１実施例の構成図である。
【図７】第１実施例のインバータ回路に適用された入力電圧検出部に入／出力される信号を示す図である。
【図８】第１実施例のインバータ回路の入力電圧およびスイッチ電圧を表すグラフである。
【図９】本発明による誘導加熱炊飯器インバータ回路の第２実施例の構成図である。
【図１０】第２実施例のインバータ回路の定出力制御方法を表すグラフである。
【図１１】本発明に適用された周波数制御パルス生成部の内部回路構成図（その１）である。
【図１２】本発明に適用された周波数制御パルス生成部の内部回路構成図（その２）である。
【図１３】本発明に適用された周波数制御パルス生成部の内部回路構成図（その３）である。
【図１４】従来の周波数制御パルス生成部から生成される駆動パルスおよびエラー検出信号をそれぞれ表すグラフである。
【図１５】本発明に適用された周波数制御パルス生成部から生成される駆動パルスおよびエラー検出信号をそれぞれ表すグラフである。
【符号の説明】
１００…交流電源部
２００…整流部
３００…フィルタ部
３１０…電源供給部
４００…インバータ部
４８０…電源感知回路部
４９０…定出力基準値生成部
５００…入力電圧検出部
６００…周波数制御パルス生成部
７００…スイッチ駆動部
７１０…インバータ駆動部
Claims (21)
- 交流電源を整流およびフィルタリングして誘導加熱炊飯器の入力電源を供給する電源供給部と、
前記電源供給部から入力電源が供給されることによってスイッチング動作を行い、前記炊飯器を加熱するインバータ部と、
前記電源供給部から供給される入力電源に基づいて前記インバータ部のスイッチング周波数を可変制御した後、前記インバータ部を駆動させる駆動パルスを出力するインバータ駆動部とを含めて構成されることを特徴とする誘導加熱炊飯器のインバータ回路。 - 交流電源を整流およびフィルタリングして誘導加熱炊飯器の入力電源を供給する電源供給部と、
前記電源供給部から入力電源が供給されることによってスイッチング動作を行い、前記炊飯器を加熱するインバータ部と、
前記交流電源の変動分および前記誘導加熱炊飯器の負荷変動分に基づいて前記炊飯器の定出力基準値を算定する定出力基準値生成部と、
前記インバータ部の出力が一定となるように前記定出力基準値と前記交流電源の差に基づいて前記インバータ部のスイッチング周波数を可変制御する駆動パルスを出力するインバータ駆動部とを含めて構成されることを特徴とする誘導加熱炊飯器のインバータ回路。 - 前記電源供給部は、前記誘導加熱炊飯器に交流電源を印加する交流電源部と、前記交流電源部から印加された交流電源を整流する整流部と、前記整流部から整流された直流電源をフィルタリングして入力電源を出力するフィルタ部とを含めて構成されることを特徴とする請求項１または２記載の誘導加熱炊飯器のインバータ回路。
- 前記インバータ駆動部は、印加される交流電源の電圧レベルに基づいて周波数の可変制御を行う区間を限定するための電圧信号を出力する入力電圧検出部と、前記入力電圧検出部から出力された電圧信号に応じて周波数を可変制御して駆動パルスを生成する周波数制御パルス生成部と、前記周波数制御パルス生成部から生成された駆動パルスに基づいて前記インバータ部のスイッチング動作が行われるように前記インバータ部に駆動パルスを印加するスイッチ駆動部とを含めて構成されることを特徴とする請求項１記載の誘導加熱炊飯器のインバータ回路。
- 前記入力電圧検出部は、基準下限値以下の交流電源の電圧レベルをクランピングするクランピングダイオードを含めて構成されることを特徴とする請求項４記載の誘導加熱炊飯器のインバータ回路駆動装置。
- 前記周波数制御パルス生成部は、前記クランピングダイオードを通過して出力されたクランピング電圧信号がプラスの区間で周波数を可変制御することを特徴とする請求項５記載の誘導加熱炊飯器のインバータ回路駆動装置。
- 前記周波数制御パルス生成部は、前記クランピング電圧信号の電圧レベルに比例して前記スイッチング周波数を可変制御することを特徴とする請求項５記載の誘導加熱炊飯器のインバータ回路駆動装置。
- 前記誘導加熱炊飯器のインバータ回路は、前記交流電源の変動を感知してこれを前記定出力基準値生成部に出力する電源感知回路部をさらに含めて構成されることを特徴とする請求項２記載の誘導加熱炊飯器のインバータ回路。
- 前記インバータ駆動部は、印加される交流電源の電圧レベルにしたがって周波数の可変制御区間を限定して電圧信号を出力する入力電圧検出部と、前記入力電圧検出部から出力された電圧信号と前記定出力基準値生成部から生成された定出力基準値との比較結果に基づいて前記インバータ部のスイッチング周波数を可変制御する駆動パルスを生成する周波数制御パルス生成部と、前記周波数制御パルス生成部から生成された駆動パルスにしたがって前記インバータ部のスイッチング素子が駆動されるように前記駆動パルスを前記インバータ部に伝達するスイッチ駆動部とを含めて構成されることを特徴とする請求項８記載の誘導加熱炊飯器のインバータ回路。
- 前記周波数制御パルス生成部は、前記入力電圧検出部から出力された電圧信号と前記定出力基準値生成部から生成された定出力基準値とを比較し、比較結果を出力する比較部と、前記比較部の比較結果に基づいて前記インバータ部のスイッチング周波数を可変制御する周波数制御信号を出力する周波数制御部と、前記周波数制御部から出力された周波数制御信号に応じてパルス幅を調整して駆動パルスを生成する駆動パルス生成部とを含めて構成されることを特徴とする請求項９記載の誘導加熱炊飯器のインバータ回路。
- 前記周波数制御部は、前記入力電圧検出部から出力された電圧信号の電圧レベルが前記定出力基準値より高いとき、駆動パルスのパルス幅が縮まるようにする制御信号を出力し、
前記電圧信号の電圧レベルが前記定出力基準値より小さいとき、前記駆動パルスのパルス幅が延長されるようにする制御信号を出力することを特徴とする請求項１０記載の誘導加熱炊飯器のインバータ回路。 - 前記周波数制御パルス生成部を、集積回路(ＩＣ)に実装することを特徴とする請求項４または９記載の誘導加熱炊飯器のインバータ回路。
- 前記周波数制御パルス生成部は、生成された駆動パルスが前記インバータ部に伝達される二つの出力端子が形成されたことを特徴とする請求項１２記載の誘導加熱炊飯器のインバータ回路。
- 前記周波数制御パルス生成部は、前記インバータ部のスイッチング動作エラー時、前記出力端子に出力される駆動パルスを不活性化するエラー検出部と、前記インバータ部のスイッチング動作エラーの検出を行った後、回路システムを強制制動して初期化を行うリセット部とを含めて構成されることを特徴とする請求項１３記載の誘導加熱炊飯器のインバータ回路。
- 前記周波数制御パルス生成部は、前記入力電圧検出部と連結された電源入力端子を通じて印加される入力電圧のレベルが基準値未満の場合、回路システムの駆動を遮断するＵＶＬＯ端子が前記電源入力端子と並列に形成されることを特徴とする請求項１４記載の誘導加熱炊飯器のインバータ回路。
- 前記周波数制御パルス生成部は、前記電源入力端子と前記ＵＶＬＯ端子とが、短絡されるか開放されるかによって前記基準値が相異なることを特徴とする請求項１５記載の誘導加熱炊飯器のインバータ回路。
- 前記周波数制御パルス生成部は、前記ＵＶＬＯ端子が接地される場合、回路システムの駆動が遮断されるように構成されることを特徴とする請求項１６記載の誘導加熱炊飯器のインバータ回路。
- 前記エラー検出部は、エラー発生有無を判断するために既設定されたエラー判定基準値と前記インバータ部から感知されたエラー信号とを比較し、
前記エラー信号が前記エラー判定基準値以上の場合、前記出力端子に出力される駆動パルスを不活性化するように構成されることを特徴とする請求項１４記載の周波数可変制御集積回路。 - 前記リセット部は、前記インバータ部のスイッチング動作エラー時に生成するエラー信号が“１”の場合、回路システムの駆動が遮断されるように前記ＵＶＬＯ端子が接地連結される回路構成を有することを特徴とする請求項１５記載の周波数可変制御集積回路。
- 前記リセット部は、前記インバータ部のスイッチング動作エラー時に生成されるエラー信号がアノードに入力されるダイオードと、前記ダイオードのカソードとベースが連結され、前記電源入力端子とコレクタが連結され、エミッタが接地されるトランジスタとを含めて構成されることを特徴とする請求項１９記載の誘導加熱炊飯器のインバータ回路。
- 前記リセット部は、前記インバータ部のスイッチング動作エラー時に生成されるエラー信号がアノードに入力されるダイオードと、前記ダイオードのカソードとベースが連結され、前記ＵＶＬＯ端子とコレクタが連結され、エミッタが接地されるトランジスタとを含めて構成されることを特徴とする請求項１９記載の誘導加熱炊飯器のインバータ回路。
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