JP2004040996A - 電流付勢型変換器 - Google Patents

Abstract

【課題】特に簡単で、しかもスイッチング部のスイッチのスイッチング周期の適当な相中に戻すことができるように回路の動作相中に蓄えられたエネルギーを回復させるクランピング回路を提供する。
【解決装置】電流付勢型変換器は
電流源（３）と；
変換器の出力（３５、３７）に接続され、出力との間に分散型インダクタンスが設けられたスイッチング部（１３）と；
スイッチング部の入力における電圧を制限するクランプリング回路（４１）と
を有する。
クランプリング回路（４１）は、上記スイッチング部（１３）のスイッチングサイクルの少なくとも一つの位相中にエネルギーを蓄積するコンデンサ（４５）と、上記コンデンサ（４５）に蓄積されたエネルギーを出力に戻すインダクタンス（４７）とを備える。
【選択図】　　　図１

Description

【技術分野】
【０００１】
本発明は、出力を介して負荷に電力を移送する変圧器に接続されたスイッチング部又は一層一般的には分散型インダクタンスを備える回路を介して出力に接続されたスイッチング部を付勢する直流電源を有する電流付勢型変換器に関するものである。変換器はまた、クランプリング回路すなわちスイッチング部の入力における電圧を制限できる回路を有する。
【背景技術】
【０００２】
電流付勢型変換器においては、スイッチング部におけるスイッチのスイッチング周期中に、スイッチング部の入力における電圧がスイッチング部と変換器出力との間に設けた変圧器の分散型インダクタンスのため増大する状況が生じる。他の回路構成要素による分散型インダクタンスの存在する場合及び従って出力変圧器の存在しない場合にも同様な状況が生じ得る。スイッチング部の電子スイッチの端子における過剰電圧の発生を避けるために、通常クランピング回路と呼ばれる電圧制限回路が用いられる。
【考案の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
本発明の目的は、特に簡単で、しかもスイッチング部のスイッチのスイッチング周期の適当な相中に戻すことができるように回路の動作相中に蓄えられたエネルギーを回復させるクランピング回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
本質的には、本発明によるクランピング回路は、変換器のスイッチング周期の少なくとも一つの相中にエネルギーを蓄えるコンデンサ及びコンデンサに蓄えられたエネルギーを変換器の出力に戻すインダクタンスを有している。
【０００５】
基本的には、本発明の可能な実施の形態によれば、コンデンサと直列に単向性構成要素、代表的にはダイオードが配列される。直列のダイオードとコンデンサはスイッチング部の入力側において正の端子と負の端子との間に配列される。さらに、負荷にエネルギーを移送するために閉じられる制御型スイッチとインダクタンスとを備えた分枝部はダイオードと並列に配列される。スイッチのスイッチングは、スイッチング部が、変換器の出力すなわち負荷にエネルギーを移送する状態にありしかもコンデンサの端子における電圧が少なくとも基準電圧に等しい時に閉じられるように制御される。
【０００６】
制御型スイッチが閉じられると、コンデンサは、コンデンサの電場における前の状態中に蓄えられたエネルギーをインダクタンスへ移送できるようにインダクタンスに電気的に接続される。そしてエネルギーはインダクタンスからスイッチング部を介して負荷へ向って移送される。
【０００７】
本発明の可能な実施の形態によれば、制御型スイッチ及びクランピング回路のコンデンサと並列に第２の単向性再循環構成要素、代表的にはダイオードが配列され、上記構成要素は、制御型スイッチが開放される時に過電圧の発生するのを防止する。
【０００８】
制御型スイッチのスイッチングは、クランピング回路のコンデンサの端子における電圧が予定の値に達するまで、制御型スイッチが閉じるのを阻止するスイッチング回路によってトリガーされる。この予定の値に達すると、スイッチング回路はスイッチング部のスイッチング状態に応じてスイッチの開閉を制御して行う。このようにして、クランピング回路は、用利用の端子間に比較的高い電圧が存在する時にのみ動作状態となることが保証される。これにより、インダクタンスに比較的小さな電流を流れさせることによりエネルギーの回復を図ることができ、それによって損失を制限する。さらに、インダクタンスを横切る電流値を低く保つことにより、大きさが小さく、従って非常に嵩張ることなく低コストであるインダクタンスを使用することができ、全体回路のサイズ及び価格の点で有利となる。
【０００９】
本発明による変換器の更なる特徴及び実施の形態は添付図面に示され、本発明を限定しない例としての実施の形態を参照して説明する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
最初に図１を参照すると、符号１で示す変換器は全体を符号３で示される電流源を有し、この電流源３はインダクタンス７と直列の電圧源５の形態で概略的に示されている。電流源３は、全体を符号１３で示すスイッチング部の入力端子９、１１に接続され、スイッチング部１３は図示実施の形態では全ブリッジ構造であるが、異なった形態でも良い。符号１５、１６、１７、１８はスイッチング部１３のブリッジの四つの電子スイッチを示している。これらの電子スイッチはまたＭＯＳＦＥＴ、トランジスター又はそれらを組み合わせたもの或いは制御型スイッチのような使用に適した任意の他の電子デバイスから成り得る。各電子スイッチ１５、１６、１７、１８はダイオードと組合せて示されている。電子スイッチ１５、１６、１７、１８は、符号２０で概略的に示されるそれ自体公知型の駆動回路によって制御される。スイッチング部はまた例えば半プリッジ形式の異なる形態でもよいことが理解されなければならず、この実施の形態に示す変換器の形態は単に例示のためのものである。
【００１１】
変圧器２３の一次巻線２１はブリッジすなわち電子スイッチ１５、１６、１７、１８に接続され、変圧器２３の二次巻線は２５で示されている。二次巻線は２５の端子は整流器ブリッジ２７に接続され、整流器ブリッジ２７のそれぞれのダイオードは符号２８、２９、３０、３１で概略的に示されている。整流器ブリッジ２７の出力には平滑コンデンサ３３が設けられ、この平滑コンデンサ３３は、符号Ｚで示す負荷の接続される変換器の出力端子３５、３７に実質的に連続した電流が存在するのを保証する。
【００１２】
全体を符号４１で示すクランピング回路は電流源３とスイッチング部１３との間に挿置され、このクランピング回路は以下に説明する機能を有する。
【００１３】
公知のように、電子スイッチ１５、１６、１７、１８のスイッチング周期中に、全てのスイッチが閉じられる状況が生じる。この状況中には、変圧器の一次巻線２１内に電流は流れない。スイッチング周期の次の状態（段階）中に電子スイッチ１６、１７、又は１５、１８が開放されると、変圧器２３の一次巻線２１に電流が流れ始める。変圧器２３の分散型インダクタンスのため、二つのスイッチの開放時のスイッチングにより、スイッチング部１への入力電圧が急激に増大することになり、すなわち図１の線図に示す部位Ｂの電圧が増大することになる。クランピング回路４１の目的は、部位Ｂにおける電圧ＶＢを予定の値以内に保ち、スイッチング部１３の構成要素の起こり得る損傷を避けることにある。
【００１４】
クランピング回路４１は、この場合単一コンデンサから成るコンデンサ４５と直列の第１のダイオード４３を含む第１の分枝部を有している。インダクタンス４７はダイオード４３と並列に設けられ、このインダクタンス４７は、ダイオードと組合された制御型スイッチ４９と直列に接続されている。制御型スイッチ４９は、ＭＯＳＦＥＴ又は以下に記載の機能を実行するのに適した任意の他の構成要素であり得る。
【００１５】
スイッチ４９の制御された閉成により、コンデンサ４５はインダクタンス４７に接続される。再循環機能をもつ第２のダイオード５１すなわちフライホィールダイオードはインダクタンス４７とスイッチング部１３の負の端子１１との間に設けられる。この第２のダイオード５１と並列に（随意の）分枝部５３が設けられ、この分枝部５３はコンデンサ５７と直列の抵抗５５を有し、電圧振動を減衰する機能をもつ。符号５９はスイッチ４９のスイッチングを制御する回路を概略的に示し、この回路は部位Ｃでコンデンサ４５の電極板に接続されている。以下の説明から明らかとなるように、部位Ｃにおける電圧ＶＣは制御回路５９によって実質的に一定の値に保たれる。
【００１６】
電子スイッチ１５、１６、１７、１８のスイッチング周期における連続した状況のために、部位Ｂにおける電圧ＶＢが増大する傾向にある時、クランピング回路４１は、部位Ｂにおける電圧が部位Ｃにおける電圧ＶＣで制御されかつ決められることを保証する。実際に、電圧ＶＢが電圧ＶＣの値を超えると、ダイオード４３は導通し始め、電流源３から供給される電流Ｉの一部はコンデンサ４５から成る容量に流れる。その結果、コンデンサ４５は電荷及び従ってコンデンサの電極板間に電場の形態で相応したエネルギーを蓄積する。コンデンサ４５（実際には一組のコンデンサから成り得る）の容量は、電圧ＶＢが予定の値より大きい通常のスイッチング期間中、部位Ｃにおける電圧ＶＣが実質的に変化しないままであるか無視できる程度に増大するようにして計算される。変圧器２３の分散型インダクタンスが帯電し、従って電流源３から供給される全ての電流が一次巻線２１を横切って流れ得ると、ダイオード４３は再び非導通となる。
【００１７】
この点において、コンデンサ４５から成る容量に蓄えられたエネルギーを回復することができ、そしてそのエネルギーを変換器の出力３５、３７に接続された負荷Ｚに供給することができる。この目的で、制御回路５９はスイッチ４９を閉じ、コンデンサ４５をインダクタンス４７に電気的に接続させる。コンデンサ４５に蓄えられた電荷はインダクタンス４７を通って放電される。コンデンサ４５に電場の形態で蓄えられたエネルギーはインダクタンス４７で発生される磁場のエネルギーに変換され、そして最後には変圧器２３を介して負荷Ｚに供給される。このエネルギー回復状況は、スイッチ１５〜１８が変換器の出力にエネルギーを移送するようなスイッチング状態にある状況の一つにおいてすなわち変圧器２３の一次巻線２１に電流が流れている状況において一時的に行われる。
【００１８】
その結果、スイッチ４９の閉成はスイッチ１５、１６、１７、１８をスイッチングする回路２０のスイッチング信号に依存して制御される。さらに、部位Ｃにおける電圧ＶＣは予定の値に保たれなければならないので、制御型スイッチ４９の閉成は、部位Ｃにおける電圧ＶＣが予定の値に達するまで制御回路５９によって阻止される。この過渡状態は例えば変換器の付勢時に生じる。この過渡中、制御型スイッチ４９は、電圧ＶＢが所望値に達するまでコンデンサ４５を充電するのに必要な全時間の間、開放したままである。
【００１９】
制御型スイッチ４９と負の端子１１との間に設けられた再循環ダイオード５１は、スイッチ４９の開放時にインダクタンス４７を通って電流が流れるのを保証する。これは一方では、制御型スイッチ４９の開放時にインダクタンス４７の端子に過電圧が生じるのを防止し、他方では損失を低減する。制御型スイッチ４９の開放は、変圧器２３がもはや負荷にエネルギーを移送しないような状態にスイッチ１５、１６、１７、１８が切り替えられる時点の僅か前に回路５９によってトリガーされる。
【００２０】
図２には部位Ｂにおける電圧ＶＢの変化を時間の関数として概略的に示す。時点ｔ１においてスイッチ１５、１６、１７、１８のスイッチングが生じ、一次巻線２１に電流が流れない状態から、この一次巻線に電流が流れ始める。例えば時点ｔ１では、ブリッジの四つのスイッチ１５、１６、１７、１８が閉じられる状態からスイッチ１５、１８が開放される状態に遷移し得る。部位Ｂにおける電圧ＶＢは実質的にゼロの値からダイオード４３における電圧降下より少ない部位Ｃに設定された固定電圧ＶＣに等しい値へ急速に増大する。時点ｔ１と時点ｔ２との間では、ダイオード４３は導通状態のままであり、部位Ｂ、Ｃにおける電圧は、高容量コンデンサ４５に蓄えられた電荷による僅かな増加ΔＶを除いて実質的に不変のままである。時点ｔ２においては、変圧器２３の分散型インダクタンスは完全に充電され、ダイオード４３は遮断される。電圧ＶＢは値ＶＢ_２まで降下し、時点ｔ３までこの値のままであり、時点ｔ３では、スイッチング部１３のスイッチ１５、１６、１７、１８の新たなスイッチングがトリガーし、電圧ＶＢをゼロにリセットする。期間ｔ２−ｔ３では、コンデンサ４５の容量で蓄えられたエネルギーをインダクタンス４７を通って変換器の出力に放電できる。この目的で、スイッチ４９は閉じられ、時点ｔ３の僅か前に再び開放される。
【００２１】
図３には、制御回路５９の可能な基本的形態を概略的に示す。符号２０は、スイッチ１５、１６、１７、１８のスイッチングを行う駆動回路を概略的形式で示す。駆動回路２０によって発生したスイッチング信号は排他的ＯＲ（ＸＯＲ）論理ゲート６１の二つの入力に加えられる。論理ゲート６１の出力はＡＮＤ論理ゲート６３の第１の入力に接続され、ＡＮＤ論理ゲート６３の第２の入力は比較器６５の出力信号を受ける。比較器６５の入力には基準電圧Ｖｒｅｆ及び部位Ｃにおける電圧ＶＣの値に比例した電圧が供給される。その結果、回路２０から供給された信号の組み合わせから生じた論理ゲート６１から供給されるスイッチング信号は、基準電圧Ｖｒｅｆに関連して電圧ＶＣが予め設定した値に達した時のみスイッチ４９の開閉を制御できる。この構成では、スイッチ４９は、電圧ＶＣが所望の値に到達するのに要する全時間の間、開放したままである。回復され得るエネルギーの量を最大化するために、変換器１の電子構成要素に対する損傷を避ける必要性から上記の値はできるだけ高くされる。
【００２２】
図面は単に本発明の一つの可能な実施の形態を示し、本発明の基礎を成す概念の範囲から逸脱せずにその形態及び構成は変え得ることが理解される。特許請求の範囲で用いた参照符号は上記の説明及び添付図面に鑑みて理解を容易にするためのものであり、本発明の保護範囲をいかようにも限定するものではない。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明による変換器の回路線図。
【図２】変換器のスイッチング部の入力における電圧の時間による変化を示すグラフ。
【図３】図１の変換器のクランピング回路に含まれたスイッチのスイッチング回路のブロック線図。
【符号の説明】
【００２４】
１：変換器
３：電流源
５：電圧源
７：インダクタンス７
９、１１：入力端子
１３：スイッチング部
１５、１６、１７、１８：スイッチング部１３のブリッジの四つの電子スイッチ
２０：駆動回路
２１：一次巻線
２３：変圧器
２５：二次巻線
２７：整流器ブリッジ
２８、２９、３０、３１：ダイオード
３３：平滑コンデンサ
Ｚ：負荷
３５、３７：変換器の出力端子
４１：クランピング回路
４３：第１のダイオード
４５：コンデンサ
４７：インダクタンス
４９：制御型スイッチ
５１：第２のダイオード
５３：分枝部
５５：抵抗
５７：コンデンサ
５９：制御回路
６１：排他的ＯＲ（ＸＯＲ）論理ゲート
６３：ＡＮＤ論理ゲート
６５：比較器

Claims (6)

1. 電流源（３）と；
   出力（３５、３７）に接続され、出力との間に分散型インダクタンスが設けられたスイッチング部（１３）と；
   スイッチング部の入力における電圧を制限するクランプリング回路（４１）と
   を有する電流付勢型変換器において、
   上記クランプリング回路（４１）が、上記スイッチング部（１３）のスイッチングサイクルの少なくとも一つの位相中にエネルギーを蓄積するコンデンサ（４５）と、上記コンデンサ（４５）に蓄積されたエネルギーを出力に戻すインダクタンス（４７）とを備えていることを特徴とする電流付勢型変換器。
2. 上記スイッチング部（１３）が出力に接続された変圧器（２３）に接続され、上記分散型インダクタンスが上記変圧器（２３）の分散型インダクタンスを含んでいることを特徴とする請求項１に記載の変換器。
3. 上記コンデンサ（４５）と直列の第１の単向性構成要素（４３）を有し、上記コンデンサ（４５）及び第１の単向性構成要素（４３）が上記スイッチング部（１３）の入力側において正の端子（９）と負の端子（１１）との間に配列され、
   上記第１の単向性構成要素（４３）と並列に、被制御スイッチ（４９）が上記インダクタンス（４７）と直列に配置され、変換器の出力にエネルギーが移送されしかも上記コンデンサ（４５）の端子における電圧が少なくとも基準電圧に等しい状態にスイッチング部がある時に上記制御スイッチ（４９）が閉成され、上記コンデンサ（４５）と上記インダクタンス（４７）とを接続することを特徴とする請求項１又は２に記載の変換器。
4. 上記スイッチング部の入力電圧が上記基準電圧を越えた時に上記第１の単向性構成要素（４３）が上記スイッチング部（１３）の正の入力端子を上記コンデンサ（４５）に接続することを特徴とする請求項３に記載の変換器。
5. 上記コンデンサ（４５）と直列の上記被制御スイッチ（４９）を含む枝路に並列に第２の単向性構成要素（５１）が接続され、上記第２の単向性構成要素（５１）が上記被制御スイッチ（４９）の開放時に過電圧の発生を阻止することを特徴とする請求項３又は４に記載の変換器。
6. 上記コンデンサ（４５）の端子における電圧が予定の値に達するまで上記被制御スイッチ（４９）の閉成を阻止するスイッチング回路（５９）が上記被制御スイッチ（４９）に対して設けられ、上記コンデンサ（４５）の端子における電圧が予定の値に達した後、スイッチング部のスイッチング状態に関連して上記被制御スイッチ（４９）を閉開させ、スイッチング部がエネルギーを変換器の出力に移送する際に上記被制御スイッチ（４９）を閉成し、スイッチング部がエネルギーを変換器の出力に移送しない時には上記被制御スイッチ（４９）を開放状態に保つことを特徴とする請求項３又は４又は５に記載の変換器。

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