JP2004032849A

JP2004032849A - Control device of elevator

Info

Publication number: JP2004032849A
Application number: JP2002182596A
Authority: JP
Inventors: Yasuaki Takeda; 武田　泰明
Original assignee: Toshiba Elevator Co Ltd
Current assignee: Toshiba Elevator and Building Systems Corp
Priority date: 2002-06-24
Filing date: 2002-06-24
Publication date: 2004-01-29
Anticipated expiration: 2022-06-24
Also published as: KR100574265B1; TW200400910A; WO2004001952A1; JP4146172B2; CN1557045A; KR20040019405A; CN1310420C; CN1927686A; TW593113B; CN1927686B

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a control device of an elevator for improving the reduction of efficiency caused by an imbalance of a current for driving a multiwinding motor by a plurality of inverters, suppressing vibration and providing maximum riding comfort. <P>SOLUTION: An individual current control part is installed to each motor winding system of the multiwinding motor that constitutes a hoist 6 for hoisting and lowering a basket 8, and the same torque commands are given to the control parts. To an output θ of a rotation detector 10, θa and θb added with magnetic pole adjusting elements θadja and θadjb, respectively, are given to a three-phase to two-phase converting part and a two-phase to three-phase converting part, respectively, a q-axis current is uniformly controlled, and magnetic flux is uniformly controlled in each system. The imbalance of the current in the motor winding system is thereby improved. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はエレベータの制御装置に係り、特に、多巻線モータで構成する巻上機を複数のインバータ装置及びコンバータ装置を接続して駆動する大容量エレベータの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
大容量の超々高速エレベータや上かごと下かごが連結されたダブルデッキエレベータの駆動装置は、複数のインバータ装置及びコンバータ装置でモータの制御を行う。
【０００３】
近年、建物は高層化が進み、乗客の大量輸送を目的とした超々高速エレベータや、一度に２台分の乗客を輸送できるダブルデッキエレベータが利用される。このようなエレベータを駆動するモータは容量が大きい多巻線モータを使用する。その制御を行う制御装置はインバータ装置及びコンバータ装置を複数台接続してモータの制御を行う構成をとる。例えば、従来のシステム例を図１０に示す。
【０００４】
同図に示すように、電源１０１にコンバータ１０２ａとコンバータ１０２ｂが並列に接続されている。コンバータ１０２ａにインバータ１０３ａを接続し、コンバータ１０２ａとインバータ１０３ａ間にコンデンサ１０４ａを接続する。コンバータ１０２ｂにインバータ１０３ｂを接続し、コンバータ１０２ｂとインバータ１０３ｂ間にコンデンサ１０４ｂを接続する。巻上機１０６のモータが例えば２巻線モータとすると巻線Ａに対してインバータ１０３ａを接続し、巻線Ｂに対してインバータ１０３ｂを接続する。
【０００５】
かご１０８はカウンターウエート１０７とメインロープ１０９で接続され、メインロープ１０９は巻上機１０６にかけられておりかご１０８が上昇下降できるようになっている。
【０００６】
制御構成として、例えば、インバータ１０３ａとインバータ１０３ｂには制御手段１０５ａが接続されておりインバータの制御を行う。コンバータ１０２ａとコンバータ１０２ｂには制御手段１０５ｂが接続されておりコンバータの制御を行うようになっている。
【０００７】
巻上機１０６のモータ軸には回転検出器（回転センサ）１１０が接続されており、その出力は制御手段１０５ａが入力できるようになっている。エレベータの運転制御は制御手段１０５ａが行う。エレベータ速度指令ω^＊と回転センサ１１０からの速度フィードバックから速度制御部はトルク指令Ｔｍを演算し、１／２の電流指令をＡ系、Ｂ系の電流制御部へそれぞれ与える。
【０００８】
インバータ１０３ａの出力側、及びインバータ１０３ｂの出力側には電流検出器１１２ｃ、及び電流検出器１１２ｄを接続し、その出力を制御手段１０５ａが入力できるようになっている。Ａ系、Ｂ系の電流制御部にそれぞれのフィードバック電流が与えられ、電圧指令Ｖｄａ^＊、Ｖｑａ^＊、Ｖｄｂ^＊、Ｖｑｂ^＊を出力する。各電圧指令はＰＷＭ制御部に与えられ、ゲート信号ＧＡＴＥ＿Ａ、ＧＡＴＥ＿Ｂをそれぞれインバータ１０３ａ、インバータ１０３ｂに出力し、巻上機１０６の２巻線モータを制御する。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、このようなエレベータの制御装置では次のような問題がある。巻上機１０６のモータのＡ巻線とＢ巻線のアンバランスや製造精度、インバータ１０３ａと１０３ｂの素子のスイッチング動作のバラツキで出力電圧に不均等が生じＡ系とＢ系で電流アンバランスとなる。モータの磁極位置を検出する回転検出器１１０は１つであるためモータの構造によっては、例えばシーブの左右にＡ系とＢ系の巻線がそれぞれ内蔵されるような構造となっている場合はＡ系とＢ系で磁極位置が異なるので、磁極位置をＡ系、Ｂ系で個別に合わせなければならないが、調整できていない場合は出力電流にアンバランスが生じる。
【００１０】
このような状態になれば、例えばＡ系インバータの出力は指令通り出力されたがＢ系インバータの電流が十分流れなかった場合は、制御回路としてはＢ系に電流を流そうと補正する様に動作する。Ｂ系に流そうとすると今度はＡ系に必要な電流値とずれるためトルクリップルが生じる。また電流が十分に出力できないとトルク指令自体も変動する。このような状態が繰り返されて、縦振動が発生するため乗り心地が悪くなる。
【００１１】
またモータの構造によって、例えばシーブの左右にＡ系とＢ系の巻線がそれぞれ内蔵されるような構造となっている場合は、Ａ系とＢ系の電流アンバランスにより左右で偏振するため振動が発生して乗り心地に影響したり、モータ回転軸のベアリングが破損するなど機構的に故障することが考えられる。
【００１２】
本発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、多巻線モータを複数のインバータ装置で駆動する場合の電流アンバランスによる効率の低下を改善するとともに、振動を抑制し、乗り心地を改善することができるエレベータの制御装置を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載の発明は、エレベータを昇降させる多巻線モータで構成する巻上機と、多巻線モータを駆動するための複数のインバータ装置及びコンバータ装置と、多巻線モータの軸の回転位置を検出する回転検出手段と、インバータ装置及びコンバータ装置を制御する制御手段とを備えたエレベータの制御装置において、各モータ巻線の系統に個別の電流制御手段を設け、ｑ軸電流を均一に制御し磁束を各系統で均等に制御することを特徴とする。
【００１４】
この発明によれば、各モータ巻線の系統に個別の電流制御手段を設け同一トルク指令を与えｑ軸電流を均一に制御し磁束を各系統で均等にすることで、各モータ巻線系統の電流アンバランスを改善しインバータの効率の低下によるエレベータの異常停止を防止でき、また振動による乗り心地を改善することができる。
【００１５】
請求項２に記載の発明は、エレベータを昇降させる多巻線モータで構成する巻上機と、多巻線モータを駆動するための複数のインバータ装置及びコンバータ装置と、多巻線モータの軸の回転位置を検出する回転検出手段と、インバータ装置及びコンバータ装置を制御する制御手段とを備えたエレベータの制御装置において、それぞれの系統の磁極位置を電機子インダクタンスから推定し、どちらか一方の系統に一致するように磁極位置を補正することを特徴とする。
【００１６】
この発明によれば、それぞれの系の磁極位置を電機子インダクタンスから推定し、双方の応答が一致するように磁極位置を補正することにより、各モータ巻線系統の電流アンバランスを改善しインバータの効率の低下によるエレベータの異常停止を防止でき、また振動による乗り心地を改善することができる。
【００１７】
請求項３に記載の発明は、エレベータを昇降させる多巻線モータで構成する巻上機と、多巻線モータを駆動するための複数のインバータ装置及びコンバータ装置と、多巻線モータの軸の回転位置を検出する回転検出手段と、インバータ装置及びコンバータ装置を制御する制御手段とを備えたエレベータの制御装置において、ｄ軸電流により永久磁石の磁束方向の磁束を調整し、各巻線系統で電圧を均等に制御することで各系統の電流を均等に制御することを特徴とする。
【００１８】
この発明によれば、ｄ軸電流により永久磁石の磁束方向の磁束を調整し各巻線系統での磁束を調整し電圧を均等に制御することで、各系統の電流を均等に制御しインバータの効率の低下によるエレベータの異常停止を防止でき、また振動による乗り心地を改善することができる。
【００１９】
請求項４に記載の発明は、エレベータを昇降させる多巻線モータで構成する巻上機と、多巻線モータを駆動するための複数のインバータ装置及びコンバータ装置と、多巻線モータの軸の回転位置を検出する回転検出手段と、インバータ装置及びコンバータ装置を制御する制御手段とを備えたエレベータの制御装置において、低速運転時には必要な磁束を得るために各系統で磁束を打ち消し合う方向に発生させるように電機子電流を流すことを特徴とする。
【００２０】
この発明によれば、低速運転時には必要な磁束を得るために各系統で磁束を打ち消し合う方向に発生させるように電機子電流を流すことによりデッドタイムの影響を受けない程度の電流を流すことができ、乗客負荷最大の減速着床運転時のようなデッドタイムが影響して発生する振動による乗り心地を改善することができる。
【００２１】
請求項５に記載の発明は、請求項１乃至請求項４のいずれかに記載のエレベータの制御装置において、各系統の電流のアンバランス比を演算するアンバランス比演算手段と、このアンバランス比演算手段の出力とアンバランスしきい値を比較する比較手段と、この比較手段により比較された結果、アンバランス比演算手段の出力がアンバランスしきい値を超えた場合に、これを報知する報知手段とを備えたことを特徴とする。
【００２２】
この発明によれば、アンバランスしきい値を超えた場合は、報知手段によりワーニング発報することで、電流アンバランスが改善しない場合はメンテナンスの必要性を促すことができるため、電流アンバランスによる故障停止を防止することができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施形態について詳細に説明する。なお、以下の図において、同符号は同一部分または対応部分を示す。
【００２４】
（第１の実施の形態）
図１は本発明の第１の実施形態のシステム構成例を示している。同図に示すように、電源１にコンバータ２ａとコンバータ２ｂが並列に接続されている。コンバータ２ａにインバータ３ａを接続し、コンバータ２ａとインバータ３ａ間にコンデンサ４ａを接続する。コンバータ２ｂにインバータ３ｂを接続し、コンバータ２ｂとインバータ３ｂ間にコンデンサ４ｂを接続する。巻上機６は、２巻線永久磁石式同期モータで構成し、巻線Ａに対してインバータ３ａを接続し、巻線Ｂに対してインバータ３ｂを接続する。巻上機６のモータ軸には回転検出器（回転センサ）１０が接続されておりその出力は制御手段５ａが入力できるようになっている。
【００２５】
かご８はカウンターウエート７とメインロープ９で接続され、メインロープ９は巻上機６にかけられておりかご８が上昇下降できるようになっている。かご８とカウンターウエート７はコンペン１３によりコンペンシーブ１４を介して接続されている。
【００２６】
制御構成として、例えば、インバータ３ａとインバータ３ｂには制御手段５ａが接続されておりインバータの制御を行う。コンバータ２ａとコンバータ２ｂには制御手段５ｂが接続されておりコンバータの制御を行うようになっている。コンバータ２ａ、２ｂ、インバータ３ａ、３ｂにはそれぞれ電流検出器１２ａ、１２ｂ、１２ｃ、１２ｄが、直流部には電圧検出器１５ａ、１５ｂがそれぞれ設けられておりその出力は制御手段５ａ及び制御手段５ｂで検出できる。制御手段５ａと制御手段５ｂは通信手段１１で接続されており、お互いの情報交換を行うことができる。
【００２７】
また、制御構成として、回転検出器１０の出力θに対しＡ系、Ｂ系それぞれで調整要素を加える。なお、調整要素としては、調整時にモータを手動で回転させて誘起電圧の位相から固定値を決定し、この固定値を磁極調整要素θａｄｊａ、θａｄｊｂとして入力する。さらにＡ系、Ｂ系それぞれに対し、磁極調整要素θａｄｊａ、θａｄｊｂを追加したθａ、θｂを３相・２相変換部（検出電流ｄｑ変換部）と２相・３相変換部へ与える。また回転検出器１０の出力θは速度検出手段に入力される。速度検出手段の出力ωと速度指令ω^＊の差をとり、その結果を速度制御部へ出力する。電流検出器１２ａ、１２ｃにより検出した信号を３相・２相変換部（検出電流ｄｑ変換部）で３相・２相変換する。
【００２８】
速度制御部で演算した結果をＡ系及びＢ系の電流制御部へ共通に与える。トルク指令（ｑ軸電流指令）とＡ系の電流フィードバック値およびＢ系の電流フィードバック値との差をとり、それぞれの系の電流制御部へ出力する。電流制御部の出力は２相・３相変換し、それぞれの系のＰＷＭ回路へ出力され、Ａ系インバータ３ａヘＧＡＴＥ＿Ａ信号を、Ｂ系インバータ３ｂヘＧＡＴＥ＿Ｂ信号をそれぞれ出力してインバータの制御を行う。磁束は電機子インダクタンスＬと電流Ｉｑからφ＝Ｌ×ＩｑでありこれをＡ系とＢ系で均一になるようにできる。モータ回転時の誘起電力はｅｑ＝ωφでありＡ系Ｂ系でφが同一であれば誘起電圧は、Ａ系Ｂ系で同じとなる。従って、Ａ系とＢ系でモータの端子間電圧Ｖｄのアンバランスがなくなるためにモータ電流はＡ系とＢ系では均一となる。
【００２９】
なお、２相軸上の電圧値Ｖｄ、Ｖｑは次式で表わされる。
【００３０】
【数１】

【００３１】
ただし、Ｒ：インピーダンス、Ｌ：インダクタンス、
Ｐ：微分演算子、ｅｄ、ｅｑ：誘起電力。
【００３２】
以上のように、多巻線永久磁石式同期式モータの各モータ巻線の系統に個別の電流制御手段を設け、同一トルク指令を与え、磁極調整してｑ軸電流を均一に制御して磁束を均等に制御することで、各モータ巻線系統の電流アンバランスを改善しインバータの効率の低下によるエレベータの異常停止を防止でき、また振動による乗り心地を改善することができる。
【００３３】
（第２の実施の形態）
以下、本発明の第２の実施形態について、図２を参照して説明する。図２に示すこの実施形態の構成は、図１と同様であるが、制御構成として、回転検出手段１０の出力θに対しＡ系、Ｂ系それぞれで磁極調整要素θａｄｊａおよびθａｄｊｂを加えるとともに、さらにＡ系、Ｂ系それぞれに対し磁極補正要素Δθａ、Δθｂを追加したθａ、θｂを３相２相変換部（検出電流ｄｑ変換部）と２相・３相変換部へ与える。
【００３４】
次に、磁極補正要素Δθａ、Δθｂの演算方法について説明する。永久磁石式同期電動機の場合、磁極位置と電機子インダクタンスの関係は磁石の磁束方向と同方向に電流を流した時に鉄心の磁気飽和によりインダクタンスが小さくなり、磁石の磁束方向と直交方向に電流を流した時、インダクタンスが大きくなることがわかっている。磁極位置θとインダクタンスＬの関係は図３のように表わされる。そこで、エレベータが停止中にＡ系、Ｂ系それぞれに対してモータの回転子の磁極位置と９０°進み方向（Ａ系：θａｄｊａ＋９０°方向、Ｂ系：θａｄｊｂ＋９０°方向）にステップ波を流し、その電流応答τａとτｂを測定する。モータの応答時定数はτ＝Ｌ／Ｒで表される。モータのＬとＲはあらかじめ分かっている値であるため、その値をτ０＝Ｌ０／Ｒ０とあらわす。測定した結果、Ａ系の時定数τａとＢ系の時定数τｂとする。例えば時定数τａがτｂよりもτ０に近かったとすると、Ｂ応答をＡ系の応答に合わせるようにする。磁極位置はあらかじめある程度９０度付近に合わされており、モータの製造上１８０度磁極がずれていることはないと考えれば、次のように補正ができる。図３のように、Ｂ系の応答がＡ系に比べて速かったとすると、Ｌの値を増やす方向（角度としてはπの方向）へΔθｂ１を補正して、それに対し９０°進み方向（θａｄｊｂ＋Δθｂ１＋９０°方向）へ再度応答を測定する。応答が一致すればその値を補正値として決定する。応答が一致しなければ合うまでｎ回繰り返し一致したところの補正角ｎΔθｂ１を補正値Δθｂとして決定する。
【００３５】
以上のように、２巻線永久磁石式同期モータをＡ系、Ｂ系で電流応答を一致するように磁極を補正することで、磁極位置の調整ずれによる各モータ巻線系統の電流アンバランスを改善しインバータの効率の低下によるエレベータの異常停止を防止でき、また振動による乗り心地を改善することができる。
【００３６】
（第３の実施の形態）
以下、本発明の実施形態について、図４を参照して説明する。この実施形態の基本構成は、図１とほぼ同様であるが、電流制御部に磁束補正手段を追加しており変更となる電流制御部を図４に示す。
【００３７】
Ａ系について説明する。トルク指令Ｔｍはｑ軸電流指令Ｉｑａ^＊としてフィードバック値Ｉｑａとの差分をとりＰＩ制御部へ出力する。ｄ軸側はＡ系とＢ系のフィードバック値ＩｄａとＩｄｂをそれぞれｄ軸磁束補正演算部４１ａへ入力する。その出力とフィードバック値Ｉｄａとの差分をとりＰＩ制御部へ出力する。ｄ軸、ｑ軸のＰＩ制御出力を２相・３相変換部へ入力する。２相・３相変換はＡ系の角θａにて変換しその出力である電圧指令をＰＷＭ部へ出力する。Ｂ系においても同様の構成で、トルク指令はＡ系と共通のＴｍを入力し、ｑ軸電流指令としてフィードバック値Ｉｑｂとの差分をとりＰＩ制御部へ出力する。ｄ軸側はＡ系とＢ系のフィードバック値ＩｄａとＩｄｂをｄ軸磁束補正演算部４１ｂへ入力する。その出力とフィードバック値Ｉｄｂとの差分をとりＰＩ制御部へ出力する。ｄ軸、ｑ軸のＰＩ制御出力を２相・３相変換部へ入力する。２相・３相変換はＢ系の角θｂにて変換しその出力である電圧指令をＰＷＭ部へ出力する。
【００３８】
ｄ軸磁束補正演算部４１はＡ系とＢ系のフィードバック電流ＩｑａとＩｑｂから例えば大小比較をし、Ｂ系が小さかったとするとＢ系のｄ軸電流Ｉｄｂを正の方向に流して磁石と同方向の磁束を強め誘起される電圧を増加させる。Ａ系とＢ系の電圧Ｖｑが一致する様に磁石と同方向の磁束補正をかけることで電流を均一にすることができる。
【００３９】
また、磁束の補正は電流が大きい方の系の電圧を下げるように例えばＢ系が大きかったとするとｄ軸電流Ｉｄｂを負の方向に流して磁石と同方向の磁束を弱め誘起される電圧を減少させるようにしてもよい。
【００４０】
以上のように、各系統で永久磁石の磁束にバラツキがあってもｄ軸電流により永久磁石の磁束方向の磁束を調整し各巻線系統での磁束を調整し電圧を均等に制御することで各系統の電流を均等に制御しインバータの効率の低下によるエレベータの異常停止を防止でき、また振動による乗り心地を改善することができる。
【００４１】
（第４の実施の形態）
以下、本発明の第４の実施形態について、図５〜図８を参照して説明する。通常はＡ系とＢ系で同一の磁束を発生させるように電機子電流を流すが、モータヘの負荷が軽い状態で運転する時はあまり電流を流さない状態となり、デッドタイムが影響してくる。デッドタイムはＰ側とＮ側で短絡しないように双方の素子を一定時間ＯＦＦするものであり、インバータの出力電流が十分大きければデッドタイムの波形ひずみはなく、零クロス付近の小さい時はデッドタイムの影響により電流波形が正弦波とならずにひずむ。これが影響して振動が発生しエレベータの乗心地に影響する。その波形例が図６である。電流波形例１がデッドタイムの影響を受けた波形例、電流波形例２が十分電流を流した時の波形例を示す。
【００４２】
次にこの実施形態の構成について説明する。構成は図１と同様である。ただし制御構成を変更し、その制御ブロック図を図５に示す。図１の構成に対し電流制御部に磁束演算部５１を追加しＡ系の電流指令とＢ系の電流指令にそれぞれ出力されるようになっている。モータの構成としてＡ系とＢ系の巻線が１つの鉄心に巻かれた構成の場合、通常はＡ系とＢ系で磁束を発生する方向を同一方向とし必要な磁束φ１を発生する（φ１＝φａ＋φｂ）。Ａ系とＢ系で磁束を発生する方向を打ち消し合うように出力することで十分電流を流して必要な磁束を得ることができる（φ１＝φａ−φｂ）。
【００４３】
磁束演算部５１では、トルク指令Ｔｍを入力しトルク指令がＴ１よりも小さい時は、例えばφ１の磁束が必要な場合、Ａ系の電流指令はＩｑａｘを出力しφａを発生させ、磁束演算部５１内の磁束反転部においてＢ系は合成磁束がφ１となるような電流指令Ｉｑｂｘを出力し磁束φｂを発生させる。すなわち、Ａ系はＢ系の電流指令との総和がトルク指令と一致するような電流指令Ｉｑａｘを出力し磁束φａを発生させる（図７）。
【００４４】
図８にフローチャートを示す。同図により、磁束演算部５１の動作を説明する。ステップｓ８０１でトルク指令Ｔｍを入力する。ステップｓ８０２でトルクＴｍとＴ１を比較する。Ｔｍが小さかったらステップｓ８０３へ進む。ステップｓ８０３では相反磁束制御を行う。ステップｓ２でＴｍが大きかったらステップｓ８０４に進み、通常制御を行う。このように、トルク指令ＴｍがＴ１より小さいとき、Ａ系とＢ系で磁束を打ち消す方向に発生させることにより結果として必要な磁束φ１を得る。
【００４５】
以上のようにＡ系とＢ系で磁束を打ち消す方向に発生させるように制御することでデッドタイムの影響を受けない程度の十分な電流をインバータが出力することができ、デッドタイムによる電流波形ひずみを防止することで振動による乗り心地を改善することができる。
【００４６】
（第５の実施の形態）
以下、本発明の第５の実施形態について、図９を参照して説明する。
【００４７】
図９に示すこの実施形態の基本構成は、図１と同様であるが、図１に対し表示手段を追加する構成とする。また、制御構成として、電流アンバランス検出部を追加する。
【００４８】
電流検出器１２ｃ、１２ｄの出力信号Ｉａ、Ｉｂをそれぞれ絶対値回路９１ａ、９１ｂへ入力する。絶対値回路９１ａ、９１ｂの出力側はフィルタ回路９２ａ、９２ｂへ接続され、平均電流が出力される。
【００４９】
フィルタ回路の出力側はアンバランス比演算回路９３に接続され、Ａ系とＢ系の比率を演算できるようになっている。アンバランス比演算回路９３の出力側は比較回路９４に接続されており、あらかじめ決められたアンバランスしきい値と比較して、しきい値を超えた時に表示器１６へ出力してワーニング発報する。しきい値は片側のインバータの過電流検出を１３０％と決めているとすると、過電流検出よりも低いところにしきい値を設ける。例えば片側２０％降下、片側２０％増加時に検出するとして０．６６（＝０．８／１．２）＜Ｂ／Ａ＜１．５（＝１．２／０．８）などとしきい値を設ける。
【００５０】
以上のように、電流アンバランス比演算手段と前記演算手段の出力とアンバランスしきい値を比較する比較手段と表示手段を設け、アンバランスしきい値を超えた場合は前記表示手段へ発報することで、過電流で異常停止させることなく電流アンバランスが改善しない場合はメンテナンスの必要性を促すことができるため、電流アンバランスによる故障停止を防止することができる。
【００５１】
【発明の効果】
請求項１に記載の発明では、多巻線モータの各モータ巻線の系統に個別の電流制御手段を設け同一トルク指令を与え磁束を均等に制御することで、各モータ巻線系統の電流アンバランスを改善しインバータの効率の低下によるエレベータの異常停止を防止でき、また振動による乗り心地を改善することができる。
【００５２】
請求項２に記載の発明では、多巻線モータを各系統で電流応答を一致するように磁極を補正することで磁極位置の調整ずれによる各モータ巻線系統の電流アンバランスを改善し、インバータの効率の低下によるエレベータの異常停止を防止でき、また振動による乗り心地を改善することができる。
【００５３】
請求項３に記載の発明では、各系統で永久磁石の磁束にバラツキがあってもｄ軸電流により永久磁石の磁束方向の磁束を調整し各巻線系統での磁束を調整し電圧を均等に制御することで、各系統の電流を均等に制御しインバータの効率の低下によるエレベータの異常停止を防止でき、また振動による乗り心地を改善することができる。
【００５４】
請求項４に記載の発明では、各系統で磁束を打ち消す方向に発生させるように制御することでデッドタイムの影響を受けない程度の十分な電流をインバータが出力することができ、デッドタイムによる電流波形ひずみを防止することで振動による乗り心地を改善することができる。
【００５５】
請求項５に記載の発明では、電流アンバランス比がアンバランスしきい値を超えた場合は、報知手段によりワーニング発報することで、過電流で異常停止させることなく、電流アンバランスが改善しない場合はメンテナンスの必要性を促すことができるため、電流アンバランスによる故障停止を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態を説明するための概略構成図。
【図２】本発明の第２の実施形態を説明するための概略構成図。
【図３】本発明の第２の実施形態を説明するための磁極位置波形例を示す図。
【図４】本発明の第３の実施形態を説明するためのブロック図。
【図５】本発明の第４の実施形態を説明するためのブロック図。
【図６】本発明の第４の実施形態を説明するための電流波形例を示す図。
【図７】本発明の第４の実施形態を説明するための電機子電流による磁束を示す図。
【図８】本発明の第４の実施形態を説明するための処理フローチャート。
【図９】本発明の第５の実施形態を説明するための概略構成図。
【図１０】従来の技術を説明するための概略構成図。
【符号の説明】
１…電源
２（２ａ、２ｂ）…コンバータ
３（３ａ、３ｂ）…インバータ
４（４ａ、４ｂ）…コンデンサ
５（５ａ、５ｂ）…制御手段
６…巻上機
７…カウンターウエート
８…かご
９…メインロープ
１０…回転検出器
１１…通信手段
１２（１２ａ、１２ｂ、１２ｃ、１２ｄ）…電流検出器
１３…コンペン
１４…コンペンシーブ
１５（１５ａ、１５ｂ）…電圧検出器
１６…表示器
４１（４１ａ、４１ｂ）…ｄ軸磁束補正演算部
５１…磁束演算部
９１（９１ａ、９１ｂ）…絶対値回路
９２（９２ａ、９２ｂ）…フィルタ回路
９３…アンバランス比演算回路
９４…比較回路
１０１…電源
１０２（１０２ａ、１０２ｂ）…コンバータ
１０３（１０３ａ、１０３ｂ）…インバータ
１０４（１０４ａ、１０４ｂ）…コンデンサ
１０５（１０５ａ、１０５ｂ）…制御手段
１０６…巻上機
１０７…カウンターウエート
１０８…かご
１０９…メインロープ
１１０…回転検出器
１１１…通信手段
１１２（１１２ａ、１１２ｂ、１１２ｃ、１１２ｄ）…電流検出器
１１３…コンペン
１１４…コンペンシーブ
１１５（１１５ａ、１１５ｂ）…電圧検出器[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a control device for an elevator, and more particularly to a control device for a large-capacity elevator that drives a hoist constituted by a multi-winding motor by connecting a plurality of inverter devices and converter devices.
[0002]
[Prior art]
A drive device for a large-capacity ultra-high-speed elevator or a double-deck elevator in which an upper car and a lower car are connected controls a motor with a plurality of inverter devices and converter devices.
[0003]
In recent years, buildings are becoming higher and higher, and ultra-high-speed elevators for mass transportation of passengers and double deck elevators capable of transporting two passengers at a time are used. A motor for driving such an elevator uses a multi-winding motor having a large capacity. The control device that performs the control has a configuration in which a plurality of inverter devices and converter devices are connected to control the motor. For example, FIG. 10 shows a conventional system example.
[0004]
As shown in the figure, a converter 102a and a converter 102b are connected in parallel to a power supply 101. Inverter 103a is connected to converter 102a, and capacitor 104a is connected between converter 102a and inverter 103a. The inverter 103b is connected to the converter 102b, and the capacitor 104b is connected between the converter 102b and the inverter 103b. If the motor of the hoisting machine 106 is, for example, a two-winding motor, the inverter 103a is connected to the winding A, and the inverter 103b is connected to the winding B.
[0005]
The car 108 is connected to a counterweight 107 by a main rope 109. The main rope 109 is mounted on a hoist 106 so that the car 108 can be raised and lowered.
[0006]
As a control configuration, for example, a control unit 105a is connected to the

inverters

103a and 103b, and controls the inverters. The control means 105b is connected to the converter 102a and the converter 102b, and controls the converter.
[0007]
A rotation detector (rotation sensor) 110 is connected to the motor shaft of the hoisting machine 106, and the output thereof can be input to the control means 105a. The operation of the elevator is controlled by the control means 105a. The speed control unit calculates a torque command Tm from the elevator speed command ω ^* and the speed feedback from the rotation sensor 110, and gives a half current command to the A system and B system current control units.
[0008]
A current detector 112c and a current detector 112d are connected to the output side of the inverter 103a and the output side of the inverter 103b, and the output thereof can be input to the control means 105a. The respective feedback currents are given to the A-system and B-system current controllers, and output voltage commands Vda ^* , Vqa ^* , Vdb ^* , and Vqb ^* . Each voltage command is given to the PWM control unit, and outputs the gate signals GATE_A and GATE_B to the

inverters

103a and 103b, respectively, to control the two-winding motor of the hoist 106.
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
However, such an elevator control device has the following problems. The output voltage becomes uneven due to the unbalance between the A winding and the B winding of the motor of the hoisting machine 106, the manufacturing accuracy, and the variation in the switching operation of the elements of the

inverters

103a and 103b. Become. Since the number of the rotation detectors 110 for detecting the magnetic pole position of the motor is one, depending on the structure of the motor, for example, in a case where the windings of the A system and the B system are respectively built in the left and right sides of the sheave, Since the magnetic pole positions are different between the A system and the B system, the magnetic pole positions must be individually adjusted for the A system and the B system. However, if the adjustment is not possible, the output current will be unbalanced.
[0010]
In such a state, for example, if the output of the A-system inverter is output as instructed but the current of the B-system inverter does not sufficiently flow, the control circuit corrects the current to flow to the B-system. Operate. When the current is passed through the B system, the current value deviates from the current value required for the A system, causing torque ripple. If the current cannot be sufficiently output, the torque command itself also changes. Such a state is repeated, and longitudinal vibration is generated, so that riding comfort is deteriorated.
[0011]
If the motor structure is such that the A-system and B-system windings are respectively built in the left and right sides of the sheave, for example, the current is unbalanced in the left and right due to the current imbalance between the A-system and the B-system. It is conceivable that mechanical problems may occur, such as the occurrence of the influence on the riding comfort or the damage of the bearing of the motor rotating shaft.
[0012]
The present invention has been made in order to solve the above-described problems, and improves efficiency reduction due to current imbalance when a multi-winding motor is driven by a plurality of inverter devices, suppresses vibration, and reduces riding. An object of the present invention is to provide an elevator control device that can improve comfort.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
The invention according to claim 1 is a hoist comprising a multi-winding motor for raising and lowering an elevator, a plurality of inverters and converters for driving the multi-winding motor, and a shaft of the multi-winding motor. In an elevator control device provided with a rotation detection means for detecting a rotation position and a control means for controlling an inverter device and a converter device, individual current control means is provided for each motor winding system to make q-axis current uniform. And the magnetic flux is controlled equally in each system.
[0014]
According to the present invention, individual current control means is provided for each motor winding system, the same torque command is given, the q-axis current is controlled uniformly, and the magnetic flux is made uniform in each system, so that each motor winding system has It is possible to improve the current imbalance, prevent an abnormal stop of the elevator due to a decrease in the efficiency of the inverter, and improve the riding comfort due to vibration.
[0015]
The invention according to claim 2 is a hoist comprising a multi-winding motor for raising and lowering an elevator, a plurality of inverters and converters for driving the multi-winding motor, and a shaft of the multi-winding motor. In an elevator control device including a rotation detection unit that detects a rotation position and a control unit that controls an inverter device and a converter device, the magnetic pole position of each system is estimated from the armature inductance, and the control is performed on one of the systems. It is characterized in that the magnetic pole position is corrected so as to match.
[0016]
According to the present invention, the magnetic pole position of each system is estimated from the armature inductance, and the magnetic pole position is corrected so that the responses of the two systems match, thereby improving the current imbalance of each motor winding system and improving the inverter. An abnormal stop of the elevator due to a decrease in efficiency can be prevented, and the riding comfort due to vibration can be improved.
[0017]
According to a third aspect of the present invention, there is provided a hoist comprising a multi-winding motor for raising and lowering an elevator, a plurality of inverters and converters for driving the multi-winding motor, and a shaft of the multi-winding motor. In an elevator control device provided with a rotation detection means for detecting a rotation position and a control means for controlling an inverter device and a converter device, a magnetic flux in a magnetic flux direction of a permanent magnet is adjusted by a d-axis current, and a voltage is applied to each winding system. , So that the current of each system is controlled uniformly.
[0018]
According to the present invention, the d-axis current adjusts the magnetic flux in the magnetic flux direction of the permanent magnet, adjusts the magnetic flux in each winding system, and controls the voltage evenly. Abnormal stop of the elevator due to the decrease of the vehicle, and the riding comfort due to the vibration can be improved.
[0019]
According to a fourth aspect of the present invention, there is provided a hoist comprising a multi-winding motor for raising and lowering an elevator, a plurality of inverter devices and a converter device for driving the multi-winding motor, and a shaft of the multi-winding motor. In an elevator control device including a rotation detection means for detecting a rotation position and a control means for controlling an inverter device and a converter device, in a low-speed operation, the magnetic flux is generated in a direction to cancel out the magnetic flux in each system in order to obtain a necessary magnetic flux. It is characterized in that an armature current is caused to flow.
[0020]
According to the present invention, at the time of low-speed operation, in order to obtain a required magnetic flux, an armature current is caused to flow in a direction in which the magnetic flux is canceled in each system, so that a current that is not affected by the dead time can be caused to flow. Thus, it is possible to improve the riding comfort due to the vibration generated due to the dead time as in the deceleration landing operation with the maximum passenger load.
[0021]
According to a fifth aspect of the present invention, in the elevator control device according to any one of the first to fourth aspects, an unbalance ratio calculating means for calculating an unbalance ratio of a current of each system, and the unbalance ratio Comparing means for comparing the output of the calculating means with the unbalance threshold; and a notification for notifying when the output of the unbalance ratio calculating means exceeds the unbalance threshold as a result of the comparison. Means.
[0022]
According to the present invention, when the imbalance threshold is exceeded, a warning is issued by the notification means, and when the current imbalance does not improve, the necessity of maintenance can be promoted. Failure stop can be prevented.
[0023]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In the following drawings, the same symbols indicate the same or corresponding parts.
[0024]
(First Embodiment)
FIG. 1 shows an example of a system configuration according to the first embodiment of the present invention. As shown in the figure, a converter 2a and a converter 2b are connected to a power supply 1 in parallel. Inverter 3a is connected to converter 2a, and capacitor 4a is connected between converter 2a and inverter 3a. Inverter 3b is connected to converter 2b, and capacitor 4b is connected between converter 2b and inverter 3b. The hoisting machine 6 is configured by a two-winding permanent magnet type synchronous motor, and connects the inverter 3a to the winding A and the inverter 3b to the winding B. A rotation detector (rotation sensor) 10 is connected to the motor shaft of the hoisting machine 6, and its output can be input to the control means 5a.
[0025]
The car 8 is connected to a counterweight 7 by a main rope 9, and the main rope 9 is mounted on a hoist 6 so that the car 8 can be raised and lowered. The car 8 and the counterweight 7 are connected by a compensator 13 via a compensive 14.
[0026]
As a control configuration, for example, a control unit 5a is connected to the

inverters

3a and 3b to control the inverter. Control means 5b is connected to the

converters

2a and 2b to control the converters. The

converters

2a and 2b and the

inverters

3a and 3b are provided with

current detectors

12a, 12b, 12c and 12d, respectively, and the DC part is provided with

voltage detectors

15a and 15b, respectively. Can be detected. The control unit 5a and the control unit 5b are connected by the communication unit 11, and can exchange information with each other.
[0027]
Further, as a control configuration, an adjustment element is added to the output θ of the rotation detector 10 in each of the A system and the B system. As the adjustment element, a fixed value is determined from the phase of the induced voltage by manually rotating the motor at the time of adjustment, and this fixed value is input as the magnetic pole adjustment elements θadja and θadjb. Further, for each of the A system and the B system, θa and θb added with the magnetic pole adjustment elements θadja and θadjb are given to the three-phase / two-phase converter (detection current dq converter) and the two-phase / three-phase converter. The output θ of the rotation detector 10 is input to the speed detecting means. The difference between the output ω of the speed detecting means and the speed command ω ^* is obtained, and the result is output to the speed control unit. The signals detected by the

current detectors

12a and 12c are subjected to three-phase / two-phase conversion by a three-phase / two-phase conversion unit (detection current dq conversion unit).
[0028]
The result calculated by the speed control unit is commonly provided to the A system and B system current control units. The difference between the torque command (q-axis current command) and the A system current feedback value and the B system current feedback value is calculated and output to the current control unit of each system. The output of the current control unit is converted into two-phase / three-phase signals and output to the PWM circuits of the respective systems. The GATE_A signal is output to the A-system inverter 3a and the GATE_B signal is output to the B-system inverter 3b to control the inverter. . The magnetic flux is φ = L × Iq from the armature inductance L and the current Iq, and this can be made uniform in the A and B systems. The induced power when the motor is rotating is eq = ωφ, and if φ is the same in the A and B systems, the induced voltage is the same in the A and B systems. Therefore, the motor current becomes uniform between the A system and the B system because there is no imbalance in the motor terminal voltage Vd between the A system and the B system.
[0029]
The voltage values Vd and Vq on the two-phase axis are represented by the following equations.
[0030]
(Equation 1)

[0031]
Here, R: impedance, L: inductance,
P: differential operator, ed, eq: induced power.
[0032]
As described above, individual current control means is provided for each motor winding system of the multi-winding permanent magnet synchronous motor, the same torque command is given, the magnetic poles are adjusted, and the q-axis current is uniformly controlled to control the magnetic flux. , The current imbalance of each motor winding system can be improved, the abnormal stop of the elevator due to the decrease in the efficiency of the inverter can be prevented, and the riding comfort due to vibration can be improved.
[0033]
(Second embodiment)
Hereinafter, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The configuration of this embodiment shown in FIG. 2 is the same as that of FIG. 1, but as a control configuration, the magnetic pole adjustment elements θadja and θadjb are added to the output θ of the rotation detecting means 10 for the A system and the B system, respectively. The θa and θb obtained by adding the magnetic pole correction elements Δθa and Δθb to the A-system and the B-system are supplied to the three-phase / two-phase converter (detection current dq converter) and the two-phase / three-phase converter.
[0034]
Next, a method of calculating the magnetic pole correction elements Δθa and Δθb will be described. In the case of a permanent magnet synchronous motor, the relationship between the magnetic pole position and the armature inductance is such that when a current flows in the same direction as the magnetic flux direction of the magnet, the inductance decreases due to magnetic saturation of the iron core, and the current flows in a direction orthogonal to the magnetic flux direction of the magnet. It has been found that when flowing, the inductance increases. The relationship between the magnetic pole position θ and the inductance L is represented as shown in FIG. Therefore, while the elevator is stopped, a step wave flows in the magnetic pole position of the rotor of the motor and the 90 ° advance direction (A system: θadja + 90 ° direction, B system: θadjb + 90 ° direction) for each of the A system and the B system. The current responses τa and τb are measured. The response time constant of the motor is represented by τ = L / R. Since L and R of the motor are known values in advance, the values are represented as τ0 = L0 / R0. As a result of the measurement, the time constant τa of the A system and the time constant τb of the B system are set. For example, if the time constant τa is closer to τ0 than τb, the B response is made to match the response of the A system. The magnetic pole position is adjusted to around 90 degrees in advance to some extent, and if it is considered that the magnetic pole is not shifted by 180 degrees in manufacturing the motor, the following correction can be made. As shown in FIG. 3, if the response of the B system is faster than that of the A system, Δθb1 is corrected in the direction of increasing the value of L (the direction of π as an angle), and the 90 ° advance direction (θadjb + Δθb1 + 90 °) Direction) is measured again. If the responses match, that value is determined as the correction value. If the responses do not match, a correction angle nΔθb1 at which the responses are repeated n times until they match is determined as a correction value Δθb.
[0035]
As described above, by correcting the magnetic poles of the two-winding permanent magnet type synchronous motor so that the current responses of the A-system and the B-system match, the current imbalance of each motor winding system due to the misalignment of the magnetic pole position can be reduced. Thus, it is possible to prevent an abnormal stop of the elevator due to a decrease in the efficiency of the inverter, and it is possible to improve the riding comfort due to the vibration.
[0036]
(Third embodiment)
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The basic configuration of this embodiment is almost the same as that of FIG. 1, but FIG. 4 shows a current control unit which is changed by adding a magnetic flux correction unit to the current control unit.
[0037]
The system A will be described. The torque command Tm takes a difference from the feedback value Iqa as a q-axis current command Iqa ^* and outputs the difference to the PI control unit. The d-axis side inputs the feedback values Ida and Idb of the A-system and the B-system to the d-axis magnetic flux correction calculation unit 41a, respectively. The difference between the output and the feedback value Ida is calculated and output to the PI control unit. The d-axis and q-axis PI control outputs are input to the two-phase / three-phase converter. In the two-phase / three-phase conversion, conversion is performed at the angle θa of the A system, and the output voltage command is output to the PWM unit. The B-system has the same configuration as that of the B-system. The torque command receives the same Tm as the A-system, takes the difference from the feedback value Iqb as the q-axis current command, and outputs the difference to the PI control unit. The d-axis side inputs the feedback values Ida and Idb of the A-system and the B-system to the d-axis magnetic flux correction calculation unit 41b. The difference between the output and the feedback value Idb is calculated and output to the PI control unit. The d-axis and q-axis PI control outputs are input to the two-phase / three-phase converter. In the two-phase / three-phase conversion, conversion is performed at the angle θb of the B-system, and the output voltage command is output to the PWM unit.
[0038]
The d-axis magnetic flux correction calculating unit 41 compares, for example, the magnitudes of the feedback currents Iqa and Iqb of the A system and the B system. If the B system is small, the d-axis current Idb of the B system flows in the positive direction and flows in the same direction as the magnet. To increase the induced voltage. The current can be made uniform by applying magnetic flux correction in the same direction as the magnet so that the voltage Vq of the A system and the voltage Vq of the B system match.
[0039]
In addition, the magnetic flux is corrected so that, for example, if the system B is large, the d-axis current Idb flows in the negative direction to weaken the magnetic flux in the same direction as the magnet and reduce the induced voltage so that the voltage of the system having the larger current is reduced. You may make it do.
[0040]
As described above, even if the magnetic flux of the permanent magnet varies in each system, the magnetic flux in the magnetic flux direction of the permanent magnet is adjusted by the d-axis current, the magnetic flux in each winding system is adjusted, and the voltage is uniformly controlled. It is possible to uniformly control the current in the system, prevent an abnormal stop of the elevator due to a decrease in the efficiency of the inverter, and improve riding comfort due to vibration.
[0041]
(Fourth embodiment)
Hereinafter, a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. Normally, the armature current flows so as to generate the same magnetic flux in the A-system and the B-system. However, when the motor is operated with a light load, the current does not flow much and the dead time is affected. The dead time is to turn off both elements for a certain period of time so that the P and N sides are not short-circuited. If the output current of the inverter is sufficiently large, there is no waveform distortion of the dead time. , The current waveform is distorted instead of being a sine wave. As a result, vibration is generated, which affects the riding comfort of the elevator. FIG. 6 shows an example of the waveform. Current waveform example 1 shows a waveform example affected by the dead time, and current waveform example 2 shows a waveform example when a sufficient current flows.
[0042]
Next, the configuration of this embodiment will be described. The configuration is the same as in FIG. However, the control configuration is changed, and the control block diagram is shown in FIG. A magnetic flux calculation unit 51 is added to the current control unit in the configuration of FIG. 1 so as to be output as an A-system current command and a B-system current command, respectively. In the configuration of the motor, when the windings of the A-system and the B-system are wound around one iron core, the magnetic flux is normally generated in the same direction in the A-system and the B-system to generate the necessary magnetic flux φ1 (φ1). = Φa + φb). By outputting so that the directions in which magnetic fluxes are generated in the A system and the B system cancel each other, a sufficient current can be supplied to obtain a necessary magnetic flux (φ1 = φa−φb).
[0043]
In the magnetic flux calculation unit 51, when the torque command Tm is input and the torque command is smaller than T1, for example, when a magnetic flux of φ1 is required, the current command of the A system outputs Iqax to generate φa, and the magnetic flux calculation unit 51 B outputs a current command Iqbx such that the combined magnetic flux becomes φ1 to generate a magnetic flux φb. That is, the A system outputs the current command Iqax such that the sum of the current command and the B system current command matches the torque command to generate the magnetic flux φa (FIG. 7).
[0044]
FIG. 8 shows a flowchart. The operation of the magnetic flux calculator 51 will be described with reference to FIG. In step s801, a torque command Tm is input. In step s802, the torque Tm and T1 are compared. If Tm is smaller, the process proceeds to step s803. In step s803, reciprocal magnetic flux control is performed. If Tm is large in step s2, the process proceeds to step s804, and normal control is performed. As described above, when the torque command Tm is smaller than T1, the required magnetic flux φ1 is obtained by generating the magnetic flux in the direction of canceling out the magnetic flux in the A system and the B system.
[0045]
As described above, by controlling the magnetic fluxes to be generated in the directions of canceling the magnetic fluxes in the A and B systems, the inverter can output a sufficient current that is not affected by the dead time. Thus, the ride comfort due to vibration can be improved.
[0046]
(Fifth embodiment)
Hereinafter, a fifth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
[0047]
The basic configuration of this embodiment shown in FIG. 9 is the same as that of FIG. 1 except that a display unit is added to FIG. In addition, a current imbalance detector is added as a control configuration.
[0048]
Output signals Ia and Ib of the

current detectors

12c and 12d are input to absolute value circuits 91a and 91b, respectively. Output sides of the absolute value circuits 91a and 91b are connected to filter

circuits

92a and 92b, and output an average current.
[0049]
The output side of the filter circuit is connected to an unbalance ratio calculation circuit 93 so that the ratio between the A system and the B system can be calculated. The output side of the unbalance ratio calculation circuit 93 is connected to a comparison circuit 94, which compares it with a predetermined unbalance threshold value and outputs it to the display 16 when the threshold value is exceeded and issues a warning. I do. Assuming that the threshold value for overcurrent detection of one of the inverters is 130%, the threshold value is set at a position lower than the overcurrent detection value. For example, the threshold value is set to 0.66 (= 0.8 / 1.2) <B / A <1.5 (= 1.2 / 0.8) assuming that detection is performed when one side drops 20% and one side increases 20%. Provide.
[0050]
As described above, the current imbalance ratio calculation means, the comparison means for comparing the output of the calculation means with the unbalance threshold and the display means are provided, and when the unbalance threshold is exceeded, an alarm is issued to the display means. By doing so, if the current imbalance does not improve without causing an abnormal stop due to an overcurrent, the necessity of maintenance can be promoted, so that a failure stop due to the current imbalance can be prevented.
[0051]
【The invention's effect】
According to the first aspect of the present invention, individual current control means is provided in each motor winding system of the multi-winding motor, and the same torque command is given to uniformly control the magnetic flux. The balance can be improved, the abnormal stop of the elevator due to the decrease in the efficiency of the inverter can be prevented, and the riding comfort due to the vibration can be improved.
[0052]
According to the second aspect of the present invention, the current imbalance of each motor winding system due to misalignment of the magnetic pole position is improved by correcting the magnetic poles of the multi-winding motor so that the current responses of the respective systems match. Abnormal stop of the elevator due to a decrease in the efficiency of the vehicle can be prevented, and the riding comfort due to vibration can be improved.
[0053]
According to the third aspect of the invention, even if the magnetic flux of the permanent magnet varies in each system, the magnetic flux in the magnetic flux direction of the permanent magnet is adjusted by the d-axis current, the magnetic flux in each winding system is adjusted, and the voltage is uniformly controlled. By doing so, it is possible to uniformly control the current of each system, prevent an abnormal stop of the elevator due to a decrease in the efficiency of the inverter, and improve the riding comfort due to vibration.
[0054]
According to the fourth aspect of the present invention, by controlling each system to generate a magnetic flux in a direction to cancel, the inverter can output a sufficient current that is not affected by the dead time. Preventing waveform distortion can improve ride comfort due to vibration.
[0055]
According to the fifth aspect of the present invention, when the current unbalance ratio exceeds the unbalance threshold, a warning is issued by the notification unit, so that the current imbalance is not improved without abnormal stop due to overcurrent. In such a case, the necessity of maintenance can be promoted, so that failure stop due to current imbalance can be prevented.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a schematic configuration diagram for explaining a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a schematic configuration diagram for explaining a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a diagram showing an example of a magnetic pole position waveform for explaining a second embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a block diagram for explaining a third embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a block diagram for explaining a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a diagram showing an example of a current waveform for explaining a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a view showing a magnetic flux due to an armature current for explaining a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a processing flowchart for explaining a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a schematic configuration diagram for explaining a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a schematic configuration diagram for explaining a conventional technique.
[Explanation of symbols]
1 Power supply 2 (2a, 2b) Converter 3 (3a, 3b) Inverter 4 (4a, 4b) Capacitor 5 (5a, 5b) Control means 6 Hoisting machine 7 Counterweight 8 Basket 9 Main rope 10 Rotation detector 11 Communication means 12 (12a, 12b, 12c, 12d) Current detector 13 Compen 14 Compensive 15 (15a, 15b) Voltage detector 16 Display 41 (41a, 41a, 41b) d-axis magnetic flux correction calculation unit 51 magnetic flux calculation unit 91 (91a, 91b) absolute value circuit 92 (92a, 92b) filter circuit 93 unbalance ratio calculation circuit 94 comparison circuit 101 power supply 102 (102a) , 102b) Converter 103 (103a, 103b) Inverter 104 (104a, 104b) Capacitor 105 (105a, 105b) Control means 106 Hoisting machine 107 Counterweight 108 Basket 109 Main rope 110 Rotation detector 111 Communication means 112 (112a, 112b, 112c, 112d) Current detector 113 Compen 114 Compensive 115 ( 115a, 115b) ... voltage detector

Claims

A hoist comprising a multi-winding motor for raising and lowering an elevator, a plurality of inverters and converters for driving the multi-winding motor, and rotation detection for detecting a rotational position of a shaft of the multi-winding motor Means and a control means for controlling the inverter device and the converter device, wherein an individual current control means is provided in each motor winding system to uniformly control the q-axis current and control the magnetic flux. An elevator control device characterized in that it is controlled equally by a system.

A hoist comprising a multi-winding motor for raising and lowering an elevator, a plurality of inverters and converters for driving the multi-winding motor, and rotation detection for detecting a rotational position of a shaft of the multi-winding motor Means and a control means for controlling the inverter device and the converter device, in the elevator control device, the magnetic pole position of each system is estimated from the armature inductance, and the magnetic pole position is matched with either one of the systems. A control device for an elevator, comprising:

A hoist comprising a multi-winding motor for raising and lowering an elevator, a plurality of inverters and converters for driving the multi-winding motor, and rotation detection for detecting a rotational position of a shaft of the multi-winding motor Means, and a control device for controlling the inverter device and the converter device, wherein the d-axis current adjusts the magnetic flux in the magnetic flux direction of the permanent magnet to uniformly control the voltage in each winding system. A control device for an elevator, wherein the current of each system is controlled equally.

A hoist comprising a multi-winding motor for raising and lowering an elevator, a plurality of inverters and converters for driving the multi-winding motor, and rotation detection for detecting a rotational position of a shaft of the multi-winding motor Means for controlling the inverter device and the converter device, wherein the armature current is generated such that the magnetic flux is generated in a direction in which the magnetic fluxes cancel each other in each system in order to obtain a required magnetic flux during low-speed operation. An elevator control device characterized by flowing air.

5. An elevator control apparatus according to claim 1, wherein said unbalance ratio calculating means calculates an unbalance ratio of a current of each system, and said output of said unbalance ratio calculating means is an imbalance threshold. Comparing means for comparing the values, and a notifying means for notifying when the output of the unbalance ratio calculating means exceeds an unbalance threshold as a result of the comparison by the comparing means. Elevator control device.