JP2004153724A

JP2004153724A - Amplifier circuit and power supply device equipped with the same

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Publication number: JP2004153724A
Application number: JP2002318975A
Authority: JP
Inventors: Koichi Hanabusa; 孝一花房; Takao Kanzaki; 廷夫勘崎
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2002-10-31
Filing date: 2002-10-31
Publication date: 2004-05-27
Anticipated expiration: 2022-10-31
Also published as: JP4087221B2; CN1283042C; US6850118B2; CN1494209A; US20040124925A1

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To prevent output oscillation, without deteriorating the output response characteristics, when a laminated ceramic chip capacitor is used as a capacitor even in a medium direct current stabilization power supply device, in which the output current is about 500mA. <P>SOLUTION: In an error amplifier 3, resistors R1 and R2 are provided in series between transistors Q7 and Q8 to which the same current flows as the transistors Q5 and Q6, which constitute a differential transistor pair. A capacitor C1 is provided between the junction points of the resistors R1 and R2, and the transistor Q7. The gain in the frequency generated by the output oscillation is reduced, and the output oscillation is prevented by the gain frequency characteristics of the error amplifier 3, which are determined by a low-pass filter that is constituted by the capacitor C1 and resistor R2. The resistance of the resistor R2 is also reduced, by dividing the resistance with the resistors R1 and R2. As a result, since the effectiveness of phase compensation is reduced, the load response characteristics of the direct current stabilization power device is improved. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流安定化電源回路などの誤差増幅器として用いられる増幅回路およびそれを備えた電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図６に従来の直流安定化電源装置の等価回路を示す。
【０００３】
この電源装置は、入力電圧ＶｉをＰＮＰ型の出力トランジスタＱ１０を介して出力電圧Ｖｏとして出力し、出力トランジスタＱ１０からドライブ回路１０に流し込むベース電流に応じた電流Ｉｏを負荷ＲＬへ供給している。出力電圧Ｖｏは、直列接続された抵抗ＲＡ，ＲＢからなる分圧回路によって分圧され、帰還電圧Ｖａｄｊとして誤差増幅器１２に入力される。また、誤差増幅器１２には、基準電圧源１３が発生した一定の基準電圧Ｖｒｅｆも入力される。誤差増幅器１２は、帰還電圧Ｖａｄｊと基準電圧Ｖｒｅｆとの差分を増幅して制御電圧を出力する。出力トランジスタＱ１０は、制御電圧に基づいて、ドライブ回路１１によりベース電流が制御され、出力電圧Ｖｏを安定化させる。これにより、電源装置は、入力電圧Ｖｉや負荷電流の変動に関わらず一定の出力電圧Ｖｏを負荷ＲＬへ印加できる。
【０００４】
図７に、誤差増幅器１２の回路図を示す。この誤差増幅器１２においては、トランジスタＱ１５，Ｑ１６が差動トランジスタ対をなしている。トランジスタＱ１５のベースは、非反転入力端子ＩＮ＋であり、基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。一方、トランジスタＱ１６のベースは、反転入力端子ＩＮ−であり、帰還電圧Ｖａｄｊが入力される。この誤差増幅器１２において、帰還電圧Ｖａｄｊが変化すると、それに応じてトランジスタＱ１６のエミッタ電流も変化するが、定電流源ＣＳ１１は、流れる電流を一定にするために、トランジスタＱ１５，Ｑ１６のエミッタ電位を変化させる。これにより、トランジスタＱ１５のエミッタ電流がトランジスタＱ１６の変化とは逆に変化する。そして、トランジスタＱ１５側のトランジスタＱ１１から取り出される制御電圧Ｖｃもそれに応じて変化する。
【０００５】
また、上記のような電源装置を含む一般の直流安定化電源装置においては、出力発振を防止するために、電源装置の出力端子とＧＮＤとの間に発振防止用のコンデンサＣｏが設けられている。コンデンサＣｏに直列な抵抗ＥＳＲは、コンデンサＣｏの直列等価抵抗である。
【０００６】
さらに、上記の電源装置のようにフィードバックループに誤差増幅器１２を含む構成では、誤差増幅器１２の入力電圧と出力電圧との間で位相のずれが生じて、これが原因となって誤差増幅器１２に発振が生じてしまう。このような発振を防止するためには、誤差増幅器１２に例えば図７に示すコンデンサＣ１１および抵抗Ｒ１２からなる回路が位相補償回路として設けられる。以下に、その位相補償回路について説明する。
【０００７】
誤差増幅器１２において、カレントミラー回路を構成するトランジスタＱ１１，Ｑ１２には同じ電流が流れ、同様にカレントミラー回路を構成するトランジスタＱ１３，Ｑ１４にも同じ電流が流れる。トランジスタＱ１７は、トランジスタＱ１１と直列に接続されており、そのベースとコレクタとの間にコンデンサＣ１１が接続されている。また、トランジスタＱ１８は、トランジスタＱ１４と直列に接続されており、そのベースとコレクタとが接続されている。また、トランジスタＱ１７，Ｑ１８のベースは抵抗Ｒ１１を介して接続されている。
【０００８】
トランジスタＱ１７，Ｑ１８がＯＮすると、コンデンサＣ１１および抵抗Ｒ１１により構成されるローパスフィルタ（位相補償回路）が誤差増幅器１２に接続される。この位相補償回路の位相補償定数は、コンデンサＣ１１の容量をＣとし、抵抗Ｒ１１の抵抗値をＲすれば、Ｃ＊Ｒの時定数で決められている。この位相補償定数が大きいほど、位相補償が強く効く。また、誤差増幅器１２の電圧ゲインをＡｖとすれば、誤差増幅器１２の周波数特性は、次式で表されるローパスフィルタのカットオフ周波数
ｆｏ＝１／２π（Ａｖ＊Ｃ）Ｒ
により定められる。
【０００９】
このようなローパスフィルタを誤差増幅器１２に付加することにより、発振が生じる高周波帯域でのゲインが低下するので（約３ｄＢ）、発振を防止することができる。
【００１０】
誤差増幅器の位相補償についての公知技術としては、外付けの位相補償用コンデンサを接続した誤差増幅器を有する電源が特許文献１に開示されている。
【００１１】
ここ数年来、携帯電話等に使用される小型パッケージの小電流出力（出力電流Ｉｏ≦２００ｍＡ）の直流安定化電源では、機器における電源の実装実装面積を縮小するため、容量の小さいコンデンサを出力コンデンサとして外付けして使用できることが望まれてきた。これに対し、出力コンデンサにセラミックコンデンサを使用できる小電流出力型の直流安定化電源が多く開発されて、実用化されている。
【００１２】
一方、据え置き型のＣＤ−ＲＯＭ装置やＤＶＤ−ＲＯＭ装置のような機器には、中電流クラス（３００ｍＡから５００ｍＡ程度）の直流安定化電源が多く使用されている。このため、このような機器の小型化および薄型化に伴って機器における部品（電源を含む）の高密度実装が要求される。したがって、出力電流が５００ｍＡ程度の中電流の直流安定化電源においても、機器への実装面積を縮小するため、外付けの出力コンデンサとしてセラミックコンデンサを使用できる機種が市場より強く望まれている。
【００１３】
上記のような機器の小型化および薄型化を実現するためには、出力コンデンサとして、小型でありながら比較的大きな容量を有するチップ積層型セラミックコンデンサが適している。図８は、このチップ積層型セラミックコンデンサの等価回路を示している。
【００１４】
チップ積層型セラミックコンデンサは、誘電体が積層される構造を有することによって大容量を実現している。このセラミックコンデンサは、電気的には、個別のコンデンサＣＩ１〜ＣＩｎが並列に接続された回路と等価である。各コンデンサＣＩ１〜ＣＩｎの容量をＣ０とすると、セラミックコンデンサの総容量はｎ＊Ｃ０である。また、各コンデンサＣＩ１〜ＣＩｎの直列等価抵抗ＥＳＲ１〜ＥＳＲｎも同様に並列に設けられる。このため、チップ積層型セラミックコンデンサの直列等価抵抗値は、直列等価抵抗ＥＳＲ１〜ＥＳＲｎの各抵抗値をＲ０とするとｎ＊Ｒ０である。
【００１５】
【特許文献１】
特開平１０−１１１７２２号公報（公開日：平成１０年４月２８日）
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、チップ積層型セラミックコンデンサは、上記のような構造のために他のタンタルコンデンサやアルミ電界コンデンサと比較して等価直列抵抗値が低い。それゆえ、チップ積層型セラミックコンデンサを用いた電源では、出力の位相が進みやすくなるので、出力発振が生じやすくなる。
【００１７】
出力電流が５００ｍＡ程度の大きさの中電流型電源は、小電流型電源と比較して、出力電流が大きいために小電流型電源よりも出力トランジスタの出力インピーダンスが低く、これにより出力発振がより生じやすい。例えば、小出力型電源では、２．２μＦの容量を有するコンデンサが使用可能であっても、中電流型電源では、出力コンデンサに１０μＦ程度の容量が必要である。しかしながら、チップ積層セラミックコンデンサを出力コンデンサとして用いることは、大容量を得ることができるものの、上記のように出力発振が生じやすくなるために、実用には適していない。
【００１８】
図９は、電源装置の出力電流と出力ノイズレベルとの関係を示すグラフである。このグラフにおいて、出力コンデンサの容量値が一定値（１．０μＦ）である電源であって、小電流型電源（１５０ｍＡ）と中電流型電源（５００ｍＡ）との出力ノイズレベル特性をそれぞれ実線と破線とで表している。また、このグラフは対数尺を用いている。
【００１９】
このグラフによれば、小電流型電源では、出力電流が約５ｍＡより小さくなると出力ノイズレベルが急激に増加する、すなわち出力発振が生じることがわかる。これに対し、中電流型電源では、出力電流が約２００ｍＡを超えると出力ノイズレベルが急激に増加する（出力発振が生じる）。中電流型電源では、小電流型電源の対象外である中電流領域（２００ｍＡ〜５００ｍＡ）を必要とする。この領域では、出力トランジスタの出力インピーダンスがより低下した結果、出力部の位相余裕が小さくなるために発振が起こる。
【００２０】
この問題を解決するため、直流安定化電源においては、出力発振が生じないように、誤差増幅器の位相補償を強く効かせている。しかしながら、位相補償を強く効かせることにより、応答特性が損なわれ、特に、出力電流が急激に増大した場合の出力部の応答が悪化する。図１０は、このような場合の出力応答（以降、負荷応答特性と称する）を示している。
【００２１】
このグラフより、従来の直流安定化電源の出力電圧Ｖｏは、実線にて示すように、負荷変動した瞬間には０．５Ｖ程度瞬時に低下し、その後、負荷変動前よりもやや低い一定値に安定する。この瞬時出力電圧低下は、定格出力電圧が３．３Ｖである場合、その約３％の０．１Ｖ程度であることが望ましいが、従来の直流安定化電源では、出力応答が悪いために大きくならざるを得ない。
【００２２】
本発明は、上記の事情に鑑みてなされたものであって、出力電流が５００ｍＡ程度の中電流型であっても、出力コンデンサとしてチップ型積層セラミックコンデンサを用いたときに出力発振を生じない、負荷応答特性の優れた直流安定化電源およびこのような電源に適した増幅回路を提供することを目的としている。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
本発明の増幅回路は、比較対象となる比較対象電圧と基準電圧とを比較し、その差を増幅する比較増幅部と、入出力間の位相のずれを補償する位相補償部とを備えた増幅回路において、前記位相補償部は、２つのトランジスタからなる差動トランジスタ対と同じ電流を流す２つの副トランジスタのベース間に直列接続された２つの抵抗と、増幅回路の出力端子側に設けられる前記副トランジスタのベースと前記抵抗の接続点との間に接続されたコンデンサとを有することを特徴としている。
【００２４】
上記の構成では、２つの副トランジスタがＯＮすることにより、誤差増幅器の出力端子側に設けられる副トランジスタと異なるもう一方の副トランジスタのベースに接続される抵抗とコンデンサとで形成されるローパスフィルタが増幅回路に接続される。増幅回路のゲインの周波数特性は、このローパスフィルタのカットオフ周波数により決定されるので、ローパスフィルタによって出力発振が生じる周波数のゲインを低下させることで、出力発振を防止することができる。また、副トランジスタのベース間の抵抗値を２つの抵抗で分割しているので、ローパスフィルタを構成する抵抗の抵抗値を低く設定することができる。これにより、ローパスフィルタを構成するコンデンサの容量と抵抗の抵抗値との積で決まる位相補償定数が小さくなるので、位相補償の効きを弱めることができる。そえゆえ、負荷の急激な変動に対しても出力電圧の瞬時低下を抑えて位相補償を行うことができる。
【００２５】
前記増幅回路において、前記位相補償部は、出力位相の遅れを補償する進相コンデンサを有していることが好ましい。これにより、増幅回路を直流安定化電源装置の誤差増幅器として用いた場合に、出力位相の遅れが補償され、出力位相の遅れによる出力発振を防止することができる。
【００２６】
この増幅回路において、前記進相コンデンサは、前記２つの抵抗と並列接続されていることが好ましい。これにより、比較対象電圧の変化が差動トランジスタ対から進相コンデンサを介して副トランジスタにいち早く伝えられるので、副トランジスタが素早くＯＮする。それゆえ、比較対象電圧の急激な変化に対して、位相補償部による位相補償動作を素早く追従する。
【００２７】
また、前記進相コンデンサは、前記出力端子側の副トランジスタのベースと前記出力端子との間に接続されていることが好ましい。これにより、出力端子に現れる電圧の変化が、進相コンデンサを介していち早く上記の副トランジスタに伝えられるので、副トランジスタが素早くＯＮする。それゆえ、比較対象電圧の急激な変化に対して、上記の構成よりも素早く位相補償動作が追従する。
【００２８】
本発明の電源装置は、出力トランジスタの出力電圧を帰還する帰還電圧と所定の基準電圧との差に応じて前記出力電圧を制御する誤差増幅器を備えた電源装置において、前記誤差増幅器として前記の進相コンデンサを備えた増幅回路が設けられ、前記進相コンデンサは、前記出力端子側の副トランジスタのベースと前記出力電圧の発生部との間に接続されていることが好ましい。
【００２９】
このような構成では、出力電圧の変化が進相コンデンサを介していち早く副トランジスタに伝えられるので、電源装置において、前記のように増幅回路における出力端子の電圧の変化をとらえるよりも、出力電圧の急激な変化に対して位相補償動作が素早く追従する。
【００３０】
本発明の他の電源装置は、出力トランジスタの出力電圧を帰還する帰還電圧と基準電圧との差に応じて、前記出力電圧を誤差増幅器によって制御する電源装置において、前記誤差増幅器として前記の進相コンデンサを備えた増幅回路が設けられ、前記進相コンデンサは、前記出力端子側の副トランジスタのベースと前記帰還電圧の発生部との間に接続されていることが好ましい。
【００３１】
このような構成では、帰還電圧の変化が進相コンデンサを介していち早く副トランジスタに伝えられるので、電源装置において、前記のように増幅回路における出力端子の電圧の変化をとらえるよりも、出力電圧の急激な変化に対して位相補償動作が素早く追従する。しかも、電源装置において、帰還電圧は、一般に、出力電圧が抵抗等によって分圧された電圧が用いられることから、前記のように、出力電圧を進相コンデンサに印加する構成に比べて低い電圧を進相コンデンサに印加することができる。それゆえ、印加電圧が高くなるほど容量が減少するという性質を有するセラミックコンデンサを進相コンデンサとして用いれば、低い電圧に対しても増幅回路の高速応答性を維持することができる。
【００３２】
前記の２つの電源装置において、前記進相コンデンサは、印加される電圧が高くなるほど容量が減少するコンデンサからなることが好ましい。これにより、出力電圧が高くなるにつれて、進相コンデンサに印加される電圧が高くなるほど、出力からの帰還量が増加して出力発振が生じやすくなるとともに、進相コンデンサの容量が減少する。それゆえ、出力位相の遅れの度合いに応じて進相コンデンサの容量が定まる。
【００３３】
出力トランジスタの出力電圧を帰還する帰還電圧と基準電圧との差に応じて、前記出力電圧を誤差増幅器によって制御する電源装置において、前記の前記誤差増幅器として前記進相コンデンサを備えた増幅回路を除いた増幅回路が設けられていることが好ましい。それゆえ、各増幅回路によって、出力発振を防止することができ、かつ負荷応答特性の向上した電源装置を提供することができる。
【００３４】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の一形態について図１ないし図５に基づいて説明すれば、以下の通りである。
【００３５】
図１は、本実施の形態に係る第１の直流安定化電源装置（以降、電源装置と称する）の構成を示す回路図である。
【００３６】
この電源装置は、ドライブ回路１と、基準電圧源２と、誤差増幅器３と、出力トランジスタＱ０と、分圧抵抗ＲＡ，ＲＢと、出力コンデンサＣｏとを備えている。
【００３７】
出力制御トランジスタとしてのＰＮＰ型のトランジスタＱ０は、ベースがドライブ回路１の駆動出力端子に接続されるとともに、エミッタが入力端子ＰＩＮに接続され、コレクタが出力端子ＰＯＵＴに接続されている。入力端子ＰＩＮには、入力電圧Ｖｉが入力され、出力端子ＰＯＵＴからは出力電圧Ｖｏが出力される。
【００３８】
出力端子ＰＯＵＴとグランド端子ＧＮＤとの間には、分圧抵抗ＲＡ，ＲＢおよび出力コンデンサＣｏが設けられている。分圧抵抗ＲＡ，ＲＢは、直列に接続されることによって分圧回路を構成している。分圧抵抗ＲＡ，ＲＢの接続点Ａは、誤差増幅器３の反転入力端子ＩＮ−に接続されている。出力コンデンサＣｏは、出力発振を防止するために外付けで設けられており、チップ積層型セラミックコンデンサ等により構成される。
【００３９】
入力端子ＰＩＮとグランド端子ＧＮＤとの間には、基準電圧源２が設けられている。基準電圧源２は、一定の基準電圧Ｖｒｅｆを発生する回路等であって、例えば、ツェナーダイオードのような定電圧素子や定電圧回路が用いられる。この基準電圧源２は、誤差増幅器３の非反転入力端子ＩＮ＋に接続されており、発生した定電圧をその非反転入力端子ＩＮ＋に与える。
【００４０】
増幅回路としての誤差増幅器３は、入力電圧Ｖｉが電源電圧として与えられている。この誤差増幅器３は、分圧抵抗ＲＡ，ＲＢの分圧比により分圧された（接続点Ａで発生している）帰還電圧Ｖａｄｊ（比較対象電圧）と、基準電圧源２で発生した基準電圧Ｖｒｅｆとを等しくするように、ドライブ回路１に与えるための制御電圧Ｖｃを出力端子ＯＵＴから出力する。
【００４１】
ドライブ回路１は、能動素子等を含む、トランジスタＱ０を駆動する回路である。このドライブ回路１は、誤差増幅器３からの制御電圧に基づいてトランジスタＱ０のベース電流を制御してトランジスタＱ０のコレクタ電圧すなわち出力電圧Ｖｏを制御する。
【００４２】
続いて、誤差増幅器３について説明する。
【００４３】
誤差増幅器３は、ＰＮＰ型のトランジスタＱ１〜Ｑ４と、ＮＰＮ型のトランジスタＱ５〜Ｑ８と、コンデンサＣ１と、抵抗Ｒ１，Ｒ２とを備えている。
【００４４】
トランジスタＱ５，Ｑ６は、差動トランジスタ対をなしている。トランジスタＱ５のベースは非反転入力端子ＩＮ＋に接続され、トランジスタＱ６のベースは反転入力端子ＩＮ−に接続されている。トランジスタＱ５，Ｑ６のエミッタは、定電流源ＣＳ１の一端に接続され、この定電流源ＣＳ１の他端はグランド端子ＧＮＤに接続されている。また、トランジスタＱ５，Ｑ６のコレクタは、それぞれトランジスタＱ２，Ｑ３のコレクタに接続されている。トランジスタＱ５，Ｑ６および定電流源ＣＳ１からなる部分は、帰還電圧Ｖａｄｊと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、その差を増幅する比較増幅部として機能する。
【００４５】
トランジスタＱ２は、ベースとコレクタとが接続される一方、ベースにトランジスタＱ１のベースが接続されている。トランジスタＱ１のコレクタは、出力端子ＯＵＴと、トランジスタＱ７（副トランジスタ）のコレクタとに接続されている。トランジスタＱ３は、ベースとコレクタとが接続される一方、ベースにトランジスタＱ４のベースが接続されている。トランジスタＱ１〜Ｑ４のエミッタには、ともに入力端子ＰＩＮから入力電圧Ｖｉが電源電圧として与えられる。
【００４６】
トランジスタＱ７のベースは、直列に接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２を介してトランジスタＱ８（副トランジスタ）のベースに接続されている。トランジスタＱ８は、コレクタとベースとが接続され、コレクタがトランジスタＱ４のコレクタに接続されている。トランジスタＱ７のコレクタと、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点との間には、コンデンサＣ１が接続されている。トランジスタＱ７，Ｑ８のエミッタは、グランド端子に接続されている。抵抗Ｒ１，Ｒ２およびコンデンサＣ１からなる回路は、位相補償回路（位相補償部）を構成している。また、トランジスタＱ７のベースに抵抗Ｒ１が接続されることにより、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点から見たトランジスタＱ７のベースのインピーダンスが高くなる。
【００４７】
トランジスタＱ１，Ｑ２からなる回路は、カレントミラー回路を構成しており、トランジスタＱ１，Ｑ２がそれぞれトランジスタＱ７，Ｑ５に同じ電流を流す。また、トランジスタＱ３，Ｑ４からなる回路も、カレントミラー回路を構成しており、トランジスタＱ３，Ｑ４がそれぞれトランジスタＱ６，Ｑ８に同じ電流を流す。
【００４８】
上記のように構成される電源装置の動作について説明する。
【００４９】
電源装置に入力電圧Ｖｉが入力されると、トランジスタＱ０が誤差増幅器３およびドライブ回路１によってバイアスされてＯＮする。このとき、コレクタに現れる出力電圧Ｖｏが分圧抵抗ＶＡ，ＶＢによって分圧されることによって、分圧抵抗ＶＡ，ＶＢの接続点に出力電圧Ｖｏに比例した帰還電圧Ｖａｄｊが発生する。
【００５０】
この帰還電圧Ｖａｄｊは、誤差増幅器３の反転入力端子ＩＮ−に入力される一方、基準電圧源２で発生した基準電圧Ｖｒｅｆは誤差増幅器３の反転入力端子ＩＮ＋に入力される。すると、誤差増幅器３は、帰還電圧Ｖａｄｊと基準電圧Ｖｒｅｆとの差に応じた制御電圧を出力する。ドライブ回路１は、その制御電圧により、トランジスタＱ０のベース電流を制御する。この結果、負荷ＲＬに印加される出力電圧Ｖｏは、トランジスタＱ０により制御されて、分圧抵抗ＲＡ，ＲＢの分圧比と基準電圧Ｖｒｅｆとにより決まる一定電圧になる。
【００５１】
誤差増幅器３においては、帰還電圧Ｖａｄｊが変化すると、それに応じてトランジスタＱ６のエミッタ電流も変化するが、定電流源ＣＳ１は、流れる電流を一定にするために、トランジスタＱ５，Ｑ６のエミッタ電位を変化させる。これにより、トランジスタＱ５のエミッタ電流がトランジスタＱ６の変化とは逆に変化する。そして、トランジスタＱ５側におけるトランジスタＱ１のコレクタ（出力端子ＯＵＴ）から取り出される制御電圧もそれに応じて変化する。
【００５２】
また、トランジスタＱ７，Ｑ８がＯＮすると、コンデンサＣ１および抵抗Ｒ２により構成されるローパスフィルタが誤差増幅器３に接続される。この位相補償回路の位相補償定数は、コンデンサＣ１の容量をＣ_１とし、抵抗Ｒ２の抵抗値をＲ_２とすれば、Ｃ_１＊Ｒ_２の時定数で決められている。この位相補償定数が大きいほど、位相補償が強く効く。また、誤差増幅器３の電圧ゲインをＡｖとすれば、誤差増幅器３のゲインの周波数特性は、次式で表されるローパスフィルタのカットオフ周波数
ｆｏ＝１／２π（Ａｖ＊Ｃ_１）Ｒ_２
により定められる。
【００５３】
このようなローパスフィルタを誤差増幅器３に付加することにより、発振が生じる高周波帯域でのゲインが低下するので、発振を防止することができる。しかも、誤差増幅器３では、抵抗Ｒ１，Ｒ２が従来の技術で図７に示す誤差増幅器１２における抵抗Ｒ１１の抵抗値Ｒを分割しており、抵抗値Ｒ_２が抵抗値Ｒより小さくなるように設定されている。また、容量Ｃ_１は、誤差増幅器１２におけるコンデンサＣ１１の容量Ｃと同じに設定されている。これにより、誤差増幅器３では、位相補償定数Ｃ_１＊Ｒ_２が誤差増幅器１２の位相補償定数Ｃ＊Ｒより小さくなるので、ｆｏが高くなる結果、誤差増幅器１２より位相補償が弱く効くことになる。
【００５４】
それゆえ、誤差増幅器３の負荷応答特性が従来の誤差増幅器１２に比べて改善される。このため、図１０に示すように、負荷電流（出力電流Ｉｏ）が急激に変動したとき、出力電圧Ｖｏの瞬時的な低下は、０．１Ｖ（定格出力電圧３．３Ｖに対して約３％）程度に抑えられる。したがって、出力コンデンサＣｏとして、容量の小さいチップ積層型セラミックコンデンサを用いても、出力発振を生じさせることなく、負荷応答特性を向上させることができる。
【００５５】
本実施の形態に係る第２の電源装置について説明する。図２は、この電源装置の概略構成を示している。
【００５６】
本電源装置は、前述の誤差増幅器３と異なる誤差増幅器４を備えている。この誤差増幅器４は、前述の誤差増幅器３に出力位相の遅れを補償する位相補償用のコンデンサＣ２（進相コンデンサ）が付加された構成である。コンデンサＣ２は、トランジスタＱ７，Ｑ８のベース間にその両端が接続されており、抵抗Ｒ１，Ｒ２と並列に接続されている。コンデンサＣ２は、例えばセラミックコンデンサにより構成されている。
【００５７】
このような誤差増幅器４では、コンデンサＣ２が、５００ｋＨｚ付近における出力位相を進ませることによって、その周波数での誤差増幅器４のゲインを低下させることができる。また、コンデンサＣ２が設けられることにより、反転入力端子ＩＮ−の入力電圧すなわち帰還電圧Ｖａｄｊの変化が、トランジスタＱ６，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ８およびコンデンサＣ２を介して、いち早くトランジスタＱ７に伝わるので、トランジスタＱ７が素早くＯＮする。それゆえ、反転入力端子ＩＮ−への入力電圧の急激な変化、すなわち出力電圧Ｖｏの急激な変化に対しても位相補償回路による位相補償動作が素早く追従して、出力発振をより確実に防止することができる。したがって、誤差増幅器４の高速応答を実現することができる。
【００５８】
これに対し、誤差増幅器３では、コンデンサＣ２がないために、反転入力端子ＩＮ−の入力電圧の急激な変化は、トランジスタＱ６，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ８および抵抗ＲＡ，ＲＢを介してトランジスタＱ７に伝わる。したがって、誤差増幅器３では、トランジスタＱ７がＯＮするタイミングが誤差増幅器４に比べて遅い。
【００５９】
本実施の形態に係る第３の電源装置について説明する。図３は、この電源装置の概略構成を示している。
【００６０】
本電源装置は、前述の誤差増幅器３，４と異なる誤差増幅器５を備えている。この誤差増幅器５は、前述の誤差増幅器３と同様コンデンサＣ２を含んでいるが、コンデンサＣ２の両端は、トランジスタＱ７のベースと出力端子ＯＵＴとに接続されている。
【００６１】
このような誤差増幅器５では、コンデンサＣ２がトランジスタＱ７のベースと出力端子ＯＵＴとの間に設けられることにより、出力端子ＯＵＴの制御電圧の変化が、コンデンサＣ２を介していち早くトランジスタＱ７に伝わるので、トランジスタＱ７が素早くＯＮする。それゆえ、出力発振が生じときに、位相補償回路による位相補償動作が素早く追従して、出力発振をより確実に防止することができる。したがって、誤差増幅器５の高速応答を実現することができる。
【００６２】
本実施の形態に係る第４の電源装置について説明する。図４は、この電源装置の概略構成を示している。
【００６３】
本電源装置は、前述の誤差増幅器３〜５と異なる誤差増幅器６を備えている。この誤差増幅器６は、前述の誤差増幅器３と同様コンデンサＣ２を含んでいるが、コンデンサＣ２の両端が、トランジスタＱ７のベースと電源装置の出力端子ＰＯＵＴとに接続されている。
【００６４】
このような誤差増幅器６では、コンデンサＣ２がトランジスタＱ７のベースと出力端子ＰＯＵＴとの間に設けられることにより、出力端子ＰＯＵＴの出力電圧Ｖｏの変化が、コンデンサＣ２を介していち早くトランジスタＱ７に伝わるので、トランジスタＱ７が素早くＯＮする。これにより、第２の電源装置に比べて、出力電圧Ｖｏの急激な変化に対して位相補償回路による位相補償動作がより素早く追従して、出力発振をさらに確実に防止することができる。それゆえ、誤差増幅器６のさらなる高速応答を実現することができる。
【００６５】
本実施の形態に係る第５の電源装置について説明する。図５は、この電源装置の概略構成を示している。
【００６６】
本電源装置は、前述の誤差増幅器３〜６と異なる誤差増幅器７を備えている。この誤差増幅器７は、前述の誤差増幅器６と異なり、コンデンサＣ２の両端が、トランジスタＱ７のベースと分圧抵抗ＲＡ，ＲＢの接続点に接続されている。
【００６７】
このような誤差増幅器７では、コンデンサＣ２がトランジスタＱ７のベースと上記の接続点との間に設けられることにより、その接続点に現れる帰還電圧Ｖａｄｊの変化が、コンデンサＣ２を介していち早くトランジスタＱ７に伝わるので、トランジスタＱ７が素早くＯＮする。これにより、第２の電源装置に比べて、出力電圧Ｖｏの急激な変化に対して位相補償回路による位相補償動作がより素早く追従して、出力発振をさらに確実に防止することができる。それゆえ、誤差増幅器６のさらなる高速応答を実現することができる。
【００６８】
また、誤差増幅器７では、誤差増幅器６と異なり、出力電圧Ｖｏより低い帰還電圧ＶａｄｊがコンデンサＣ２に印加される。セラミックコンデンサの中でも、特に、半導体接合によって形成されるチップ積層型セラミックコンデンサは印加電圧が高くなるほど容量が減少するという性質を有する。それゆえ、コンデンサＣ２がセラミックコンデンサである場合、誤差増幅器７では、誤差増幅器６に比べてコンデンサＣ２の容量を増加させることができる。したがって、誤差増幅器７は、誤差増幅器６に比べて、より高速応答で動作することができる。
【００６９】
上記の第４および第５の電源装置においては、コンデンサ２が、印加される電圧、出力電圧Ｖｏに応じて容量が変化するコンデンサであることが好ましい。例えば、コンデンサＣ２を構成するチップ積層型セラミックコンデンサが半導体接合によって形成されている。このようなコンデンサＣ２を用いれば、出力電圧Ｖｏが定常値より高いときに、コンデンサＣ２に印加される電圧が高くなるほど、コンデンサＣ２の容量が減少する。
【００７０】
通常、直流安定化電源装置においては、出力電圧が高いほど出力からの帰還量が減少するので、この場合は出力発振が生じにくくなる。一方、出力電圧が低いほど出力からの帰還量が増加するので、この場合は出力発振が生じやすくなる。このため、出力電圧Ｖｏが高くなるほどコンデンサＣ２の容量が減少すれば、出力位相の遅れの度合いにほぼ応じてコンデンサＣ２の容量が定まるので、出力位相の遅れを出力電圧Ｖｏの値に応じて最適に補償することができる。
【００７１】
【発明の効果】
以上のように、本発明の増幅回路は、比較対象となる比較対象電圧と基準電圧とを比較し、その差を増幅する比較増幅部と、入出力間の位相のずれを補償する位相補償部とを備えた増幅回路において、前記位相補償部は、２つのトランジスタからなる差動トランジスタ対と同じ電流を流す２つの副トランジスタのベース間に直列接続された２つの抵抗と、増幅回路の出力端子側に設けられる前記副トランジスタのベースと前記抵抗の接続点との間に接続されたコンデンサとを有する構成である。
【００７２】
これにより、誤差増幅器の出力端子側に設けられる副トランジスタと異なるもう一方の副トランジスタのベースに接続される抵抗とコンデンサとで形成されるローパスフィルタにおけるコンデンサの容量と抵抗の抵抗値との積で決まる位相補償定数が小さくなるので、位相補償の効きを弱めることができる。そえゆえ、負荷の急激な変動に対しても出力電圧の瞬時低下を抑えて位相補償を行うことができる。したがって、本増幅回路を用いた中電流型の直流安定化電源装置に出力コンデンサとしてチップ型積層セラミックコンデンサを用いたときに、出力発振を生じずに、かつ負荷応答特性を向上させることができるという効果を奏する。
【００７３】
前記増幅回路において、前記位相補償部は、出力位相の遅れを補償する進相コンデンサを有していることにより、増幅回路を直流安定化電源装置の誤差増幅器として用いた場合に、出力位相の遅れが補償され、出力位相の遅れによる出力発振を防止することができる。
【００７４】
この増幅回路において、前記進相コンデンサは、前記２つの抵抗と並列接続されていることにより、比較対象電圧の変化が差動トランジスタ対から進相コンデンサを介して副トランジスタにいち早く伝えられるので、副トランジスタが素早くＯＮする。それゆえ、比較対象電圧の急激な変化に対して、位相補償部による位相補償動作を素早く追従する。したがって、増幅回路の高速応答性が向上することにより、出力発振をより確実に防止することができるという効果を奏する。
【００７５】
また、前記進相コンデンサは、前記出力端子側の副トランジスタのベースと前記出力端子との間に接続されていることにより、出力端子に現れる電圧の変化が、進相コンデンサを介していち早く上記の副トランジスタに伝えられるので、副トランジスタが素早くＯＮする。それゆえ、比較対象電圧の急激な変化に対して、上記の構成よりも素早く位相補償動作が追従する。したがって、増幅回路の高速応答性をさらに向上させることができるという効果を奏する。
【００７６】
本発明の電源装置は、出力トランジスタの出力電圧を帰還する帰還電圧と所定の基準電圧との差に応じて前記出力電圧を制御する誤差増幅器を備えた電源装置において、前記誤差増幅器として前記の進相コンデンサを備えた増幅回路が設けられ、前記進相コンデンサは、前記出力端子側の副トランジスタのベースと前記出力電圧の発生部との間に接続されている構成である。
【００７７】
これにより、出力電圧の変化が進相コンデンサを介していち早く副トランジスタに伝えられるので、電源装置において、前記のように増幅回路における出力端子の電圧の変化をとらえるよりも、出力電圧の急激な変化に対して位相補償動作が素早く追従する。したがって、増幅回路の高速応答性をさらに向上させることができるという効果を奏する。
【００７８】
本発明の他の電源装置は、出力トランジスタの出力電圧を帰還する帰還電圧と基準電圧との差に応じて、前記出力電圧を誤差増幅器によって制御する電源装置において、前記誤差増幅器として前記の進相コンデンサを備えた増幅回路が設けられ、前記進相コンデンサは、前記出力端子側の副トランジスタのベースと前記帰還電圧の発生部との間に接続されている構成であるる。
【００７９】
これにより、帰還電圧の変化が進相コンデンサを介していち早く副トランジスタに伝えられるので、電源装置において、前記のように増幅回路における出力端子の電圧の変化をとらえるよりも、出力電圧の急激な変化に対して位相補償動作が素早く追従する。しかも、電源装置において、帰還電圧は、一般に、出力電圧が抵抗等によって分圧された電圧が用いられることから、前記のように、出力電圧を進相コンデンサに印加する構成に比べて低い電圧を進相コンデンサに印加することができる。それゆえ、印加電圧が高くなるほど容量が減少するという性質を有するセラミックコンデンサを進相コンデンサとして用いれば、低い電圧に対しても増幅回路の高速応答性を維持することができる。したがって、増幅回路の高速応答性を向上させることができるという効果を奏する。
【００８０】
前記の２つの電源装置において、前記進相コンデンサは、印加される電圧が高くなるほど容量が減少するコンデンサからなることにより、出力電圧が高くなるにつれて、進相コンデンサに印加される電圧が高くなるほど、出力からの帰還量が増加して出力発振が生じやすくなるとともに、進相コンデンサの容量が減少する。それゆえ、出力位相の遅れの度合いに応じて進相コンデンサの容量が定まる。したがって、出力位相の遅れを出力電圧の値に応じて最適に補償することができるという効果を奏する。
【００８１】
出力トランジスタの出力電圧を帰還する帰還電圧と基準電圧との差に応じて、前記出力電圧を誤差増幅器によって制御する電源装置において、前記の前記誤差増幅器として前記進相コンデンサを備えた増幅回路を除いた増幅回路または前記進相コンデンサが増幅回路内に接続されている増幅回路が設けられているので、各増幅回路によって、出力発振を防止することができ、かつ負荷応答特性の向上した電源装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係る第１の直流安定化電源装置の概略構成を示す回路図である。
【図２】本発明の実施の形態に係る第２の直流安定化電源装置の概略構成を示す回路図である。
【図３】本発明の実施の形態に係る第３の直流安定化電源装置の概略構成を示す回路図である。
【図４】本発明の実施の形態に係る第４の直流安定化電源装置の概略構成を示す回路図である。
【図５】本発明の実施の形態に係る第５の直流安定化電源装置の概略構成を示す回路図である。
【図６】従来の直流安定化電源装置の概略構成を示す回路図である。
【図７】上記直流安定化電源装置に設けられる誤差増幅器の概略構成を示す回路図である。
【図８】直流安定化電源装置の出力コンデンサとして設けられるチップ積層型セラミックコンデンサの等価回路を示す回路図である。
【図９】従来の小電流型電源装置および中電流型電源装置の出力電流と出力ノイズレベルとの関係を示すグラフである。
【図１０】従来および本発明の直流安定化電源装置において出力電流を急激に増大させた場合の出力応答特性を示すグラフである。
【符号の説明】
３〜７誤差増幅器（増幅回路）
Ａ接続点（帰還電圧の発生部）
Ｃ１コンデンサ（位相補償部）
Ｃ２コンデンサ（進相コンデンサ）
ＣＳ１定電流源（比較増幅部）
ＩＮ＋非反転入力端子
ＩＮ− 反転入力端子
ＯＵＴ出力端子
ＰＯＵＴ出力端子
Ｑ５，Ｑ６トランジスタ（比較増幅部）
Ｑ７，Ｑ８トランジスタ（副トランジスタ）
Ｑ０出力トランジスタ
Ｒ１，Ｒ２抵抗（位相補償部）
ＲＡ，ＲＢ分圧抵抗
Ｖｒｅｆ基準電圧
Ｖａｄｊ帰還電圧
Ｖｏ出力電圧[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an amplifier circuit used as an error amplifier such as a DC stabilized power supply circuit and a power supply device including the same.
[0002]
[Prior art]
FIG. 6 shows an equivalent circuit of a conventional DC stabilized power supply device.
[0003]
This power supply device outputs an input voltage Vi as an output voltage Vo via a PNP output transistor Q10, and supplies a current Io corresponding to a base current flowing from the output transistor Q10 to the drive circuit 10 to a load RL. The output voltage Vo is divided by a voltage dividing circuit including resistors RA and RB connected in series, and is input to the error amplifier 12 as a feedback voltage Vadj. The error amplifier 12 also receives a constant reference voltage Vref generated by the reference voltage source 13. The error amplifier 12 amplifies the difference between the feedback voltage Vadj and the reference voltage Vref and outputs a control voltage. The output transistor Q10 has a base current controlled by the drive circuit 11 based on the control voltage, and stabilizes the output voltage Vo. As a result, the power supply device can apply a constant output voltage Vo to the load RL regardless of variations in the input voltage Vi and the load current.
[0004]
FIG. 7 shows a circuit diagram of the error amplifier 12. In this error amplifier 12, transistors Q15 and Q16 form a differential transistor pair. The base of the transistor Q15 is a non-inverting input terminal IN + to which the reference voltage Vref is input. On the other hand, the base of the transistor Q16 is the inverting input terminal IN-, and the feedback voltage Vadj is input thereto. In the error amplifier 12, when the feedback voltage Vadj changes, the emitter current of the transistor Q16 also changes accordingly. However, the constant current source CS11 changes the emitter potentials of the transistors Q15 and Q16 in order to keep the flowing current constant. Let As a result, the emitter current of the transistor Q15 changes opposite to the change of the transistor Q16. The control voltage Vc extracted from the transistor Q11 on the transistor Q15 side also changes accordingly.
[0005]
Further, in a general DC stabilized power supply device including the power supply device as described above, a capacitor Co for preventing oscillation is provided between the output terminal of the power supply device and GND in order to prevent output oscillation. . The resistance ESR in series with the capacitor Co is a series equivalent resistance of the capacitor Co.
[0006]
Further, in the configuration including the error amplifier 12 in the feedback loop as in the power supply device described above, a phase shift occurs between the input voltage and the output voltage of the error amplifier 12, and this causes the error amplifier 12 to oscillate. Will occur. In order to prevent such oscillation, the error amplifier 12 is provided with, for example, a circuit comprising a capacitor C11 and a resistor R12 shown in FIG. 7 as a phase compensation circuit. The phase compensation circuit will be described below.
[0007]
In the error amplifier 12, the same current flows through the transistors Q11 and Q12 constituting the current mirror circuit, and the same current also flows through the transistors Q13 and Q14 constituting the current mirror circuit. The transistor Q17 is connected in series with the transistor Q11, and a capacitor C11 is connected between its base and collector. The transistor Q18 is connected in series with the transistor Q14, and its base and collector are connected. The bases of the transistors Q17 and Q18 are connected via a resistor R11.
[0008]
When the transistors Q17 and Q18 are turned on, a low-pass filter (phase compensation circuit) including a capacitor C11 and a resistor R11 is connected to the error amplifier 12. The phase compensation constant of this phase compensation circuit is determined by the time constant of C * R, where C is the capacitance of the capacitor C11 and R is the resistance value of the resistor R11. The larger the phase compensation constant, the stronger the phase compensation. If the voltage gain of the error amplifier 12 is Av, the frequency characteristic of the error amplifier 12 is the cutoff frequency of the low-pass filter expressed by the following equation:
fo = 1 / 2π (Av * C) R
Determined by.
[0009]
By adding such a low-pass filter to the error amplifier 12, the gain in the high frequency band in which oscillation occurs is reduced (about 3 dB), so that oscillation can be prevented.
[0010]
As a known technique for phase compensation of an error amplifier, Patent Document 1 discloses a power supply having an error amplifier to which an external phase compensation capacitor is connected.
[0011]
For the past few years, small-capacity DC stabilized power supplies with small current output (output current Io ≦ 200 mA) used in mobile phones and the like have a small capacity capacitor to reduce the mounting area of the power supply in the device. It has been desired that it can be used as an external device. On the other hand, many low-current output type DC stabilized power supplies that can use ceramic capacitors as output capacitors have been developed and put into practical use.
[0012]
On the other hand, in devices such as stationary CD-ROM devices and DVD-ROM devices, a DC stabilized power supply of medium current class (about 300 mA to 500 mA) is often used. For this reason, with the miniaturization and thinning of such devices, high-density mounting of components (including power supplies) in the devices is required. Therefore, even in the case of a direct current stabilized power supply with a medium current of about 500 mA, there is a strong demand from the market for a model that can use a ceramic capacitor as an external output capacitor in order to reduce the mounting area of the device.
[0013]
In order to realize the downsizing and thinning of the device as described above, a chip multilayer ceramic capacitor having a relatively large capacity while being small is suitable as the output capacitor. FIG. 8 shows an equivalent circuit of this chip multilayer ceramic capacitor.
[0014]
A chip multilayer ceramic capacitor realizes a large capacity by having a structure in which dielectrics are stacked. This ceramic capacitor is electrically equivalent to a circuit in which individual capacitors CI1 to CIn are connected in parallel. When the capacitance of each of the capacitors CI1 to CIn is C0, the total capacitance of the ceramic capacitor is n * C0. Similarly, the series equivalent resistors ESR1 to ESRn of the capacitors CI1 to CIn are also provided in parallel. For this reason, the series equivalent resistance value of the chip multilayer ceramic capacitor is n * R0 where each resistance value of the series equivalent resistances ESR1 to ESRn is R0.
[0015]
[Patent Document 1]
JP 10-111722 A (publication date: April 28, 1998)
[0016]
[Problems to be solved by the invention]
However, the chip multilayer ceramic capacitor has a lower equivalent series resistance value than other tantalum capacitors and aluminum electric field capacitors because of the above structure. Therefore, in a power supply using a chip multilayer ceramic capacitor, the output phase easily advances, and output oscillation is likely to occur.
[0017]
The medium current type power supply with an output current of about 500 mA has a larger output current than the small current type power supply, so the output impedance of the output transistor is lower than that of the small current type power supply. Prone to occur. For example, even if a capacitor having a capacitance of 2.2 μF can be used for a small output type power supply, a medium current type power supply requires a capacity of about 10 μF for an output capacitor. However, using a chip monolithic ceramic capacitor as an output capacitor is not suitable for practical use because output oscillation is likely to occur as described above, although a large capacity can be obtained.
[0018]
FIG. 9 is a graph showing the relationship between the output current of the power supply device and the output noise level. In the graph, the output noise level characteristics of the power source with a constant value (1.0 μF) of the output capacitor and the small current type power source (150 mA) and the medium current type power source (500 mA) are shown by a solid line and a broken line, respectively. And This graph uses a logarithmic scale.
[0019]
According to this graph, it can be seen that, in the small current type power supply, when the output current becomes smaller than about 5 mA, the output noise level increases rapidly, that is, output oscillation occurs. On the other hand, in the medium current type power source, when the output current exceeds about 200 mA, the output noise level increases rapidly (output oscillation occurs). The medium current type power supply requires a medium current region (200 mA to 500 mA) that is not a target of the small current type power supply. In this region, as a result of the output impedance of the output transistor being further lowered, the phase margin of the output section is reduced, and thus oscillation occurs.
[0020]
In order to solve this problem, in the DC stabilized power supply, the phase compensation of the error amplifier is strongly applied so that output oscillation does not occur. However, by strongly applying the phase compensation, the response characteristics are impaired, and in particular, the response of the output section when the output current increases rapidly is deteriorated. FIG. 10 shows an output response (hereinafter referred to as a load response characteristic) in such a case.
[0021]
From this graph, as shown by the solid line, the output voltage Vo of the conventional DC stabilized power supply decreases instantaneously at about 0.5 V at the moment when the load fluctuates, and then reaches a constant value slightly lower than before the load fluctuation. Stabilize. When the rated output voltage is 3.3V, it is desirable that this instantaneous output voltage drop is about 0.1V, which is about 3% of the rated output voltage. I must.
[0022]
The present invention has been made in view of the above circumstances, and even when the output current is a medium current type of about 500 mA, output oscillation does not occur when a chip-type multilayer ceramic capacitor is used as the output capacitor. An object of the present invention is to provide a stabilized DC power supply with excellent load response characteristics and an amplifier circuit suitable for such a power supply.
[0023]
[Means for Solving the Problems]
An amplifier circuit according to the present invention compares a comparison target voltage to be compared with a reference voltage, amplifies the difference, and an amplification circuit including a phase compensation unit that compensates for a phase shift between input and output In the circuit, the phase compensator is provided on the output terminal side of the amplifier circuit, and two resistors connected in series between the bases of two sub-transistors that pass the same current as the differential transistor pair including two transistors. And a capacitor connected between the base of the sub-transistor and the connection point of the resistor.
[0024]
In the above configuration, when the two sub-transistors are turned on, a low-pass filter formed by a resistor and a capacitor connected to the base of the other sub-transistor different from the sub-transistor provided on the output terminal side of the error amplifier is provided. Connected to the amplifier circuit. Since the frequency characteristic of the gain of the amplifier circuit is determined by the cut-off frequency of the low-pass filter, output oscillation can be prevented by reducing the gain of the frequency at which output oscillation occurs by the low-pass filter. Moreover, since the resistance value between the bases of the sub-transistor is divided by the two resistors, the resistance value of the resistor constituting the low-pass filter can be set low. As a result, the phase compensation constant determined by the product of the capacitance of the capacitor constituting the low-pass filter and the resistance value of the resistor becomes small, so that the effect of phase compensation can be weakened. Therefore, it is possible to perform phase compensation while suppressing an instantaneous drop in the output voltage even when the load fluctuates rapidly.
[0025]
In the amplifier circuit, it is preferable that the phase compensator has a phase advance capacitor that compensates for a delay in output phase. As a result, when the amplifier circuit is used as an error amplifier of the DC stabilized power supply device, the output phase delay is compensated, and output oscillation due to the output phase delay can be prevented.
[0026]
In this amplifier circuit, the phase advance capacitor is preferably connected in parallel with the two resistors. As a result, the change in the voltage to be compared is quickly transmitted from the differential transistor pair to the sub-transistor via the phase advance capacitor, so that the sub-transistor is quickly turned on. Therefore, the phase compensation operation by the phase compensation unit is quickly followed with respect to a sudden change in the comparison target voltage.
[0027]
The phase advance capacitor is preferably connected between the base of the sub-transistor on the output terminal side and the output terminal. As a result, the voltage change appearing at the output terminal is quickly transmitted to the sub-transistor via the phase advance capacitor, so that the sub-transistor is quickly turned on. Therefore, the phase compensation operation follows the rapid change of the comparison target voltage faster than the above configuration.
[0028]
The power supply apparatus according to the present invention includes a power amplifier including an error amplifier that controls the output voltage according to a difference between a feedback voltage that feeds back the output voltage of the output transistor and a predetermined reference voltage. It is preferable that an amplification circuit including a phase capacitor is provided, and the phase advance capacitor is connected between a base of the sub-transistor on the output terminal side and the output voltage generation unit.
[0029]
In such a configuration, since the change in the output voltage is quickly transmitted to the sub-transistor via the phase advance capacitor, in the power supply device, the output voltage of the output voltage is detected rather than the change in the voltage of the output terminal in the amplifier circuit as described above. The phase compensation operation quickly follows sudden changes.
[0030]
According to another power supply device of the present invention, in the power supply device in which the output voltage is controlled by an error amplifier according to a difference between a feedback voltage that feeds back an output voltage of the output transistor and a reference voltage, the phase advance is used as the error amplifier. It is preferable that an amplifier circuit including a capacitor is provided, and the phase advance capacitor is connected between a base of the sub-transistor on the output terminal side and the feedback voltage generator.
[0031]
In such a configuration, since the change in the feedback voltage is quickly transmitted to the sub-transistor via the phase advance capacitor, in the power supply device, the output voltage is detected rather than the change in the voltage at the output terminal in the amplifier circuit as described above. The phase compensation operation quickly follows sudden changes. Moreover, in the power supply device, the feedback voltage is generally a voltage obtained by dividing the output voltage by a resistor or the like, so that a voltage lower than that in the configuration in which the output voltage is applied to the phase advance capacitor as described above. It can be applied to a phase advance capacitor. Therefore, if a ceramic capacitor having the property that the capacity decreases as the applied voltage increases, the high-speed response of the amplifier circuit can be maintained even with a low voltage.
[0032]
In the two power supply devices, the phase advance capacitor is preferably a capacitor whose capacity decreases as the applied voltage increases. Thus, as the output voltage increases, the higher the voltage applied to the phase advance capacitor, the greater the amount of feedback from the output and the more likely the output oscillation occurs, and the capacity of the phase advance capacitor decreases. Therefore, the capacity of the phase advance capacitor is determined according to the degree of delay of the output phase.
[0033]
In a power supply device that controls the output voltage by an error amplifier according to a difference between a feedback voltage that feeds back an output voltage of the output transistor and a reference voltage, except for an amplifier circuit that includes the phase advance capacitor as the error amplifier. An amplifying circuit is preferably provided. Therefore, it is possible to provide a power supply device that can prevent output oscillation and has improved load response characteristics by each amplifier circuit.
[0034]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
An embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 to 5 as follows.
[0035]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a first DC stabilized power supply apparatus (hereinafter referred to as a power supply apparatus) according to the present embodiment.
[0036]
This power supply device includes a drive circuit 1, a reference voltage source 2, an error amplifier 3, an output transistor Q0, voltage dividing resistors RA and RB, and an output capacitor Co.
[0037]
The PNP transistor Q0 as an output control transistor has a base connected to the drive output terminal of the drive circuit 1, an emitter connected to the input terminal PIN, and a collector connected to the output terminal POUT. An input voltage Vi is input to the input terminal PIN, and an output voltage Vo is output from the output terminal POUT.
[0038]
Voltage dividing resistors RA and RB and an output capacitor Co are provided between the output terminal POUT and the ground terminal GND. The voltage dividing resistors RA and RB constitute a voltage dividing circuit by being connected in series. A connection point A of the voltage dividing resistors RA and RB is connected to an inverting input terminal IN− of the error amplifier 3. The output capacitor Co is provided externally to prevent output oscillation, and is constituted by a chip multilayer ceramic capacitor or the like.
[0039]
A reference voltage source 2 is provided between the input terminal PIN and the ground terminal GND. The reference voltage source 2 is a circuit or the like that generates a constant reference voltage Vref. For example, a constant voltage element such as a Zener diode or a constant voltage circuit is used. The reference voltage source 2 is connected to the non-inverting input terminal IN + of the error amplifier 3, and applies the generated constant voltage to the non-inverting input terminal IN +.
[0040]
The error amplifier 3 as an amplifier circuit is supplied with an input voltage Vi as a power supply voltage. The error amplifier 3 includes a feedback voltage Vadj (a voltage to be compared) divided by a voltage dividing ratio of the voltage dividing resistors RA and RB (generated at the connection point A) and a reference voltage Vref generated by the reference voltage source 2. And a control voltage Vc to be applied to the drive circuit 1 is output from the output terminal OUT so that.
[0041]
The drive circuit 1 is a circuit that drives the transistor Q0 including active elements and the like. The drive circuit 1 controls the base current of the transistor Q0 based on the control voltage from the error amplifier 3 to control the collector voltage of the transistor Q0, that is, the output voltage Vo.
[0042]
Next, the error amplifier 3 will be described.
[0043]
The error amplifier 3 includes PNP transistors Q1 to Q4, NPN transistors Q5 to Q8, a capacitor C1, and resistors R1 and R2.
[0044]
Transistors Q5 and Q6 form a differential transistor pair. The base of the transistor Q5 is connected to the non-inverting input terminal IN +, and the base of the transistor Q6 is connected to the inverting input terminal IN−. The emitters of the transistors Q5 and Q6 are connected to one end of the constant current source CS1, and the other end of the constant current source CS1 is connected to the ground terminal GND. The collectors of the transistors Q5 and Q6 are connected to the collectors of the transistors Q2 and Q3, respectively. A portion including the transistors Q5 and Q6 and the constant current source CS1 functions as a comparison amplification unit that compares the feedback voltage Vadj with the reference voltage Vref and amplifies the difference.
[0045]
In the transistor Q2, the base and the collector are connected, and the base of the transistor Q1 is connected to the base. The collector of the transistor Q1 is connected to the output terminal OUT and the collector of the transistor Q7 (subtransistor). In the transistor Q3, the base and the collector are connected, and the base of the transistor Q4 is connected to the base. An input voltage Vi is supplied as a power supply voltage from the input terminal PIN to the emitters of the transistors Q1 to Q4.
[0046]
The base of the transistor Q7 is connected to the base of the transistor Q8 (sub-transistor) via resistors R1 and R2 connected in series. The transistor Q8 has a collector and a base connected, and the collector is connected to the collector of the transistor Q4. A capacitor C1 is connected between the collector of the transistor Q7 and the connection point of the resistors R1 and R2. The emitters of the transistors Q7 and Q8 are connected to the ground terminal. A circuit composed of the resistors R1 and R2 and the capacitor C1 constitutes a phase compensation circuit (phase compensation unit). Further, by connecting the resistor R1 to the base of the transistor Q7, the impedance of the base of the transistor Q7 as viewed from the connection point of the resistors R1 and R2 is increased.
[0047]
The circuit composed of the transistors Q1 and Q2 constitutes a current mirror circuit, and the transistors Q1 and Q2 cause the same current to flow through the transistors Q7 and Q5, respectively. The circuit composed of the transistors Q3 and Q4 also forms a current mirror circuit, and the transistors Q3 and Q4 pass the same current to the transistors Q6 and Q8, respectively.
[0048]
The operation of the power supply device configured as described above will be described.
[0049]
When the input voltage Vi is input to the power supply device, the transistor Q0 is biased by the error amplifier 3 and the drive circuit 1 and is turned on. At this time, the output voltage Vo appearing at the collector is divided by the voltage dividing resistors VA and VB, so that a feedback voltage Vadj proportional to the output voltage Vo is generated at the connection point of the voltage dividing resistors VA and VB.
[0050]
The feedback voltage Vadj is input to the inverting input terminal IN− of the error amplifier 3, while the reference voltage Vref generated by the reference voltage source 2 is input to the inverting input terminal IN + of the error amplifier 3. Then, the error amplifier 3 outputs a control voltage corresponding to the difference between the feedback voltage Vadj and the reference voltage Vref. The drive circuit 1 controls the base current of the transistor Q0 by the control voltage. As a result, the output voltage Vo applied to the load RL is controlled by the transistor Q0, and becomes a constant voltage determined by the voltage dividing ratio of the voltage dividing resistors RA and RB and the reference voltage Vref.
[0051]
In the error amplifier 3, when the feedback voltage Vadj changes, the emitter current of the transistor Q6 also changes accordingly. However, the constant current source CS1 changes the emitter potential of the transistors Q5 and Q6 in order to keep the flowing current constant. Let As a result, the emitter current of the transistor Q5 changes opposite to the change of the transistor Q6. The control voltage taken from the collector (output terminal OUT) of the transistor Q1 on the transistor Q5 side also changes accordingly.
[0052]
When the transistors Q7 and Q8 are turned on, a low pass filter constituted by the capacitor C1 and the resistor R2 is connected to the error amplifier 3. The phase compensation constant of this phase compensation circuit is such that the capacitance of the capacitor C1 is C₁And the resistance value of the resistor R2 is R₂Then C₁* R₂It is determined by the time constant. The larger the phase compensation constant, the stronger the phase compensation. If the voltage gain of the error amplifier 3 is Av, the frequency characteristic of the gain of the error amplifier 3 is the cutoff frequency of the low-pass filter expressed by the following equation:
fo = 1 / 2π (Av * C₁) R₂
Determined by.
[0053]
By adding such a low-pass filter to the error amplifier 3, the gain in the high frequency band in which oscillation occurs is reduced, so that oscillation can be prevented. Moreover, in the error amplifier 3, the resistors R1 and R2 divide the resistance value R of the resistor R11 in the error amplifier 12 shown in FIG.₂Is set to be smaller than the resistance value R. Capacitance C₁Is set to be the same as the capacitance C of the capacitor C11 in the error amplifier 12. Thereby, in the error amplifier 3, the phase compensation constant C₁* R₂Is smaller than the phase compensation constant C * R of the error amplifier 12, and as a result, the phase compensation is weaker than that of the error amplifier 12 as a result of an increase in fo.
[0054]
Therefore, the load response characteristic of the error amplifier 3 is improved as compared with the conventional error amplifier 12. For this reason, as shown in FIG. 10, when the load current (output current Io) fluctuates abruptly, the instantaneous decrease in the output voltage Vo is 0.1 V (about 3% with respect to the rated output voltage 3.3 V). ) To a certain extent. Therefore, even if a chip multilayer ceramic capacitor having a small capacity is used as the output capacitor Co, load response characteristics can be improved without causing output oscillation.
[0055]
A second power supply device according to this embodiment will be described. FIG. 2 shows a schematic configuration of this power supply apparatus.
[0056]
The power supply apparatus includes an error amplifier 4 different from the error amplifier 3 described above. The error amplifier 4 has a configuration in which a phase compensation capacitor C2 (phase advance capacitor) is added to the error amplifier 3 described above to compensate for a delay in output phase. The capacitor C2 has both ends connected between the bases of the transistors Q7 and Q8, and is connected in parallel with the resistors R1 and R2. The capacitor C2 is configured by a ceramic capacitor, for example.
[0057]
In such an error amplifier 4, the capacitor C2 advances the output phase in the vicinity of 500 kHz, so that the gain of the error amplifier 4 at that frequency can be reduced. Since the capacitor C2 is provided, the change in the input voltage of the inverting input terminal IN-, that is, the feedback voltage Vadj is quickly transmitted to the transistor Q7 via the transistors Q6, Q3, Q4, and Q8 and the capacitor C2. Turns on quickly. Therefore, the phase compensation operation by the phase compensation circuit quickly follows even a sudden change in the input voltage to the inverting input terminal IN−, that is, a sudden change in the output voltage Vo, thereby preventing output oscillation more reliably. be able to. Therefore, a high-speed response of the error amplifier 4 can be realized.
[0058]
On the other hand, in the error amplifier 3, since there is no capacitor C2, a sudden change in the input voltage at the inverting input terminal IN− is transmitted to the transistor Q7 via the transistors Q6, Q3, Q4, Q8 and the resistors RA, RB. . Therefore, in the error amplifier 3, the timing at which the transistor Q7 is turned on is later than that of the error amplifier 4.
[0059]
A third power supply device according to this embodiment will be described. FIG. 3 shows a schematic configuration of the power supply device.
[0060]
This power supply apparatus includes an error amplifier 5 different from the above-described error amplifiers 3 and 4. The error amplifier 5 includes a capacitor C2 as in the error amplifier 3 described above, but both ends of the capacitor C2 are connected to the base of the transistor Q7 and the output terminal OUT.
[0061]
In such an error amplifier 5, since the capacitor C2 is provided between the base of the transistor Q7 and the output terminal OUT, the change in the control voltage of the output terminal OUT is quickly transmitted to the transistor Q7 via the capacitor C2. Transistor Q7 turns on quickly. Therefore, when output oscillation occurs, the phase compensation operation by the phase compensation circuit quickly follows, and output oscillation can be prevented more reliably. Therefore, a high-speed response of the error amplifier 5 can be realized.
[0062]
A fourth power supply device according to this embodiment will be described. FIG. 4 shows a schematic configuration of the power supply device.
[0063]
This power supply apparatus includes an error amplifier 6 that is different from the error amplifiers 3 to 5 described above. The error amplifier 6 includes the capacitor C2 as in the error amplifier 3 described above, but both ends of the capacitor C2 are connected to the base of the transistor Q7 and the output terminal POUT of the power supply device.
[0064]
In such an error amplifier 6, since the capacitor C2 is provided between the base of the transistor Q7 and the output terminal POUT, a change in the output voltage Vo of the output terminal POUT is quickly transmitted to the transistor Q7 via the capacitor C2. The transistor Q7 is quickly turned on. Thereby, as compared with the second power supply device, the phase compensation operation by the phase compensation circuit can follow the rapid change of the output voltage Vo more quickly, and output oscillation can be prevented more reliably. Therefore, an even faster response of the error amplifier 6 can be realized.
[0065]
A fifth power supply device according to this embodiment will be described. FIG. 5 shows a schematic configuration of this power supply apparatus.
[0066]
This power supply apparatus includes an error amplifier 7 different from the error amplifiers 3 to 6 described above. In the error amplifier 7, unlike the error amplifier 6 described above, both ends of the capacitor C2 are connected to the connection point between the base of the transistor Q7 and the voltage dividing resistors RA and RB.
[0067]
In such an error amplifier 7, since the capacitor C2 is provided between the base of the transistor Q7 and the connection point, a change in the feedback voltage Vadj appearing at the connection point is quickly transmitted to the transistor Q7 via the capacitor C2. Since it is transmitted, the transistor Q7 is quickly turned ON. Thereby, as compared with the second power supply device, the phase compensation operation by the phase compensation circuit can follow the rapid change of the output voltage Vo more quickly, and output oscillation can be prevented more reliably. Therefore, an even faster response of the error amplifier 6 can be realized.
[0068]
In the error amplifier 7, unlike the error amplifier 6, a feedback voltage Vadj lower than the output voltage Vo is applied to the capacitor C2. Among ceramic capacitors, in particular, a chip laminated ceramic capacitor formed by semiconductor bonding has a property that the capacity decreases as the applied voltage increases. Therefore, when the capacitor C2 is a ceramic capacitor, the error amplifier 7 can increase the capacitance of the capacitor C2 compared to the error amplifier 6. Therefore, the error amplifier 7 can operate with a faster response than the error amplifier 6.
[0069]
In the fourth and fifth power supply devices described above, the capacitor 2 is preferably a capacitor whose capacitance changes according to the applied voltage and the output voltage Vo. For example, a chip multilayer ceramic capacitor constituting the capacitor C2 is formed by semiconductor bonding. When such a capacitor C2 is used, when the output voltage Vo is higher than a steady value, the capacity of the capacitor C2 decreases as the voltage applied to the capacitor C2 increases.
[0070]
Normally, in a DC stabilized power supply device, the higher the output voltage, the smaller the feedback amount from the output. In this case, output oscillation is less likely to occur. On the other hand, the lower the output voltage, the greater the feedback amount from the output. In this case, output oscillation is likely to occur. For this reason, if the capacity of the capacitor C2 decreases as the output voltage Vo increases, the capacity of the capacitor C2 is determined almost according to the degree of delay of the output phase, so that the delay of the output phase is optimal according to the value of the output voltage Vo. Can be compensated for.
[0071]
【The invention's effect】
As described above, the amplifier circuit of the present invention compares the comparison target voltage to be compared with the reference voltage, amplifies the difference, and the phase compensation unit compensates for the phase shift between the input and output. The phase compensation unit includes two resistors connected in series between the bases of two sub-transistors that pass the same current as a differential transistor pair including two transistors, and an output terminal of the amplifier circuit And a capacitor connected between a base of the sub-transistor provided on the side and a connection point of the resistor.
[0072]
As a result, the product of the capacitance of the capacitor and the resistance value of the resistor in the low-pass filter formed by the resistor connected to the base of the other sub-transistor different from the sub-transistor provided on the output terminal side of the error amplifier Since the determined phase compensation constant becomes small, the effect of phase compensation can be weakened. Therefore, it is possible to perform phase compensation while suppressing an instantaneous drop in the output voltage even when the load fluctuates rapidly. Therefore, when a chip-type multilayer ceramic capacitor is used as an output capacitor in a medium current type DC stabilized power supply device using this amplifier circuit, it is possible to improve load response characteristics without causing output oscillation. There is an effect.
[0073]
In the amplifier circuit, the phase compensator includes a phase advance capacitor that compensates for a delay in the output phase, so that when the amplifier circuit is used as an error amplifier of a DC stabilized power supply device, the output phase delay Is compensated, and output oscillation due to a delay in the output phase can be prevented.
[0074]
In this amplifier circuit, since the phase advance capacitor is connected in parallel with the two resistors, a change in the voltage to be compared is quickly transmitted from the differential transistor pair to the sub transistor via the phase advance capacitor. The transistor turns on quickly. Therefore, the phase compensation operation by the phase compensation unit is quickly followed with respect to a sudden change in the comparison target voltage. Accordingly, the high-speed response of the amplifier circuit is improved, so that the output oscillation can be prevented more reliably.
[0075]
In addition, since the phase advance capacitor is connected between the base of the sub-transistor on the output terminal side and the output terminal, the voltage change appearing at the output terminal is quickly transmitted through the phase advance capacitor. Since it is transmitted to the sub-transistor, the sub-transistor turns on quickly. Therefore, the phase compensation operation follows the rapid change of the comparison target voltage faster than the above configuration. Therefore, there is an effect that the high speed response of the amplifier circuit can be further improved.
[0076]
The power supply apparatus according to the present invention includes a power amplifier including an error amplifier that controls the output voltage according to a difference between a feedback voltage that feeds back the output voltage of the output transistor and a predetermined reference voltage. An amplifier circuit including a phase capacitor is provided, and the phase advance capacitor is connected between the base of the sub-transistor on the output terminal side and the output voltage generation unit.
[0077]
As a result, the change in the output voltage is quickly transmitted to the sub-transistor via the phase-advance capacitor. Therefore, in the power supply device, the output voltage changes more rapidly than the change in the voltage at the output terminal in the amplifier circuit as described above. The phase compensation operation quickly follows. Therefore, there is an effect that the high speed response of the amplifier circuit can be further improved.
[0078]
According to another power supply device of the present invention, in the power supply device in which the output voltage is controlled by an error amplifier according to a difference between a feedback voltage that feeds back an output voltage of the output transistor and a reference voltage, the phase advance as the error amplifier An amplifying circuit including a capacitor is provided, and the phase advance capacitor is connected between the base of the sub-transistor on the output terminal side and the feedback voltage generator.
[0079]
As a result, the change in the feedback voltage is quickly transmitted to the sub-transistor via the phase-advance capacitor. Therefore, in the power supply device, the output voltage changes more rapidly than the change in the output terminal voltage in the amplifier circuit as described above. The phase compensation operation quickly follows. Moreover, in the power supply device, the feedback voltage is generally a voltage obtained by dividing the output voltage by a resistor or the like, so that a voltage lower than that in the configuration in which the output voltage is applied to the phase advance capacitor as described above. It can be applied to a phase advance capacitor. Therefore, if a ceramic capacitor having the property that the capacity decreases as the applied voltage increases, the high-speed response of the amplifier circuit can be maintained even with a low voltage. Therefore, there is an effect that the high-speed response of the amplifier circuit can be improved.
[0080]
In the above two power supply devices, the phase advance capacitor is composed of a capacitor whose capacity decreases as the applied voltage increases, and as the output voltage increases, the voltage applied to the phase advance capacitor increases. As the amount of feedback from the output increases, output oscillation tends to occur, and the capacity of the phase advance capacitor decreases. Therefore, the capacity of the phase advance capacitor is determined according to the degree of delay of the output phase. Therefore, the output phase delay can be optimally compensated according to the value of the output voltage.
[0081]
In a power supply device that controls the output voltage by an error amplifier according to a difference between a feedback voltage that feeds back an output voltage of the output transistor and a reference voltage, except for an amplifier circuit that includes the phase advance capacitor as the error amplifier. The amplifier circuit or the amplifier circuit in which the phase advance capacitor is connected to the amplifier circuit is provided, so that each amplifier circuit can prevent output oscillation and improve the load response characteristic. Can be provided.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a schematic configuration of a first direct-current stabilized power supply apparatus according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram showing a schematic configuration of a second DC stabilized power supply device according to the embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a circuit diagram showing a schematic configuration of a third DC stabilized power supply device according to the embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a circuit diagram showing a schematic configuration of a fourth DC stabilized power supply device according to the embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a circuit diagram showing a schematic configuration of a fifth DC stabilized power supply device according to the embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a circuit diagram showing a schematic configuration of a conventional DC stabilized power supply device.
FIG. 7 is a circuit diagram showing a schematic configuration of an error amplifier provided in the DC stabilized power supply device.
FIG. 8 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of a chip multilayer ceramic capacitor provided as an output capacitor of a DC stabilized power supply device.
FIG. 9 is a graph showing a relationship between an output current and an output noise level of a conventional small current type power supply device and a medium current type power supply device.
FIG. 10 is a graph showing output response characteristics when the output current is suddenly increased in the conventional and stabilized DC power supply apparatus of the present invention.
[Explanation of symbols]
3-7 Error amplifier (amplifier circuit)
A Connection point (feedback voltage generator)
C1 capacitor (phase compensation unit)
C2 capacitor (phase advance capacitor)
CS1 constant current source (comparison amplification unit)
IN + Non-inverting input terminal
IN- Inverting input terminal
OUT output terminal
POUT output terminal
Q5, Q6 transistor (comparison amplification part)
Q7, Q8 transistors (subtransistors)
Q0 output transistor
R1, R2 resistance (phase compensation unit)
RA, RB Voltage dividing resistor
Vref reference voltage
Vadj feedback voltage
Vo output voltage

Claims

In an amplifier circuit comprising a comparison amplifier for comparing a reference voltage to be compared with a reference voltage and amplifying the difference, and a phase compensation unit for compensating for a phase shift between input and output,
The phase compensation unit includes two resistors connected in series between the bases of two sub-transistors that pass the same current as a differential transistor pair including two transistors, and the sub-transistor provided on the output terminal side of the amplifier circuit. An amplifying circuit comprising: a capacitor connected between a base and a connection point of the resistor.

The amplifier circuit according to claim 1, wherein the phase compensation unit includes a phase advance capacitor that compensates for a delay in output phase.

The amplifier circuit according to claim 2, wherein the phase advance capacitor is connected in parallel with the two resistors.

4. The amplifier circuit according to claim 3, wherein the phase advance capacitor is connected between a base of the sub-transistor on the output terminal side and the output terminal.

In a power supply device including an error amplifier that controls the output voltage according to a difference between a feedback voltage that feeds back an output voltage of the output transistor and a predetermined reference voltage,
The amplifier circuit according to claim 2 is provided as the error amplifier,
The power supply device, wherein the phase advance capacitor is connected between a base of the sub-transistor on the output terminal side and the output voltage generator.

In the power supply device that controls the output voltage by an error amplifier according to the difference between the feedback voltage that feeds back the output voltage of the output transistor and the reference voltage,
The amplifier circuit according to claim 2 is provided as the error amplifier,
The power supply device, wherein the phase advance capacitor is connected between a base of the sub-transistor on the output terminal side and the feedback voltage generator.

7. The power supply apparatus according to claim 5, wherein the phase advance capacitor is a capacitor whose capacity decreases as the applied voltage increases.

In the power supply device that controls the output voltage by an error amplifier according to the difference between the feedback voltage that feeds back the output voltage of the output transistor and the reference voltage,
5. A power supply device comprising the amplifier circuit according to claim 1, 3 or 4 as the error amplifier.