JP2004048796A - 映像信号処理装置及び映像信号処理方法 - Google Patents

Abstract

【課題】　非線形処理、特にガンマ補正処理に起因する偽信号の発生を軽減でき、かつ、本線信号のレベルにかからわずに輪郭強調を行うことができるにする。
【解決手段】　ローパスフィルタ７１により入力ディジタル映像信号に高周波成分のレベルを低下させるローパスフィルタ処理を施し、係数生成回路７２により上記ローパスフィルタ処理が施されたディジタル映像信号のレベルに対応して、上記非線形処理カーブを連続した複数区間に分割した各区間毎に直線近似するための乗算係数データと加算係数データを発生し、乗算器７３により上記入力ディジタル映像信号に上記乗算係数データを乗算し、加算器７４により上記乗算係数データが乗算されたディジタル映像信号に上記加算係数データを加算する。
【選択図】　　　　図２０

Description

　本発明は、例えばアナログ撮像信号をディジタル化したディジタル映像信号にディジタル非線形処理を施す映像信号処理装置及び映像信号処理方法に関する。

　一般に、ビデオカメラやビデオテープレコーダなどで取り扱う映像信号には、ガンマ補正、ニー補正、ホワイトブラッククリップ、輪郭補正、ホワイトバランス調整、色相調整、ディテールクリスプニング、レベルディペンドなどの各種信号処理が施される。

　例えば通常のカラービデオカメラの場合には、当該カメラに内蔵される、ＣＣＤイメージセンサなどを用いた撮像部により得られる撮像信号から輝度信号やクロマ信号を形成して出力する撮像信号処理回路において、上記ガンマ補正、輪郭補正、ホワイトバランス調整、色相調整などの各種信号処理が施されるようになっている。

　そして、撮像信号をディジタル化し、このディジタル撮像信号に対してディジタル処理を施して出力するディジタル信号処理カメラでは、予めいわゆるＥＥＰＲＯＭ(electrically erasable and programmable read only memory)などの不揮発性メモリに書き込まれている制御パラメータに基づいて、上記ガンマ補正、輪郭補正、ホワイトバランス調整、色相調整などを施すようになされており、これら各種信号処理を行うための信号処理部を有している。

　ここで、図２９を用いて、一般的なディジタル信号処理カメラの構成について説明する。

　この図２９において、被写体からの光は、光学系１００を通じて入射されＣＣＤイメージセンサ１１０により撮像される。このＣＣＤイメージセンサ１１０からの撮像信号は、例えば３原色のＲ（赤），Ｇ（緑），Ｂ（青）の３つの撮像信号からなるものであり、この撮像信号がプリアンプ１１１に送られる。当該プリアンプ１１１にて増幅された撮像信号は、ビデオアンプ回路１１２に送られる。当該ビデオアンプ回路１１２では、上記Ｒ，Ｇ，Ｂの撮像信号に対して、黒／白バランス調整、黒／白シェーディング歪補正、フレア補正等の処理を行うと共に、信号増幅を行う。このビデオアンプ回路１１２の出力信号は、アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ１１３にてディジタルビデオデータに変換され、欠陥補正回路１１４に送られる。当該欠陥補正回路１１４では、上記ＣＣＤイメージセンサ１１０の欠陥部に対応する補正を行う。

　上記欠陥補正回路１１４にて欠陥補正がなされた後のディジタルビデオデータは、水平及び垂直方向の輪郭強調処理を行うための輪郭強調信号を生成する輪郭強調信号生成回路に送られる。当該輪郭強調信号生成回路は、１Ｈ遅延回路１１５，１１６，１１７からリミッタ１２９までの各構成要素よりなるものである。

　当該輪郭強調信号生成回路において、先ず、直列接続された１Ｈ遅延回路１１５，１１６，１１７では、上記欠陥補正回路１１４を介して供給されたディジタルビデオデータを、順次１Ｈ（Ｈは水平周期）分だけ遅延させると共に、それぞれ遅延したビデオデータを出力する。これにより、これら１Ｈ遅延回路１１５，１１６，１１７からは、垂直方向に３ライン分ずれたディジタルビデオデータが出力される。なお、当該１Ｈ遅延回路１１５，１１６，１１７は垂直方向の輪郭強調信号を生成するために設けられているものである。

　次に、各１Ｈ遅延回路１１５，１１６，１１７からの上記３ライン分ずれたディジタルビデオデータは、垂直方向のディジタルハイパスフィルタ（ＨＰＦ）１２１を通過し、さらに水平方向のディジタルローパスフィルタ（ＬＰＦ）１２２を通過する。これにより、上記ディジタルビデオデータからは、垂直方向の輪郭成分が取り出されることになる。同時に、各１Ｈ遅延回路１１５，１１６，１１７からの上記３ライン分ずれたディジタルビデオデータは、垂直方向のディジタルローパスフィルタ（ＬＰＦ）１２４を通過し、さらに水平方向のディジタルハイパスフィルタ（ＨＰＦ）１２５も通過する。これにより、上記ディジタルビデオデータからは、水平方向の輪郭成分が取り出されることになる。

　上記ＨＰＦ１２１及びＬＰＦ１２２により取り出された上記垂直方向の輪郭成分は、乗算器１２３に送られ、ここで端子１４４を介して供給される垂直方向の輪郭強調の度合いを調整するためのゲイン調整係数が乗算される。同時に上記ＬＰＦ１２４及びＨＰＦ１２５により取り出された上記水平方向の輪郭成分は、乗算器１２７に送られ、ここで端子１４５を介して供給される水平方向の輪郭強調の度合いを調整するためのゲイン調整係数が乗算される。

　これら乗算器１２３，１２７の出力データは、加算器１２８にて加算され、リミッタ１２９にて所定のレベルに制限された後、水平及び垂直方向の輪郭強調処理を行うための輪郭強調信号として加算器１３０に送られ、当該加算器１３０にて本線のディジタルビデオデータと加算される。なお、上記リミッタ１２９は、加算器１３０への入力レベルを制限するために設けられている。

　ここで、この図２９の構成例において、上記輪郭強調信号が加算される本線のディジタルビデオデータは、上記１Ｈ遅延回路１１６からの出力をリニアマトリクス回路１３２によって補正した後のディジタルビデオデータとなされている。なお、上記リニアマトリクス回路１３２は、ＣＣＤイメージセンサ１１０の撮像特性が理想撮像特性と異なることから生ずる色再現誤差を補正するために設けられている。

　上記加算器１３０から出力された水平及び垂直方向の輪郭強調がなされたディジタルビデオデータは、ニー補正回路１３３にて所定のニー特性によるニー補正が施された後、ガンマ補正回路１３４にて所定のガンマ補正が施され、さらにＢ／Ｗクリップ回路１３５にて黒／白のクリップ処理が施される。

　次に、これらニー補正回路１３３、ガンマ補正回路１３４、Ｂ／Ｗクリップ回路１３５による非線形処理が施されたディジタルビデオデータは、マトリクス回路１３８に送られる。このマトリクス回路１３８では、前記Ｒ，Ｇ，Ｂのディジタルビデオデータから、輝度（Ｙ）と色差（Ｒ−Ｙ），（Ｂ−Ｙ）のディジタルビデオ信号を形成する。

　当該マトリクス回路１３８からのディジタルビデオ信号は、パラレル／シリアル（Ｐ／Ｓ）コンバータ１４１にてシリアルのディジタルビデオデータに変換された後、端子１４３から出力される。また、当該マトリクス回路１３８からのディジタルビデオ信号は、エンコーダ１３９により、ディジタルのコンポジットビデオデータに変換され、さらにディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）コンバータ１４０によりアナログのコンポジット映像信号に変換され、端子１４２から出力される。

　ところで、映像信号に対して上記ガンマ補正、ニー補正、黒／白クリップ等の非線形処理を施すと、波形が歪み、このため当該非線形処理後の信号には上記映像信号に含まれる周波数成分の整数倍の高調波成分が発生するようになる。

　上記従来のディジタル信号処理カメラにおいては、本線の信号に対する非線形処理部の前、特にガンマ補正回路の前段で上記輪郭強調信号等の高域信号を加算するようにしているため、当該高域信号が一様にガンマ補正回路による非線形処理を受けて高調波を発生し、標本化周波数ｆｓの１／２のナイキスト周波数（ｆｓ／２）を越える信号が全て０〜ｆｓ／２の帯域のどこかに偽信号（エリアシング）として折り返ってしまうことになる。これにより、本来の信号には無かった低周波のビートが発生するなど、画質を著しく損なうようになっている。

　ここで、本線信号へのガンマ補正の前に輪郭強調信号のような高域信号を加算することによって偽信号（エリアシング）が発生する様子について、以下に説明する。

　図３０には、図２９の構成うちガンマ補正に起因する折り返し成分の発生について説明するための要部構成を抜き出し簡略化して示している。

　この図３０において、端子１６０にはアナログ信号が供給され、このアナログ信号は図２９のＡ／Ｄコンバータ１１３に対応するＡ／Ｄコンバータ１６１に送られ、当該Ａ／Ｄコンバータ１６１にて例えばサンプリング周波数ｆｓ＝１８ＭＨｚでサンプリングされてディジタル信号に変換される。このディジタル信号ａは、図２９の輪郭強調信号生成回路を簡略化して示すＨＰＦ１６２と、図２９の本線信号経路に挿入される各種構成要素を簡略化して示すＬＰＦ１６４とに送られる。当該ＬＰＦ１６４の出力信号ｃが図２９の本線信号に対応し、上記ＨＰＦ１６２からの出力信号ｂが図２９の輪郭強調信号すなわち高域信号に対応している。上記ＬＰＦ１６４の出力信号ｃには、図２９の加算器１３０に対応する加算器１６８によって上記ＨＰＦ１６２からの高域信号ｂが加算される。その後、当該加算器１６８の出力信号ｄが、図２９のガンマ補正回路１３４に対応する（ニー補正回路１３３については省略する）ガンマ補正回路１６７に送られ、当該ガンマ補正回路１６７にてガンマ補正すなわち非線形処理が施され、出力端子１６９から信号ｅとして出力され、この信号ｅが図２９のＢ／Ｗクリップ回路１３５に送られることになる。

　ここで、図３０の各部の信号について、便宜上アナログ波形的に表して説明すると、上記サンプリング周波数ｆｓ＝１８ＭＨｚのＡ／Ｄコンバータ１６１からのディジタル信号ａが、例えば図３１に示すような０〜９ＭＨｚのスイープ信号ａ_Ｓであるとしたとき、上記ＨＰＦ１６２から出力される高域信号は図３２に示すような信号ｂ_Ｓとなり、また、上記ＬＰＦ１６４からの出力信号は図３３に示すような信号ｃ_Ｓとなる。したがって、上記信号ｂ_Ｓ及びｃ_Ｓを加算器１６８にて加算することにより、図３４に示すような信号ｄ_Ｓが得られるようになる。その後、当該信号ｄ_Ｓに対してガンマ補正回路１６７にてガンマ補正処理を施すことにより、当該ガンマ補正回路１６７からは図３５に示すような偽信号成分（エリアシング歪）が乗った信号ｅ_Ｓが出力されることになる。

　また、前記図３０の構成において、上記Ａ／Ｄコンバータ１６１からのディジタル信号ａが、例えば図３６に示すようなバースト信号ａ_Ｂであるとしたとき、上記ＨＰＦ１６２から出力される高域信号は図３７に示すような信号ｂ_Ｂとなり、また、上記ＬＰＦ１６４からの出力信号は図３８に示すような信号ｃ_Ｂとなる。したがって、上記信号ｂ_Ｂ及びｃ_Ｂを加算器１６８にて加算することにより、図３９に示すような信号ｄ_Ｂが得られるようになる。その後、当該信号ｄ_Ｂに対してガンマ補正回路１６７にてガンマ補正処理を施すことにより、当該ガンマ補正回路１６７からは図４０に示すような偽信号成分（エリアシング歪）が乗った信号ｅ_Ｂが出力されることになる。

　上述したような偽信号の発生を避けるために、例えば、輪郭強調信号（高域信号）をガンマ補正回路の後に加えるようにすると、確かに偽信号の発生は抑えられるが、この場合ガンマ補正回路の前の信号で輪郭強調信号を作り、この輪郭強調信号をガンマ補正回路の後に加えることになるので、低いレベルの本線信号に対しては輪郭強調が行い難くなり、逆に高いレベルの本線信号に対しては輪郭強調が大きく付き過ぎる傾向が出てきてしまう。具体的に言うと、ガンマ補正後にのみ輪郭強調信号を加えるようにすると、本線信号の黒付近に、殆ど輪郭強調が付かないという問題が起こってくる。

　そこで、本発明の目的は、上述した実情に鑑みてなされたものであり、非線形処理、特にガンマ補正処理に起因する偽信号の発生を軽減でき、かつ、本線信号のレベルにかからわずに輪郭強調を行うことができる映像信号処理装置及び映像信号処理方法を提供することにある。

　本発明は、非線形処理カーブを用いたデジタル非線形処理によりディジタル映像信号の信号レベルを変える映像信号処理装置であって、入力ディジタル映像信号に高周波成分のレベルを低下させるローパスフィルタ処理を施すフィルタ手段と、上記ローパスフィルタ処理が施されたディジタル映像信号のレベルに対応して、上記非線形処理カーブを連続した複数区間に分割した各区間毎に直線近似するための乗算係数データと加算係数データを発生する係数データ発生手段と、上記入力ディジタル映像信号に上記乗算係数データを乗算する乗算手段と、上記乗算係数データが乗算されたディジタル映像信号に上記加算係数データを加算する加算手段とを有することを特徴とする。

　また、本発明は、非線形処理カーブを用いたデジタル非線形処理によりディジタル映像信号の信号レベルを変える映像信号処理方法であって、入力ディジタル映像信号に高周波成分のレベルを低下させるローパスフィルタ処理を施すステップと、上記ローパスフィルタ処理が施されたディジタル映像信号のレベルに対応して、上記非線形処理カーブを連続した複数区間に分割した各区間毎に直線近似するための乗算係数データと加算係数データを発生するステップと、上記入力ディジタル映像信号に上記乗算係数データを乗算するステップと、上記乗算係数データが乗算されたディジタル映像信号に上記加算係数データを加算するステップとを有することを特徴とする。

　本発明では、入力ディジタル映像信号に高周波成分のレベルを低下させるローパスフィルタ処理を施し、上記ローパスフィルタ処理が施されたディジタル映像信号のレベルに対応して、上記非線形処理カーブを連続した複数区間に分割した各区間毎に直線近似するための乗算係数データと加算係数データを発生し、上記入力ディジタル映像信号に上記乗算係数データを乗算し、上記乗算係数データが乗算されたディジタル映像信号に上記加算係数データを加算することにより、例え歪ませたとしても偽信号（エリアシング）を発生し難い低周波の信号については、例えばガンマカーブに従った非線形処理を行い、逆に、歪ませると偽信号を発生しやすい高周波の信号については、より線形に近い処理を行って偽信号の発生を抑制することが可能となっている。また、このように本線信号のレベルに基づき、レベルが小さいほど線形処理に近づけるようにすると、高周波成分の輝度レベル依存性を無くすことができ、これにより黒の輪郭強調がつかなくなるという問題もなくなる。すなわち、本発明においては、非線形処理、特にガンマ補正処理に起因する偽信号の発生を軽減でき、かつ、本線信号のレベルにかからわずに輪郭強調を行うことが可能である。

　以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

　図１には、本発明の撮像装置の一例として、ディジタル信号処理カメラの構成例を示し、先ず、当該図１の構成の基本的な動作を説明する。

　この図１において、被写体からの光は、光学系１を通じて入射されＣＣＤイメージセンサ１０により撮像される。当該ＣＣＤイメージセンサ１０は、光３原色のＲ（赤），Ｇ（緑），Ｂ（青）の３つのチャンネルに対応した３つのＣＣＤイメージセンサからなり、さらにこれら３つのＣＣＤイメージセンサは、３原色の画素を構成する一つの画素（この場合、例えばＧの画素）が残りの２つの画素（Ｒの画素とＢの画素）に対して空間的（光学的）に１／２画素ピッチずらして配置されている。また、これら３チャンネルのＣＣＤイメージセンサはそれぞれが５０万画素を有し、かつ水平駆動周波数が１８ＭＨｚで動作されるものである。

　このＣＣＤイメージセンサ１０からのＲ，Ｇ，Ｂの３チャンネルの撮像信号は、プリアンプ１１に送られる。当該プリアンプ１１にて増幅された撮像信号は、ビデオアンプ回路１２に送られる。当該ビデオアンプ回路１２では、上記Ｒ，Ｇ，Ｂの撮像信号に対して、黒／白バランス調整、黒／白シェーディング歪補正、フレア補正等の処理を行うと共に、信号増幅を行う。このビデオアンプ回路１２の出力信号は、アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ１３にてディジタルビデオデータに変換され、欠陥補正回路１４に送られる。当該欠陥補正回路１４では、上記ＣＣＤイメージセンサ１０の欠陥画素に対応する補正を行う。

　上記欠陥補正回路１４にて欠陥補正がなされた後のディジタルビデオデータは、水平及び垂直方向の輪郭強調処理すなわち画像の輪郭部を映像信号上で補正して解像度を上げるための高周波信号である輪郭強調信号を生成する輪郭強調信号生成回路に送られる。当該輪郭強調信号生成回路は、１Ｈ遅延回路１５，１６，１７と、垂直方向のディジタルハイパスフィルタ２１（以下ＨＰＦ２１と呼ぶ）と、水平方向のディジタルローパスフィルタ２２（以下ＬＰＦ２２と呼ぶ）と、垂直方向のディジタルローパスフィルタ２４（以下ＬＰＦ２４と呼ぶ）と、水平方向のディジタルハイパスフィルタ２５（以下ＨＰＦ２５と呼ぶ）と、乗算器２３及び２７と、加算器２８と、リミッタ２９とからなるものである。

　当該輪郭強調信号生成回路において、先ず、直列接続された１Ｈ遅延回路１５，１６，１７では、上記欠陥補正回路１４を介して供給されたディジタルビデオデータを、順次１Ｈ（Ｈは水平周期）分だけ遅延させると共に、それぞれ遅延したディジタルビデオデータを出力する。これにより、これら１Ｈ遅延回路１５，１６，１７からは、垂直方向に３ライン分ずれたディジタルビデオデータが出力される。なお、当該１Ｈ遅延回路１５，１６，１７は垂直方向の輪郭強調信号を生成するために設けられているものである。

　次に、各１Ｈ遅延回路１５，１６，１７からの上記３ライン分ずれたディジタルビデオデータは、後述する零挿入回路１８，１９，２０を介して、上記ＨＰＦ２１を通過し、さらにＬＰＦ２２を通過する。これらＨＰＦ２１とＬＰＦ２２を通過することにより、上記ディジタルビデオデータからは、垂直方向の輪郭成分が取り出されることになる。同時に、各１Ｈ遅延回路１５，１６，１７からの上記３ライン分ずれたディジタルビデオデータは、後述する零挿入回路１８，１９，２０を介して、上記ＬＰＦ２４を通過し、さらにＨＰＦ２５も通過する。これらＬＰＦ２４とＨＰＦ２５を通過することにより、上記ディジタルビデオデータからは、水平方向の輪郭成分が取り出されることになる。

　上記ＨＰＦ２１及びＬＰＦ２２により取り出された上記垂直方向の輪郭成分は、乗算器２３に送られ、ここで端子４４を介して供給される垂直方向の輪郭強調の度合いを調整するためのゲイン調整係数が乗算される。同時に上記ＬＰＦ２４及びＨＰＦ２５により取り出された上記水平方向の輪郭成分は、後述するディジタルローパスフィルタ２６（以下ＬＰＦ２６と呼ぶ）を介して、乗算器２７に送られ、ここで端子４５を介して供給される水平方向の輪郭強調の度合いを調整するためのゲイン調整係数が乗算される。

　これら乗算器２３，２７の出力データは、加算器２８にて加算され、リミッタ２９にて所定のレベルに制限された後、水平及び垂直方向の輪郭強調処理を行うための輪郭強調信号として、後述する乗算器３０を介して加算器５２に送られ、当該加算器５２にて本線のディジタルビデオデータと加算される。なお、上記リミッタ２９は、乗算器３０への入力レベルを制限するために設けられている。

　ここで、この図１の構成例において、上記乗算器３０を介した輪郭強調信号が加算器５２にて加算される本線のディジタルビデオデータは、上記１Ｈ遅延回路１６からの出力データが、後述する零挿入回路１９及びディジタルローパスフィルタ３１（以下ＬＰＦ３１と呼ぶ）を介し、さらにリニアマトリクス回路３２によって補正がなされ、ニー補正回路３３とガンマ補正回路３４による非線形処理を受けた後のディジタルビデオデータとなされている。

　なお、上記リニアマトリクス回路３２は、ＣＣＤイメージセンサ１０の撮像特性が理想撮像特性と異なることから生ずる色再現誤差を補正するために設けられている。また、上記ニー補正回路３３では所定のニー特性によるニー補正が施された、ガンマ補正回路３４では図２に示すようなガンマカーブを用いたガンマ補正が施される。ここで、上記ニー補正回路３３及びガンマ補正回路３４は、例えば、レベル圧縮・伸長処理手段として機能するものである。すなわち、上記ニー補正回路３３では、ニー特性として所定のニースロープ及びニーポイントを示す係数を用いたニー補正処理を上記本線のディジタルビデオデータに施す。なお、このニー補正処理の一具体例としては、例えば、ニースロープ及びニーポイントを示す係数を複数種類（例えば２種類）用意しておき、この複数種類の係数を適宜選択して用いるようにすることができる。また、上記ガンマ補正回路３４でも、図２に示すガンマカーブに基づく補正係数を用いたガンマ補正処理を上記本線のディジタルビデオデータに施す。このガンマ補正処理においても、その一具体例として例えば、ガンマ補正係数を複数種類（例えば２種類）用意しておき、この複数種類の係数を適宜選択して用いるようにすることができる。

　次に、これらニー補正回路３３とそれに続くガンマ補正回路３４を介した出力データに対して、加算器５２により上記水平及び垂直方向の輪郭強調信号が加算されて得られたディジタルビデオデータは、さらにＢ／Ｗクリップ回路３５にて非線形処理である黒／白のクリップ処理が施される。このＢ／Ｗクリップ回路３５による非線形処理が施されたディジタルビデオデータは、後述するディジタルローパスフィルタ３６（以下ＬＰＦ３６と呼ぶ）及びデシメーション回路３７を介して、マトリクス回路３８に送られる。このマトリクス回路３８では、前記Ｒ，Ｇ，Ｂのディジタルビデオデータから、輝度（Ｙ）と色差（Ｒ−Ｙ），（Ｂ−Ｙ）のディジタルビデオ信号を形成する。

　当該マトリクス回路３８からのディジタルビデオ信号は、パラレル／シリアル（Ｐ／Ｓ）コンバータ４１にてシリアルのディジタルビデオデータに変換された後、端子４３から出力される。また、当該マトリクス回路３８からのディジタルビデオ信号は、エンコーダ３９により、ディジタルのコンポジットビデオデータに変換され、さらにディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）コンバータ４０によりアナログのコンポジット映像信号に変換され、端子４２から出力される。なお、本発明の構成例では、信号帯域をいわゆるＣＣＩＲ（国際無線通信諮問委員会）のＲｅｃ６０１規格に対応してＤＣ（直流）〜６ＭＨｚとしている。

　ところで、本発明の図１に示すディジタル信号処理カメラにおいては、前述したような非線形処理のうち、特にガンマ補正処理に起因する折り返し成分がもたらす画質劣化を抑圧するために、前記１Ｈ遅延回路１６と零挿入回路１９を介した本線のディジタルビデオデータが供給されるディジタルローパスフィルタ５０（以下ＬＰＦ５０と呼ぶ）と、当該ＬＰＦ５０の出力データと前記ガンマ補正回路３４にて使用するものと同様の図２に示すガンマカーブとに基づいてガンマカーブ上のポイントの微分値、すなわち接線の傾きに対応する係数データを発生するガンマ傾き係数発生回路５１と、当該係数データを上記リミッタ回路２９を介した輪郭強調信号に乗算する乗算器３０とを設け、さらに、上記乗算器３０を介した輪郭強調信号を本線のディジタルビデオデータに加算するための加算器５２を、前記ガンマ補正回路３４の直後に配置するようにしている。

　以下に、上記ガンマ補正に起因する折り返し成分の発生防止について説明する。

　図３には、図１の構成うちガンマ補正に起因する折り返し成分の発生防止について説明するための要部構成を抜き出し簡略化して示している。

　この図３において、端子６０にはアナログ信号が供給され、このアナログ信号は図１のＡ／Ｄコンバータ１３に対応するＡ／Ｄコンバータ６１に送られ、当該Ａ／Ｄコンバータ６１にて例えばサンプリング周波数ｆｓ＝１８ＭＨｚでサンプリングされてディジタル信号Ａに変換される。このＡ／Ｄコンバータ６１からのディジタル信号Ａは前記輪郭強調信号生成回路を簡略化して示すＨＰＦ６２と、図１の本線信号経路に挿入されるＬＰＦ３１からニー補正回路３３までの構成を簡略化して示すＬＰＦ６３と、図１のＬＰＦ５０に対応するＬＰＦ６３とに送られる。

　上記ＨＰＦ６２の出力信号Ｄは、図１の乗算器３０に対応する乗算器６６に送られる。また、上記ＬＰＦ６４の出力信号Ｂは図１のガンマ補正回路３４に対応するガンマ補正回路６７に送られ、上記ＬＰＦ６３の出力信号Ｅは図１のガンマ傾き係数発生回路５１に対応する係数発生回路６５に送られる。当該ガンマ傾き係数発生回路６５の出力信号Ｆは、上記ＨＰＦ６２の出力信号Ｄへの乗算係数として、上記乗算器６６に送られる。

　上記乗算器６６の出力信号Ｇは、加算器６８に送られ、当該加算器６８によって、輪郭強調信号（すなわち高域信号）として本線の信号である上記ガンマ補正回路６７の出力信号Ｃに加算される。この加算器６８の出力信号Ｈが端子６９を介して図１のＢ／Ｗクリップ回路３５に送られることになる。

　ここで、図３の各部の信号について、便宜上アナログ波形的に表して説明すると、上記サンプリング周波数ｆｓ＝１８ＭＨｚのＡ／Ｄコンバータ６１からのディジタル信号Ａが、例えば図４に示すような０〜９ＭＨｚのスイープ信号Ａ_Ｓであるとしたとき、上記ＬＰＦ６４から出力される本線信号Ｂは図５に示すような信号Ｂ_Ｓとなる。また、当該信号Ｂ_Ｓはガンマ補正回路６７にてガンマ補正処理されることで、図６に示すような信号Ｃ_Ｓとなる。

　また、上記ＨＰＦ６２からは図７に示すような信号Ｄ_Ｓが出力され、上記ＬＰＦ６３からは図８に示すような信号Ｅ_Ｓが出力される。すなわち、上記信号Ｅ_Ｓは、ＬＰＦ６３により低域通過がなされた信号であるため、高周波の信号ほど振幅が小さくなる。当該信号Ｅ_Ｓが送られるガンマ傾き係数発生回路６５では、上記信号Ｅ_Ｓのレベル（振幅）に対応したガンマカーブ上のポイントの接線の傾きに応じた図９に示すような信号Ｆ_Ｓを生成する。言い換えれば、上記ガンマ傾き係数発生回路６５では、前記図２において、横軸の入力を信号Ｅ_Ｓのレベル（振幅）としたとき、当該入力信号Ｅ_Ｓのレベルに対応する横軸上の長さに応じたガンマカーブ上の範囲内の各ポイントについて、それぞれ接線の傾きを求め、この各ポイントの接線の傾きに応じた信号Ｆ_Ｓを生成して出力する。当該信号Ｆ_Ｓが乗算係数として乗算器６６に送られ、当該乗算器６６にて上記ＨＰＦ６２からの信号Ｄ_Ｓに乗算される。

　ここで、例えば、上記信号Ｅ_Ｓの低周波側のレベルは大きい（振幅が広い）ため、これに対応するガンマカーブ上の範囲も広いものとなり、この場合は当該信号Ｅ_Ｓのレベルに対応した当該ガンマカーブ上の各ポイントでの接線の傾きの値も大きく変わることになる。すなわち当該接線の傾きの値が大きく変わるということは、上記乗算器６６にて上記信号Ｄ_Ｓの低周波側に乗ずる数（信号Ｆ_Ｓに対応する係数値）が大きく変化するということであり、これは非線形性が強くなる（大きく歪む）ことを表している。一方、例えば上記信号Ｅ_Ｓの高周波側のレベルは小さい（振幅が狭い）ため、これに対応するガンマカーブ上の範囲も狭いものとなりこの場合は当該信号Ｅ_Ｓのレベルに対応した当該ガンマカーブ上の各ポイントでの接線の傾きの値はあまり変わらないことになる。すなわち当該接線の傾きの値があまり変わらないということは、上記信号Ｄ_Ｓの高周波側に乗ずる数（信号Ｆ_Ｓに対応する係数）も変化が少ないということであり、これは線形性が強くなることを表している。

　このように、本発明の構成では、例え歪ませたとしても偽信号（エリアシング）を発生し難い低周波の信号については、ガンマカーブに従った非線形処理を行い、逆に、歪ませると偽信号を発生しやすい高周波の信号については、より線形に近い処理を行って偽信号の発生を抑制するようにしている。また、このように本線信号のレベルに基づき、レベルが小さいほど線形処理に近づけるようにすると、黒の輪郭強調がつかなくなるという問題もなくなる。

　なお、仮にＬＰＦ６３による高域通過制限を強くかけて、信号Ｅ_Ｓの高周波側の振幅（レベル）を０にしたとしても、そのときの当該信号Ｅ_Ｓのレベル（すなわち振幅０）に対応するガンマカーブ上のポイントの接線の傾きに対応する信号Ｆ_Ｓが、信号Ｄ_Ｓ（すなわち輪郭強調信号）に乗じられるので、ガンマ補正処理の圧縮特性は保たれる。すなわち、信号Ｅ_Ｓの振幅が０のときのガンマカーブ上のポイントの接線の傾きは、その値が変動しないので完全な線形処理となる。

　上述したようにして乗算器６６から出力された信号は図１０に示すような信号Ｇ_Ｓとなり、この信号Ｇ_Ｓが加算器６８に送られ、当該加算器６８にて本線のガンマ補正処理が施された信号Ｃ_Ｓと加算される。この加算器６８の出力信号は、図１１に示すような信号Ｈ_Ｓとなる。

　なお、上述の例では、信号Ａ_Ｓに全く周波数特性の劣化がないように描かれているが、実際は信号Ｅ_Ｓの信号のように高周波の振幅が落ちているため、図３中のＬＰＦ６３を設けないようにすることも可能である。しかし、本発明では、信号Ａ_Ｓに対して、ＬＰＦ６３による高域通過制限を積極的に施すことにより、より高周波のエリアシングの発生を抑圧するようにしている。

　また、前記図３の構成において、上記Ａ／Ｄコンバータ６１からのディジタル信号Ａが、例えば図１２に示すようなバースト信号Ａ_Ｂであるとしたとき、上記ＬＰＦ６４から出力される本線信号Ｂは図１３に示すような信号Ｂ_Ｂとなる。当該信号Ｂ_Ｂはガンマ補正回路６７にてガンマ補正処理されることで、図１４に示すような信号Ｃ_Ｂとなる。

　一方、上記ＨＰＦ６２からは図１５に示すような信号Ｄ_Ｂが出力され、上記ＬＰＦ６３からは図１６に示すような信号Ｅ_Ｂが出力される。すなわち、当該バースト信号Ａ_Ｂの例においても、上記信号Ｅ_Ｂは、ＬＰＦ６３により低域通過がなされた信号であるため、高周波の信号ほど振幅が小さくなる。当該信号Ｅ_Ｂが送られるガンマ傾き係数発生回路６５では、前述同様に上記信号Ｅ_Ｂのレベル（振幅）に対応したガンマカーブ上のポイントの接線の傾きに応じた図１７に示すような信号Ｆ_Ｂを生成する。当該信号Ｆ_Ｂが乗算係数として乗算器６６に送られ、当該乗算器６６にて上記ＨＰＦ６２からの信号Ｄ_Ｂに乗算される。

　このバースト信号Ａ_Ｂの例においても、例えば、上記信号Ｅ_Ｂの低周波側のレベルは大きい（振幅が広い）ため、これに対応するガンマカーブ上の範囲も広いものとなり、この場合は当該信号Ｅ_Ｂのレベルに対応した当該ガンマカーブ上の各ポイントでの接線の傾きの値も大きく変わることになり、結果として上記乗算器６６にて上記信号Ｄ_Ｂの低周波側に乗ずる数（信号Ｆ_Ｂに対応する係数値）が大きく変化するということであり、これは非線形性が強くなる（大きく歪む）ことを表している。また、例えば上記信号Ｅ_Ｂの高周波側のレベルは小さい（振幅が狭い）ため、これに対応するガンマカーブ上の範囲も狭いものとなりこの場合は当該信号Ｅ_Ｂのレベルに対応した当該ガンマカーブ上の各ポイントでの接線の傾きの値はあまり変わらないことになり、結果として上記信号Ｄ_Ｂの高周波側に乗ずる数（信号Ｆ_Ｂに対応する係数）も変化が少ないということであり、これは線形性が強くなることを表している。

　さらに、仮にＬＰＦ６３による高域通過制限を強くかけて、信号Ｅ_Ｂの高周波側の振幅（レベル）を０にしたとしても、そのときの当該信号Ｅ_Ｂのレベル（すなわち振幅０）に対応するガンマカーブ上のポイントの接線の傾きに対応する信号Ｆ_Ｂが、信号Ｄ_Ｂ（すなわち輪郭強調信号）に乗じられるので、ガンマ補正処理の圧縮特性は保たれる。すなわち、信号Ｅ_Ｂの振幅が０のときのガンマカーブ上のポイントの接線の傾きは、その値が変動しないので完全な線形処理となる。

　上述したようにして乗算器６６から出力された信号は図１８に示すような信号Ｇ_Ｂとなり、この信号Ｇ_Ｂが加算器６８に送られ、当該加算器６８にて本線のガンマ補正処理が施された信号Ｃ_Ｂと加算される。この加算器６８の出力信号は、図１９に示すような信号Ｈ_Ｂとなる。

　このように、上記バースト信号Ａ_Ｂの例においても、低周波の信号については例え歪ませたとしても偽信号（エリアシング）が発生し難いのでガンマカーブに従った非線形処理を行い、逆に、高周波の信号については歪ませると偽信号を発生し易いので、より線形に近い処理を行うようにして偽信号の発生を抑制するようなことができる。また、この例の場合も、本線信号のレベルが小さいほど線形処理に近づけるようにすることで、黒の輪郭強調がつかなくなるという問題もなくなる。

　なお、上述したような偽信号の発生防止のための手法は、輪郭強調信号発生回路部分に適用するだけでなく、ガンマ補正回路自身にも応用することができる。すなわち、前記図２において、入力をｘ軸とし、出力をｙ軸としたとき、ガンマカーブは狭い区間で見るとｙ＝ａｘ＋ｂの一次式で近似できる。なお、この式におけるａはガンマカーブ上の接線の傾きを、ｂはｙ軸切片を示す。したがって、前述と同様にローパスフィルタによって高周波の振幅を小さくすると、高域ほどレベル変化が小さくなって、傾きａと切片ｂの変動幅が小さくなり、このため線形（リニア）な処理になり、結果として歪が小さくなるため、エリアシングが抑圧される。

　この場合のガンマ補正回路の具体的構成は、図２０に示すようになる。この図２０において、端子７０には図１のニー補正回路３３からの出力データが供給され、当該データがローパスフィルタ（ＬＰＦ）７１にて高域通過制限される。また、上記端子７０を介して入力されたデータは、乗算器７３を介し、さらに加算器７４を介して出力端子７５に送られるようになっている。上記ＬＰＦ７１の出力は、係数生成回路７２に送られ、当該係数生成回路７２では、入力レベルに応じて、上記傾きａと切片ｂとを求めて出力する。上記傾きａのデータが上記乗算器７３の乗算係数として送られ、上記切片ｂのデータが上記加算器７４にて上記乗算器７３の出力データに加算される。

　また、上記係数生成回路７２は、具体的には、図２１に示すように構成される。この図２１において、端子８０にはＬＰＦ７１の出力が供給され、当該出力はレベルコンパレータ８１に送られ、ここで当該ＬＰＦ７１の出力レベルが測定される。当該レベルコンパレータ８１の出力は、係数ａテーブル８２と切片ｂテーブル８３とに送られ、係数ａテーブル８２からは上記測定レベルに応じた係数ａのデータが読み出され、切片ｂテーブル８３からは上記測定レベルに応じた切片ｂのデータが読み出される。

　次に、本発明の図１に示すディジタル信号処理カメラにおいては、上記ガンマ補正の他のニー補正や黒／白クリップ等の非線形処理に起因する折り返し成分がもたらす画質劣化をも抑圧するために、当該非線形処理部分での標本化周波数を上げて、上記折り返し成分が信号帯域内に発生しないようにしている。すなわち、図１の構成では、非線形処理部分の前段の零挿入回路１８，１９，２０及びＬＰＦ２２，２６，３１にてアップコンバータを構成し、これらアップコンバータの構成により、非線形処理部分での標本化周波数を上げるようにしている。

　以下に、上記アップコンバータを設けたことによる非線形処理に起因する折り返し成分の発生防止について説明する。

　ここで、元の標本化周波数をｆｓとし、アップコンバート後の標本化周波数をｆｓ′としたとき、通常は回路構成を簡単にするために上記周波数ｆｓ′は周波数ｆｓの２倍や４倍などの整数倍にとることが多い。しかし、いわゆるＣＭＯＳ(Complementary Metal Oxide Semiconductor)により構成されるディジタル回路では、消費電力が動作周波数に比例するので、余り高い周波数に持ち上げることは好ましいことではない。

　このようなことから、本構成例では、本線信号に対するニー補正回路３３からＢ／Ｗクリップ回路３５までの非線形処理部分で周波数ｆｓ′＝２ｆｓとしている。なお、上記リミッタ２９部分については周波数ｆｓ′＝４ｆｓとすることもできる。上述のように、非線形処理部分での周波数ｆｓ′を上記ｆｓ′＝２ｆｓとすると、図２２に示すように、３次高調波までは元の信号帯域に折り返さないようにすることが可能となる。

　図１に戻って、上記アップコンバータの構成について説明する。

　アップコンバータは、前記１Ｈ遅延回路１５，１６，１７からの出力データ（すなわち標本化データ列）に対して図２３のＡに示すように零データを挿入し、標本化周波数を持ち上げるための零挿入回路１８，１９，２０と、この零データが挿入されたデータ列に対して帯域制限を施すことにより図２３のＢに示すようなデータ列を得るためのＬＰＦ２２，２６，３１とからなる。すなわち、当該アップコンバータにおいて、１Ｈ遅延回路１５，１６，１７からの図２４のＡに示すような出力データ（すなわち標本化データ列）に図２３のＡのように零を挿入すると、図２４のＢに示すように周波数ｆｓ／２以上の帯域には周波数ｆｓからの折り返し成分が発生するが、このとき上記ＬＰＦにより図２４のＣに示すように周波数ｆｓ／２以下に帯域制限を施すと、その折り返し成分が除去された図２３のＢに示すような出力データが得られることになる。なお、図２３及び図２４には、周波数ｆｓ′＝２ｆｓの場合を例に挙げている。

　ここで、もしも上記アップコンバート後のＬＰＦによる帯域制限が甘く、例えば図２４のＣの図中点線で示すように周波数ｆｓ／２以上の帯域に上記折り返し成分が残っていると、図２５に示すような折り返し歪が生ずる。なお、アナログ信号処理カメラでは、信号帯域以上は例えばローパスフィルタで減衰されており、また回路にも利得がそれほど無いので問題にならない。

　すなわち、図２５において、アップコンバータのＬＰＦの特性が甘く、帯域制限部で折り返し成分が漏れてしまうと、図２５のＡのように、元の周波数ｆの信号成分と周波数ｆｓ−ｆの折り返し成分とが、非線形処理部に入力される結果となる。その結果、当該非線形処理部において相互に変調を受けたような形になり、図２５のＢに示すように、周波数ｆ及び周波数ｆｓ−ｆの整数倍と、周波数ｆｓ−ｆと周波数ｆの差分すなわち周波数ｆｓ−２ｆの整数倍の項が生ずる。このため、例えば標本化周波数を周波数ｆｓ′に上げて、折り返しが発生しないように工夫をしたとしても、周波数ｆｓ−２ｆのような低周波成分が生じてしまい、それほど効果がでないことになる。なお、図２５のＢにおいて、ｆの高調波成分は２ｆ，３ｆであり、ｆの高調波成分のｆｓ′からの折り返し成分はｆｓ′−２ｆ，ｆｓ′−３ｆであり、ｆｓ−ｆの高調波成分は２（ｆｓ−ｆ），３（ｆｓ−ｆ）であり、ｆｓ−ｆの高調波成分のｆｓ′からの折り返し成分はｆｓ′−２（ｆｓ−ｆ），３（ｆｓ−ｆ）−ｆｓ′，２ｆｓ′−３（ｆｓ−ｆ）であり、ｆと（ｆｓ−ｆ）の差分とその高調波成分はｆｓ−２ｆ，２（ｆｓ−２ｆ）であり、ｆと（ｆｓ−ｆ）の差分とその高調波成分のｆｓ′からの折り返し成分はｆｓ′−（ｆｓ−２ｆ），ｆｓ′−２（ｆｓ−２ｆ）である。

　このように、非線形処理によって、上記図２５のような折り返し成分等が生ずると、その後に、ｆｓ／２までに帯域制限を施したとしても、ｆｓからの折り返し成分（ｆｓ−ｆ）の３次高調波の折り返し成分３（ｆｓ−ｆ）−ｆｓ′と、ｆとｆｓからの折り返し成分（ｆｓ−ｆ）の差分ｆｓ−２ｆの２つが、帯域内に折り返しとして残ることになる。

　したがって、上記零挿入後の帯域制限は、ｆｓ／２以上を十分に（通常は−４０ｄＢ以下、特に目立つ周波数は−６０ｄＢ以下に）阻止しなくてはならない。

　ここで、ｆｓ′＝２ｆｓのときは、特に以下の周波数が目立つ。

　例えば、ｆ＝２ｆｓ／２＋α（α＜＜ｆｓ／２）とすると、ｆとｆｓからの折り返し成分（ｆｓ−ｆ）の差分＝ｆｓ−２ｆ＝−２αとなり、αが非常に小さいと、直流に近い低周波の折り返し歪が目立つ。

　また、例えばｆ＝ｆｓ／３＋α（α＜＜ｆｓ／２）とすると、ｆｓからの折り返し成分（ｆｓ−ｆ）の３次高調波の折り返し成分＝３（ｆｓ−ｆ）−ｆｓ′＝３αとなって、低周波の折り返し歪が目立つ。さらに、ｆとｆｓからの折り返し成分（ｆｓ＝ｆ）の差分＝ｆｓ−２ｆ＝ｆｓ／３−２αとなって、元の信号の周波数ｆ（＝ｆｓ／３＋α）との間に、周波数３αの低周波数のうなりを生ずる。

　また、例えばｆ＝ｆｓ／４＋α（α＜＜ｆｓ／２）とすると、ｆとｆｓからの折り返し成分（ｆｓ−ｆ）の差分＝ｆｓ−２ｆ＝ｆｓ／２−αとなって、２倍の高調波成分２ｆ（＝ｆｓ／２＋２α）との間に、周波数２αの低周波のうなりを生ずる。

　このようなことから、上述したｆｓから折り返す周波数ｆｓ／２、２ｆｓ／３、３ｆｓ／４付近の減衰率は、なるべく大きく取らなくてはならない。しかし、通過域はｆｓ／２までとなっているので、一番初めの周波数ｆｓ／２付近は、通常のローパスフィルタの遷移域になってしまい、十分な減衰を得ることができない。この場合、予め必要な帯域よりも高い周波数ｆｓで標本化し、ｆｓ／２付近の減衰率を大きく取るか、若しくはｆｓ／２付近に出る折り返し歪は諦めて、折り返し成分を洩らしてしまうことが考えられる。

　ここで、後者のように周波数ｆｓ／２付近に出る折り返し歪は諦めて、図２６のＡに示すように通過域を延ばし、折り返し成分を洩らしてしまうようにした場合において、周波数ｆｓからの折り返し歪成分ｆｓ−ｆは、前記ＣＣＤイメージセンサ１０の空間画素ずらしによって高域成分をＲ＋Ｇに置き換えれば打ち消されてしまうことになるので、前記帯域制限のためのＬＰＦの特性は甘くてよいと考えられる。しかし、実際には、画面の周辺部では倍率色収差の影響により、上記ＣＣＤイメージセンサ１０の空間画素ずらしの効果は全くなく、このため画面の周辺部での折り返し歪が非常に目立つ（ただし、前記アップコンバートを行わない場合よりは１桁程少ない）結果となる。

　これに対して、本発明の構成例では、信号帯域を必要最小限に絞って、その代わりに、折り返し成分として発生する高域での減衰率を大きくすることにより、折り返し歪を減らすようにしている。なお、本発明の構成例では、実際には、３チャンネル分のＣＣＤイメージセンサ１０がそれぞれ同じ５０万画素を有しているので、図２６のＢに示すように、上記周波数ｆｓとｆｓ′は同じ周波数であるが、信号帯域を前記ＣＣＩＲ　Ｒｅｃ６０１におけるＤＣ（直流）〜６ＭＨｚに絞り、その代わりに９ＭＨｚ以上の減衰率を大きくして、折り返し歪を減らすようにしている。

　このように、周波数ｆｓ／２以上での減衰を十分にとるようにすれば、図２７のＡに示すような信号を非線形処理部に入力したとしても、図２７のＢに示すような信号帯域の高調波成分と、それらのｆｓ′からの折り返し成分しか現れないことになる。

　次に、当該非線形処理後も上述したようにアップコンバートしたままそのままで処理を続けるようにしてもよいが、回路の消費電力は標本化周波数に比例するので、本発明の構成例では標本化周波数を低い標本化周波数に落とす、すなわちダウンコンバート（或いはデシメーション）するようにしている。

　ただし、そのままデシメーションすると、高調波成分が折り返すことになるので、非線形処理部のＢ／Ｗクリップ回路３５の後段にディジタルローパスフィルタ（ＬＰＦ）３６を設け、当該ＬＰＦ３６にて、図２７のＢと同様に示す図２８のＡの信号に対して帯域制限を施すことで、図２８のＢに示すようにする。

　なお、このＬＰＦ３６は、ダウンコンバート後の周波数ｆｓ″が、ｆｓ″＞ｆｓである場合は０〜ｆｓ／２の帯域制限を行い、また、ｆｓ″がｆｓ″＜ｆｓである場合には０〜ｆｓ″／２の帯域制限を行う。

　上記ＬＰＦ３６の後は、デシメーション回路３７にて、ダウンコンバートを行うことで、図２８のＣに示すようにする。

　なお、ダウンコンバートの際には、必ずしも元の標本課周波数ｆｓに戻す必要はない。例えば、５０万画素のＣＣＤイメージセンサ１０の水平駆動周波数に合わせてｆｓ＝１８ＭＨｚで標本化し、非線形処理をｆｓ′＝３６ＭＨｚで処理した後、ｆｓ″＝１３．５ＭＨｚにダウンコンバートしてシリアルディジタル通信規格に則って出力するなどといったことが考えられる。

　上述のように、本発明の構成例においては、非線形処理の前段にアップコンバータを挿入し、さらに帯域制限を施して折り返し成分を除去し、高調波の折り返しが基本波（信号周波数）と干渉しないような高い標本化周波数で非線形処理を行い、その後、帯域制限を施して高調波成分を除去し、ダウンコンバータによって標本化周波数を下げるようにすることで、非線形処理に起因する折り返し成分がもたらす画質劣化を抑圧できるようにしている。また、本発明の構成例によれば、全体を高い標本化周波数で処理するのに比べて、消費電力が少なく、しかも必要な部分だけ標本化周波数を上げることにより、折り返し歪の少ない信号処理が可能となっている。

　なお、図１の例では、帯域制限を施すためのディジタルローパスフィルタを、水平方向の輪郭強調信号を生成する経路内のＬＰＦ２２と、水平方向の輪郭強調信号を生成する経路内に設けたＬＰＦ２６と、本線経路に設けたＬＰＦ３１との３つに分けているが、これは各々の経路において必要とされる帯域が違うためである。したがって、これら３つのＬＰＦ２２，２６，３１に代えて、これらと同じ動作を行うＬＰＦを、各零挿入回路１８，１９，２０の直後に入れるようにすることも可能である。

本発明の撮像装置としてのディジタル信号処理カメラの概略構成例を示すブロック回路図である。 ガンマカーブを示す図である。 本発明にかかるディジタル信号処理カメラの要部の構成を簡略化して示すブロック回路図である。 図３の構成に入力した信号の一例としてのスイープ波形信号を示す図である。 図３の構成に入力したスイープ波形信号をローパスフィルタ（ＬＰＦ６４）にて高域通過制限した後のスイープ波形信号を示す図である。 図５の波形信号がガンマ補正回路により処理された後のスイープ波形信号を示す図である。 図３の構成に入力したスイープ波形信号をハイパスフィルタにて低域通過制限した後の波形信号を示す図である。 図３の構成に入力したスイープ波形信号をローパスフィルタ（ＬＰＦ６３）にて高域通過制限した後の波形信号を示す図である。 図８の波形信号がガンマ傾き係数発生回路により処理された後の波形信号を示す図である。 ハイパスフィルタ通過後のスイープ波形信号にガンマ傾き係数発生回路からの係数を乗算した後の波形信号（図４のスイープ波形信号に対する輪郭強調信号）を示す図である。 ガンマ補正回路通過後のスイープ波形信号に輪郭強調信号を加算した後のスイープ波形信号を示す図である。 図３の構成に入力した信号の一例としてのバースト波形信号を示す図である。 図３の構成に入力したバースト波形信号をローパスフィルタ（ＬＰＦ６４）にて高域通過制限した後のバースト波形信号を示す図である。 図１３の波形信号がガンマ補正回路により処理された後のバースト波形信号を示す図である。 図３の構成に入力したバースト波形信号をハイパスフィルタにて低域通過制限した後のバースト波形信号を示す図である。 図３の構成に入力したバースト波形信号をローパスフィルタ（ＬＰＦ６３）にて高域通過制限した後の波形信号を示す図である。 図１６の波形信号がガンマ傾き係数発生回路により処理された後の波形信号を示す図である。 ハイパスフィルタ通過後のバースト波形信号にガンマ傾き係数発生回路からの係数を乗算した後の波形信号（図１３のバースト波形信号に対する輪郭強調信号）を示す図である。 ガンマ補正回路通過後のバースト波形信号に輪郭強調信号を加算した後のバースト波形信号を示す図である。 ガンマ補正回路自身でエリアシングを抑圧する場合の構成例を示すブロック回路図である。 図２０のガンマ補正回路の係数生成回路の具体的構成を示すブロック回路図である。 アップコンバートにより非線形処理で折り返し成分が発生しないことについて説明するための図である。 零挿入とＬＰＦによる帯域制限について説明するための図である。 帯域制限によっても折り返し成分が残る場合の例について説明するための図である。 帯域制限によっても折り返し成分が漏れてしまう場合の高調波成分と折り返し成分について説明するための図である。 ｆｓ／２以上での減衰を十分に取る場合と取らない場合について説明するための図である。 ｆｓ／２以上での減衰を十分に取った場合の高調波と折り返し成分について説明するための図である。 ダウンコンバートとその前の帯域制限について説明するための図である。 従来のディジタル信号処理カメラの概略構成例を示すブロック回路図である。 従来のディジタル信号処理カメラの要部の構成を簡略化して示すブロック回路図である。 従来例の構成に入力する信号の一例としてのスイープ波形信号を示す図である。 従来例の構成に入力したスイープ波形信号をハイパスフィルタにて低域通過制限した後の波形信号を示す図である。 従来例の構成に入力したスイープ波形信号をローパスフィルタにて高域通過制限した後のスイープ波形信号を示す図である。 従来例の構成で高域信号と本線信号を加算した後のスイープ波形信号を示す図である。 従来例の構成で高域信号と本線信号を加算してガンマ補正を施した後のスイープ波形信号を示す図である。 従来例の構成に入力する信号の一例としてのバースト波形信号を示す図である。 従来例の構成に入力したバースト波形信号をハイパスフィルタにて低域通過制限した後の波形信号を示す図である。 従来例の構成に入力したバースト波形信号をローパスフィルタにて高域通過制限した後の波形信号を示す図である。 従来例の構成で高域信号と本線信号を加算した後のバースト波形信号を示す図である。 従来例の構成で高域信号と本線信号を加算してガンマ補正を施した後のスイープ波形信号を示す図である。

符号の説明

　７１　ローパスフィルタ、７２　係数生成回路、７３　乗算器、７４　加算器

Claims (8)

1. 　非線形処理カーブを用いたデジタル非線形処理によりディジタル映像信号の信号レベルを変える映像信号処理装置であって、
   　入力ディジタル映像信号に高周波成分のレベルを低下させるローパスフィルタ処理を施すフィルタ手段と、
   　上記ローパスフィルタ処理が施されたディジタル映像信号のレベルに対応して、上記非線形処理カーブを連続した複数区間に分割した各区間毎に直線近似するための乗算係数データと加算係数データを発生する係数データ発生手段と、
   　上記入力ディジタル映像信号に上記乗算係数データを乗算する乗算手段と、
   　上記乗算係数データが乗算されたディジタル映像信号に上記加算係数データを加算する加算手段と
   　を有することを特徴とする映像信号処理装置。
2. 　上記係数データ発生手段は、
   　上記ローパスフィルタ処理が施されたディジタル映像信号の信号レベルを検出するレベル検出手段と、
   　上記レベル検出手段により検出された上記ディジタル映像信号の信号レベルに応じて、上記非線形処理カーブを直線近似する区間を選択する選択手段と、
   　上記選択手段により選択された区間の乗算係数データと加算係数データを出力する係数データ出力手段と
   　を含むことを特徴とする請求項１記載の映像信号処理装置。
3. 　上記非線形処理カーブは、ガンマ補正特性を与えることを特徴とする請求項１記載の映像信号処理装置。
4. 　上記入力ディジタル映像信号の周波数をアップコンバートするための零挿入手段を前段に備え、
   　上記入力ディジタル映像信号の標本化周波数を上げてから上記非線形処理カーブを用いたデジタル非線形処理を行うことを特徴とする請求項１記載の映像信号処理方法。
5. 　非線形処理カーブを用いたデジタル非線形処理によりディジタル映像信号の信号レベルを変える映像信号処理方法であって、
   　入力ディジタル映像信号に高周波成分のレベルを低下させるローパスフィルタ処理を施すステップと、
   　上記ローパスフィルタ処理が施されたディジタル映像信号のレベルに対応して、上記非線形処理カーブを連続した複数区間に分割した各区間毎に直線近似するための乗算係数データと加算係数データを発生するステップと、
   　上記入力ディジタル映像信号に上記乗算係数データを乗算するステップと、
   　上記乗算係数データが乗算されたディジタル映像信号に上記加算係数データを加算するステップと
   　を有することを特徴とする映像信号処理方法。
6. 　上記乗算係数データと加算係数データを発生するステップは、
   　上記ローパスフィルタ処理が施されたディジタル映像信号の信号レベルを検出するステップと、
   　検出された上記ディジタル映像信号の信号レベルに応じて、上記非線形処理カーブを直線近似する区間を選択するステップと、
   　選択された区間の乗算係数データと加算係数データを出力するステップと
   　を含むことを特徴とする請求項５記載の映像信号処理方法。
7. 　上記非線形処理カーブは、ガンマ補正特性を与えることを特徴とする請求項５記載の映像信号処理方法。
8. 　周波数をアップコンバートするための零挿入処理を上記入力ディジタル映像信号に施すステップを有し、
   　上記入力ディジタル映像信号の標本化周波数を上げてから上記非線形処理カーブを用いたデジタル非線形処理を行うことを特徴とする請求項５記載の映像信号処理方法。
   

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