JP2004120242A - 測定モジュールおよび無線通信端末 - Google Patents
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Abstract
【課題】信号に関する品質値を高精度に測定することを可能とする。
【解決手段】平均値算出部１５ａは、個別パイロットシンボルに関する全ての同相振幅値と直交振幅値との平均値を算出する。乗算部１５ｂ、減算部１５ｃ，１５ｄ、２乗平均算出部１５ｅおよび比率算出部１５ｆは、平均値算出部１５ａで算出された平均値に基づいてＳＩＲを算出する。
【選択図】 図２
【解決手段】平均値算出部１５ａは、個別パイロットシンボルに関する全ての同相振幅値と直交振幅値との平均値を算出する。乗算部１５ｂ、減算部１５ｃ，１５ｄ、２乗平均算出部１５ｅおよび比率算出部１５ｆは、平均値算出部１５ａで算出された平均値に基づいてＳＩＲを算出する。
【選択図】 図２
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、伝送信号に関する例えば信号電力対干渉電力比（ＳＩＲ）などの所定の品質値を測定する測定モジュールおよび無線通信端末に関する。
【０００２】
【従来の技術】
符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）通信方式では、受信した信号に関するＳＩＲに基づく送信電力制御を上りおよび下りリンクの個別チャネル（ＤＰＣＨ）に適用する。この送信電力制御では、所要受信品質に対して常に送信電力を最小に抑えることで、システム容量を増大する。特に、上りリンクにおいては遠近問題を解決するために、基地局において各移動局からの受信品質、あるいは受信電力が一定になるように制御する送信電力制御は必須である。一方、下りリンクにおいては、自セル内のマルチパス信号は独立なフェージング変動をして互いに干渉となり、また、セル周辺では他セル干渉の影響が大きくなってくる。したがって、マルチパス干渉および他セル干渉に対して、受信品質を一定に制御する送信電力制御が下りリンクにも適用されている。
【０００３】
このような送信電力制御などのためにＣＤＭＡ通信方式の通信装置においては、ＳＩＲなどのような信号に関する品質値の測定を行う必要がある。
【０００４】
【特許文献１】
特開２００１−１２８２３８号公報
【０００５】
【特許文献２】
特開２０００−３０７４７５号公報
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
そして、送信電力制御などを的確に行えるようにするために、信号に関する品質値を高精度に測定することが望まれる。
【０００７】
そこで本発明は、信号に関する品質値を高精度に測定することを可能とすることを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
以上の目的を達成するために本発明は、信号点における同相成分振幅と直交成分振幅とが同一となる直交変調方式で変調されたパイロットシンボルを所定の単位期間内にｎ個（ｎは自然数）含む伝送信号に関する所定の品質値を測定する測定モジュールにおいて、前記単位期間内に含まれるｎ個のパイロットシンボルに関する全ての同相成分振幅および直交成分振幅に関する平均値を算出する平均値算出手段と、この平均値算出手段により算出された前記平均値を用いて前記品質値を算出する品質値算出手段とを備えた。
【０００９】
このような手段を講じたことにより、単位期間内に含まれるｎ個のパイロットシンボルに関する全ての同相成分振幅および直交成分振幅に関する平均値が算出され、この算出された平均値を用いて品質値の算出が行われる。従って、品質値の算出には、パイロットシンボルのシンボル数ｎに対してその２倍の数の振幅がサンプル値として使用されることとなる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の一実施形態につき説明する。なおここでは、３ＧＰＰにて規定されたＷ−ＣＤＭＡ方式に準拠する移動無線通信システムに適合した無線通信端末を対象とする。また、ＳＩＲの推定にはいくつかの方法が考えられるが、本説明においては、個別チャネル（ＤＰＣＨ）に含まれる個別パイロットを使用するＳＩＲ推定方式を対象とする。
【００１１】
図１は本実施形態に係る無線通信端末のブロック図である。
【００１２】
図１に示すように本実施形態の無線通信端末は、アンテナ１、無線部２、ＣＤＭＡ処理部３、圧縮伸長部４、ＰＣＭ処理部５、通話部６、ユーザインタフェース部７、記憶部８および主制御部９を有している。無線部２は、デュプレクサ（ＤＵＰ）２ａ、受信回路（ＲＸ）２ｂ、周波数シンセサイザ（ＳＹＮ）２ｃおよび送信回路（ＴＸ）２ｄを有する。通話部６は、レシーバアンプ６ａ、スピーカ６ｂ、マイクロホン６ｃおよび送話アンプ６ｄを有する。ユーザインタフェース部７は、表示部７ａおよび入力部７ｂを有する。
【００１３】
図示しない基地局から送信された無線信号は、アンテナ１で受信されたのち無線部２に入力される。無線部２では、上記無線信号はデュプレクサ２ａを介して受信回路２ｂに入力される。無線信号は、周波数シンセサイザ２ｃから出力された受信局部発振信号と受信回路２ｂにおいてミキシングされることで中間周波信号に周波数変換される。なお、上記周波数シンセサイザ２ｃから発生される受信局部発振信号の周波数は、主制御部９から出力される制御信号によって設定される。
【００１４】
上記中間周波信号は、ＣＤＭＡ処理部３に入力される。ＣＤＭＡ処理部３は、網側より割り当てられたスクランブリングコードとチャネライゼーションコードによって上記中間周波信号を逆拡散処理する。続いてＣＤＭＡ処理部３は、例えばＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調方式に対応する直交復調を行い、これによりデータレートに応じた所定のフォーマットの復調データまたはパケットデータに変換する。そしてＣＤＭＡ処理部３は、この変換された復調データを圧縮伸長部４に与え、パケットデータを主制御部９に与える。
【００１５】
圧縮伸長部４は、上記ＣＤＭＡ処理部３から出力された復調データに対し、主制御部９から通知される受信データレートに応じた伸長処理を施す。さらに圧縮伸長部４は、ビタビ復号などを用いた復号処理および誤り訂正復号処理を行って、ベースバンドの音声データを再生する。圧縮伸長部４は、音声データをＰＣＭ処理部５に与える。
【００１６】
ＰＣＭ処理部５は、圧縮伸長部４から出力されたディジタルの音声データをＰＣＭ復号してアナログの音声信号を得る。この音声信号は、レシーバアンプ６ａで増幅されたのち、スピーカ６ｂより音声として出力される。
【００１７】
話者が発した音声は、マイクロホン６ｃにより音声信号に変換される。この音声信号は、送話アンプ６ｄに入力される。音声信号は、送話アンプ６ｄにより適正レベルまで増幅されたのち、ＰＣＭ処理部５へと与えられる。
【００１８】
ＰＣＭ処理部５は、上記音声信号に対してＰＣＭ符号化処理を施し、ディジタルの音声データを得る。ＰＣＭ処理部５は、この音声データを圧縮伸長部４に与える。
【００１９】
圧縮伸長部４は、音声データのエネルギー量を検出し、この検出結果に基づいてデータレートを決定する。そして圧縮伸長部４は、上記音声データを上記データレートに応じたフォーマットの信号にＱＣＥＬＰ方式により圧縮する。さらに圧縮伸長部４は、音声データに対して例えば畳み込み符号化による誤り訂正符号化処理を施したのちＣＤＭＡ処理部３へ出力する。
【００２０】
ＣＤＭＡ処理部３は、圧縮伸長部４から個々に与えられる各種伝送チャネルの送信データを多重化する。さらにＣＤＭＡ処理部３は、多重化後の送信データにより搬送波信号を変調する。この変調には、例えばＱＰＳＫが用いられる。ＣＤＭＡ処理部３は、変調された搬送波信号に対して、送信チャネルごとに割り当てられたＰＮ符号を用いてスペクトラム拡散処理を施して送信信号を得る。そしてＣＤＭＡ処理部３は、上記送信信号を無線部２の送信回路２ｄへと与える。
【００２１】
送信回路２ｄは、上記送信信号を、周波数シンセサイザ２ｃから発生される送信局部発振信号と合成することで無線周波信号に変換する。そして、送信回路２ｄは、主制御部９により通知される送信データレートに基づいて、上記無線周波信号の有効部分だけを高周波増幅した上で出力する。この送信回路２ｄから出力された無線周波信号は、デュプレクサ２ａを介してアンテナ１に供給され、このアンテナ１から接続中の基地局へ向けて送信される。
【００２２】
入力部７ｂには、各種のキーを含むキー群が設けられている。入力部７ｂは、これらのキーの押下による使用者指示を入力する。また表示部７ａには、ＬＣＤ（ｌｉｑｕｉｄ ｃｒｙｓｔａｌ ｄｉｓｐｌａｙ）およびＬＥＤ（ｌｉｇｈｔ ｅｍｉｔｔｉｎｇ ｄｉｏｄｅ）等が設けられている。表示部７ａは、これらＬＣＤおよびＬＥＤを用いて、通信相手の端末の電話番号および例えば着信状態などのような自端末の動作状態をはじめ、ＷＥＢサイトからのダウンロード情報、送受信メール、動画像、図示しないバッテリのＤｉｓｃｈａｒｇｅ状態等を表示する。
【００２３】
記憶部８は、例えばＲＯＭ、ＤＲＡＭ（ｄｙｎａｍｉｃ ＲＡＭ）、ＳＲＡＭ（ｓｔａｔｉｃ ＲＡＭ）、あるいはフラッシュメモリなどを適宜用いてなる。この記憶部８は、主制御部９用の動作プログラムを記憶する。また記憶部８は、各種の設定情報や各種の受信データ、あるいは本装置で作成された各種のデータなど、さまざまなデータを記憶する。
【００２４】
主制御部９は、記憶部８に記憶されている動作プログラムに基づくソフトウェア処理により各部の制御処理を行うことで、無線通信端末としての動作を実現する。
【００２５】
ところでＣＤＭＡ処理部３には、ＴＰＣモジュール３ａが設けられている。図２はＴＰＣモジュール３ａのブロック図である。
【００２６】
図２に示すようにＴＰＣモジュール３ａは、長区間品質測定部１１、目標品質設定部１２、ＢＬＥＲ比較判定部１３、目標ＳＩＲ生成部１４、ＳＩＲ測定モジュール１５、ＳＩＲ比較判定部１６およびＴＰＣビット生成部１７を有している。ＳＩＲ測定モジュール１５はさらに、平均値算出部１５ａ、乗算部１５ｂ、減算部１５ｃ，１５ｄ、２乗平均算出部１５ｅおよび比率算出部１５ｆを有している。
【００２７】
ＣＤＭＡ処理部３にて受信ベースバンド信号を逆拡散部３ｂで逆拡散された後、Ｒａｋｅ受信部３ｃにてＲａｋｅ合成および誤り訂正・復号化がなされた受信データ系列は、長区間品質測定部１１へと与えられる。長区間品質測定部１１では、上記受信データ系列において、ＣＲＣ結果が一致したトランスポートブロックの個数によりＢＬＥＲを数百ｍｓから数ｓ程度の長区間で測定する。長区間品質測定部１１は、この測定により得られた値（以下、測定ＢＬＥＲ値と称する）をＢＬＥＲ比較判定部１３へと与える。目標品質設定部１２は、所要とするＢＬＥＲ値（以下、目標ＢＬＥＲ値と称する）をＢＬＥＲ比較判定部１３へと与える。ＢＬＥＲ比較判定部１３は、測定ＢＬＥＲ値と目標ＢＬＥＲ値との差に比例した値として目標ＳＩＲ値の補正値を求める。そしてＢＬＥＲ比較判定部１３は、上記補正値を目標ＳＩＲ生成部１４へと与える。
【００２８】
目標ＳＩＲ生成部１４では、インナーループ送信電力制御のための目標ＳＩＲ値を出力し、この目標ＳＩＲ値をＳＩＲ比較判定部１６へと与える。目標ＳＩＲ生成部１４は、出力する目標ＳＩＲ値を上記補正値に基づいて増減する。具体的には、目標ＳＩＲ生成部１４は、新たに求められた補正値がＢＬＥＲ比較判定部１３から与えられた場合に、目標ＳＩＲ値をその新たな補正値を加算した値に更新する。これにより目標ＳＩＲ値は、測定ＢＬＥＲ値が目標ＢＬＥＲ値より大きい場合、すなわち受信品質が悪い場合には大きくされ、逆に測定ＢＬＥＲ値が目標ＢＬＥＲ値より小さい場合、すなわち受信品質が良い場合には小さくされる。
【００２９】
ＳＩＲ測定モジュール１５には、Ｒａｋｅ受信部３ｃで得られる同相成分および直交成分のそれぞれの振幅値スカラー量が与えられる。ＳＩＲ測定モジュール１５において、同相成分の振幅値スカラー量（以下、同相振幅値と称する）は平均値算出部１５ａおよび減算部１５ｃへと与えられる。直交成分の振幅値スカラー量（以下、直交振幅値と称する）は平均値算出部１５ａおよび減算部１５ｄへと与えられる。
【００３０】
平均値算出部１５ａは、個別パイロットシンボルに関する全ての同相振幅値と直交振幅値との平均値を算出する。個別パイロットシンボルは、Ｗ−ＣＤＭＡ方式においては伝送フレームにおける各スロットにｎｐｉｌｏｔ個が含まれる。平均値算出部１５ａは、単一のスロットに含まれるｎｐｉｌｏｔ個の個別パイロットシンボルを対象として上記の平均値を算出する。平均値算出部１５ａは、算出した平均値を乗算部１５ｂ、減算部１５ｃおよび減算部１５ｄへとそれぞれ与える。
【００３１】
乗算部１５ｂは、上記平均値を２乗してさらに２倍した値として信号電力を算出する。乗算部１５ｂは、算出した信号電力を比率算出部１５ｆへと与える。
【００３２】
減算部１５ｃは、１スロットに含まれるｎｐｉｌｏｔ個の同相振幅値をそれぞれ保持しておく。減算部１５ｃは、上記のｎｐｉｌｏｔ個の同相振幅値のそれぞれから上記平均値を減算して両値の差をそれぞれ算出する。そして減算部１５ｃは、算出したｎｐｉｌｏｔ個の値をそれぞれ２乗平均算出部１５ｅへと与える。
【００３３】
減算部１５ｄは、１スロットに含まれるｎｐｉｌｏｔ個の直交振幅値をそれぞれ保持しておく。減算部１５ｄは、上記のｎｐｉｌｏｔ個の直交振幅値のそれぞれから上記平均値を減算して両値の差をそれぞれ算出する。そして減算部１５ｃは、算出したｎｐｉｌｏｔ個の値をそれぞれ２乗平均算出部１５ｅへと与える。
【００３４】
２乗平均算出部１５ｅは、減算部１５ｃから与えられるｎｐｉｌｏｔ個の値と減算部１５ｄから与えられるｎｐｉｌｏｔ個の値とに関する２乗平均値として干渉電力を算出する。２乗平均算出部１５ｅは、算出した干渉電力を比率算出部１５ｆへと与える。
【００３５】
比率算出部１５ｆは、乗算部１５ｂから与えられる信号電力と２乗平均算出部１５ｅから与えられる干渉電力との比率を受信ＳＩＲ値として算出する。比率算出部１５ｆは、算出した受信ＳＩＲ値をＳＩＲ比較判定部１６へと与える。
【００３６】
ＳＩＲ比較判定部１６は、ＳＩＲ測定モジュール１５から与えられる受信ＳＩＲ値と、目標ＳＩＲ生成部１４から与えられる目標ＳＩＲ値とを比較し、受信ＳＩＲ値が目標ＳＩＲ値以上であるか否かを判定する。ＳＩＲ比較判定部１６は、上記の判定の結果をＴＰＣビット生成部１７へと与える。ＴＰＣビット生成部１７は、ＳＩＲ比較判定部１６での判定結果に基づき、受信ＳＩＲ値が目標ＳＩＲ値に達していない場合には“Ｕｐ”コマンドを示すＴＰＣビットを出力し、また受信ＳＩＲ値が目標ＳＩＲ値以上である場合には“Ｄｏｗｎ”コマンドを示すＴＰＣビットを出力する。このＴＰＣビットは、ＵＬ−ＤＰＣＣＨにマッピングされて基地局へと送られる。
【００３７】
次に以上のように構成された無線通信端末の動作につき説明する。なお、音声通話機能などのような無線通信端末における一般的な機能を実現するための処理や電力制御のためのＴＰＣモジュール３ａにおける処理は従来と同様であるのでその説明は省略する。ここでは、ＳＩＲ測定モジュール１５での処理に関して詳しく説明する。
【００３８】
Ｒａｋｅ受信部３ｃからの出力には、１スロット当りｎｐｉｌｏｔシンボル分ずつの個別パイロットシンボルに関する同相振幅値および直交振幅値が含まれている。そこで平均値算出部１５ａでは、これら総計２ｎｐｉｌｏｔ個の振幅値の平均値が算出される。１スロットに含まれるｎｐｉｌｏｔシンボルの個別パイロットシンボルにおけるｉ番目の個別パイロットシンボルの同相振幅値および直交振幅値をそれぞれＳＩＲｘ，ｉおよびＳＱＲｘ，１と示す場合に、平均値算出部１５ａでは次の式の演算が行われることとなる。
【００３９】
【数１】
【００４０】
さて、本実施形態においては、個別パイロットシンボルはマッピング点がπ／４，３π／４，５π／４，７π／４であるＱＰＳＫで変調されていることを前提とする。従って、個別パイロットシンボルは干渉を受けていなければ、同相振幅値と直交振幅値とが等しい。すなわち、平均値算出部１５ａが平均値の算出に用いる２ｎｐｉｌｏｔ個の振幅値は、理想状態においては全て等しい値のはずであるが、伝送時の干渉の影響により個々に変動しているのである。そこで平均値算出部１５ａでは、２ｎｐｉｌｏｔ個の振幅値に関する平均的な振幅値が基準となる振幅値として求められる。
【００４１】
通常、ＱＰＳＫ変調された信号に関する信号電力は、マッピング点のベクトル量に相当する電力量で表わされる。しかしながら、平均値算出部１５ａで求められる平均値はスカラー量である。そこで、乗算部１５ｂにて上記平均値を２乗してさらに２倍した値を求めることで、同相振幅値および直交振幅値がいずれも上記平均値であるマッピング点のベクトル量に相当する電力量に変換される。そして、乗算部１５ｂにてこのように算出される値が信号電力Ｓとされるのである。このとき、信号電力Ｓは次の式により表わされる。
【００４２】
【数２】
【００４３】
一方、減算部１５ｃでは、ｎｐｉｌｏｔ個の同相振幅値をそれぞれ保持しておき、平均値算出部１５ａから平均値が与えられたならば、上記の保持した同相振幅値のそれぞれから上記平均値を減算して両値の差がそれぞれ算出される。すなわち、保持してあるｎｐｉｌｏｔ個の同相振幅値のうちのｊ番目の同相振幅値をＳＩＲｘ，ｊと示す場合に、減算部１５ｃでは次の式がｊを１からｎまでの範囲でそれぞれ変化させながら行われる。
【００４４】
【数３】
【００４５】
このようにして減算部１５ｃでは、基準となる平均振幅値に対する実際の同相振幅値のそれぞれの誤差が算出される。
【００４６】
減算部１５ｄでは、減算部１５ｃと同様な処理が直交振幅値を対象として行われる。すなわち、保持してあるｎｐｉｌｏｔ個の直交振幅値のうちのｊ番目の同相振幅値をＳＩＲｘ，ｊと示す場合に、減算部１５ｄでは次の式がｊを１からｎまでの範囲でそれぞれ変化させながら行われる。
【００４７】
【数４】
【００４８】
そしてこのようにして減算部１５ｄでは、基準となる平均振幅値に対する実際の同相振幅値のそれぞれの誤差が算出される。
【００４９】
２乗平均算出部１５ｅでは、上述のように減算部１５ｃおよび減算部１５ｄでそれぞれ算出されたｎｐｉｌｏｔ個ずつの値、すなわち総計２ｎｐｉｌｏｔ個の値に関する２乗平均が算出される。すなわち２乗平均算出部１５ｅでは、基準となる平均振幅値に対する実際の同相振幅値のそれぞれの誤差に相当する電力の平均値が求められるのである。そして、２乗平均算出部１５ｅにてこのように算出される値が干渉電力Ｉとされるのである。このとき、干渉電力Ｉは次の式により表わされる。
【００５０】
【数５】
【００５１】
この後に比率算出部１５ｆでは、乗算部１５ｂで算出された信号電力Ｓと２乗平均算出部１５ｅで算出された干渉電力Ｉとの比率として、受信ＳＩＲ値が算出される。
【００５２】
以上のように本実施形態によれば、信号電力Ｓおよび干渉電力Ｉの算出のために、同相成分の振幅値スカラー量および直交成分の振幅値スカラー量を用いる。
【００５３】
さて、信号電力Ｓおよび干渉電力Ｉの算出は、個別パイロットシンボルのベクトル量を用いることも考えられる。しかしながら、このように個別パイロットシンボルのベクトル量を用いると、信号電力Ｓおよび干渉電力Ｉの算出に用いる値のサンプル数がｎｐｉｌｏｔサンプルに限られてしまう。このため、個別パイロットシンボルのシンボル数ｎｐｉｌｏｔが例えば２シンボルと少ない場合には、サンプル数不足のために十分な測定精度が得られない恐れがある。
【００５４】
しかしながら、パイロットシンボル中の直交成分と同相成分は当然同一伝搬路から受信されるため、同相成分と直交成分の振幅値が等しい場合は、同相成分と直交成分共に同等の干渉を受けていると考えられる。そのため、本実施形態によれば、信号電力Ｓおよび干渉電力Ｉの算出に用いる値のサンプル数が２ｎｐｉｌｏｔサンプルとなりサンプル数が増えるために、測定精度が向上することになる。
【００５５】
以下に、本実施形態による受信ＳＩＲ値の測定精度と、前述のように信号電力Ｓおよび干渉電力Ｉの算出を個別パイロットシンボルのベクトル量を用いて行う別方式での受信ＳＩＲ値の測定精度との違いについての評価結果について説明する。
【００５６】
図３はＳＩＲ測定の測定精度を計算機シミュレーションで評価するために用いた評価モデルを示す図である。
【００５７】
図３中のフォーマットでマッピングされたシンボルをスタティック環境下で伝送し、受信シンボルに熱雑音を入力する。その雑音が加えられたシンボルに対して同期検波を行った結果を測定対象信号として、その束帯対象信号に関するＳＩＲ測定の計算機シミュレーションを行う。本説明では、送信時の個別パイロットシンボルは（０．７０７１０６７８１，０．７０７１０６７８１）にマッピングされているものとする。変調はＱＰＳＫを仮定している。一般的にパイロットシンボルにも予め定まった変調が行われているが、通常は受信側で復調を行った後使用される。このため、本実施形態および上記の別方式でのＳＩＲ測定には、この変調／復調処理は影響を及ぼさない。そこで記述の煩雑さをさけるため、シンボル位置を固定としている。
【００５８】
図４，図５，図６は、上記の評価モデルにおいて、Ｓ／Ｎ＝３［ｄＢ］の雑音を入力して計算機シミュレーションを３０００回試行した結果を示す。これらの図中の「他方式」は、個別パイロットシンボルのベクトル量を用いて信号電力Ｓおよび干渉電力Ｉを算出している。
【００５９】
図４は信号電力Ｓの分布を示し、図４（ａ）および図４（ｂ）は使用する個別パイロットシンボル（ＤＰＣＨパイロットシンボル）の数をそれぞれ２シンボルおよび４シンボルとした場合を示す。なおこの計算機シミュレーションでは、入力しているＳ／Ｎは３［ｄＢ］であるので、受信電力の理想値は１［ｄＢ］となる。
【００６０】
この図４から、受信電力Ｓの測定においては、使用する個別パイロットシンボル数に拘らず、本実施形態と別方式とでの差はあまりないことが分かる。
【００６１】
図５は干渉電力Ｉの分布を示し、図５（ａ）および図５（ｂ）は使用する個別パイロットシンボル数をそれぞれ２シンボルおよび４シンボルとした場合を示す。なおこの計算機シミュレーションでは、入力しているＳ／Ｎは３［ｄＢ］であるので、干渉電力Ｉの理想値は０．５［ｄＢ］である。
【００６２】
この図５から、干渉電力Ｉの測定においては、個別パイロットシンボル数を２シンボルおよび４シンボルのいずれとした場合でも、本実施形態は別方式に比べ測定精度が向上していることが分かる。特に、個別パイロットシンボル数を２シンボルとしたとき、他方式では干渉電力Ｉは０に近い分布となってしまっているのに対し、本実施形態ではこのような現象が改善されている。これは、個別パイロットシンボル数を２シンボルとしたとき、他方式では２つのベクトル値のみがサンプル値となるため、２シンボルの個別パイロットシンボルがベクトル的に近い場合、干渉電力Ｉを求めるための基準ベクトルが個別パイロットシンボルのベクトルと非常に近い位置になり、干渉電力Ｉとして０に近い値が算出されるためである。本実施形態では、他方式に比べてサンプル数を倍にすることで、上記不具合が回避され測定精度が向上している。
【００６３】
図６はＳＩＲの分布を示し、図６（ａ）および図６（ｂ）は使用する個別パイロットシンボル数をそれぞれ２シンボルおよび４シンボルとした場合を示す。なおこの計算機シミュレーションでは、入力しているＳ／Ｎは３［ｄＢ］であるので、ＳＩＲの理想値は３［ｄＢ］である。
【００６４】
この図６から、個別パイロットシンボル数を２シンボルおよび４シンボルのいずれとした場合でも、本実施形態は別方式に比べ理想値である３［ｄＢ］により近い分布を実現しており、測定精度が向上していることが分かる。特に、個別パイロットシンボル数を２シンボルとしたとき、４シンボルとしたときに比べて改善の幅が大きい。
【００６５】
図７は上記の計算機シミュレーションにおけるＳＩＲの測定結果の平均値、中央値および分散を示す図である。
【００６６】
この図７からも、本実施形態は他方式に比べ理想値に近い測定結果が得られていることが確認できる。特に、他方式で個別パイロットシンボル数を２シンボルとした場合はＳＩＲ値と理想ＳＩＲ値との差が５［ｄＢ］以上もあったが、本実施形態ではその差が２［ｄＢ］強となっており、大きな改善が見られる。
【００６７】
図８はパラメーターをＳ／Ｎ［ｄＢ］として、受信環境による特性比較を行った図である。図８は、本実施形態と他方式とにより測定されたＳＩＲ［ｄＢ］の中央値と、そのとき与えているＳ／Ｎ［ｄＢ］との差を示している。つまり、測定値と理想値との差分（測定値−理想値）を示している。この図８から、本発明によるＳＩＲ測定方式は従来技術に比べ、評価した環境下（Ｓ／Ｎ＝−３〜１０［ｄＢ］）全てにおいて誤差が減少していることが分かる。
【００６８】
なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。例えば上記実施形態は、理想的なマッピング点が同相成分振幅と直交成分振幅とが等しくなるような変調方式が採用されていることを前提として成り立つ。しかし、理想的なマッピング点が同相成分振幅と直交成分振幅とが等しくならないような変調方式を採用する場合であっても、その変調方式がＩＱ平面を回転させることで理想的なマッピング点が同相成分振幅と直交成分振幅とが等しくなるものであれば、ＩＱ平面の回転のための移相処理を追加することで本発明を適用することができる。具体的には、個別パイロットシンボルはマッピング点が０，π／２，３π／２，５π／２であるＱＰＳＫで変調されているとするならば、Ｉ成分にｃｏｓ４５°をかけ、またＱ成分にｓｉｎ４５°をかけるようにすれば、以降は前記実施形態のように処理することができる。
【００６９】
乗算部１５および比率算出部１５ｆを省略し、干渉電力Ｉを最終的に測定する品質値とする測定モジュールとして実現することも可能である。
【００７０】
このほか、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の変形実施が可能である。
【００７１】
【発明の効果】
本発明によれば、単位期間内に含まれるｎ個のパイロットシンボルに関する全ての同相成分振幅および直交成分振幅に関する平均値を算出し、この算出した平均値を用いて品質値の算出を行うこととしたので、品質値の算出には、パイロットシンボルのシンボル数ｎに対してその２倍の数の振幅がサンプル値として使用されることとなり、この結果、信号に関する品質値を高精度に測定することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態に係る無線通信端末のブロック図。
【図２】図１中のＴＰＣモジュール３ａのブロック図。
【図３】ＳＩＲ測定の測定精度を計算機シミュレーションで評価するために用いた評価モデルを示す図。
【図４】計算機シミュレーションを３０００回試行して得られた信号電力Ｓの分布を示す図。
【図５】計算機シミュレーションを３０００回試行して得られた干渉電力Ｉの分布を示す図。
【図６】計算機シミュレーションを３０００回試行して得られたＳＩＲの分布を示す図。
【図７】計算機シミュレーションにおけるＳＩＲの測定結果の平均値、中央値および分散を示す図。
【図８】パラメーターをＳ／Ｎ［ｄＢ］として、受信環境による特性比較を行った図。
【符号の説明】
１…アンテナ
２…無線部
３…ＣＤＭＡ処理部
３ａ…ＴＰＣモジュール
３ｂ…逆拡散部
３ｃ…Ｒａｋｅ受信部
４…圧縮伸長部
５…ＰＣＭ処理部
６…通話部
７…ユーザインタフェース部
８…記憶部
９…主制御部
１１…長区間品質測定部
１２…目標品質設定部
１３…ＢＬＥＲ比較判定部
１４…目標ＳＩＲ生成部
１５…ＳＩＲ測定モジュール
１５ａ…平均値算出部
１５ｂ…乗算部
１５ｃ，１５ｄ…減算部
１５ｅ…２乗平均算出部
１５ｆ…比率算出部
１６…ＳＩＲ比較判定部
１７…ＴＰＣビット生成部
【発明の属する技術分野】
本発明は、伝送信号に関する例えば信号電力対干渉電力比（ＳＩＲ）などの所定の品質値を測定する測定モジュールおよび無線通信端末に関する。
【０００２】
【従来の技術】
符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）通信方式では、受信した信号に関するＳＩＲに基づく送信電力制御を上りおよび下りリンクの個別チャネル（ＤＰＣＨ）に適用する。この送信電力制御では、所要受信品質に対して常に送信電力を最小に抑えることで、システム容量を増大する。特に、上りリンクにおいては遠近問題を解決するために、基地局において各移動局からの受信品質、あるいは受信電力が一定になるように制御する送信電力制御は必須である。一方、下りリンクにおいては、自セル内のマルチパス信号は独立なフェージング変動をして互いに干渉となり、また、セル周辺では他セル干渉の影響が大きくなってくる。したがって、マルチパス干渉および他セル干渉に対して、受信品質を一定に制御する送信電力制御が下りリンクにも適用されている。
【０００３】
このような送信電力制御などのためにＣＤＭＡ通信方式の通信装置においては、ＳＩＲなどのような信号に関する品質値の測定を行う必要がある。
【０００４】
【特許文献１】
特開２００１−１２８２３８号公報
【０００５】
【特許文献２】
特開２０００−３０７４７５号公報
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
そして、送信電力制御などを的確に行えるようにするために、信号に関する品質値を高精度に測定することが望まれる。
【０００７】
そこで本発明は、信号に関する品質値を高精度に測定することを可能とすることを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
以上の目的を達成するために本発明は、信号点における同相成分振幅と直交成分振幅とが同一となる直交変調方式で変調されたパイロットシンボルを所定の単位期間内にｎ個（ｎは自然数）含む伝送信号に関する所定の品質値を測定する測定モジュールにおいて、前記単位期間内に含まれるｎ個のパイロットシンボルに関する全ての同相成分振幅および直交成分振幅に関する平均値を算出する平均値算出手段と、この平均値算出手段により算出された前記平均値を用いて前記品質値を算出する品質値算出手段とを備えた。
【０００９】
このような手段を講じたことにより、単位期間内に含まれるｎ個のパイロットシンボルに関する全ての同相成分振幅および直交成分振幅に関する平均値が算出され、この算出された平均値を用いて品質値の算出が行われる。従って、品質値の算出には、パイロットシンボルのシンボル数ｎに対してその２倍の数の振幅がサンプル値として使用されることとなる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の一実施形態につき説明する。なおここでは、３ＧＰＰにて規定されたＷ−ＣＤＭＡ方式に準拠する移動無線通信システムに適合した無線通信端末を対象とする。また、ＳＩＲの推定にはいくつかの方法が考えられるが、本説明においては、個別チャネル（ＤＰＣＨ）に含まれる個別パイロットを使用するＳＩＲ推定方式を対象とする。
【００１１】
図１は本実施形態に係る無線通信端末のブロック図である。
【００１２】
図１に示すように本実施形態の無線通信端末は、アンテナ１、無線部２、ＣＤＭＡ処理部３、圧縮伸長部４、ＰＣＭ処理部５、通話部６、ユーザインタフェース部７、記憶部８および主制御部９を有している。無線部２は、デュプレクサ（ＤＵＰ）２ａ、受信回路（ＲＸ）２ｂ、周波数シンセサイザ（ＳＹＮ）２ｃおよび送信回路（ＴＸ）２ｄを有する。通話部６は、レシーバアンプ６ａ、スピーカ６ｂ、マイクロホン６ｃおよび送話アンプ６ｄを有する。ユーザインタフェース部７は、表示部７ａおよび入力部７ｂを有する。
【００１３】
図示しない基地局から送信された無線信号は、アンテナ１で受信されたのち無線部２に入力される。無線部２では、上記無線信号はデュプレクサ２ａを介して受信回路２ｂに入力される。無線信号は、周波数シンセサイザ２ｃから出力された受信局部発振信号と受信回路２ｂにおいてミキシングされることで中間周波信号に周波数変換される。なお、上記周波数シンセサイザ２ｃから発生される受信局部発振信号の周波数は、主制御部９から出力される制御信号によって設定される。
【００１４】
上記中間周波信号は、ＣＤＭＡ処理部３に入力される。ＣＤＭＡ処理部３は、網側より割り当てられたスクランブリングコードとチャネライゼーションコードによって上記中間周波信号を逆拡散処理する。続いてＣＤＭＡ処理部３は、例えばＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調方式に対応する直交復調を行い、これによりデータレートに応じた所定のフォーマットの復調データまたはパケットデータに変換する。そしてＣＤＭＡ処理部３は、この変換された復調データを圧縮伸長部４に与え、パケットデータを主制御部９に与える。
【００１５】
圧縮伸長部４は、上記ＣＤＭＡ処理部３から出力された復調データに対し、主制御部９から通知される受信データレートに応じた伸長処理を施す。さらに圧縮伸長部４は、ビタビ復号などを用いた復号処理および誤り訂正復号処理を行って、ベースバンドの音声データを再生する。圧縮伸長部４は、音声データをＰＣＭ処理部５に与える。
【００１６】
ＰＣＭ処理部５は、圧縮伸長部４から出力されたディジタルの音声データをＰＣＭ復号してアナログの音声信号を得る。この音声信号は、レシーバアンプ６ａで増幅されたのち、スピーカ６ｂより音声として出力される。
【００１７】
話者が発した音声は、マイクロホン６ｃにより音声信号に変換される。この音声信号は、送話アンプ６ｄに入力される。音声信号は、送話アンプ６ｄにより適正レベルまで増幅されたのち、ＰＣＭ処理部５へと与えられる。
【００１８】
ＰＣＭ処理部５は、上記音声信号に対してＰＣＭ符号化処理を施し、ディジタルの音声データを得る。ＰＣＭ処理部５は、この音声データを圧縮伸長部４に与える。
【００１９】
圧縮伸長部４は、音声データのエネルギー量を検出し、この検出結果に基づいてデータレートを決定する。そして圧縮伸長部４は、上記音声データを上記データレートに応じたフォーマットの信号にＱＣＥＬＰ方式により圧縮する。さらに圧縮伸長部４は、音声データに対して例えば畳み込み符号化による誤り訂正符号化処理を施したのちＣＤＭＡ処理部３へ出力する。
【００２０】
ＣＤＭＡ処理部３は、圧縮伸長部４から個々に与えられる各種伝送チャネルの送信データを多重化する。さらにＣＤＭＡ処理部３は、多重化後の送信データにより搬送波信号を変調する。この変調には、例えばＱＰＳＫが用いられる。ＣＤＭＡ処理部３は、変調された搬送波信号に対して、送信チャネルごとに割り当てられたＰＮ符号を用いてスペクトラム拡散処理を施して送信信号を得る。そしてＣＤＭＡ処理部３は、上記送信信号を無線部２の送信回路２ｄへと与える。
【００２１】
送信回路２ｄは、上記送信信号を、周波数シンセサイザ２ｃから発生される送信局部発振信号と合成することで無線周波信号に変換する。そして、送信回路２ｄは、主制御部９により通知される送信データレートに基づいて、上記無線周波信号の有効部分だけを高周波増幅した上で出力する。この送信回路２ｄから出力された無線周波信号は、デュプレクサ２ａを介してアンテナ１に供給され、このアンテナ１から接続中の基地局へ向けて送信される。
【００２２】
入力部７ｂには、各種のキーを含むキー群が設けられている。入力部７ｂは、これらのキーの押下による使用者指示を入力する。また表示部７ａには、ＬＣＤ（ｌｉｑｕｉｄ ｃｒｙｓｔａｌ ｄｉｓｐｌａｙ）およびＬＥＤ（ｌｉｇｈｔ ｅｍｉｔｔｉｎｇ ｄｉｏｄｅ）等が設けられている。表示部７ａは、これらＬＣＤおよびＬＥＤを用いて、通信相手の端末の電話番号および例えば着信状態などのような自端末の動作状態をはじめ、ＷＥＢサイトからのダウンロード情報、送受信メール、動画像、図示しないバッテリのＤｉｓｃｈａｒｇｅ状態等を表示する。
【００２３】
記憶部８は、例えばＲＯＭ、ＤＲＡＭ（ｄｙｎａｍｉｃ ＲＡＭ）、ＳＲＡＭ（ｓｔａｔｉｃ ＲＡＭ）、あるいはフラッシュメモリなどを適宜用いてなる。この記憶部８は、主制御部９用の動作プログラムを記憶する。また記憶部８は、各種の設定情報や各種の受信データ、あるいは本装置で作成された各種のデータなど、さまざまなデータを記憶する。
【００２４】
主制御部９は、記憶部８に記憶されている動作プログラムに基づくソフトウェア処理により各部の制御処理を行うことで、無線通信端末としての動作を実現する。
【００２５】
ところでＣＤＭＡ処理部３には、ＴＰＣモジュール３ａが設けられている。図２はＴＰＣモジュール３ａのブロック図である。
【００２６】
図２に示すようにＴＰＣモジュール３ａは、長区間品質測定部１１、目標品質設定部１２、ＢＬＥＲ比較判定部１３、目標ＳＩＲ生成部１４、ＳＩＲ測定モジュール１５、ＳＩＲ比較判定部１６およびＴＰＣビット生成部１７を有している。ＳＩＲ測定モジュール１５はさらに、平均値算出部１５ａ、乗算部１５ｂ、減算部１５ｃ，１５ｄ、２乗平均算出部１５ｅおよび比率算出部１５ｆを有している。
【００２７】
ＣＤＭＡ処理部３にて受信ベースバンド信号を逆拡散部３ｂで逆拡散された後、Ｒａｋｅ受信部３ｃにてＲａｋｅ合成および誤り訂正・復号化がなされた受信データ系列は、長区間品質測定部１１へと与えられる。長区間品質測定部１１では、上記受信データ系列において、ＣＲＣ結果が一致したトランスポートブロックの個数によりＢＬＥＲを数百ｍｓから数ｓ程度の長区間で測定する。長区間品質測定部１１は、この測定により得られた値（以下、測定ＢＬＥＲ値と称する）をＢＬＥＲ比較判定部１３へと与える。目標品質設定部１２は、所要とするＢＬＥＲ値（以下、目標ＢＬＥＲ値と称する）をＢＬＥＲ比較判定部１３へと与える。ＢＬＥＲ比較判定部１３は、測定ＢＬＥＲ値と目標ＢＬＥＲ値との差に比例した値として目標ＳＩＲ値の補正値を求める。そしてＢＬＥＲ比較判定部１３は、上記補正値を目標ＳＩＲ生成部１４へと与える。
【００２８】
目標ＳＩＲ生成部１４では、インナーループ送信電力制御のための目標ＳＩＲ値を出力し、この目標ＳＩＲ値をＳＩＲ比較判定部１６へと与える。目標ＳＩＲ生成部１４は、出力する目標ＳＩＲ値を上記補正値に基づいて増減する。具体的には、目標ＳＩＲ生成部１４は、新たに求められた補正値がＢＬＥＲ比較判定部１３から与えられた場合に、目標ＳＩＲ値をその新たな補正値を加算した値に更新する。これにより目標ＳＩＲ値は、測定ＢＬＥＲ値が目標ＢＬＥＲ値より大きい場合、すなわち受信品質が悪い場合には大きくされ、逆に測定ＢＬＥＲ値が目標ＢＬＥＲ値より小さい場合、すなわち受信品質が良い場合には小さくされる。
【００２９】
ＳＩＲ測定モジュール１５には、Ｒａｋｅ受信部３ｃで得られる同相成分および直交成分のそれぞれの振幅値スカラー量が与えられる。ＳＩＲ測定モジュール１５において、同相成分の振幅値スカラー量（以下、同相振幅値と称する）は平均値算出部１５ａおよび減算部１５ｃへと与えられる。直交成分の振幅値スカラー量（以下、直交振幅値と称する）は平均値算出部１５ａおよび減算部１５ｄへと与えられる。
【００３０】
平均値算出部１５ａは、個別パイロットシンボルに関する全ての同相振幅値と直交振幅値との平均値を算出する。個別パイロットシンボルは、Ｗ−ＣＤＭＡ方式においては伝送フレームにおける各スロットにｎｐｉｌｏｔ個が含まれる。平均値算出部１５ａは、単一のスロットに含まれるｎｐｉｌｏｔ個の個別パイロットシンボルを対象として上記の平均値を算出する。平均値算出部１５ａは、算出した平均値を乗算部１５ｂ、減算部１５ｃおよび減算部１５ｄへとそれぞれ与える。
【００３１】
乗算部１５ｂは、上記平均値を２乗してさらに２倍した値として信号電力を算出する。乗算部１５ｂは、算出した信号電力を比率算出部１５ｆへと与える。
【００３２】
減算部１５ｃは、１スロットに含まれるｎｐｉｌｏｔ個の同相振幅値をそれぞれ保持しておく。減算部１５ｃは、上記のｎｐｉｌｏｔ個の同相振幅値のそれぞれから上記平均値を減算して両値の差をそれぞれ算出する。そして減算部１５ｃは、算出したｎｐｉｌｏｔ個の値をそれぞれ２乗平均算出部１５ｅへと与える。
【００３３】
減算部１５ｄは、１スロットに含まれるｎｐｉｌｏｔ個の直交振幅値をそれぞれ保持しておく。減算部１５ｄは、上記のｎｐｉｌｏｔ個の直交振幅値のそれぞれから上記平均値を減算して両値の差をそれぞれ算出する。そして減算部１５ｃは、算出したｎｐｉｌｏｔ個の値をそれぞれ２乗平均算出部１５ｅへと与える。
【００３４】
２乗平均算出部１５ｅは、減算部１５ｃから与えられるｎｐｉｌｏｔ個の値と減算部１５ｄから与えられるｎｐｉｌｏｔ個の値とに関する２乗平均値として干渉電力を算出する。２乗平均算出部１５ｅは、算出した干渉電力を比率算出部１５ｆへと与える。
【００３５】
比率算出部１５ｆは、乗算部１５ｂから与えられる信号電力と２乗平均算出部１５ｅから与えられる干渉電力との比率を受信ＳＩＲ値として算出する。比率算出部１５ｆは、算出した受信ＳＩＲ値をＳＩＲ比較判定部１６へと与える。
【００３６】
ＳＩＲ比較判定部１６は、ＳＩＲ測定モジュール１５から与えられる受信ＳＩＲ値と、目標ＳＩＲ生成部１４から与えられる目標ＳＩＲ値とを比較し、受信ＳＩＲ値が目標ＳＩＲ値以上であるか否かを判定する。ＳＩＲ比較判定部１６は、上記の判定の結果をＴＰＣビット生成部１７へと与える。ＴＰＣビット生成部１７は、ＳＩＲ比較判定部１６での判定結果に基づき、受信ＳＩＲ値が目標ＳＩＲ値に達していない場合には“Ｕｐ”コマンドを示すＴＰＣビットを出力し、また受信ＳＩＲ値が目標ＳＩＲ値以上である場合には“Ｄｏｗｎ”コマンドを示すＴＰＣビットを出力する。このＴＰＣビットは、ＵＬ−ＤＰＣＣＨにマッピングされて基地局へと送られる。
【００３７】
次に以上のように構成された無線通信端末の動作につき説明する。なお、音声通話機能などのような無線通信端末における一般的な機能を実現するための処理や電力制御のためのＴＰＣモジュール３ａにおける処理は従来と同様であるのでその説明は省略する。ここでは、ＳＩＲ測定モジュール１５での処理に関して詳しく説明する。
【００３８】
Ｒａｋｅ受信部３ｃからの出力には、１スロット当りｎｐｉｌｏｔシンボル分ずつの個別パイロットシンボルに関する同相振幅値および直交振幅値が含まれている。そこで平均値算出部１５ａでは、これら総計２ｎｐｉｌｏｔ個の振幅値の平均値が算出される。１スロットに含まれるｎｐｉｌｏｔシンボルの個別パイロットシンボルにおけるｉ番目の個別パイロットシンボルの同相振幅値および直交振幅値をそれぞれＳＩＲｘ，ｉおよびＳＱＲｘ，１と示す場合に、平均値算出部１５ａでは次の式の演算が行われることとなる。
【００３９】
【数１】
さて、本実施形態においては、個別パイロットシンボルはマッピング点がπ／４，３π／４，５π／４，７π／４であるＱＰＳＫで変調されていることを前提とする。従って、個別パイロットシンボルは干渉を受けていなければ、同相振幅値と直交振幅値とが等しい。すなわち、平均値算出部１５ａが平均値の算出に用いる２ｎｐｉｌｏｔ個の振幅値は、理想状態においては全て等しい値のはずであるが、伝送時の干渉の影響により個々に変動しているのである。そこで平均値算出部１５ａでは、２ｎｐｉｌｏｔ個の振幅値に関する平均的な振幅値が基準となる振幅値として求められる。
【００４１】
通常、ＱＰＳＫ変調された信号に関する信号電力は、マッピング点のベクトル量に相当する電力量で表わされる。しかしながら、平均値算出部１５ａで求められる平均値はスカラー量である。そこで、乗算部１５ｂにて上記平均値を２乗してさらに２倍した値を求めることで、同相振幅値および直交振幅値がいずれも上記平均値であるマッピング点のベクトル量に相当する電力量に変換される。そして、乗算部１５ｂにてこのように算出される値が信号電力Ｓとされるのである。このとき、信号電力Ｓは次の式により表わされる。
【００４２】
【数２】
一方、減算部１５ｃでは、ｎｐｉｌｏｔ個の同相振幅値をそれぞれ保持しておき、平均値算出部１５ａから平均値が与えられたならば、上記の保持した同相振幅値のそれぞれから上記平均値を減算して両値の差がそれぞれ算出される。すなわち、保持してあるｎｐｉｌｏｔ個の同相振幅値のうちのｊ番目の同相振幅値をＳＩＲｘ，ｊと示す場合に、減算部１５ｃでは次の式がｊを１からｎまでの範囲でそれぞれ変化させながら行われる。
【００４４】
【数３】
このようにして減算部１５ｃでは、基準となる平均振幅値に対する実際の同相振幅値のそれぞれの誤差が算出される。
【００４６】
減算部１５ｄでは、減算部１５ｃと同様な処理が直交振幅値を対象として行われる。すなわち、保持してあるｎｐｉｌｏｔ個の直交振幅値のうちのｊ番目の同相振幅値をＳＩＲｘ，ｊと示す場合に、減算部１５ｄでは次の式がｊを１からｎまでの範囲でそれぞれ変化させながら行われる。
【００４７】
【数４】
そしてこのようにして減算部１５ｄでは、基準となる平均振幅値に対する実際の同相振幅値のそれぞれの誤差が算出される。
【００４９】
２乗平均算出部１５ｅでは、上述のように減算部１５ｃおよび減算部１５ｄでそれぞれ算出されたｎｐｉｌｏｔ個ずつの値、すなわち総計２ｎｐｉｌｏｔ個の値に関する２乗平均が算出される。すなわち２乗平均算出部１５ｅでは、基準となる平均振幅値に対する実際の同相振幅値のそれぞれの誤差に相当する電力の平均値が求められるのである。そして、２乗平均算出部１５ｅにてこのように算出される値が干渉電力Ｉとされるのである。このとき、干渉電力Ｉは次の式により表わされる。
【００５０】
【数５】
この後に比率算出部１５ｆでは、乗算部１５ｂで算出された信号電力Ｓと２乗平均算出部１５ｅで算出された干渉電力Ｉとの比率として、受信ＳＩＲ値が算出される。
【００５２】
以上のように本実施形態によれば、信号電力Ｓおよび干渉電力Ｉの算出のために、同相成分の振幅値スカラー量および直交成分の振幅値スカラー量を用いる。
【００５３】
さて、信号電力Ｓおよび干渉電力Ｉの算出は、個別パイロットシンボルのベクトル量を用いることも考えられる。しかしながら、このように個別パイロットシンボルのベクトル量を用いると、信号電力Ｓおよび干渉電力Ｉの算出に用いる値のサンプル数がｎｐｉｌｏｔサンプルに限られてしまう。このため、個別パイロットシンボルのシンボル数ｎｐｉｌｏｔが例えば２シンボルと少ない場合には、サンプル数不足のために十分な測定精度が得られない恐れがある。
【００５４】
しかしながら、パイロットシンボル中の直交成分と同相成分は当然同一伝搬路から受信されるため、同相成分と直交成分の振幅値が等しい場合は、同相成分と直交成分共に同等の干渉を受けていると考えられる。そのため、本実施形態によれば、信号電力Ｓおよび干渉電力Ｉの算出に用いる値のサンプル数が２ｎｐｉｌｏｔサンプルとなりサンプル数が増えるために、測定精度が向上することになる。
【００５５】
以下に、本実施形態による受信ＳＩＲ値の測定精度と、前述のように信号電力Ｓおよび干渉電力Ｉの算出を個別パイロットシンボルのベクトル量を用いて行う別方式での受信ＳＩＲ値の測定精度との違いについての評価結果について説明する。
【００５６】
図３はＳＩＲ測定の測定精度を計算機シミュレーションで評価するために用いた評価モデルを示す図である。
【００５７】
図３中のフォーマットでマッピングされたシンボルをスタティック環境下で伝送し、受信シンボルに熱雑音を入力する。その雑音が加えられたシンボルに対して同期検波を行った結果を測定対象信号として、その束帯対象信号に関するＳＩＲ測定の計算機シミュレーションを行う。本説明では、送信時の個別パイロットシンボルは（０．７０７１０６７８１，０．７０７１０６７８１）にマッピングされているものとする。変調はＱＰＳＫを仮定している。一般的にパイロットシンボルにも予め定まった変調が行われているが、通常は受信側で復調を行った後使用される。このため、本実施形態および上記の別方式でのＳＩＲ測定には、この変調／復調処理は影響を及ぼさない。そこで記述の煩雑さをさけるため、シンボル位置を固定としている。
【００５８】
図４，図５，図６は、上記の評価モデルにおいて、Ｓ／Ｎ＝３［ｄＢ］の雑音を入力して計算機シミュレーションを３０００回試行した結果を示す。これらの図中の「他方式」は、個別パイロットシンボルのベクトル量を用いて信号電力Ｓおよび干渉電力Ｉを算出している。
【００５９】
図４は信号電力Ｓの分布を示し、図４（ａ）および図４（ｂ）は使用する個別パイロットシンボル（ＤＰＣＨパイロットシンボル）の数をそれぞれ２シンボルおよび４シンボルとした場合を示す。なおこの計算機シミュレーションでは、入力しているＳ／Ｎは３［ｄＢ］であるので、受信電力の理想値は１［ｄＢ］となる。
【００６０】
この図４から、受信電力Ｓの測定においては、使用する個別パイロットシンボル数に拘らず、本実施形態と別方式とでの差はあまりないことが分かる。
【００６１】
図５は干渉電力Ｉの分布を示し、図５（ａ）および図５（ｂ）は使用する個別パイロットシンボル数をそれぞれ２シンボルおよび４シンボルとした場合を示す。なおこの計算機シミュレーションでは、入力しているＳ／Ｎは３［ｄＢ］であるので、干渉電力Ｉの理想値は０．５［ｄＢ］である。
【００６２】
この図５から、干渉電力Ｉの測定においては、個別パイロットシンボル数を２シンボルおよび４シンボルのいずれとした場合でも、本実施形態は別方式に比べ測定精度が向上していることが分かる。特に、個別パイロットシンボル数を２シンボルとしたとき、他方式では干渉電力Ｉは０に近い分布となってしまっているのに対し、本実施形態ではこのような現象が改善されている。これは、個別パイロットシンボル数を２シンボルとしたとき、他方式では２つのベクトル値のみがサンプル値となるため、２シンボルの個別パイロットシンボルがベクトル的に近い場合、干渉電力Ｉを求めるための基準ベクトルが個別パイロットシンボルのベクトルと非常に近い位置になり、干渉電力Ｉとして０に近い値が算出されるためである。本実施形態では、他方式に比べてサンプル数を倍にすることで、上記不具合が回避され測定精度が向上している。
【００６３】
図６はＳＩＲの分布を示し、図６（ａ）および図６（ｂ）は使用する個別パイロットシンボル数をそれぞれ２シンボルおよび４シンボルとした場合を示す。なおこの計算機シミュレーションでは、入力しているＳ／Ｎは３［ｄＢ］であるので、ＳＩＲの理想値は３［ｄＢ］である。
【００６４】
この図６から、個別パイロットシンボル数を２シンボルおよび４シンボルのいずれとした場合でも、本実施形態は別方式に比べ理想値である３［ｄＢ］により近い分布を実現しており、測定精度が向上していることが分かる。特に、個別パイロットシンボル数を２シンボルとしたとき、４シンボルとしたときに比べて改善の幅が大きい。
【００６５】
図７は上記の計算機シミュレーションにおけるＳＩＲの測定結果の平均値、中央値および分散を示す図である。
【００６６】
この図７からも、本実施形態は他方式に比べ理想値に近い測定結果が得られていることが確認できる。特に、他方式で個別パイロットシンボル数を２シンボルとした場合はＳＩＲ値と理想ＳＩＲ値との差が５［ｄＢ］以上もあったが、本実施形態ではその差が２［ｄＢ］強となっており、大きな改善が見られる。
【００６７】
図８はパラメーターをＳ／Ｎ［ｄＢ］として、受信環境による特性比較を行った図である。図８は、本実施形態と他方式とにより測定されたＳＩＲ［ｄＢ］の中央値と、そのとき与えているＳ／Ｎ［ｄＢ］との差を示している。つまり、測定値と理想値との差分（測定値−理想値）を示している。この図８から、本発明によるＳＩＲ測定方式は従来技術に比べ、評価した環境下（Ｓ／Ｎ＝−３〜１０［ｄＢ］）全てにおいて誤差が減少していることが分かる。
【００６８】
なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。例えば上記実施形態は、理想的なマッピング点が同相成分振幅と直交成分振幅とが等しくなるような変調方式が採用されていることを前提として成り立つ。しかし、理想的なマッピング点が同相成分振幅と直交成分振幅とが等しくならないような変調方式を採用する場合であっても、その変調方式がＩＱ平面を回転させることで理想的なマッピング点が同相成分振幅と直交成分振幅とが等しくなるものであれば、ＩＱ平面の回転のための移相処理を追加することで本発明を適用することができる。具体的には、個別パイロットシンボルはマッピング点が０，π／２，３π／２，５π／２であるＱＰＳＫで変調されているとするならば、Ｉ成分にｃｏｓ４５°をかけ、またＱ成分にｓｉｎ４５°をかけるようにすれば、以降は前記実施形態のように処理することができる。
【００６９】
乗算部１５および比率算出部１５ｆを省略し、干渉電力Ｉを最終的に測定する品質値とする測定モジュールとして実現することも可能である。
【００７０】
このほか、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の変形実施が可能である。
【００７１】
【発明の効果】
本発明によれば、単位期間内に含まれるｎ個のパイロットシンボルに関する全ての同相成分振幅および直交成分振幅に関する平均値を算出し、この算出した平均値を用いて品質値の算出を行うこととしたので、品質値の算出には、パイロットシンボルのシンボル数ｎに対してその２倍の数の振幅がサンプル値として使用されることとなり、この結果、信号に関する品質値を高精度に測定することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態に係る無線通信端末のブロック図。
【図２】図１中のＴＰＣモジュール３ａのブロック図。
【図３】ＳＩＲ測定の測定精度を計算機シミュレーションで評価するために用いた評価モデルを示す図。
【図４】計算機シミュレーションを３０００回試行して得られた信号電力Ｓの分布を示す図。
【図５】計算機シミュレーションを３０００回試行して得られた干渉電力Ｉの分布を示す図。
【図６】計算機シミュレーションを３０００回試行して得られたＳＩＲの分布を示す図。
【図７】計算機シミュレーションにおけるＳＩＲの測定結果の平均値、中央値および分散を示す図。
【図８】パラメーターをＳ／Ｎ［ｄＢ］として、受信環境による特性比較を行った図。
【符号の説明】
１…アンテナ
２…無線部
３…ＣＤＭＡ処理部
３ａ…ＴＰＣモジュール
３ｂ…逆拡散部
３ｃ…Ｒａｋｅ受信部
４…圧縮伸長部
５…ＰＣＭ処理部
６…通話部
７…ユーザインタフェース部
８…記憶部
９…主制御部
１１…長区間品質測定部
１２…目標品質設定部
１３…ＢＬＥＲ比較判定部
１４…目標ＳＩＲ生成部
１５…ＳＩＲ測定モジュール
１５ａ…平均値算出部
１５ｂ…乗算部
１５ｃ，１５ｄ…減算部
１５ｅ…２乗平均算出部
１５ｆ…比率算出部
１６…ＳＩＲ比較判定部
１７…ＴＰＣビット生成部
Claims (5)
- 信号点における同相成分振幅と直交成分振幅とが同一となる直交変調方式で変調されたパイロットシンボルを所定の単位期間内にｎ個（ｎは自然数）含む伝送信号に関する所定の品質値を測定する測定モジュールにおいて、
前記単位期間内に含まれるｎ個のパイロットシンボルに関する全ての同相成分振幅および直交成分振幅に関する平均値を算出する平均値算出手段と、
この平均値算出手段により算出された前記平均値を用いて前記品質値を算出する品質値算出手段とを具備したことを特徴とする測定モジュール。 - 信号点における同相成分振幅と直交成分振幅とが異なる直交変調方式で変調されたパイロットシンボルを所定の単位期間内にｎ個（ｎは自然数）含む伝送信号に関する所定の品質値を測定する測定モジュールにおいて、
前記伝送信号における同相成分および直交成分の位相を、同相成分振幅と直交成分振幅とが同一となる所定量だけ回転させる位相回転手段と、
この位相回転手段により位相回転がなされた伝送信号に関して前記単位期間内に含まれるｎ個のパイロットシンボルに関する全ての同相成分振幅および直交成分振幅に関する平均値を算出する平均値算出手段と、
この平均値算出手段により算出された前記平均値を用いて前記品質値を算出する品質値算出手段とを具備したことを特徴とする測定モジュール。 - 前記品質値算出手段は、
前記平均値を２乗してさらに２倍した値として信号電力を算出する信号電力算出手段と、
前記パイロットシンボルに関する同相成分振幅および直交成分振幅のそれぞれと前記平均値との差をそれぞれ算出する振幅差算出手段と、
この振幅差算出手段により前記単位期間内に含まれるｎ個のパイロットシンボルに関して算出される合計２ｎ個の差に関する２乗平均値として干渉電力を算出する干渉電力算出手段と、
前記信号電力算出手段により算出された信号電力と前記干渉電力算出手段により算出された干渉電力との比率として前記信号電力対干渉電力比を算出する信号電力対干渉電力比算出手段とを具備し、
前記品質値として前記信号電力対干渉電力比を算出することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の測定モジュール。 - 前記品質値算出手段は、
前記パイロットシンボルに関する同相成分振幅および直交成分振幅のそれぞれと前記平均値との差をそれぞれ算出する振幅差算出手段と、
この振幅差算出手段により前記単位期間内に含まれるｎ個のパイロットシンボルに関して算出される合計２ｎ個の差に関する２乗平均値として干渉電力を算出する干渉電力算出手段とを具備し、
前記品質値として前記干渉電力を算出することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の測定モジュール。 - 無線回線を介する伝送信号を受信する無線通信端末において、
前記受信した伝送信号に前記品質値の測定のために前記請求項１または請求項２に記載の測定モジュールを装備したことを特徴とする無線通信端末。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002279746A JP2004120242A (ja) | 2002-09-25 | 2002-09-25 | 測定モジュールおよび無線通信端末 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002279746A JP2004120242A (ja) | 2002-09-25 | 2002-09-25 | 測定モジュールおよび無線通信端末 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004120242A true JP2004120242A (ja) | 2004-04-15 |
Family
ID=32274663
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002279746A Pending JP2004120242A (ja) | 2002-09-25 | 2002-09-25 | 測定モジュールおよび無線通信端末 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2004120242A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012506187A (ja) * | 2008-10-15 | 2012-03-08 | エレクトロビット・システム・テスト・オサケユキテュア | データ収集及びシミュレーション |
| JP2014030205A (ja) * | 2007-12-06 | 2014-02-13 | Ntt Docomo Inc | Ｍｉｍｏ−ｏｆｄｍａ初期レンジングプロセスのためのレンジング信号の設計及び伝送の方法 |
-
2002
- 2002-09-25 JP JP2002279746A patent/JP2004120242A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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