JP2004112671A - Waveform-shaping circuit, oscillator circuit, and integrated circuit for protecting against overcharging and discharging - Google Patents
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Abstract
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、入力信号を波形整形して出力する波形整形回路に係わり、特に、波形整形を低消費電流で行なうのに好適な波形整形回路とそれを用いた発振回路および過充放電保護用集積回路に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
従来の波形整形回路に関して、図8〜図11を用いて説明する。
【0003】
図8は、従来の発振回路の構成例を示す回路図であり、図9は、図8における発振回路の入出力波形を示す説明図、図10は、従来の波形整形回路の構成例を示す回路図であり、図11は、図10における波形整形回路の入出力波形を示す説明図である。
【0004】
本図8に示す回路は、集積回路に内蔵された発振回路を構成しており、集積回路50Aには、発振用インバータ51、帰還抵抗52、増幅用インバータを構成するトランジスタ56〜59が内蔵されている。
【0005】
発振用インバータ51の入力と出力との間に帰還抵抗52が接続され、更に並列に外付けの水晶発振子53が接続されている。水晶発振子53の両端と接地との間には外付けコンデンサ54,55が接続されている。
【0006】
発振用インバータ51は、図9(a)に示すように電源電圧の1/2の電位(VDD/2)を振幅の中心とする正弦波信号v1を出力する。この信号v1は、トランジスタ56,57で構成された1段目の増幅用インバータと、トランジスタ58,59で構成された2段目の増幅用インバータによって増幅および波形整形される。
【0007】
その結果、図9(b)に示すようなほぼ矩形波の内部クロック信号v2が出力される。
【0008】
しかし、この水晶発振回路では、駆動能力を高めた場合、図9(b)に示すように、出力波形の立ち上がりでオーバーシュート、そして立ち下がりでアンダーシュートが発生し、これが高調波ノイズとなる問題があった。
【0009】
このような問題を解決し、出力波形の立ち上がり及び立ち下がりが急峻であってもオーバーシュートやアンダーシュートが発生せず、高調波ノイズも発生しない発振回路として、図10に示す回路が、特許文献1において記載されている。
【0010】
【特許文献1】
特開平11−340740号公報
【0011】
図10において、集積回路70Bは、発振用インバータ71、帰還抵抗72、増幅用インバータを構成するトランジスタ76〜83を内蔵している。発振用インバータ71の入力と出力との間に帰還抵抗72が接続され、更に並列に外付けの水晶発振子73が接続されている。水晶発振子73の両端と接地との間には外付けコンデンサ74,75が接続されている。
【0012】
発振用インバータ71は、図11(a)に示すように電源電圧の1/2の電位(VDD/2)を振幅の中心とする正弦波信号v1を出力する。この信号v1は、トランジスタ76,77で構成された1段目の増幅用インバータで増幅、波形整形された後、更に、トランジスタ78〜83で構成された2段目の増幅用インバータによって増幅、波形整形される。
【0013】
2段目の増幅用インバータは、縦列(直列)接続された2つのNチャンネルトランジスタ78及び80と、縦列(直列)接続された2つのPチャンネルトランジスタ79及び81とを含む。
【0014】
電源の高電位側に接続されたNチャンネルトランジスタ80のソース・ドレイン間にはゲートとソースが短絡され低電流回路を構成するNチャンネルトランジスタ82が接続されている。同様に、電源の低電位側に接続されたPチャンネルトランジスタ81のソース・ドレイン間にはゲートとドレインが短絡され低電流回路を構成するPチャンネルトランジスタ83が接続されている。
【0015】
図10のような回路構成によれば、2段目の増幅用インバータから出力される発振波形は図11(b)に示すように、立ち上がり及び立ち下がりが急峻でありながらも、オーバーシュートやアンダーシュートが発生しないほぼ矩形波の内部クロック信号v2’となる。その理由を以下に述べる。
【0016】
立ち上がりにおいては、Nチャンネルトランジスタ82の働きで高い駆動能力が確保され急峻に立ち上がるが、出力電圧v2’が電源電圧VDDに近付き、Nチャンネルトランジスタ82のゲート電圧と電源電圧VDDとの差がしきい値電圧よりも小さくなるとNチャンネルトランジスタ82はオフになり、駆動能力が下がる。その結果、オーバーシュートが抑制される。
【0017】
立ち下がりにおいては、Pチャンネルトランジスタ83の働きで高い駆動能力が確保され急峻に立ち下がるが、出力電圧v2’が接地電位に近付き、Pチャンネルトランジスタ83のゲート電圧と接地電位との差がしきい値電圧よりも小さくなるとPチャンネルトランジスタ83はオフになり、駆動能力が下がる。その結果、アンダーシュートが抑制される。
【0018】
このように、図10に示す構成の波形整形回路によれば、増幅用インバータの最終段の構成を工夫したことにより、出力波形の立ち上がり及び立ち下がりが急峻でありながらもオーバーシュートやアンダーシュートが発生せず、高調波ノイズも発生しない。
【0019】
しかし、このような波形整形回路においても、各トランジスタで構成されるC−MOSインバータ回路におけるDCパス電流(貫通電流=入力パルスの鈍りによりC−MOSインバータ回路を構成するP−MOSおよびN−MOSトランジスタの両方がONとなり流れる電流)により、電力が消費されてしまう。
【0020】
このようなDCパス電流が増えると、電源電圧に対して、スイッチングノイズ・リップルなどの悪影響を及ぼし、特に、アナログ回路混載ICにおいては大きな問題となる。
【0021】
【発明が解決しようとする課題】
解決しようとする問題点は、従来の技術では、波形整形に伴うDCパス電流による消費電流を軽減できない点と、周辺アナログ回路に電源を介して悪影響を与えることを回避できない点である。
【0022】
本発明の目的は、これら従来技術の課題を解決し、波形整形回路の性能と信頼性を向上させることである。
【0023】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明では、入力信号を波形整形して出力する波形整形回路を、入力信号を入力し波形整形して出力する例えばC−MOS構成の第1のインバータ回路と、この第1のインバータ回路の出力信号を入力して反転出力する例えばC−MOS構成の第2のインバータ回路と、この第2のインバータ回路の出力信号および第1のインバータ回路への入力信号を入力し、第2のインバータ回路への入力信号を整形するフィードバック信号を生成して第1のインバータ回路の出力に帰還させるフィードバック回路とを有することを特徴とする。
尚、フィードバック回路としては、例えば、電源の高電位側にドレインを接続して上記入力信号をゲートに入力する第1のP−MOSと、この第1のP−MOSのソースにドレインを接続して第2のインバータ回路の出力信号をゲートに入力する第2のP−MOSと、この第2のP−MOSのソースにソースを接続して第2のインバータ回路の出力信号をゲートに入力する第1のN−MOSと、この第1のN−MOSのドレインにソースを接続し電源の低電位側にドレインを接続して入力信号をゲートに入力する第2のN−MOSとを用い、第1のインバータ回路の出力線および第2のインバータ回路への入力線を第2のP−MOSと第1のN−MOSのソースに接続する構成とする。
また、第1のインバータ回路を電源の高電位側に接続する例えばPチャネルMOSトランジスタからなる第1の定電流回路と、第1のインバータ回路を電源の低電位側に接続する例えばNチャネルMOSトランジスタからなる第2の定電流回路と、フィードバック回路を電源の高電位側に接続する例えばPチャネルMOSトランジスタからな第3の定電流回路と、フィードバック回路を電源の低電位側に接続する例えばNチャネルMOSトランジスタからなる第4の定電流回路とを設けた構成とする。
そして、これらの構成の波形整形回路を、発信回路および過充放電保護用集積回路に設ける。
【0024】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を、図面により詳細に説明する。
【0025】
図1は、本発明に係わる波形整形回路の構成例を示すブロック図であり、図2は、図1における波形整形回路の第1の動作例を示す説明図、図3は、図1における波形整形回路の第2の動作例を示す説明図、図4は、図1における波形整形回路の第3の動作例を示す説明図、図5は、図1における波形整形回路の第4の動作例を示す説明図である。
【0026】
図1に示す本例の波形整形回路1は、低消費電流型の波形整形回路であって、外部からの入力信号OSCを入力し波形整形して出力する、P−MOSトランジスタM1hとN−MOSトランジスタM2hからなるC−MOS構成の第1のインバータ回路2と、この第1のインバータ回路2の出力信号を入力して反転出力する例えばC−MOS構成の第2のインバータ回路3と、この第2のインバータ回路3の出力信号および第1のインバータ回路2への入力信号OSCを入力し、第2のインバータ回路3への入力信号を整形するフィードバック信号を生成して第1のインバータ回路2の出力に帰還させるフィードバック回路4とを有する構成となっている。
【0027】
そして、このフィードバック回路4は、電源の高電位VDD側にドレインを接続して入力信号OSCをゲートに入力する第1のP−MOSトランジスタM3hと、この第1のP−MOSトランジスタM3hのソースにドレインを接続して第2のインバータ回路3の出力信号をゲートに入力する第2のP−MOSトランジスタM4hと、この第2のP−MOSトランジスタM4hのソースにソースを接続して第2のインバータ回路3の出力信号をゲートに入力する第1のN−MOSトランジスタM5hと、この第1のN−MOSトランジスタM5hのドレインにソースを接続し電源の低電位VSS側にドレインを接続して入力信号OSCをゲートに入力する第2のN−MOSトランジスタM6hとからなり、第1のインバータ回路2の出力線および第2のインバータ回路3への入力線を第2のP−MOSトランジスタM4hと第1のN−MOSトランジスタM5hのソースに接続した構成となっている。
【0028】
さらに、第1のインバータ回路2を構成するP−MOSトランジスタM1hのドレインを電源の高電位VDD側に接続する第1の定電流回路としてのP−MOSトランジスタMip0と、第1のインバータ回路2を構成するN−MOSトランジスタM2hのドレインを電源の低電位VSS側に接続する第2の定電流回路としてのN−MOSトランジスタMin1と、フィードバック回路4を構成する第1のP−MOSトランジスタM3hのドレインを電源の高電位VCC側に接続する第3の定電流回路としてのP−MOSトランジスタMip1と、
フィードバック回路4を構成する第2のN−MOSトランジスタM6hのドレインを電源の低電位VSS側に接続する第4の定電流回路としてのN−MOSトランジスタMin0とを設けた構成としている。
【0029】
このような構成において、本例の波形整形回路1では、第1のインバータ回路2には、図2〜図5における破線で示す三角波形の入力信号OSCの波形整形が入力される。
【0030】
第1のインバータ回路2はC−MOS構成のインバータであり、入力信号OSCに対して立ち上がり立ち下がりが急峻な波形の信号を出力することができる。
【0031】
この第1のインバータ回路2に対してはP−MOSトランジスタMip0とN−MOSトランジスタMin1により電流制限しているので、C−MOS構成のインバータの電源DCパス電流(貫通電流)は極めて少なくなる。
【0032】
しかし、この第1のインバータ回路2からの出力信号は、図2における二点鎖線で示すような、未だ若干のなまりのある波形の信号となっている。この第1のインバータ回路2からの出力信号は第2のインバータ回路3に入力され反転出力される。
【0033】
本例の波形整形回路1では、このような第1のインバータ回路2からの出力信号に対して、フィードバック回路4により、第2のインバータ回路3で反転出力された信号を用いて正帰還をかけ整形している。
【0034】
すなわち、フィードバック回路4においては、入力信号OSCを第1のP−MOSトランジスタM3hおよび第2のN−MOSトランジスタM6hのゲートに入力し、かつ、第2のインバータ回路3で反転出力された信号を第2のP−MOSトランジスタM4hおよび第1のN−MOSトランジスタM5hのゲートに入力する(out→NET)。
【0035】
そして、これらの第2のP−MOSトランジスタM4hおよび第1のN−MOSトランジスタM5hのソースに、第1のインバータ回路2の出力線(A)と第2のインバータ回路3の入力線(in)を接続し、第1のインバータ回路2の出力信号すなわち第2のインバータ回路3の入力信号に対して、第2のインバータ回路3で反転出力された信号を用いてフィードバック回路4により正帰還をかける構成としている。
【0036】
このような構成とすることにより、第2のインバータ回路3への入力は、第1のコンバータ回路2の出力とフィードバック回路4の出力が合体されたものとなり、正帰還信号がプラスされ、整形されたものとなる。
【0037】
このように、第2のインバータ回路3への入力が整形されることにより、第2のインバータ回路3の出力は、図3における実線で示すように、立ち下がり立ち上がりの急峻な、鈍りのない信号となる。
【0038】
また、第2のインバータ回路3への入力がシャープになることにより、第2のインバータ回路3を構成するC−MOSにおける貫通電流が少なくなる。
【0039】
さらに、フィードバック回路4に対しても、P−MOSトランジスタMip1とN−MOSトランジスタMin0を定電流回路として設けることにより、フィードバック回路4における「オーバーシュート」と「アンダーシュート」の発生を抑えることができる。
【0040】
尚、フィードバック回路4を構成する第1のP−MOSトランジスタM3hのソースと第2のP−MOSトランジスタM4hのドレイン間のノード等における電圧変化は図4における点線で示され、フィードバック回路4を構成する第1のN−MOSトランジスタM5hのドレインと第2のN−MOSトランジスタM6hのソース間のノード等における電圧変化は図5における一点鎖線で示される。
【0041】
次に、このような構成の波形整形回路1を、発信回路および過充放電保護用集積回路に設けた例を図6と図7を用いて説明する。
【0042】
図6は、図1における波形整形回路を設けた発振回路の構成例を示すブロック図であり、図7は、図1における波形整形回路を設けた過充放電保護用集積回路の構成例を示すブロック図である。
【0043】
図6における発振回路は、図1に示した波形整形回路1と、この波形整形回路1に入力する入力信号OSCを生成する発信器(図中「発振回路」と記載)20、および、波形整形回路1と発信器20に電源を供給する電源部(図中「Iref回路」と記載)30からなる。
【0044】
尚、電源部30は、図示していない外部から供給される電源からVDD、VSS、Irefp、Irefnを生成して、波形整形回路1と発信器20に電源を供給する。
【0045】
発信器20は、2つのインバータINV1,INV2を直列に接続し、それぞれのインバータINV1,INV2の出力端に、コンデンサC1,C2を介してVSSに接続した構成となっており、図2〜図5における破線で示す波形の三角波を生成してOSC信号として出力する。
【0046】
この三角波(OSC信号)は、波形整形回路1に入力され、前述の図1〜図5を用いて説明したようにして波形整形される。波形整形回路1は、このような波形整形を低消費電流に行うことができ、本例の発振回路に関しても省電力化を図ることができる。
【0047】
図7における過充放電保護用集積回路は、高耐圧C−MOSプロセスによる、Liイオン/Liポリマー2次電池の過充電、過放電及び過電流保護用ICであり、Liイオン/Liポリマー電池1セルの過充電、過放電及び放電過電流、充電過電流の検出が可能である。
【0048】
内部は電圧検出器(図中「VD1〜VD4」と記載)4個、短絡検出回路(図中「Short Detector」と記載)、基準電圧源、発振回路(図中「Oscillator」と記載)、カウンター回路(図中「Counter」と記載)、遅延回路(図中「Delay」と記載)、論理回路(図中「LogicCircuit」と記載)等から構成されている。
【0049】
2次電池の充電・放電を制御する半導体装置においては、遅延時間のカウンタのためのクロック信号が必要になるが、このクロック信号により、電源を介して、ノイズがアナログ回路に影響を与える問題が発生する。本例の過充放電保護用集積回路においては、発振回路(Oscillator)内に、図1に示した波形整形回路1を設けることにより、このようなアナログ回路への悪影響を防ぐことができる。
【0050】
このような構成により、図7における過充放電保護用集積回路は、過充電または充電過電流を検出すると、IC内部で固定された遅延時間の後、COUT出力が“L”レベルになり、過放電または放電過電流を検出すると、IC内部で固定された遅延時間の後、DOUT出力が“L”レベルになる。
【0051】
過充電検出後及び充電過電流検出後は、充電器をはずして負荷を接続した後電池電圧が過充電検出電圧より低くなると過充電状態及び充電過電流状態から復帰し、COUT出力が“H”レベルになる。過充電検出後に充電器が接続されたままの状態では、電池電圧が過充電検出電圧よりも低くなっても過充電状態から復帰しない。
【0052】
過放電検出後は、充電器を接続した後電池電圧が過放電検出電圧より高くなると過放電状態から復帰し、DOUT出力が“H”レベルになる。放電過電流検出後及び短絡検出後は、負荷開放により放電過電流状態及び短絡状態から復帰し、DOUT出力が“H”レベルになる。
【0053】
過放電検出後の消費電流は、 内部回路を停止させることにより極力抑えられている。
【0054】
また、DS端子を使用することによって、保護回路基板のテスト時間の短縮化が可能である。DS端子をVDDレベルにすると、短絡検出以外の遅延時間を短くすることができる。特に過充電検出遅延時間は、約1/90になる。DS端子を中間レベルにすると、過充電検出及び充電過電流検出は遅延回路を介さずに出力されるので、検出遅延時間は数10μsになる。出力形態はCMOS出力である。
【0055】
以上、図1〜図7を用いて説明したように、本例では、波形整形動作において、電源DCパス電流を極めて少なくすることができ、波形整形による電源電圧変動を抑えることができるので、周辺のアナログ回路への悪影響を無くし、波形の立ち上がり及び立ち下がりが急峻でありながらもオーバーシュートやアンダーシュートが発生せず、高周波ノイズも発生しないシャープな波形を発生させることができると共に、消費電流を下がることができる。
【0056】
また、本例の波形整形回路1においては、フィードバック回路4を設けており、これにより、波形をシャープにすることができる。また、本例では、電流制限用トランジスタMip0,1、Min0,1を設けており、これにより、DCパス電流を減らしつつ、周辺回路へ悪影響を与えることも回避し、消費電流を下げることができる。
【0057】
また、2次電池の充電・放電などの制御を行う集積回路における発振回路に本例の波形整形回路を設けることにより、遅延時間を生成するためのカウンタ用のクロック信号の波形をシャープにすることができ、このクロック信号のノイズが電源を介してアナログ回路に悪影響を与えることを防ぐことができる。
【0058】
尚、本発明は、図1〜図7を用いて説明した例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能である。例えば、本例では、第2のインバータ回路3として、消費電流を省くために、C−MOSを用いているが、N−MOSのみを用いたものや、バイポーラトランジスタを用いたもの等、他の構成とすることでも良い。
【0059】
また、図6に示す例では、2つのインバータ回路INV1,2を用いて発信器を構成しているが、水晶発振子やLC,CRによる発振回路を用いることでも良い。
【0060】
【発明の効果】
本発明によれば、従来の技術における、波形整形に伴うDCパス電流による消費電流を軽減できないとの問題点と、周辺アナログ回路に電源を介して悪影響を与えることを回避できないとの問題点を解決でき、波形整形回路およびそれを用いた発振回路ならびに過充放電保護用集積回路の性能と信頼性を向上させることが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明に係わる波形整形回路の構成例を示すブロック図である。
【図2】図1における波形整形回路の第1の動作例を示す説明図である。
【図3】図1における波形整形回路の第2の動作例を示す説明図である。
【図4】図1における波形整形回路の第3の動作例を示す説明図である。
【図5】図1における波形整形回路の第4の動作例を示す説明図である。
【図6】図1における波形整形回路を設けた発振回路の構成例を示すブロック図である。
【図7】図1における波形整形回路を設けた過充放電保護用集積回路の構成例を示すブロック図である。
【図8】従来の発振回路の構成例を示す回路図である。
【図9】図8における発振回路の入出力波形を示す説明図である。
【図10】従来の波形整形回路の構成例を示す回路図である。
【図11】図10における波形整形回路の入出力波形を示す説明図である。
【符号の説明】
1:波形整形回路、2:第1のインバータ回路、3:第2のインバータ回路、4:フィードバック回路、20:発振器(「発振回路」)、30:電源部(「Iref回路」)、50A:集積回路、51:発振用インバータ、52:帰還抵抗、53:水晶発振子、54,55:コンデンサ、56〜59:トランジスタ、70B:集積回路、71:発振用インバータ、72:帰還抵抗、73:水晶発振子、74,75:コンデンサ、76〜83:トランジスタ。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a waveform shaping circuit for shaping and outputting an input signal, and more particularly, to a waveform shaping circuit suitable for performing waveform shaping with low current consumption, an oscillation circuit using the same, and an integrated circuit for overcharge / discharge protection. It concerns the circuit.
[0002]
[Prior art]
A conventional waveform shaping circuit will be described with reference to FIGS.
[0003]
8 is a circuit diagram showing a configuration example of a conventional oscillation circuit. FIG. 9 is an explanatory diagram showing input / output waveforms of the oscillation circuit in FIG. 8, and FIG. 10 shows a configuration example of a conventional waveform shaping circuit. FIG. 11 is a circuit diagram, and FIG. 11 is an explanatory diagram showing input and output waveforms of the waveform shaping circuit in FIG.
[0004]
The circuit shown in FIG. 8 constitutes an oscillation circuit built in the integrated circuit. The integrated
[0005]
A
[0006]
As shown in FIG. 9A, the oscillation inverter 51 outputs a sine wave signal v1 having a potential of half the power supply voltage (VDD / 2) as the center of the amplitude. This signal v1 is amplified and waveform-shaped by a first-stage amplification inverter constituted by
[0007]
As a result, a substantially rectangular internal clock signal v2 as shown in FIG. 9B is output.
[0008]
However, in this crystal oscillation circuit, when the driving capability is increased, as shown in FIG. 9B, an overshoot occurs at the rising edge of the output waveform, and an undershoot occurs at the falling edge, which causes harmonic noise. was there.
[0009]
To solve such a problem, a circuit shown in FIG. 10 is disclosed as an oscillation circuit that does not generate overshoot or undershoot and does not generate harmonic noise even when the rising and falling edges of the output waveform are steep. 1.
[0010]
[Patent Document 1]
JP-A-11-340740
In FIG. 10, the integrated circuit 70B incorporates an oscillation inverter 71, a
[0012]
As shown in FIG. 11A, the oscillation inverter 71 outputs a sine wave signal v1 having a potential of half the power supply voltage (VDD / 2) as the center of the amplitude. This signal v1 is amplified and waveform-shaped by a first-stage amplifying inverter composed of
[0013]
The second-stage amplification inverter includes two N-
[0014]
Between the source and the drain of the N-
[0015]
According to the circuit configuration shown in FIG. 10, the oscillation waveform output from the second-stage amplifying inverter has overshoot and undershoot as shown in FIG. The internal clock signal v2 'has a substantially rectangular waveform with no shoot. The reason is described below.
[0016]
At the rise, the high drive capability is secured by the operation of the N-
[0017]
In the fall, the high drive capability is ensured by the action of the P-channel transistor 83, and the output falls sharply, but the output voltage v2 'approaches the ground potential, and the difference between the gate voltage of the P-channel transistor 83 and the ground potential is threshold. When the voltage becomes lower than the value voltage, the P-channel transistor 83 is turned off, and the driving capability is reduced. As a result, undershoot is suppressed.
[0018]
As described above, according to the waveform shaping circuit having the configuration shown in FIG. 10, by devising the configuration of the final stage of the amplifying inverter, overshoot and undershoot occur even though the rising and falling edges of the output waveform are steep. No harmonic noise is generated.
[0019]
However, even in such a waveform shaping circuit, the DC path current (through current = P-MOS and N-MOS constituting the C-MOS inverter circuit due to the dulling of the input pulse) in the C-MOS inverter circuit composed of each transistor is also used. Power is consumed due to the current flowing when both transistors are turned on).
[0020]
Such an increase in the DC path current has an adverse effect on the power supply voltage, such as switching noise and ripple, and becomes a serious problem particularly in an analog circuit embedded IC.
[0021]
[Problems to be solved by the invention]
The problems to be solved are that the conventional technology cannot reduce the current consumption due to the DC path current accompanying the waveform shaping, and cannot avoid adversely affecting peripheral analog circuits via the power supply.
[0022]
SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to solve these problems of the prior art and improve the performance and reliability of a waveform shaping circuit.
[0023]
[Means for Solving the Problems]
To achieve the above object, the present invention provides a waveform shaping circuit for shaping and outputting an input signal, a first inverter circuit having, for example, a C-MOS configuration for inputting an input signal, shaping the waveform, and outputting the input signal. A second inverter circuit of, for example, a C-MOS configuration which receives an output signal of the first inverter circuit and inverts the output signal, and receives an output signal of the second inverter circuit and an input signal to the first inverter circuit. And a feedback circuit that generates a feedback signal for shaping an input signal to the second inverter circuit and feeds it back to an output of the first inverter circuit.
As the feedback circuit, for example, a first P-MOS in which the drain is connected to the high potential side of the power supply to input the input signal to the gate, and a drain is connected to the source of the first P-MOS A second P-MOS for inputting the output signal of the second inverter circuit to the gate, and a source connected to the source of the second P-MOS for inputting the output signal of the second inverter circuit to the gate. Using a first N-MOS and a second N-MOS having a source connected to the drain of the first N-MOS and a drain connected to the lower potential side of the power supply to input an input signal to the gate; An output line of the first inverter circuit and an input line to the second inverter circuit are connected to the sources of the second P-MOS and the first N-MOS.
Further, a first constant current circuit composed of, for example, a P-channel MOS transistor for connecting the first inverter circuit to the high potential side of the power supply, and an N-channel MOS transistor for connecting the first inverter circuit to the low potential side of the power supply , A third constant current circuit such as a P-channel MOS transistor for connecting a feedback circuit to the high potential side of the power supply, and an N-channel connection for connecting the feedback circuit to the low potential side of the power supply A fourth constant current circuit including a MOS transistor is provided.
Then, the waveform shaping circuits having these configurations are provided in the transmission circuit and the overcharge / discharge protection integrated circuit.
[0024]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0025]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a waveform shaping circuit according to the present invention, FIG. 2 is an explanatory diagram showing a first operation example of the waveform shaping circuit in FIG. 1, and FIG. FIG. 4 is an explanatory diagram showing a second operation example of the waveform shaping circuit, FIG. 4 is an explanatory diagram showing a third operation example of the waveform shaping circuit in FIG. 1, and FIG. 5 is a fourth operation example of the waveform shaping circuit in FIG. FIG.
[0026]
The
[0027]
The
[0028]
Further, the
An N-MOS transistor Min0 as a fourth constant current circuit that connects the drain of the second N-MOS transistor M6h constituting the
[0029]
In such a configuration, in the
[0030]
The
[0031]
Since the current of the
[0032]
However, the output signal from the
[0033]
In the
[0034]
That is, in the
[0035]
The output line (A) of the
[0036]
With such a configuration, the input to the
[0037]
By shaping the input to the
[0038]
Further, since the input to the
[0039]
Furthermore, by providing the P-MOS transistor Mip1 and the N-MOS transistor Min0 as a constant current circuit for the
[0040]
A voltage change at a node or the like between the source of the first P-MOS transistor M3h and the drain of the second P-MOS transistor M4h constituting the
[0041]
Next, an example in which the
[0042]
FIG. 6 is a block diagram showing a configuration example of an oscillation circuit provided with the waveform shaping circuit in FIG. 1, and FIG. 7 shows a configuration example of an overcharge / discharge protection integrated circuit provided with the waveform shaping circuit in FIG. It is a block diagram.
[0043]
The oscillation circuit in FIG. 6 includes a
[0044]
The
[0045]
The
[0046]
The triangular wave (OSC signal) is input to the
[0047]
The overcharge / discharge protection integrated circuit in FIG. 7 is an IC for overcharge, overdischarge and overcurrent protection of a Li-ion / Li polymer secondary battery by a high-voltage C-MOS process. Cell overcharge, overdischarge, discharge overcurrent, and charge overcurrent can be detected.
[0048]
Inside are four voltage detectors (described as "VD1 to VD4" in the figure), a short-circuit detection circuit (described as "Short Detector" in the figure), a reference voltage source, an oscillation circuit (described as "Oscillator" in the figure), and a counter. The circuit includes a circuit (described as “Counter” in the figure), a delay circuit (described as “Delay” in the figure), a logic circuit (described as “Logic Circuit” in the figure), and the like.
[0049]
In a semiconductor device that controls charging and discharging of a secondary battery, a clock signal for a delay time counter is required. However, this clock signal causes a problem that noise affects an analog circuit via a power supply. appear. In the integrated circuit for overcharge / discharge protection of this example, by providing the
[0050]
With such a configuration, when the overcharge / discharge protection integrated circuit in FIG. 7 detects overcharge or overcharge current, the COUT output becomes “L” level after a delay time fixed inside the IC, and When the discharge or discharge overcurrent is detected, the DOUT output becomes “L” level after a fixed delay time inside the IC.
[0051]
After overcharge detection and charge overcurrent detection, if the battery voltage drops below the overcharge detection voltage after disconnecting the charger and connecting the load, the battery returns from the overcharge state and the charge overcurrent state, and the COUT output becomes “H”. Become a level. In a state where the charger is still connected after the overcharge detection, the battery does not return from the overcharge state even if the battery voltage becomes lower than the overcharge detection voltage.
[0052]
After the overdischarge is detected, if the battery voltage becomes higher than the overdischarge detection voltage after connecting the charger, the battery returns from the overdischarge state, and the DOUT output becomes the “H” level. After the detection of the discharge overcurrent and the detection of the short circuit, the load is released to recover from the discharge overcurrent state and the short circuit state, and the DOUT output becomes “H” level.
[0053]
The current consumption after the detection of overdischarge is suppressed as much as possible by stopping the internal circuit.
[0054]
Further, by using the DS terminal, the test time of the protection circuit board can be reduced. When the DS terminal is set to the VDD level, the delay time other than the detection of the short circuit can be shortened. In particular, the overcharge detection delay time is about 1/90. When the DS terminal is set to an intermediate level, overcharge detection and charging overcurrent detection are output without passing through a delay circuit, so that the detection delay time is several tens of μs. The output form is a CMOS output.
[0055]
As described above with reference to FIGS. 1 to 7, in this example, in the waveform shaping operation, the power supply DC path current can be extremely reduced, and the power supply voltage fluctuation due to the waveform shaping can be suppressed. In addition to eliminating the adverse effects on analog circuits, it is possible to generate sharp waveforms that do not cause overshoot or undershoot and do not generate high-frequency noise, even though the rise and fall of the waveform are steep. Can go down.
[0056]
Further, in the
[0057]
In addition, by providing the waveform shaping circuit of the present example in an oscillation circuit in an integrated circuit for controlling charging / discharging of a secondary battery, the waveform of a clock signal for a counter for generating a delay time is sharpened. This can prevent the noise of the clock signal from adversely affecting the analog circuit via the power supply.
[0058]
The present invention is not limited to the examples described with reference to FIGS. 1 to 7, and can be variously modified without departing from the gist thereof. For example, in this example, a C-MOS is used as the
[0059]
Further, in the example shown in FIG. 6, the oscillator is configured using the two inverter circuits INV1 and INV2, but an oscillation circuit including a crystal oscillator or LC and CR may be used.
[0060]
【The invention's effect】
According to the present invention, there are the problems that the current consumption due to the DC path current associated with the waveform shaping cannot be reduced and the problem that the peripheral analog circuits cannot be adversely affected via the power supply cannot be avoided. It is possible to improve the performance and reliability of the waveform shaping circuit, the oscillation circuit using the same, and the integrated circuit for overcharge / discharge protection.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration example of a waveform shaping circuit according to the present invention.
FIG. 2 is an explanatory diagram showing a first operation example of the waveform shaping circuit in FIG. 1;
FIG. 3 is an explanatory diagram showing a second operation example of the waveform shaping circuit in FIG. 1;
FIG. 4 is an explanatory diagram showing a third operation example of the waveform shaping circuit in FIG. 1;
FIG. 5 is an explanatory diagram showing a fourth operation example of the waveform shaping circuit in FIG. 1;
6 is a block diagram illustrating a configuration example of an oscillation circuit provided with a waveform shaping circuit in FIG. 1;
FIG. 7 is a block diagram showing a configuration example of an overcharge / discharge protection integrated circuit provided with the waveform shaping circuit in FIG. 1;
FIG. 8 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a conventional oscillation circuit.
9 is an explanatory diagram showing input / output waveforms of the oscillation circuit in FIG.
FIG. 10 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a conventional waveform shaping circuit.
11 is an explanatory diagram showing input and output waveforms of the waveform shaping circuit in FIG.
[Explanation of symbols]
1: Waveform shaping circuit, 2: First inverter circuit, 3: Second inverter circuit, 4: Feedback circuit, 20: Oscillator ("oscillation circuit"), 30: Power supply unit ("Iref circuit"), 50A: Integrated circuit, 51: oscillation inverter, 52: feedback resistor, 53: crystal oscillator, 54, 55: capacitor, 56 to 59: transistor, 70B: integrated circuit, 71: oscillation inverter, 72: feedback resistor, 73: Crystal oscillators, 74 and 75: capacitors, 76 to 83: transistors.
Claims (7)
上記入力信号を入力し波形整形して出力する第1のインバータ回路と、
該第1のインバータ回路の出力信号を入力して反転出力する第2のインバータ回路と、
該第2のインバータ回路の出力信号および上記入力信号を入力し、上記第2のインバータ回路への入力信号を整形するフィードバック信号を生成して上記第1のインバータ回路の出力に帰還させるフィードバック回路と
を有することを特徴とする波形整形回路。A waveform shaping circuit for shaping and outputting an input signal;
A first inverter circuit that receives the input signal, shapes the waveform, and outputs the shaped signal;
A second inverter circuit that receives an output signal of the first inverter circuit and inverts the output signal,
A feedback circuit which receives an output signal of the second inverter circuit and the input signal, generates a feedback signal for shaping an input signal to the second inverter circuit, and feeds it back to an output of the first inverter circuit; A waveform shaping circuit comprising:
上記入力信号を入力し波形整形して出力するC−MOS構成の第1のインバータ回路と、
該第1のインバータ回路の出力信号を入力して反転出力するC−MOS構成の第2のインバータ回路と、
該第2のインバータ回路の出力信号および上記入力信号を入力し、上記第2のインバータ回路への入力信号を整形するフィードバック信号を生成して上記第1のインバータ回路の出力に帰還させるフィードバック回路と
を有することを特徴とする波形整形回路。A waveform shaping circuit for shaping and outputting an input signal;
A first inverter circuit having a C-MOS configuration for inputting the input signal, shaping the waveform, and outputting the input signal;
A second inverter circuit having a C-MOS configuration for inputting an output signal of the first inverter circuit and inverting and outputting the output signal;
A feedback circuit which receives an output signal of the second inverter circuit and the input signal, generates a feedback signal for shaping an input signal to the second inverter circuit, and feeds it back to an output of the first inverter circuit; A waveform shaping circuit comprising:
上記フィードバック回路は、
電源の高電位側にドレインを接続して上記入力信号をゲートに入力する第1のP−MOSと、
該第1のP−MOSのソースにドレインを接続して上記第2のインバータ回路の出力信号をゲートに入力する第2のP−MOSと、
該第2のP−MOSのソースにソースを接続して上記第2のインバータ回路の出力信号をゲートに入力する第1のN−MOSと、
該第1のN−MOSのドレインにソースを接続し電源の低電位側にドレインを接続して上記入力信号をゲートに入力する第2のN−MOSと
を有し、
上記第1のインバータ回路の出力線および上記第2のインバータ回路への入力線を上記第2のP−MOSと上記第1のN−MOSのソースに接続することを特徴とする波形整形回路。A waveform shaping circuit according to any one of claims 1 and 2,
The feedback circuit,
A first P-MOS having a drain connected to the high potential side of the power supply and inputting the input signal to a gate;
A second P-MOS having a drain connected to a source of the first P-MOS and inputting an output signal of the second inverter circuit to a gate;
A first N-MOS having a source connected to the source of the second P-MOS and inputting an output signal of the second inverter circuit to a gate;
A second N-MOS having a source connected to a drain of the first N-MOS, a drain connected to a low potential side of a power supply, and inputting the input signal to a gate,
A waveform shaping circuit, wherein an output line of the first inverter circuit and an input line to the second inverter circuit are connected to the sources of the second P-MOS and the first N-MOS.
上記第1のインバータ回路を電源の高電位側に接続する第1の定電流回路と、
上記第1のインバータ回路を電源の低電位側に接続する第2の定電流回路と、
上記フィードバック回路を電源の高電位側に接続する第3の定電流回路と、
上記フィードバック回路を電源の低電位側に接続する第4の定電流回路と
を有することを特徴とする波形整形回路。The waveform shaping circuit according to any one of claims 1 to 3, wherein
A first constant current circuit connecting the first inverter circuit to a high potential side of a power supply;
A second constant current circuit connecting the first inverter circuit to a low potential side of a power supply;
A third constant current circuit connecting the feedback circuit to a high potential side of a power supply;
A fourth constant current circuit that connects the feedback circuit to a low potential side of a power supply.
上記第1の定電流回路と上記第3の定電流回路はPチャネルMOSトランジスタからなり、
上記第2の定電流回路と上記第4の定電流回路はNチャネルMOSトランジスタからなることを特徴とする波形整形回路。The waveform shaping circuit according to claim 4, wherein
The first constant current circuit and the third constant current circuit are composed of P-channel MOS transistors,
A waveform shaping circuit, wherein the second constant current circuit and the fourth constant current circuit comprise N-channel MOS transistors.
上記2次電池の放電時の過放電を検出する過放電検出回路と、
上記2次電池の放電時の過電流を検出する放電過電流検出回路と、
上記2次電池の充電時の過電流を検出する充電過電流検出回路と、
上記2次電池の充放電時の短絡を検出する短絡検出回路と、
各検出回路の検出結果を入力して発振する発振回路と、
該発振手段で発振された信号を入力して波形整形を行う請求項1から請求項5のいずれかに記載の波形整形回路と、
該波形整形回路で整形した信号に基づき各内部回路の動作クロックを生成して出力するカウンタ回路と
を有することを特徴とする過充放電保護用集積回路。An overcharge detection circuit for detecting overcharge at the time of charging the secondary battery;
An overdischarge detection circuit for detecting overdischarge at the time of discharging the secondary battery,
A discharge overcurrent detection circuit for detecting an overcurrent when the secondary battery is discharged,
A charge overcurrent detection circuit that detects an overcurrent during charging of the secondary battery;
A short-circuit detection circuit that detects a short-circuit during charging and discharging of the secondary battery;
An oscillating circuit that oscillates by receiving the detection result of each detection circuit;
6. The waveform shaping circuit according to claim 1, wherein a signal oscillated by the oscillating means is input to perform waveform shaping.
A counter circuit for generating and outputting an operation clock for each internal circuit based on the signal shaped by the waveform shaping circuit.
Priority Applications (1)
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---|---|---|---|---|
JP2009060345A (en) * | 2007-08-31 | 2009-03-19 | Seiko Instruments Inc | Voltage detection circuit and oscillator using the same |
CN113325394A (en) * | 2021-05-26 | 2021-08-31 | 南京中科神光科技有限公司 | Trigger signal shaping circuit applied to Q-switched pulse laser and laser radar system |
-
2002
- 2002-09-20 JP JP2002275568A patent/JP2004112671A/en active Pending
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JP2009060345A (en) * | 2007-08-31 | 2009-03-19 | Seiko Instruments Inc | Voltage detection circuit and oscillator using the same |
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CN113325394B (en) * | 2021-05-26 | 2024-03-19 | 南京先进激光技术研究院 | Trigger signal shaping circuit applied to Q-switched pulse laser and laser radar system |
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