JP2004198292A - インダクタンス検出回路及びそれを用いた位置検出装置及び導体の欠陥或いは有無の識別検査装置及びトルクセンサ - Google Patents

Abstract

【課題】インダクタンス或いはインダクタンス差を低コストで検出出来る回路を提案し，それを用いた位置検出装置，導体の欠陥或いは有無の識別検査装置，トルクセンサ等を実現提供する。
【解決手段】コイルと抵抗及び或いはコンデンサを含むＲＬＣ回路にパルス状に通電し，コイル両端間の電位差或いは二つのコイル間の電位差を積分してインダクタンス或いはインダクタンス差に対応する電圧を得る新規な検出回路を提案し，そのインダクタンス或いはインダクタンス差に対応する電圧からコイルのインダクタンス或いはインダクタンス差を識別する。更にインダクタンス差に対応する周期を持つパルス列利用の検出回路は微小インダクタンス差領域で分解能を拡大でき，高精度の位置検出装置，導体の欠陥或いは有無の識別検査装置，トルクセンサ等を実現する。
【選択図】 図１１

Description

【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は，コイルのインダクタンス検出回路及びそれを用いた位置検出装置，導体の欠陥或いは有無の識別検査装置，トルクセンサに拘わり，特に二つのコイルの微小なインダクタンス差を十分な分解能で識別検出する回路，その検出回路を用いた磁性体或いは導体の位置を検知する位置検出装置及び導体の欠陥或いは有無の識別検査装置及びトルクセンサ等に拘わる。
【０００２】
【従来の技術】
コイルのインダクタンス或いはインダクタンス差の測定は交流抵抗を測定し，或いはパルス入力に対する過度応答を検出する方法が一般的である。前者はディジタル化に際して整流回路を必要として関連する素子の多さと精度低下の課題を有し，後者は瞬時現象を扱うことで困難さを有していた。
【０００３】
また，コイルの精密な測定はインピーダンスブリッジを用いて基準となるコイルと比較測定する。それらの測定手段に於いて，基準素子と被検査素子の値の差と出力電圧は線形に比例するので両者の差が微小である時には出力もまた微小で識別が困難であった。またそれらはアナログ信号でのレベル差検定であり，ディジタル化するには高精度のＡＤ変換器を要して低コスト化は困難であった。
【０００４】
実際の応用面ではコイルの各定数の微小な変化検知を要請されることは多々存在する。例えば，渦電流式の近接センサでは可能な限り遠距離から対象の接近を検知しようとすると，インダクタンスの微小な変化検知が重要である。また，位置制御系において，対象の位置をそれぞれ二つのコイルで検知平衡させている例では平衡位置からの微小な変化を十分な分解能で知ることが重要となる。またさらに金属体の傷，欠陥の探知或いは食品及び衣料品等での金属異物検知等は何れもコイルの微小インダクタンス変化を探知しており，それらの装置に於いて，二つの検出コイルを相互に参照コイルとして差動的に用いれば二つのコイルの微小インダクタンス差を高分解能で検知することが重要となる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
そこで本発明の目的は，コイルのインダクタンス，二つのコイルの微小インダクタンス差を低コストで検出出来る回路を提案し，それを用いた位置検出装置，導体の欠陥或いは有無の識別検査装置，トルクセンサ等を実現提供することである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明によるインダクタンス検出回路は，請求項１に規定するようにコイルと抵抗及び或いはコンデンサを含むＲＬＣ回路にパルス状に通電し，コイル両端に現れる検出電位差或いは二つのコイルのインダクタンス差に対応する検出電位差を積分回路により積分してインダクタンス電圧を得，コイルのインダクタンス或いは二つのコイルのインダクタンス差を識別する事を基本にする。インダクタンス電圧は前記コイルのインダクタンス或いはインダクタンス差に比例する電圧となる。
【０００７】
請求項２に規定する本発明のインダクタンス検出回路は，請求項１に規定する積分回路を電圧電流変換回路と電位差積分コンデンサとで構成する。積分値のリセット或いはゲインの切り替えが容易となる。
【０００８】
請求項３に規定する本発明のインダクタンス検出回路は請求項１，２に規定するインダクタンス電圧を所定の電圧と比較して出力する事でコイルのインダクタンス或いはインダクタンス差が所定の範囲内にあるか否かを識別する。
【０００９】
請求項４に規定する本発明のインダクタンス検出回路は，請求項１，２に規定するインダクタンス電圧を保持し，或いはＡＤ変換でディジタル化して出力することでコイルのインダクタンス或いはコイル間のインダクタンス差を識別する。
【００１０】
請求項５に規定する本発明のインダクタンス検出回路は，請求項１，２に規定するインダクタンス電圧が所定の電圧に到達するまでの時間を計測してディジタル化してコイルのインダクタンス或いはコイル間のインダクタンス差を識別する。インダクタンス或いはインダクタンス差が小であるほど識別分解能を向上できる特徴がある。
【００１１】
請求項６，７，８は請求項１，２，３，４，５の本発明に於いて使用可能なＲＬＣ回路の例を規定している。
【００１２】
請求項９に規定する本発明のインダクタンス検出回路は，請求項１，２に規定するインダクタンス電圧が所定の電圧を超える毎にＲＬＣ回路への通電方向を反転させ，コイルのインダクタンス或いはコイル間のインダクタンス差に対応する周期を有するパルス列を発生させ，微小間隔パルス計数する事で周期を知りコイルのインダクタンス或いはコイル間のインダクタンス差のディジタルデータを得る。インダクタンス或いはインダクタンス差が小であるほど識別分解能を向上できる特徴がある。
【００１３】
請求項１０，１１，１２，１３は請求項９の本発明に於いて使用可能なＲＬＣ回路の例を規定している。
【００１４】
請求項１４は請求項９から１３に規定する本発明に於いて，二つのコイルの大小関係を知る方法を示し，請求項１５はインダクタンス電圧が所定の電圧に至らず所定時間内にＲＬＣ回路への通電が反転させられない場合に強制的にＲＬＣ回路への通電方向を反転させて動作を継続させる手段を示している。
【００１５】
請求項１６に規定する本発明による位置検出装置は，可動体の位置によりインダクタンスの変わる検出コイルを少なくとも一つ有して請求項１から１５記載の何れかのインダクタンス検出回路を有し，一つのコイルのインダクタンス変化或いは二つのコイルのインダクタンス差変化を検出して可動体の位置を検出することを特徴とする。
【００１６】
請求項１７に規定する本発明による位置検出装置は，二つのほぼ同一なコイルの一方を可動体の位置によりインダクタンスの変化する検出コイル，他方をインダクタンス不変の参照コイルとし，積分回路はゲイン切り替え可能に構成し，検出コイルのインダクタンスが参照コイルに比して大と検出している間は積分のゲインを小に切り替えて磁性体或いは導体よりなる可動体の検知可能距離をほぼ同一に調整可能としたことを特徴とする。
【００１７】
請求項１８に規定する本発明による導体の欠陥或いは有無の識別検査装置は，二組の抵抗及びコイルよりなるＲＬＣ回路を構成する二つのコイルを含む検出部と，磁性体或いは導体を含む被検体と検出部とを相対的に移動走査せしめる走査手段と，請求項１から１５記載の何れかのインダクタンス検出回路を有し，走査手段は被検体を二つのコイルの発生磁界内に置きながら検出部と相対的に移動走査させ，二つのコイルを相互に参照コイルとしてコイル間のインダクタンス差の変化を検知する事により磁性体或いは導体の欠陥或いは有無を高感度で識別検知することを特徴とする。
【００１８】
請求項１９に規定する本発明によるトルクセンサは，回転軸に印可されるトルクによりインダクタンスの変わる検出コイルを少なくとも一つ有して請求項１から１５記載の何れかのインダクタンス検出回路を有し，一つのコイルのインダクタンス変化或いは二つのコイルのインダクタンス差変化を検出してトルクの大きさを検出することを特徴とする。
【００１９】
【作用】
以上に説明した本発明は概略的には請求項１から１５項で規定する第一の本発明グループであるインダクタンス検出回路，請求項１６，１７項で規定する第二の本発明グループである位置検出装置，請求項１８項で規定する第三の本発明グループである導体の欠陥或いは有無の識別検査装置，請求項１９項で規定する第四の本発明グループであるトルクセンサで構成される。
【００２０】
第一の本発明グループのインダクタンス検出回路は，コイルと抵抗及び或いはコンデンサを含むＲＬＣ回路にパルス状に通電し，コイル両端に現れる検出電位差或いは二つのコイルのインダクタンス差に対応する検出電位差を積分回路により積分したインダクタンス電圧を得てコイルのインダクタンス或いは二つのコイルのインダクタンス差を識別する事を基本にする。
【００２１】
更にインダクタンス電圧が所定の電圧に達するか否か，或いはインダクタンス電圧を保持，ディジタル変換して出力，或いはインダクタンス電圧が通電開始から所定の電圧に到達するまでの時間を計測，或いは更にインダクタンス電圧が通電開始から所定の電圧に到達するまでの時間に対応する周期のパルス列を発生させて周期を計測する等の手段によりコイルのインダクタンス或いは二つのコイルのインダクタンス差を識別する。
【００２２】
従来，コイルのインダクタンスは交流抵抗或いは過度現象での瞬時的な変化から計測していたが，第一の本発明のグループであるインダクタンス検出回路はインダクタンス或いはインダクタンス差に比例する電圧をシンプルな回路手段で得ることでインダクタンス計測を精密に行う手段を提供している。特に請求項９に示した本発明を二つのコイルのインダクタンス差検出に適用した場合にはインダクタンス差に逆比例した周期を持つパルス列を発生させ，微小インダクタンス差の領域での識別分解能を向上できるユニークなインダクタンス検出回路を提供する。
【００２３】
第二の本発明のグループの位置検出装置は，第一の本発明グループのインダクタンス検出回路を用い，少なくとも一方のコイルは可動体の位置によってインダクタンスを変えるとし，近接センサとした場合には温度による影響を最小限として遠距離から可動体位置を検出できる。
【００２４】
第三の本発明グループである導体の欠陥或いは有無の識別検査装置は，二つのコイルを相互に参照コイルとしてコイル間のインダクタンス差の変化を検知する事により磁性体或いは導体の欠陥或いは有無を識別検知出来る。特に請求項９に示した本発明によるインダクタンス検出回路を適用した場合には二つのコイルのインダクタンス差に逆比例した周期を持つパルス列を発生させ，微小インダクタンス差の領域での識別分解能を上げることが出来るので高感度の識別検査装置を実現できる。
【００２５】
第四の本発明グループであるトルクセンサは，回転軸に印可されたトルクによって変化するコイルのインダクタンスを検知してトルクを識別する。特に請求項９に示した本発明によるインダクタンス検出回路を適用した場合には二つのコイルのインダクタンス差に逆比例した周期を持つパルス列を発生させ，微小インダクタンス差の領域での識別分解能を上げることが出来るので高感度のトルクセンサを実現できる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下に本発明によるインダクタンス検出回路及びそれを用いた位置検出装置及び導体の欠陥或いは有無の識別検査装置及びトルクセンサについて，その実施例及び原理作用等を図面を参照しながら説明する。図１から図１１までを用いてインダクタンス検出回路を，図１２から図１７までを用いて位置検出装置を，導体の欠陥或いは有無の識別検査装置の例として図１８を用いて磁気探傷装置を，図１９を用いて金属異物識別検査装置を，またトルクセンサは図２０を用いて実施例をそれぞれ説明する。
【００２７】
図１は，本発明の第一の実施例を示し，インダクタンス検出回路の具体例として二つのコイルのインダクタンス差が所定の値より大か小かの比較検出をする回路を示す。同図に於いて，二つのコイル１１，１２はそれぞれ抵抗１３，１４と直列接続され，さらにそれぞれの回路は並列接続されてＲＬＣ回路を構成してスイッチング回路１７により通電制御が行われる。電圧電流変換回路１５はＲＬＣ回路の抵抗１３とコイル１１の接続点及び抵抗１４とコイル１２の接続点それぞれの電位を入力としてそれら接続点間の検出電位差に対応する電流に変換して電位差積分コンデンサ１６を充電する。パルス発振回路１８は高低のレベルを有するパルス列を発生し，その出力パルス列の高レベルの区間でスイッチング回路１７はＲＬＣ回路に通電し，低レベルの区間でアナログスイッチ１９を駆動して電位差積分コンデンサ１６の電荷を放電させる。ここで積分回路を電圧電流変換回路１５と電位差積分コンデンサ１６とで構成しているが，これはゲインの切り替え，或いはインダクタンス電圧のリセットの容易さから選択したもので他の構成による積分回路を用いる事も出来る。
【００２８】
電圧比較器１ａ，１ｂはそれぞれ所定の電圧を有し，電圧比較器１ａはインダクタンス電圧が所定の電圧を越えた時点で高レベルの出力を，電圧比較器１ｂはインダクタンス電圧が所定の電圧より下がった時点で高レベルの出力を出し，パルス発振回路１８の高レベルの区間に低レベルの信号として出力する（それぞれ番号１ｃ，１ｄで示す）。電圧比較器１ａの所定の電圧は基準電位より一定値だけ高く，電圧比較器１ｂの所定の電圧は基準電位より一定値だけ低く設定される。図１の場合，基準電位は接地電位である。
【００２９】
図２は図１の実施例各点の信号波形を示し，第一の実施例の動作原理を説明するための図である。図２（ａ）はパルス発振回路１８の出力パルス列を示し，出力パルス列の高レベル区間２１でスイッチング回路１７を駆動してＲＬＣ回路に通電する。抵抗１３とコイル１１及び抵抗１４とコイル１２には同時にパルス状電圧が加えられ，それぞれの回路定数が同じで有れば抵抗とコイル接続点間の電位差は生じないが，異なる場合には電位差を生じ，これを電圧電流変換回路１５を介して電位差積分コンデンサ１６を充電すると電位差積分コンデンサ１６端子には図２（ｂ）の番号２３で示されるようなインダクタンス電圧が現れる。
【００３０】
番号２４は電圧比較器１ａに於ける所定の電圧を示し，インダクタンス電圧２３が所定の電圧２４を越えた区間は図２（ｃ）の番号２５で示すパルスを出力する。このパルス２５はパルス発振回路１８の出力パルスの高レベル区間２１とアンドを取って図２（ｄ）の番号２６に示すような低レベルのパルスを出力１ｃとする。電圧比較器１ｂはインダクタンス電圧２３が正であり，電圧比較器１ｂに於ける所定の電圧より大であるので説明は省略した。インダクタンス電圧２３が負となり，その所定の電圧より低となれば図２（ｃ）に示すような高レベルのパルスを出力し，さらに図２（ｄ）で示すパルス出力を出力１ｄとする。
【００３１】
図３はさらに第一の実施例の動作原理を説明するための図で，コイル１１と抵抗１３との直列回路及びコイル１２と抵抗１４との直列回路にスイッチング回路１７により通電する構成を示している。番号３３は電源を，番号３１はコイル１１と抵抗１３との接続点を，番号３２はコイル１２と抵抗１４との接続点をそれぞれ示す。同図において，スイッチング回路１７により通電すると，コイル１１，１２のインダクタンスによりコイル１１と抵抗１３の直列回路及びコイル１２と抵抗１４の直列回路に直ちに電流は流れないが，徐々に電流は増大して一定値に至る過度現象は良く知られた事実である。抵抗１３，抵抗１４を流れる電流をそれぞれＩ１，Ｉ２とすると接続点３１，３２間の検出電位差ΔＶはコイル１１及びコイル１２での電圧降下の差となるのでそれぞれのインダクタンスをＬ１，Ｌ２で表すと，ΔＶはＬ１＊Ｉ１’−Ｌ２＊Ｉ２’で表される。ここでＩ１’は電流Ｉ１を時間微分したことを示す。
【００３２】
ここで抵抗１３，１４は同じとしてＲで表すと，Ｉ１＝（Ｅ／Ｒ）（１−ｅｘｐ（−Ｒｔ／Ｌ１）），Ｉ２＝（Ｅ／Ｒ）（１−ｅｘｐ（−Ｒｔ／Ｌ２））と表される。ｔは時間，ｅｘｐは指数関数をそれぞれ示している。
更に図１を参照して電圧電流変換回路１５により検出電位差ΔＶは電流に変換されて電位差積分コンデンサ１６に充電される。電圧電流変換回路１５による変換ゲインをＧとすると，電位差積分コンデンサ１６に流入する電流はＧΔＶ，すなわちＧ（Ｌ１＊Ｉ１’−Ｌ２＊Ｉ２’）となるが，電位差積分コンデンサ１６に流入する電流は実質的に積分されて電荷Ｑとなり，電荷ＱはＱ＝Ｇ（Ｌ１＊Ｉ１−Ｌ２＊Ｉ２）＝Ｇ（Ｅ／Ｒ）（Ｌ１−Ｌ２−Ｌ１＊ｅｘｐ（−Ｒｔ／Ｌ１）＋Ｌ２＊ｅｘｐ（−Ｒｔ／Ｌ２））となる。これは時間と共にＧ（Ｅ／Ｒ）（Ｌ１−Ｌ２）に漸近する。したがって，電位差積分コンデンサ１６の静電容量をＣとすると，その端子に現れるインダクタンス電圧２３はでコイル１１，１２のインダクタンス差に比例した電圧Ｇ（Ｅ／Ｒ）（Ｌ１−Ｌ２）／Ｃに漸近する事になる。
【００３３】
以上に説明したように第一の実施例によれば，二つのコイル１１，１２を含むＲＬＣ回路を周期的にパルス通電し，二つのコイル１１，１２のインダクタンス差に比例したインダクタンス電圧２３を電位差積分コンデンサ１６の端子電圧として得，インダクタンス電圧２３を所定の電圧と比較して出力１ｃ，１ｄを得ている。これは第一の実施例が二つのコイルのインダクタンス差が所定のレベルより大であるか小であるかを識別出力する事を示している。
【００３４】
図４は，本発明の第二の実施例を示し，インダクタンス検出回路の具体例として二つのコイルのインダクタンス差を識別検出する回路を示す。同図に示す第二の実施例の回路構成は図１とほぼ同じ構成で図１から電圧比較器１ａ，１ｂとその出力に接続されたナンド素子を除去し，ＡＤ変換器４１を配置してある。
【００３５】
図１，図２，図３を用いて説明したようにパルス発振回路１８の出力に応じて電位差積分コンデンサ１６の端子にはコイル１１及び１２のインダクタンス差に比例する電圧が周期的にインダクタンス電圧２３として現れる。ＡＤ変換器４１はパルス発振回路１８の出力するパルス列の高レベルパルスの終端でインダクタンス電圧２３をインダクタンス差に比例したディジタル値に変換して出力する。ＡＤ変換器４１をサンプルホールド回路としてインダクタンス電圧をそのまま出力させる構成も可能である。
【００３６】
図５は，本発明の第三の実施例を示し，インダクタンス検出回路の具体例として二つのコイルのインダクタンス差を識別検出する回路を示す。同図に示す第三の実施例の回路構成は図１とほぼ同じ構成で電圧比較器１ａ，１ｂに接続されされたナンド素子とパルス発振回路１８を除去し，識別制御部としてマイクロコンピュータ５１を配置してある。
【００３７】
図１，図２，図３を用いて説明したようにＲＬＣ回路にパルス通電することにより電位差積分コンデンサ１６の端子にはコイル１１及び１２のインダクタンス差に比例する電圧が周期的にインダクタンス電圧２３として現れる。マイクロコンピュータ５１は図１のパルス発振回路１８に替わって周期的なパルス列を出力してスイッチング回路１７及びアナログスイッチ１９を駆動するものとする。更に電圧比較器１ａ，１ｂの出力を受けてＲＬＣ回路への通電開始から電圧比較器１ａ，１ｂ出力までの時間を識別することによってコイル１１，１２のインダクタンス差を識別する。
【００３８】
図２を用いて図５に示す第三の実施例の動作を更に詳しく説明する。図２（ａ）に示すパルス列はマイクロコンピュータ５１の出力に読み替え，インダクタンス電圧２３が所定の電圧を超えた所定電圧到達時点で電圧比較器１ａは図２（ｃ）に示すパルス２５を出力する。マイクロコンピュータ５１はＲＬＣ回路の通電開始から所定電圧到達時点までの時間２８を内蔵するカウンタにより微小間隔パルス２７で計数してコイル１１，１２のインダクタンス差をディジタル化する。
【００３９】
第三の実施例においてＲＬＣ回路の通電開始から所定電圧到達時点までの時間２８からコイル１１，１２間のインダクタンス差を得るが，その点を図６，７を用いて更に説明する。図６は異なるインダクタンス差に応じて電位差積分コンデンサ１６に現れるインダクタンス電圧６１，６２，６３をそれぞれ示し，この順でインダクタンス差は大となる。番号２４は図２（ｂ）に示した所定の電圧を示し，電圧比較器１ａはインダクタンス電圧が所定の電圧２４を越えた所定電圧到達時点で図２（ｃ）に示すパルス２５を出力する。ｔ１，ｔ２，ｔ３はそれぞれインダクタンス電圧６１，６２，６３に対応する所定電圧到達時点を示し（この場合は通電開始から所定電圧到達時点までの時間と同じ），インダクタンス電圧６１，６２，６３の大きさ，つまりインダクタンス差に逆比例している。
【００４０】
図７は通電開始から所定電圧到達時点までの時間とインダクタンス差の関係７１を示す。縦軸をＲＬＣ回路への通電開始から所定電圧到達時点迄の時間，横軸をインダクタンス差ΔＬとしている。この関係７１に示されるように通電開始から所定電圧到達時点までの時間はインダクタンス差ΔＬが小であるほど大となるので微小間隔パルスで計数する場合にはインダクタンス差が小であるほど詳しく識別できることを示している。但し，インダクタンス差を識別出来る範囲は，通電開始から所定電圧到達時点までの時間はスイッチング回路１７の通電時間により，一方は微小間隔パルスの間隔により制限されて番号７２で示す領域となる。
【００４１】
図８は図１，図４，図５で示したＲＬＣ回路及びスイッチング回路の接続回路とは異なる構成の回路例を示す。図８（ａ）に示す第四の実施例はコイル１１，１２と抵抗１３，１４の直列回路にスイッチング回路１７が接続され，基準電圧生成回路８１が別に用意されている。この場合，検出電位差はコイル１１，１２間の中点相当部電位８２と基準電位８３間の電位差である。
【００４２】
図８（ｂ）に示す第五の実施例はコイル１１，１２に並列にスイッチング回路１７，１７’を接続した例で電源電圧が小さく限定されている場合に適している。検出電位差はコイル１１と抵抗１３の接続点８４と及びコイル１２と抵抗１４の接続点８５との間の電位差である。抵抗８６とコンデンサ８７はスイッチング回路１７，１７’の差による通電開始時のインパルス的な検出電位差を吸収するために配置してある。
【００４３】
図８（ｃ）に示す第六の実施例はコイル１１，１２と抵抗１３，１４の並列回路にそれぞれスイッチング回路１７，１７’を接続した例でこれも電源電圧が小さく限定されている場合に適している。検出電位差はコイル１１と抵抗１３とスイッチング回路１７の接続点８８と及びコイル１２と抵抗１４とスイッチング回路１７’の接続点８９との間の電位差である。
【００４４】
図９は，本発明の第七の実施例を示し，インダクタンス検出回路の具体例としてコイルのインダクタンスを識別検出する回路を示す。同図に於いて，コイル１１と抵抗１３は直列接続され，検出電位差をコイル１１両端間の電位差として電圧電流変換回路１５に入力し，電圧電流変換器１５は電位差積分コンデンサ１６に接続されて前記検出電位差に比例する電流で電位差積分コンデンサ１６を充電する。ヒステリシス特性を有する電圧比較器９１は電位差積分コンデンサ１６のインダクタンス電圧を入力して所定の電圧と比較してその出力を変え，フリップフロップ９２に入力する。フリップフロップ９２は電圧比較器９１の出力が変化するエッジでその出力を反転させ，その相補的な出力９６，９７に前記コイル１１と抵抗１３とが接続されている。
【００４５】
第七の実施例の動作は図１０をも用いて更に説明をする。図１０（ａ）はフリップフロップ９２の出力９７の波形を示し，図１０（ｂ）は電位差積分コンデンサ１６に現れるインダクタンス電圧の波形を示す。第一の実施例の説明で示したようにインダクタンス電圧はコイル１１両端間の検出電位差の積分に比例した電圧となるのでコイル１１のインダクタンスに比例した電圧に漸近する。
【００４６】
出力９７から出力９６にＲＬＣ回路を経て通電する場合にインダクタンス電圧は番号１０１で示すように増加し，第一の所定電圧１０３に至って電圧比較器９１は図１０（ｃ）に番号１０７に示すように出力レベルを変え，フリップフロップ９２は出力１０７が変化するエッジでその出力９６，９７を反転させ，ＲＬＣ回路への通電は出力９６から出力９７へと通電方向が反転する。コイル１１両端間の検出電位差は極性が変わるので電圧電流変換回路１５は電位差積分コンデンサ１６の電荷を放電させ，インダクタンス電圧は番号１０２で示されるように変化する。インダクタンス電圧が第二の所定電圧１０４に至ると電圧比較器９１は図１０（ｃ）に番号１０７に示すように出力レベルを変え，フリップフロップ９２は出力１０７が変化するエッジでその出力９６，９７を反転させるのでＲＬＣ回路への通電は出力９７から出力９６へと通電方向が反転し，これを繰り返す。
【００４７】
ヒステリシス特性を有する電圧比較器９１は内部に作る参照電位より一定量高い電位を第一の所定電圧とし，参照電位より一定量低い電位を第二の所定電圧としてヒステリシスを有している。上記に説明したようにインダクタンス電圧は第一の所定電圧１０３に達すると減少に転じ，第二の所定電圧に達すると増加に転じるよう制御されるので常に第一及び第二の所定電圧の間の電位を有する。
【００４８】
さらにフリップフロップ９２の状態変化によりＲＬＣ回路への通電が変化した後に第一或いは第二の所定電圧に達するまでの時間は第三の実施例において図６，図７を用いて説明したようにコイル１１のインダクタンスに逆比例する。フリップフロップ９２の出力９７はカウンタ９４に入力されて図１０（ｅ）の番号１０ａ，図１０（ｆ）の番号１０ｂに順次示すようにカウントダウンした後にマイクロコンピュータ９５に入力し，内蔵するカウンタを用いて微小間隔パルス１０ｃ計数により出力９７の周期を計測し，コイル１１のインダクタンスを識別する。
【００４９】
番号９３はリトリガー可能な単安定マルチバイブレータを示し，フリップフロップ９２の出力９７を受けてその状態が変化する毎に所定の時間後にパルスを出力する。所定の時間内にインダクタンス電圧が第一或いは第二の所定電圧に達し，電圧比較器９１出力を変え，フリップフロップ９２の状態を変える場合には出力を出さないが，番号１０５で示すインダクタンス電圧が第一の所定電圧（この場合は１０６として示す）に所定の時間内に達しないとパルス１０８を出力してそのエッジでフリップフロップ９２の状態を変えさせる。図１０（ａ）に於ける番号１０９は単安定マルチバイブレータ９３によりフリップフロップ９２の出力９７の状態が変わった点を示す。この単安定マルチバイブレータ９３の機能はマイクロコンピュータ９５の一部機能で代替させることも可能である。
【００５０】
図１１は，本発明の第八の実施例を示し，インダクタンス検出回路の具体例として二つのコイルのインダクタンス差を識別検出する回路を示す。同図に示す第八の実施例の回路構成は図９とほぼ同じ構成でＲＬＣ回路の構成のみが異なっている。すなわち，二つのコイル１１，１２の直列接続に更に抵抗１３，１４を直列に接続し，その中点１１１から低域フィルタ１１２を介して基準電位を生成し，中点１１１と基準電位との差を検出電位差として電圧電流変換回路１５に入力させている。同図において，低域フィルタ１１２としては最も簡便な抵抗とコンデンサとで構成した例を示し，その時定数はＲＬＣ回路への通電が変化する周期より十分に大きく設定する。
【００５１】
図１１に示す第八の実施例の動作は図９に示す単一コイルのインダクタンス検出回路の場合と全く同じでコイル１１のインダクタンスをコイル１１，１２のインダクタンス差と読み替えれば良いので詳細説明は省略する。
【００５２】
同実施例において，基準電位は請求項１３の趣旨に沿ってコイル１１，１２間の中点電位から交流変動分を除去した電位であり，フリップフロップ９２の状態変化に応じて反転する通電方向に応じて変動する中点電位の平均値である。コイル１１，１２及び抵抗１３，１４の接続順序は重要では無いが，前記中点に関してコイル１１，１２と抵抗１３，１４がそれぞれ一つづつ配置されている必要がある。
【００５３】
パルス周期を微小間隔パルス１０ｃの計数により得たディジタル値はコイル１１，１２のインダクタンス差に対応するが，これは絶対値であって，何れのコイルのインダクタンスが大であるかは判明しない。コイル１１，１２の大小関係は電圧比較器９１出力の変化する方向とＲＬＣ回路への通電方向，即ち出力９７のレベルとで判断する。電圧比較器９１はインダクタンス電圧が第一の所定電圧１０３に至ると出力を低レベルに，インダクタンス電圧が第二の所定電圧１０４に至ると出力を高レベルに転じるので電圧比較器９１の出力が低レベルから高レベルに，高レベルから低レベルに至る時の出力９７のレベルで判断できる。即ち，図１０の左半分では図１０（ｃ）に示す出力１０７の立ち上がり端では出力９７は高レベルであるのでコイル１２のインダクタンスが大，右半分では出力１０７の立ち上がり端で出力９７は低レベルであるのでコイル１１のインダクタンス大と判断できる。
【００５４】
図９から図１１を用いて説明した第七，八の実施例は図５に示した第三の実施例と類似する。第七及び第八の実施例で得られるパルス列の周期はコイルのインダクタンス或いは二つのコイルのインダクタンス差に逆比例し，それらが小であるほど識別分解能が向上する。相違点は出力情報がパルス列で得られるか，単一パルスの幅で得られるかの点であり，第三の実施例では単一パルスの時間幅を識別しなければならないので分解能を向上させるには計数するパルス間隔を微小にする必要があり，より高い周波数で動作するカウンタ或いはマイクロコンピュータを必要とする。これに対して第七及び第八の実施例では周期の異なるパルス列として出力を得るのでカウントダウンした後に微小間隔パルス計数で識別可能であってカウントダウンの段数を増やすことにより分解能を向上できてカウンタ及びマイクロコンピュータの動作可能周波数を高くする必要は無い。
【００５５】
以上，図１から図１１までを用いてコイルのインダクタンス，二つのコイルのインダクタンス差を検出できるインダクタンス検出回路を実施例を挙げて説明した。これらの例に於いてコイルのインダクタンス及びインダクタンス差のインダクタンス電圧への変換係数は電圧電流変換回路１５のゲイン及び電位差積分コンデンサ１６の静電容量に依存する。目標とするインダクタンス或いはインダクタンス差の領域で最適の分解能を得るにはこれらのパラメータを調整する。図５，図９，図１１に示した実施例では識別制御部としてマイクロコンピュータを採用したが，識別した結果に基づいて電圧電流変換回路１５のゲイン或いは電位差積分コンデンサ１６等を制御して常に最適な分解能を追求することも可能である。
【００５６】
図１２は本発明の第九の実施例である位置検出装置を示す。検出部１２３内に斜線部で示す磁気コア１２４に巻回された検出コイル１２１と参照コイル１２２とは同一仕様で構成し，導体或いは磁性体で構成される可動体が検出コイル１２１に近接して検出コイル１２１のインダクタンスに変化が生じたことを検知して可動体の位置を知る。検出コイル１２１には抵抗１３を直列に接続し，参照コイル１２２には抵抗１４を直列に接続し，インダクタンス検出回路は図１１に示した第八の実施例に示したと同一構成にしてある。
【００５７】
検出コイル１２１と参照コイル１２２とはほぼ同じインダクタンスを有するよう構成されているが，検出コイル１２１にアルミニウム，銅等の導体，或いは鉄，フェライト等の磁性体が近接すると，そのインダクタンスは変化し，図１１を用いて説明したインダクタンス検出回路の動作原理に従って参照コイル１２２のインダクタンスと差が生じたことが検知される。
【００５８】
位置検出装置の一つの応用である近接センサにおいては，近接する物体を出来るだけ遠距離から検知することが望ましいが，従来は温度変化による検出コイル１２１の定数変動，或いは回路定数変動等により制限を受けていた。図１２に示す構成では検出コイル１２１と参照コイル１２２とを同一仕様で構成して同じ温度環境に置き，その差の有無を識別検知しているので温度変動の影響を受け難い。
【００５９】
導体が検出コイル１２１に近接すると渦電流効果によりそのインダクタンスを低下させ，逆に磁性体が近接するとインダクタンスを増加させる。インダクタンス増減の方向は逆であるので識別した結果が参照コイル１２２のインダクタンスより増減した方向でディジタル的な閾値を変え，可動体の近接度合いを判断識別する事で導体及び磁性体双方何れの近接検知にも使用できる。
【００６０】
またディジタル的な閾値を変える他に電圧電流変換回路１５の変換ゲインを適応的に変える手段もある。即ち，検出コイル１２１のインダクタンスが参照コイル１２２のそれより大であるか小であるかは電圧比較器９１の立ち上がり端或いは立ち下がり端での出力９７のレベルから判断できるので検出コイル１２１のインダクタンスが大と識別している間は電圧電流変換回路１５のゲインを小に変える構成としても良い。
【００６１】
図１３は本発明による位置検出装置で初期設定を行うための機能ブロック図を示す。同図に於いて，位置検出装置は図１２に示した検出コイル１２１，参照コイル１２２よりなる検出部１２３と，検出回路部１３１とで構成され，製造後の初期設定を行うために初期設定制御部１３３，アクチュエータ１３４が接続されている。検出回路部１３１は図１１に示す検出回路であり，番号１３２はマイクロコンピュータ９５内，或いは周囲に接続されている不揮発メモリを示す。
【００６２】
初期設定制御部１３３の指示でアクチュエータ１３４は磁性体或いは導体よりなる試験基準片１３５を矢印１３６で示す方向に駆動し，検出コイル１２１から予め決めた基準位置に位置決めし，マイクロコンピュータ９５は微小間隔パルス計数した結果を基準ディジタル位置としてメモリ１３２に記憶させる。
【００６３】
図１４は図１３に示した初期設定システムにおける動作フローの概略を示して初期設定システムの説明を補足するための図である。同図に示すように製造後の初期設定プロセスでは，［１．］でＮを基準位置の指標として初期値Ｎ＝１とし，［２．］で初期設定制御部１３３の指示でアクチュエータ１３４が試験基準片１３５を予め定めたＮ番目の基準位置ｐＮに移動させる。［３．］でマイクロコンピュータ９５により得られた基準ディジタル位置ＱＮを不揮発性のメモリ１３２に記憶させる。さらに［４．］で所定個数の基準位置での設定を終了したか否か確認し，未だで有ればＮを１増加させて［２．］へ，終了で有れば［５．］へ進む。
【００６４】
［５．］ではメモリに記憶された基準ディジタル位置ＱＮの妥当性を検証し，矛盾がなければテーブルとして完成し終了する。これで位置検出装置製造後の初期設定は終了であり，この過程では検出部も検出回路部１３１も調整作業は不要である。
【００６５】
位置検出装置の通常の計測時では，［６．］で未知の可動体位置ｐＸに対応してマイクロコンピュータ９５はディジタル位置ＱＸを検知し，［７．］でメモリ１３２に記憶した基準ディジタル位置ＱＮのテーブルを元に位置情報ＰＸを補間，算出する。
【００６６】
図１５は上記説明で用いた用語を整理するために示してある。すなわち本発明の位置検出装置に於いて試験基準片１３５の位置を示す量は物理層の値として「位置」として示し，位置検出装置内で「位置」に対応して算出されたディジタル値を論理層の値として「ディジタル位置」とする。この「ディジタル位置」は「位置」に対応する値であるが，位置検出装置に於ける基準位置，変換ゲイン等を考慮していないので個々の位置検出装置によって異なる値となる。「位置情報」は表示層の値で「位置」に対応して基準位置，変換ゲイン等を考慮して外部に出力する値である。「ディジタル位置」は図１６で説明されるテーブルを用いて「位置情報」に変換される。
【００６７】
物理層に於ける「基準位置」は論理層では「基準ディジタル位置」，表示層では「基準位置情報」として示している。
【００６８】
Ｐ１，Ｐ２，，ＰＮは試験基準片１３５の各基準位置ｐ１，ｐ２，，ｐＮに対応して出力すべき基準位置情報である。すなわち，８ビットで表示するとして１６進表示でＰ１はゼロ点で「００」，ＰＮは「ＦＦ」とするように設定する。ｐ１，ｐ２，，ｐＮは物理層の値，Ｐ１，Ｐ２，，ＰＮは表示層の値となる。
【００６９】
図１６は図１４の［５．］で作成した基準ディジタル位置ＱＮのテーブルを示し，Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４は基準位置ｐ１，ｐ２，ｐ３，ｐ４に対して出力すべき基準位置情報であり，Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４はそれに対して得られた基準ディジタル位置，実質は微小間隔パルスの計数値である。
【００７０】
図１７は，マイクロコンピュータ９５によってインダクタンス差を検出して位置を検知するプログラム例をフローチャートで示した例であり，図１４に示した通常の使用時のステップ［６．］，［７．］をさらに詳しく説明する。
【００７１】
［１．］のステップで電圧比較器９１の出力の変化方向とフリップフロップ９２の出力９７のレベルから検出コイル１２１と参照コイル１２２とのインダクタンスの大小関係を知り，［２．］のステップにおいて，マイクロコンピュータ９５内のカウンタを用いてパルス周期Ｔを微小間隔パルス列で計数してディジタル位置ＱＸを得る。［３．］でＱＸを前回の値と比較検証し，それらの差が予め定めた所定の値以上で有れば異常として［５．］で処理し，所定の値以下で有れば正常として［４．］のステップに進む。
【００７２】
［４．］ではディジタル位置ＱＸとメモリ１３２内のテーブルとからＱＸに対応する位置情報ＰＸを補間，算出する。
【００７３】
［５．］はＱＸ及び検出コイル１２１と参照コイル１２２とのインダクタンスの大小関係認識の異常処理ルーチンであり，それらを過去の履歴と比較検証して過去の変動履歴から異常状態の頻度，連続性等を調べて偶発的な誤りか，固定的な誤りかを判断する。誤りが確率的であり，頻度も少なければ偶発性と判断して［１．］に進んで計測を繰り返す。誤りの頻度が高く，連続性が高いと判断すれば固定障害と見なして［６．］で上位システムに警告し，計測作業を停止する。
【００７４】
図１８は本発明の第十の実施例を導体の欠陥或いは有無の識別検査装置の具体的な例として磁気探傷装置の概略構成を示す。図１８（ａ）は検出部概略を，図１８（ｂ）は出力のダイパルス（ｄｉｐｕｌｓｅ）波形をそれぞれ示す。同図に於いて，磁気探傷装置は２つの検出コイル１８１，１８２と，検出回路１３１と，図示していない走査機構手段と等から構成され，２つの検出コイル１８１，１８２は検査対象となる金属の被検体１８３に近接して配置され，被検体１８３は走査機構手段により矢印１８４に沿ってが移動させられる。検出回路１３１は図１１に示すと同じ検出回路としているので検出回路１３１の具体的な内容と動作原理の説明は省略する。
【００７５】
検出回路１３１は検出コイル１８１，１８２をパルス的に断続通電してパルス状磁束１８５を発生させる。パルス状磁束１８５は金属である被検体１８３の表面から内部に浸透しようとするが，被検体１８３表面には磁束の変化を妨げるような方向に渦電流が流れ，検出コイル１８１，１８２のインダクタンスを見かけ上減少させる。ここで被検体１８３表面に傷が存在すると前記渦電流は流れにくくなり，検出コイル１８１，１８２のインダクタンスの減少傾向は弱められ，見かけ上のインダクタンスは増大する。そして被検体１８３表面の傷が検出コイル１８１の磁界分布内に有れば検出コイル１８１のインダクタンスが通常より大となる。
【００７６】
磁気探傷装置では本来有ってはならない傷或いは欠陥等の有無を確認する装置であるから当然に傷或いは欠陥の密度は低く，仮に検出コイル１８１の真下に傷が存在しても検出コイル１８２の真下の被検体１８３面にも傷が存在する確率は非常に小さい筈である。逆もまた同様である。図１８（ａ）に示す検出回路１３１は検出コイル１８１，１８２のインダクタンス差の検出回路を基本にしているので互いに他方の検出コイル側を基準としながら被検体１８３の傷，欠陥有無を検査することになる。留意すべきは検出コイル１８１，１８２と被検体１８３との関係を出来るだけ同一条件に維持しながら相対的に移動させる走査機構手段とすることである。
【００７７】
本実施例で検出コイル１８１，１８２の配列は被検体１８３の移動方向１８４に沿っている。したがって，もし被検体１８３表面に傷があり，検出コイル１８１のインダクタンス変化として検知された場合，被検体１８３の移動時間，検出コイル１８１，１８２間の距離によって決まる時間の後には検出コイル１８２にもインダクタンスの変化として現れる筈である。図１８（ｂ）は検出回路１３１で検知されたインダクタンス差の変化の様子を示している。横軸１８６は時間を，縦軸１８７はインダクタンス差を示す。番号１８８は被検体１８３表面に傷が無く，検出コイル１８１，１８２のインダクタンスが平衡な場合の出力レベルを示している。番号１８９，１８ａはそれぞれ被検体１８３表面の傷が検出コイル１８１のインダクタンスを変化させ，次に検出コイル１８２のインダクタンスを変化させた事を示す。傷のサイズ，検出コイル１８１，１８２のサイズ，相対位置関係にも依存するが，インダクタンス差の変化は図１８（ｂ）のように２つのパルスが連続したダイパルス（ｄｉｐｕｌｓｅ）波形として現れる。
【００７８】
本発明の磁気探傷装置に於いて，２つの検出コイル１８１，１８２と被検体１８３との配置条件は同一とすべきであるが，上に示したようにダイパルス波形が現れることを前提として磁気探傷装置を構成すれば，２つの検出コイル１８１，１８２と被検体１８３との配列条件を緩和できるし，またノイズ等妨害信号に対して検出確認の精度を向上できる。
【００７９】
図１９は本発明の第十一の実施例を導体の欠陥或いは有無の識別検査装置の具体的な例として金属異物検出装置を示す。食品中の金属異物，或いは衣服製品中の金属針等の検出確認に使用される。２つの検出コイル１９１，１９２はその面が平行にならないよう互いに傾けて配置され，検出コイル１９１，１９２を含む検出回路１３１で構成している。被検体１９３は２つの検出コイル１９１，１９２を挿通して番号１９４で示されるよう移動させる。検出回路１３１は図１１に示す第八の実施例と同じとして詳細説明は省略する。
【００８０】
この金属異物検出装置は本来有ってはならない食品中の金属異物或いは衣服中に残された金属針等が存在しないことを確認するのが主目的であるから，それら金属異物或いは金属針等は希にしか存在しない。図１９（ａ）に示す検出装置は検出コイル１９１，１９２のインダクタンス差検出回路を基本にしているので互いに他方の検出コイル側を基準参照としながら被検体１９３中の金属異物或いは金属針等有無を検査することになる。この点は第十の実施例に示した磁気探傷装置と考え方は同様である。
【００８１】
金属異物が検出コイル１９１或いは１９２のフィールド中に存在すると，渦電流効果によりその検出コイルのインダクタンスを減少せしめる。金属異物が磁性体であると逆にインダクタンスを増大させる。したがって，金属異物が検出コイル１９１を，そして検出コイル１９２を通過したとするとそのインダクタンス変化の様子は図１９（ｂ）に示すようになる。番号１９７は検出コイル１９１，１９２に何ら金属異物が係わっていない時のインダクタンス差を示し，番号１９８は検出コイル１９１近傍に金属異物が存在して影響を及ぼしている時，番号１９９は検出コイル１９２近傍に金属異物が存在している時のインダクタンス差の様子を示す。図１９（ｂ）に示すように典型的なダイパルス波形とならなかったのは検出コイル１９１，１９２が互いに傾いていて金属異物の影響が異なるからである。識別制御部を構成するマイクロコンピュータ９５は番号１９７で示すインダクタンス差を基準にして変化するインダクタンス差のレベルを監視して金属異物の存在を検知する。その際，完全にではないが，番号１９８，１９９の変化の様子，被検体１９３の移動速度，検出コイル１９１，１９２間の距離等から確認することは可能でノイズ等の影響を軽減は出来る。番号１９５は時間を示す。
【００８２】
このような金属異物検出装置に於いて，検出対象となる食品中の金属異物或いは衣服中に残された金属針等は必ずしも球形では無く，またそれが被検体１９３中に存在する方向も一様では無い。磁束の方向，交流磁束の周波数，金属異物のサイズ及び方向の分布等の間で検出に最適の条件は存在するが，常に維持する事は難しい。それらを確実に検出できるよう検出コイル１９１，１９２は互いに傾けて配置した。
【００８３】
図２０は本発明の第十二の実施例を示し，同図において，検出部はドリルの刃部２０４の外周にコイル２０１，平坦部２０３外周に参照コイル２０２を配置して構成する。鉄を主成分とする磁性体で構成されたドリルは加えられた回転トルクに応じて機械的に弱くなっている刃部２０４の歪みは大で透磁率が変化するが，平坦部２０３での透磁率は殆ど変化しない。その結果，回転トルクに応じて検出コイル２０１のインダクタンスは変化し，参照コイル２０２のインダクタンスは変化しない。検出部温度によりコイル２０１，２０２の変形或いはドリルの導電率が変化するとコイル２０１，２０２のインダクタンスは変化するが，それらコイルのインダクタンス差に対応する電圧出力とすることで補償される。
【００８４】
検出コイル２０１，参照コイル２０２とのインダクタンス差の検出回路は図１１に示した回路と同一であるので検出回路の動作説明は省略する。ドリル使用時にドリルに加えられたトルクを知るには検出コイル２０１と参照コイル２０２のインダクタンス差を検出し，回転時に加えられたトルクに換算する。ドリルに装着したトルクセンサの重要な役割は使用中の過大なトルクを検出してドリルの破損を防止することにあり，検出コイル２０１と参照コイル２０２間のインダクタンス差が所定レベルを越えるか否かで監視する。
【００８５】
以上に実施例を用いて本発明の原理動作等を説明したが，実施例で説明した以外の素子，材料等の使用はもちろんであり，コイルのインダクタンス，二つのコイルのインダクタンス差の検出回路も実施例で説明した以外の構成でも本発明の趣旨に基づいて具現化は可能である。特に上記説明で積分回路を電圧電流変換回路と電位差積分コンデンサとで構成したが，回路構成上の便宜によるもので他の構成による積分回路としても何等支障は無い。また，インダクタンス検出を利用して位置検出装置，導体の欠陥或いは有無の識別検査装置，トルクセンサについて説明したが，それら以外の応用装置にも適用は可能である。以上に述べたように本発明の趣旨を変えない範囲で材料，回路素子，構成の変更等が可能なことは当然であって上記の説明が本発明の範囲を限定するわけではない。
【００８６】
【発明の効果】
以上，実施例を用いて説明したように本発明のインダクタンス検出回路はシンプルな回路でコイルのインダクタンス或いはインダクタンス差に比例する電圧を得ることでインダクタンス及びインダクタンス差を容易に検出できる。さらにインダクタンス或いはインダクタンス差に反比例する周期のパルス列を生成するインダクタンス検出回路では微小なインダクタンス或いは微小なインダクタンス差を拡大して識別でき，それらは位置検出装置，導体の欠陥或いは有無の識別検査装置，トルクセンサへの適用が特に有効であり，高感度で信頼性有る装置が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第一の実施例である二つのコイルのインダクタンス差検出回路を示す。
【図２】図１の実施例各点の信号波形を示す。
【図３】原理説明のための回路図を示す。
【図４】第二の実施例である二つのコイルのインダクタンス差検出回路を示す。
【図５】第三の実施例である二つのコイルのインダクタンス差検出回路を示す。
【図６】パルス幅と所定のレベルの関係を示す。
【図７】パルス周期とインダクタンス差の関係を示す。
【図８】第四，五，六の実施例として各種のＲＬＣ回路を示す。
【図９】第七の実施例であるインダクタンス検出回路を示す。
【図１０】図９の実施例各点の信号波形を示す。
【図１１】第八の実施例であるインダクタンス検出回路を示す。
【図１２】第九の実施例である位置検出装置を示す。
【図１３】位置検出装置で初期設定を行う為の機能ブロック図を示す。
【図１４】初期設定システムにおける動作フローの概略を示す。
【図１５】用語の定義を示す。
【図１６】基準ディジタル位置のテーブルを示す。
【図１７】図１２のマイクロコンピュータ内のプログラムフロー例を示す。
【図１８】第十の実施例である磁気探傷装置の概略構成を示す。
【図１９】第十一の実施例である金属異物検出装置を示す。
【図２０】第十二の実施例であるトルクセンサを示す。
【符号の説明】
１１，１２・・コイル， １３，１４・・抵抗，
１５・・・電圧電流変換回路， １６・・・電位差積分コンデンサ，
１７，１７’・・スイッチング回路， １８・・・パルス発振回路，
１９・・・アナログスイッチ， １ａ，１ｂ・・電圧比較器，
１ｃ，１ｄ・・・出力，
２１・・・高レベル区間， ２２・・・低レベル区間，
２３・・・インダクタンス電圧， ２４・・・所定の電圧，
２５・・・電圧比較器出力パルス， ２６・・・出力波形，
２７・・・微小間隔パルス， ２８・・・時間，
３１・・・コイル１１と抵抗１３の接続点，
３２・・・コイル１２と抵抗１４の接続点，
３３・・・電源，
４１・・・ＡＤ変換器，
５１・・・マイクロコンピュータ，
６１，６２，６３・・・インダクタンス電圧，
７１・・・通電開始から所定電圧到達時点までの時間とインダクタンス差の関係，
７２・・・領域，
８１・・・基準電圧生成回路， ８２・・・中点相当部電位，
８３・・・基準電位， ８４，８５・・接続点，
８６・・・抵抗， ８７・・・コンデンサ，
８８，８９・・・接続点，
９１・・・ヒステリシスを有する電圧比較器，
９２・・・フリップフロップ， ９３・・・単安定マルチバイイブレータ，
９４・・・カウンタ， ９５・・・マイクロコンピュータ，
９６，９７・・・フリップフロップの相補的な出力，
１０１，１０２・・インダクタンス電圧，
１０３・・・第一の所定電圧， １０４・・・第二の所定電圧，
１０５・・・インダクタンス電圧， １０６・・・第一の所定電圧，
１０７・・・電圧比較器出力， １０８・・・単安定マルチバイブレータ出力，
１０９・・・フリップフロップ出力９７の波形，
１０ａ，１０ｂ・・カウンタ出力波形， １０ｃ・・・微小間隔パルス，
１１１・・・中点， １１２・・・低域フィルタ，
１２１・・・検出コイル， １２２・・・参照コイル，
１２３・・・検出部， １２４・・・磁気コア，
１３１・・・検出回路部， １３２・・・不揮発メモリ，
１３３・・・初期設定制御部， １３４・・・アクチュエータ，
１３５・・・試験基準片， １３６・・・移動方向を示す矢印，
１８１，１８２・・検出コイル， １８３・・・被検体，
１８４・・・移動方向， １８５・・・磁束，
１８６・・・時間， １８７・・・インダクタンス差，
１８８，１８９，１８ａ・・インダクタンス差波形，
１９１，１９２・・検出コイル， １９３・・・被検体，
１９４・・・移動方向， １９５・・・時間，
１９６・・・インダクタンス差，
１９７，１９８，１９９・・インダクタンス差波形
２０１・・・検出コイル， ２０２・・・参照コイル，
２０３・・・ドリルの刃部， ２０４・・・ドリルの平坦部

Claims (19)

1. 一つ或いは二つのコイルと抵抗及び或いはコンデンサを含みパルス状通電に対応してコイル両端に現れる検出電位差或いは二つのコイルのインダクタンス差に対応する検出電位差を出力するＲＬＣ回路と，検出電位差を入力とする積分回路とより構成し，積分回路はＲＬＣ回路のパルス状通電に応じて現れる前記検出電位差を積分して前記インダクタンス或いは二つのコイルのインダクタンス差に比例するインダクタンス電圧を出力として得，このインダクタンス電圧からコイルのインダクタンス或いは二つのコイルのインダクタンス差を識別する事を特徴とするインダクタンス検出回路
2. 請求項１記載のインダクタンス検出回路に於いて，前記積分回路を電圧電流変換回路と電位差積分コンデンサとで構成し，電圧電流変換回路は前記検出電位差を対応する電流に変換して電位差積分コンデンサを充電し，検出電位差の積分値に相当するインダクタンス電圧をコンデンサ端子に得る事を特徴とするインダクタンス検出回路
3. 請求項１或いは２記載のインダクタンス検出回路に於いて，更に電圧比較器と，第一及び第二のレベルを有するパルス列を発振するパルス発振回路とを有して構成され，パルス列の第一のレベルで前記ＲＬＣ回路に通電し，積分回路は検出電位差を積分してインダクタンス電圧として出力し，パルス列の第二のレベルで積分回路のインダクタンス電圧をリセットせしめるよう構成し，電圧比較器はインダクタンス電圧が所定の値を越えることを検知出力することでコイルのインダクタンス或いは二つのコイルのインダクタンス差を識別する事を特徴とするインダクタンス検出回路
4. 請求項１或いは２記載のインダクタンス検出回路に於いて，更にサンプルホールド回路或いはＡＤ変換器よりなる電圧出力手段と，第一及び第二のレベルを有するパルス列を発振するパルス発振回路とより構成され，パルス列の第一のレベルでＲＬＣ回路に通電し，積分回路は検出電位差を積分してインダクタンス電圧として出力し，パルス列の第二のレベルで積分回路のインダクタンス電圧をリセットせしめるよう構成し，電圧出力手段はパルス列の第一のレベルの終端でインダクタンス電圧を保持或いはディジタル変換して出力することでコイルのインダクタンス或いは二つのコイルのインダクタンス差を識別する事を特徴とするインダクタンス検出回路
5. 請求項１或いは２記載のインダクタンス検出回路に於いて，更に電圧比較器と，第一及び第二のレベルを有するパルス列を発振するパルス発振回路と，識別制御部とより構成され，パルス列の第一のレベルでＲＬＣ回路に通電し，積分回路は検出電位差を積分してインダクタンス電圧として出力し，パルス列の第二のレベルで積分回路のインダクタンス電圧をリセットせしめるよう構成し，電圧比較器はインダクタンス電圧が所定の値に到達する所定電圧到達時点を検出し，識別制御部は通電開始から所定電圧到達時点までの時間を微小間隔パルスで計数することによりコイルのインダクタンス或いは二つのコイルのインダクタンス差を識別する事を特徴とするインダクタンス検出回路
6. 請求項１或いは２或いは３或いは４或いは５記載のインダクタンス検出回路に於いて，ただ一つのコイルを含んでそのコイルのインダクタンスを検出するためのＲＬＣ回路は抵抗とコイルとスイッチング回路との直列回路或いは抵抗とコイルの直列回路にスイッチング回路をコイルに並列接続或いは抵抗とコイルの並列接続回路にスイッチング回路を直列に接続して通電制御をすると共にコイル両端間の電位差を検出電位差としたことを特徴とするインダクタンス検出回路
7. 請求項１或いは２或いは３或いは４或いは５記載のインダクタンス検出回路に於いて，二つのコイルのインダクタンス差を検出するためのＲＬＣ回路は抵抗とコイルの直列回路を二組並列接続してスイッチング回路を直列接続或いは前記二組の並列回路のコイルそれぞれにスイッチング回路を並列に接続或いは抵抗及びコイルの並列回路二組にスイッチング回路を直列接続する構成として通電制御し，それぞれの抵抗とコイルとの接続点間の電位差を検出電位差としたことを特徴とするインダクタンス検出回路
8. 請求項１或いは２或いは３或いは４或いは５記載のインダクタンス検出回路に於いて，二つのコイルのインダクタンス差を検出するためのＲＬＣ回路は二つのコイルの直列接続を基本に抵抗を更に直列に挿入或いはそれぞれのコイルに抵抗を並列に接続して構成し，通電はＲＬＣ回路に直列に接続するスイッチング回路で行い，二つのコイル間の中点相当部電位と基準電位との電位差を検出電位差としたことを特徴とするインダクタンス検出回路
9. 請求項１或いは２記載のインダクタンス検出回路に於いて，更にヒステリシス特性を有する電圧比較器と，電圧比較器に接続されるフリップフロップと，識別制御部を有して構成され，前記検出電位差は積分回路に入力されると共にＲＬＣ回路の両端はそれぞれフリップフロップの相補的な出力に対応する電源に接続され，積分回路はフリップフロップ回路の状態切り替えにより通電方向を反転された後にＲＬＣ回路を流れる過度的な電流に応じて変動する前記検出電位差を積分して前記インダクタンス或いは二つのコイルのインダクタンス差に比例するインダクタンス電圧を得，第一及び第二の所定電位を有する電圧比較器はこのインダクタンス電圧が第一の所定電位に達すると出力を低レベルに，第二の所定電位に達すると出力を高レベルに変え，フリップフロップは電圧比較器出力の立ち上がり及び立ち下がり端で出力を反転させることで前記インダクタンス或いは二つのコイルのインダクタンス差に対応する周期のパルス列を出力する自励発振回路を構成し，識別制御部はパルス列の周期を直接或いはカウントダウンした後に微小間隔パルス計数でコイルのインダクタンス或いは二つのコイルのインダクタンス差を識別する事を特徴とするインダクタンス検出回路
10. 請求項９記載のインダクタンス検出回路に於いて，ただ一つのコイルを含んでそのコイルのインダクタンスを検出するためのＲＬＣ回路は抵抗とコイルの直列接続としてコイル両端間の電位差を検出電位差としたことを特徴とするインダクタンス検出回路
11. 請求項９記載のインダクタンス検出回路に於いて，二つのコイルのインダクタンス差を検出するためのＲＬＣ回路は抵抗とコイルとの直列回路を二つ並列に接続して構成し，それぞれの抵抗とコイルとの接続点間の電位差を検出電位差としたことを特徴とするインダクタンス検出回路
12. 請求項９記載のインダクタンス検出回路に於いて，二つのコイルのインダクタンス差を検出するためのＲＬＣ回路は検出回路と基準電位回路とで構成し，検出回路は二つのコイルの直列接続を基本に抵抗を更に直列に挿入或いはそれぞれのコイルに抵抗を並列に接続して構成し，基準電位回路はコイル間の中点に近い電位を基準電位として生成し，検出回路内の二つのコイル間の中点相当部電位と基準電位との電位差を検出電位差としたことを特徴とするインダクタンス検出回路
13. 請求項１２記載のインダクタンス検出回路に於いて，基準電位回路は検出回路内の二つのコイル間の中点相当部電位から低域フィルタを介して基準電位を生成し，前記中点相当部電位と基準電位との電位差を検出電位差としたことを特徴とするインダクタンス検出回路
14. 請求項９から１３記載の何れかのインダクタンス検出回路に於いて，二つのコイルのインダクタンス差を検出する場合に電圧比較器出力の立ち上がり或いは立ち下がり端でのフリップフロップ出力レベルの状態から二つのコイルのインダクタンス大小関係を識別することを特徴とするインダクタンス検出回路
15. 請求項９から１４記載の何れかのインダクタンス検出回路に於いて，所定の時間内に電圧比較器出力が変わらずフリップフロップ出力が同一状態を継続する場合には強制的にフリップフロップ出力を反転せしめる手段を有する事を特徴とするインダクタンス検出回路
16. 可動体の位置によりインダクタンスの変わる検出コイルを少なくとも一つ有して請求項１から１５記載の何れかのインダクタンス検出回路を有し，一つのコイルのインダクタンス変化或いは二つのコイルのインダクタンス差変化を検出して可動体の位置を検出することを特徴とする位置検出装置
17. 請求項１６記載の位置検出装置に於いて，二つのほぼ同一なコイルの一方を可動体の位置によりインダクタンスの変化する検出コイル，他方をインダクタンス不変の参照コイルとし，積分回路はゲイン切り替え可能に構成し，検出コイルのインダクタンスが参照コイルに比して大と検出している間は積分回路のゲインを小に切り替えて磁性体或いは導体よりなる可動体の検知可能距離をほぼ同一に調整可能としたことを特徴とする位置検出装置
18. 二つのコイルを含む検出部と，磁性体或いは導体を含む被検体と検出部とを相対的に移動走査せしめる走査手段と，請求項１から１５記載の何れかのインダクタンス検出回路を有し，走査手段は被検体を二つのコイルの発生磁界内に置きながら検出部と相対的に移動走査させ，二つのコイルを相互に参照コイルとしてコイル間のインダクタンス差の変化を検知する事により磁性体或いは導体の欠陥或いは有無を高感度で識別検知することを特徴とする導体の欠陥或いは有無の識別検査装置
19. 回転軸に印可されるトルクによりインダクタンスの変わる検出コイルを少なくとも一つ有して請求項１から１５記載の何れかのインダクタンス検出回路を有し，一つのコイルのインダクタンス変化或いは二つのコイルのインダクタンス差変化を検出してトルクの大きさを識別することを特徴とするトルクセンサ

Images