JP4115785B2

JP4115785B2 - Inverter control device

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Publication number: JP4115785B2
Application number: JP2002267223A
Authority: JP
Inventors: 洋介中沢; 琢磨逸見
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2002-09-12
Filing date: 2002-09-12
Publication date: 2008-07-09
Anticipated expiration: 2022-09-12
Also published as: JP2004104973A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直列多重インバータシステムを制御するインバータ制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、鉄道車両駆動用電動機に電力を供給するインバータの入力直流電圧は、ＤＣ１５００Ｖ程度と一般産業用の汎用インバータの入力直流電圧ＤＣ２８０Ｖ程度に比べて格段に高いため、インバータのスイッチングに伴う高調波誘導障害の問題が顕著であり、さらに特別仕様のインバータを設計製造していたため、高コストになったり信頼性が低下したりする問題があった。
【０００３】
これに対して、各インバータの直流入力端子同士を直列に接続し、高電圧である架線より電力を給電することにより各インバータの入力直流電圧を汎用インバータ並みに低下させ、高調波誘導障害の減少や、大量生産される汎用インバータをそのまま流用することによる低コスト化、信頼性の向上を図るインバータ直列多重方式がある。
【０００４】
このインバータ直列多重方式においては、各インバータの入力直流電圧は、電源電圧を各インバータの直流側コンデンサで分圧した値となり、各インバータに接続された交流モータの出力トルクや回転数が一致していないと、直流電圧が不均一になり、特定インバータの入力電圧が定格以上の過電圧となってインバータを破損させたり、低電圧で必要なトルクが出せなくなったりする問題が発生する。
【０００５】
このような技術的課題に鑑み、直流入力電圧に応じて各交流モータのトルク指令を補正することで直流電圧の均等化を図る方式が提案されている。
【０００６】
図７は従来の直列多重インバータシステム１及びこれを制御するためのインバータ制御装置１０の回路構成を示している。直列多重インバータシステム１は、複数台（図では４台）のインバータＩＮＶ１〜ＩＮＶ４各々の直流側を直流電源２に直列４段に接続してある。直流電源２の電圧Ｖｄｃとし、ＩＮＶ１〜ＩＮＶ４各々の直流電圧はＶｄｃ１〜Ｖｄｃ４である。ＩＮＶ１〜ＩＮＶ４それぞれの交流出力には負荷として交流電動機Ｍ１〜Ｍ４が接続してある。そして、各交流電動機Ｍ１〜Ｍ４の回転角を検出するために回転位置センサ３がそれぞれに設けてあり、またインバータＩＮＶ１〜ＩＮＶ４それぞれの交流出力を検出するための電流検出器４がそれぞれ設けてある。
【０００７】
この直列多重インバータシステム１に対するインバータ制御装置１０（図では１組であるが、４組それぞれについて同様に備えられている）は電流指令値演算部１１と、電流制御部１２とで構成される。
【０００８】
まず、フィードバック値としてＩＮＶ１に対する直流入力電圧Ｖｄｃ１と、直流全電圧Ｖｄｃをインバータシステム１の直列段数４段で除した値の偏差がゼロになるようにゲインＧ（ｓ）（ただし、ｓはラプラス演算子）をかけた値をトルク指令補正値ΔＴｒｑＲｅｆとして求める。
【０００９】
電流指令値演算部１１では、補正したトルク指令ＴｒｑＲｅｆを入力としてｄ，ｑ軸電流指令値ＩｄＲｅｆ，ＩｑＲｅｆを求める。
【００１０】
電流制御部１２では、電流指令値演算部１１から出力されるｄ，ｑ軸電流指令ＩｄＲｅｆ，ＩｑＲｅｆと、電流検出器４からのＵＷ相出力電流フィードバック値Ｉｕ，Ｉｗと、回転位置センサ３からの電動機回転位置フィードバック値θｒとを入力として、３相ＰＷＭ電圧指令ＶｕＰＷＭ，ＶｖＰＷＭ，ＶｗＰＷＭを求めて出力する。
【００１１】
インバータシステム１のインバータＩＮＶ１〜ＩＮＶ４各々は、上記のような３相電圧指令をもとに一般的な三角波比較ＰＷＭ手法などを用いて、各半導体スイッチング素子のオンオフをおこない、所望の出力電圧を得て、これにより電動機Ｍ１〜Ｍ４各々を駆動する。
【００１２】
【特許文献１】
特開２０００−２４５００５号公報。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来提案されているインバータ直列多重方式における直流電圧均等化制御方式では、低速かつ回生運転状態において、安定な直流電圧均等化制御を行うことができない問題点があった。
【００１４】
直流側が直列多重接続された複数台のインバータ各々の直流電圧の操作は、インバータから交流モータへ流し込む電力の操作により実現できる。交流モータへ流し込む電力は、モータトルクとモータ回転数の積であらわされるトルク項と、モータ巻線抵抗で消費されてしまう損失項との和になるが、回転数の高い運転領域においては、損失項はトルク項に比べて小さいので、概略トルク指令を操作すれば直流電圧を操作できる。従来の均等化制御方式はこの原理に基づいていた。
【００１５】
力行運転時においては、トルク指令を増加させると電流指令振幅も同時に増加し、トルク項、損失項とも直流電圧を低下させる方向に電力が流れる。一方、回生運転時においては、回生トルク指令を減少させると電流指令振幅は減少し、トルク項は直流電圧を低下させる方向、損失項は直流電圧を増加させる方向の電力となる。
【００１６】
例えば、何かの理由により直流電圧アンバランスが発生し直流電圧が高くなったインバータにおいて従来の制御を施す場合を考える。この場合、提案されている制御では均等化を図るために回生トルク指令を小さくする。しかし、トルク指令を小さくすると、トルク指令から演算される電流指令値も小さくなり、モータおよびインバータで発生する電流による電気的損失が同時に減少してしまう。このようになると、回転数が低くてトルク項に対して損失項が無視できなくなるため、直流電圧を逆にいっそう高くなるように制御するため、安定な均等化制御ができなくなるのである。
【００１７】
本発明はこのような従来の技術的課題に鑑みてなされたもので、個々のインバータをその直列入力電圧の均等化を図ることですべての運転領域で安定に直流均等化制御できるインバータ制御装置を提供することを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、複数台のインバータの直流側を直列に、ひとつの直流電源に接続し、前記複数台のインバータ各々の交流側に交流モータを接続した直列多重インバータシステムを、前記複数台のインバータ各々の交流側に接続された交流モータの無効電流であるｄ軸電流Ｉｄが０に、ｑ軸電流Ｉｑがトルク指令に応じた値になるように制御するインバータ制御装置であって、前記インバータ各々に接続された交流モータのモータトルクに寄与しない無効電流であるｄ軸電流Ｉｄを前記インバータ各々の直流入力電圧に応じて、当該インバータ各々の直列入力電圧が均等化するように操作することを特徴とするものである。
【００１９】
請求項２の発明は、請求項１のインバータ制御装置において、前記インバータ各々に接続された交流モータの回転速度に応じて、モータ回転速度が高い運転領域ではインバータ各々に接続された交流モータのモータトルクを、モータ回転速度が低い運転領域ではインバータ各々に接続された交流モータのモータトルクに寄与しない無効電流であるｄ軸電流Ｉｄを前記インバータ各々の直流入力電圧に応じて、当該インバータ各々の直列入力電圧が均等化するように操作することを特徴とするものである。
【００２０】
請求項３の発明は、請求項１のインバータ制御装置において、前記インバータ各々に接続された交流モータが力行運転か回生運転かの運転状態に応じて、力行運転状態ではインバータ各々に接続された交流モータのモータトルクを、回生運転状態ではインバータ各々に接続された交流モータのモータトルクに寄与しない無効電流であるｄ軸電流Ｉｄをインバータ各々の直流入力電圧に応じて、当該インバータ各々の直列入力電圧が均等化するように操作することを特徴とするものである。
【００２１】
請求項４の発明は、請求項１のインバータ制御装置において、前記インバータ各々に接続された交流モータのモータトルクと当該モータトルクに寄与しない無効電流であるｄ軸電流Ｉｄとを同時に、前記インバータ各々の直流入力電圧に応じて当該インバータ各々の直列入力電圧が均等化するように操作することを特徴とするものである。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図に基づいて詳説する。図１は、本発明の第１の実施の形態のインバータ制御装置の回路構成を示している。直列多重インバータシステム１は、図示実施の形態では２段多重であり、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２各々の直流側を直流電源２に直列２段に接続してある。直流電源２の電圧Ｖｄｃとし、ＩＮＶ１，ＩＮＶ２各々の直流電圧はＶｄｃ１，Ｖｄｃ２である。ＩＮＶ１，ＩＮＶ２それぞれの交流出力には負荷として交流電動機Ｍ１，Ｍ２が接続してある。そして、交流電動機Ｍ１の回転角を検出するために回転位置センサ３が設けてあり、またインバータＩＮＶ１の交流出力を検出するための電流検出器４が設けてある。
【００２６】
本実施の形態の直列多重インバータシステム１に対する各組のインバータ制御装置１０は電流指令値演算部１１と、電流制御部１２と、直流電圧均等化制御部１３とで構成される。
【００２７】
次に、上記構成のインバータ制御装置１０の制御動作を説明する。なお、ここでは、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２で駆動する交流モータＭ１，Ｍ２が永久磁石同期電動機であった場合を例に説明する。
【００２８】
電流指令値演算部１１では、トルク指令ＴｒｑＲｅｆを入力としてｄ，ｑ軸電流指令値ＩｄＲｅｆ，ＩｑＲｅｆを次の式により求める。
【００２９】
【数１】
ＩｄＲｅｆ＝０
ＩｑＲｅｆ＝ＴｒｑＲｅｆ／（ΦＰＭ・Ｐｏ）
ただし、ΦＰＭは永久磁石磁束、Ｐｏは極対数である。
【００３０】
直流電圧均等化制御部１３においては、ＩＮＶ１に対する直流入力電圧Ｖｄｃ１と、直流全電圧Ｖｄｃと、電流指令値演算部１１から出力されるｄ軸電流指令ＩｄＲｅｆを入力として、次の演算により新たなｄ軸電流指令ＩｄＲｅｆを求めて出力する。
【００３１】
直流入力電圧Ｖｄｃ１と、直流全電圧Ｖｄｃをインバータシステム１の直列段数２段で除した値の偏差がゼロになるようにゲインＧ（ｓ）（ただし、ｓはラプラス演算子）をかけた値をトルク指令補正値ΔＩｄＲｅｆとして求める。
【００３２】
【数２】
ΔＩｄＲｅｆ＝Ｇ（ｓ）・（Ｖｄｃ１−Ｖｄｃ／２）
ＩｄＲｅｆ＝ＩｄＲｅｆ−ΔＩｄＲｅｆ
電流制御部１２では、直流電圧均等化制御部１３から出力されるｄ軸電流指令値ＩｄＲｅｆと、電流指令値演算部１１から出力されるｑ軸電流指令ＩｑＲｅｆと、電流検出器４からのＵＷ相出力電流フィードバック値Ｉｕ，Ｉｗと、回転位置センサ３からの電動機回転位置フィードバック値θｒとを入力として、次の演算により３相ＰＷＭ電圧指令ＶｕＰＷＭ，ＶｖＰＷＭ，ＶｗＰＷＭを求めて出力する。
【００３３】
電流制御部１２はまず、Ｉｕ，Ｉｗ，θｒからｄ，ｑ軸電流フィードバック値Ｉｄ，Ｉｑを一般的な座標変換の式を用いて次のように求める。
【００３４】
【数３】

ただし、θｒはモータ回転子位相であり、ｄｑ軸座標が同期して回転する。
【００３５】
電流制御部１２は次に、ｄ軸電流Ｉｄとｄ軸電流指令ＩｄＲｅｆとの偏差、ｑ軸電流Ｉｑとｑ軸電流指令ＩｑＲｅｆとの偏差がそれぞれゼロになるように電流フィードバック制御を施し、ｄ軸電圧指令Ｖｄ、ｑ軸電圧指令Ｖｑを次の式により求める。
【００３６】
【数４】

ここで、Ｋｐは比例ゲイン、Ｋｉは積分ゲインである。
【００３７】
電流制御部１２は続いて、ｄ，ｑ軸電圧指令Ｖｄ，Ｖｑと電動機回転位置フィードバック値θｒを用いて３相電圧指令ＶｕＰＷＭ，ＶｖＰＷＭ，ＶｗＰＷＭを求める。
【００３８】
【数５】

インバータシステム１のインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２各々は、上記３相電圧指令をもとに一般的な三角波比較ＰＷＭ手法などを用いて、各半導体スイッチング素子のオンオフを行い、所望の出力電圧を得て、これにより電動機Ｍ１，Ｍ２各々を駆動する。
【００３９】
上記構成の直列多重インバータシステム１に対するインバータ制御装置１０を用いることにより、低速かつ回生運転領域においても、直列接続されたインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の直流入力電圧の安定した均等化制御を行うことができる。
【００４０】
次に、本発明の第２の実施の形態のインバータ制御装置について、図２を用いて説明する。第２の実施の形態における直列多重インバータ制御装置１０は、図１に示した第１の実施の形態と同様の直列多重インバータシステム１に対するものであり、電流指令値演算部１１と、電流制御部１２と、直流電圧均等化制御部１３と、微分器１４と、均等化制御モード切替部１５とで構成される。
【００４１】
電流制御部１２の動作は図１に示した第１の実施の形態と同一である。
【００４２】
均等化制御モード切替部１５においては、回転位置フィードバックθｒを微分器１４で微分して得られた回転角周波数ωｒを入力として、直流電圧均等化制御のモード設定フラグＶｂａｌＭＯＤＥを、次の条件分岐により求めて出力する。
【００４３】
【数６】
ωｒ＞ωｒ０のとき、ＶｂａｌＭＯＤＥ＝１
ωｒ＜ωｒ０のとき、ＶｂａｌＭＯＤＥ＝０
ただし、ωｒ０は、最高回転角周波数ωｒＭａｘに対して、１０％程度の固定値でもよいし、次の式を満たす角周波数ωｒを設定してもよい。
【００４４】
【数７】

ここで、Ｒはモータ巻線抵抗、αは正の定数である。
【００４５】
直流電圧均等化制御部１３においては、直流入力電圧Ｖｄｃ１と、直流全電圧Ｖｄｃと、電流指令値演算部１１から出力されるｄ軸電流指令ＩｄＲｅｆと、トルク指令ＴｒｑＲｅｆと、均等化制御モード切替部１４から出力される均等化制御モードフラグＶｂａｌＭＯＤＥを入力として、次の演算により新たなｄ軸電流指令ＩｄＲｅｆおよび新たなトルク指令ＴｒｑＲｅｆを求めて出力する。
【００４６】
直流入力電圧Ｖｄｃ１と、直流全電圧Ｖｄｃをインバータシステムの直列段数２段で除した値の偏差がゼロになるようにゲインＧ（ｓ）（ただし、ｓはラプラス演算子）をかけた値をトルク指令補正値ΔＩｄＲｅｆとして求める。
【００４７】
【数８】
（１）ＶｂａｌＭＯＤＥ＝０のとき（低速回転時に相当）
ΔＩｄＲｅｆ＝Ｇ（ｓ）・（Ｖｄｃ１−Ｖｄｃ／２）
ΔＴｒｑＲｅｆ＝０
（２）ＶｂａｌＭＯＤＥ＝１のとき（高速回転時に相当）
ΔＩｄＲｅｆ＝０
ΔＴｒｑＲｅｆ＝Ｈ（ｓ）・（Ｖｄｃ１−Ｖｄｃ／２）
そして、ＩｄＲｅｆ，ＴｒｑＲｅｆを次によって求める。
【００４８】
ＩｄＲｅｆ＝ＩｄＲｅｆ−ΔＩｄＲｅｆ
ＴｒｑＲｅｆ＝ＴｒｑＲｅｆ−ΔＴｒｑＲｅｆ
電流指令値演算部１１では、直流電圧均等化制御部１５から出力されるトルク指令ＴｒｑＲｅｆを入力としてｄ，ｑ軸電流指令値ＩｄＲｅｆ，ＩｑＲｅｆを次の式により求める。
【００４９】
【数９】
ＩｄＲｅｆ＝０
ＩｑＲｅｆ＝ＴｒｑＲｅｆ／（ΦＰＭ・Ｐｏ）
ここで、ΦＰＭは永久磁石磁束、Ｐｏは極対数である。
【００５０】
上記構成の直列多重インバータシステム１に対するインバータ制御装置１０を用いることにより、すべての運転領域において直列接続されたインバータシステムの直流入力電圧の安定した均等化制御を行うことができる。
【００５１】
次に、本発明の第３の実施の形態のインバータ制御装置について、図３を用いて説明する。第３の実施の形態における直列多重インバータ制御装置１０は、図１に示した第１の実施の形態における直列多重インバータシステム１と同様のインバータシステムに対するもので、電流指令値演算部１１と、電流制御部１２と、直流電圧均等化制御部１３とで構成される。
【００５２】
電流指令値演算部１１と電流制御部１２の演算処理動作は第２の実施の形態と同一である。
【００５３】
本実施の形態の特徴として、直流電圧均等化制御部１３においては、直流入力電圧Ｖｄｃ１と、直流全電圧Ｖｄｃと、電流指令値演算部１１から出力されるｄ軸電流指令ＩｄＲｅｆと、トルク指令ＴｒｑＲｅｆと、車両運転台などの外部から与えられる力行回生切替指令ＰＢｍｏｄｅ（力行指令＝１、回生指令＝０）を入力として、次の演算により新たなｄ軸電流指令ＩｄＲｅｆおよび新たなトルク指令ＴｒｑＲｅｆを求めて出力する。
【００５４】
直流入力電圧Ｖｄｃ１と、直流全電圧Ｖｄｃをインバータシステム１の直列段数２段で除した値の偏差がゼロになるようにゲインＧ（ｓ）（ただし、ｓはラプラス演算子）をかけた値をトルク指令補正値ΔＩｄＲｅｆとして求める。
【００５５】
【数１０】
（１）ＰＢｍｏｄｅ＝０のとき（回生指令に相当）
ΔＩｄＲｅｆ＝Ｇ（ｓ）・（Ｖｄｃ１−Ｖｄｃ／２）
ΔＴｒｑＲｅｆ＝０
（２）ＰＢｍｏｄｅ＝１のとき（力行指令に相当）
ΔＩｄＲｅｆ＝０
ΔＴｒｑＲｅｆ＝Ｈ（ｓ）・（Ｖｄｃ１−Ｖｄｃ／２）
そして、ＩｄＲｅｆ，ＴｒｑＲｅｆを次によって求める。
【００５６】
ＩｄＲｅｆ＝ＩｄＲｅｆ−ΔＩｄＲｅｆ
ＴｒｑＲｅｆ＝ＴｒｑＲｅｆ−ΔＴｒｑＲｅｆ
上記構成の直列多重インバータシステムに対するインバータ制御装置１０を用いることにより、すべての運転領域において直列接続されたインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の直流入力電圧の安定した均等化制御を行うことができる。
【００５７】
次に、本発明の第４の実施の形態のインバータ制御装置について、図４を用いて説明する。第４の実施の形態のインバータ制御装置１０は図１に示した第１の実施の形態における直列多重インバータシステム１と同様のインバータシステムに対するもので、電流指令値演算部１１と、電流制御部１２と、直流電圧均等化制御部１３とで構成される。
【００５８】
電流指令値演算部１１と電流制御部１２の動作は第２の実施の形態と同一である。
【００５９】
本実施の形態の特徴として、直流電圧均等化制御部１３においては、直流入力電圧Ｖｄｃ１と、直流全電圧Ｖｄｃと、電流指令値演算部１１から出力されるｄ軸電流指令ＩｄＲｅｆと、トルク指令ＴｒｑＲｅｆとを入力として、次の演算により新たなｄ軸電流指令ＩｄＲｅｆおよび新たなトルク指令ＴｒｑＲｅｆを求めて出力する。
【００６０】
直流入力電圧Ｖｄｃ１と、直流全電圧Ｖｄｃをインバータ装置の直列段数２段で除した値の偏差がゼロになるようにゲインＧ（ｓ）（ただし、ｓはラプラス演算子）をかけた値をトルク指令補正値ΔＩｄＲｅｆとして求める。
【００６１】
【数１１】
ΔＩｄＲｅｆ＝Ｇ（ｓ）・（Ｖｄｃ１−Ｖｄｃ／２）
ΔＴｒｑＲｅｆ＝Ｈ（ｓ）・（Ｖｄｃ１−Ｖｄｃ／２）
そして、Ｉｄｒｅｆ，ＴｒｑＲｅｆを次のようにして求める。
【００６２】
ＩｄＲｅｆ＝ＩｄＲｅｆ−ΔＩｄＲｅｆ
ＴｒｑＲｅｆ＝ＴｒｑＲｅｆ−ΔＴｒｑＲｅｆ
上記構成の直列多重インバータシステム１に対するインバータ制御装置１０によれば、すべての運転領域において直列接続されたインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の直流入力電圧の安定した均等化制御を行うことができる。
【００６３】
次に、本発明の第５の実施の形態のインバータ制御装置について、図５を用いて説明する。第５の実施の形態における直列多重インバータ制御装置１０は、図１に示した第１の実施の形態と同様の構成の直列多重インバータシステム１に対するもので、電流指令値演算部１１と、電流制御部１２と、直流電圧均等化制御部１３と、電流指令ベクトル演算部１６とで構成される。
【００６４】
電流制御部１２の動作は第１の実施の形態と同一である。
【００６５】
電流指令ベクトル演算部１６では、まず、トルク指令ＴｒｑＲｅｆを入力としてｄ，ｑ軸電流指令値ＩｄＲｅｆ，ＩｑＲｅｆを次の式により求める。
【００６６】
【数１２】
ＩｄＲｅｆ＝０
ＩｑＲｅｆ＝ＴｒｑＲｅｆ／（ΦＰＭ・Ｐｏ）
ただし、ΦＰＭは永久磁石磁束、Ｐｏは極対数である。
【００６７】
電流指令ベクトル演算部１６では次に、演算したｄ，ｑ軸電流指令から次の演算により電流指令ベクトル角度δと電流指令ベクトル振幅Ｉ１Ｒｅｆを求めて出力する。
【００６８】
【数１３】

直流電圧均等化制御部１３においては、直流入力電圧Ｖｄｃ１と、直流全電圧Ｖｄｃと、電流指令ベクトル演算部１６から出力される電流指令ベクトル角度δと、車両運転台などの外部から与えられる力行回生切替指令ＰＢｍｏｄｅ（力行指令＝１、回生指令＝０）を入力として、次の演算により新たな電流指令ベクトル角度δを求めて出力する。
【００６９】
直流入力電圧Ｖｄｃ１と、直流全電圧Ｖｄｃを直列多重インバータシステム１の直列段数２段で除した値の偏差がゼロになるようにゲインＧ（ｓ）（ただし、ｓはラプラス演算子）をかけた値を電流指令ベクトル角度補正値Δδとして求める。
【００７０】
【数１４】
（１）ＰＢｍｏｄｅ＝０のとき（回生指令に相当）
Δδ＝−Ｇ（ｓ）・（Ｖｄｃ１−Ｖｄｃ／２）
（２）ＰＢｍｏｄｅ＝１のとき（力行指令に相当）
Δδ＝Ｇ（ｓ）・（Ｖｄｃ１−Ｖｄｃ／２）
そして、δを次のようにして求める。
【００７１】
δ＝δ−Δδ
電流指令演算部１１においては、電流指令ベクトル演算部１６から出力される電流指令ベクトル振幅Ｉ１Ｒｅｆと、直流電圧均等化制御部１３から出力される電流指令ベクトル角度δを入力として、次の演算によりｄ，ｑ軸電流指令ＩｄＲｅｆ，ＩｑＲｅｆを求めて出力する。
【００７２】
【数１５】
ＩｄＲｅｆ＝Ｉ１Ｒｅｆ×ｃｏｓ（δ）
ＩｑＲｅｆ＝Ｉ１Ｒｅｆ×ｓｉｎ（δ）
上記構成の直列多重インバータシステム１に対するインバータ制御装置１０を用いることにより、すべての運転領域において直列接続されたインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の直流入力電圧の安定した均等化制御を行うことができる。
【００７３】
次に、本発明の第６の実施の形態のインバータ制御装置について、図６を用いて説明する。第６の実施の形態における直列多重インバータ制御装置１０は、図１に示した第１の実施の形態と同様直流多重インバータシステム１に対するものであり、電流指令値演算部１１と、電流制御部１２と、直流電圧均等化制御部１３と、電流指令ベクトル演算部１６とで構成される。
【００７４】
電流指令ベクトル演算部１６と、電流指令演算部１１と、電流制御部１２の演算処理動作は第５の実施の形態と同一である。
【００７５】
本実施の形態の特徴である直流電圧均等化制御部１３においては、直流入力電圧Ｖｄｃ１と、直流全電圧Ｖｄｃと、電流指令ベクトル演算部１６から出力される電流指令ベクトル振幅Ｉ１Ｒｅｆと、車両運転台などの外部から与えられる力行回生切替指令ＰＢｍｏｄｅ（力行指令＝１、回生指令＝０）を入力として、次の演算により新たな電流指令ベクトル振幅Ｉ１Ｒｅｆを求めて出力する。
【００７６】
直流入力電圧Ｖｄｃ１と、直流全電圧Ｖｄｃをインバータシステム１の直列段数２段で除した値の偏差がゼロになるようにゲインＧ（ｓ）（ただし、ｓはラプラス演算子）をかけた値を電流指令ベクトル角度補正値Δδとして求める。
【００７７】
【数１６】
（１）ＰＢｍｏｄｅ＝０のとき（回生指令に相当）
ΔＩ１Ｒｅｆ＝−Ｇ（ｓ）・（Ｖｄｃ１−Ｖｄｃ／２）
（２）ＰＢｍｏｄｅ＝１のとき（力行指令に相当）
ΔＩ１Ｒｅｆ＝Ｇ（ｓ）・（Ｖｄｃ１−Ｖｄｃ／２）
そして、Ｉ１Ｒｅｆを次のように求める。
【００７８】
Ｉ１Ｒｅｆ＝Ｉ１Ｒｅｆ−ΔＩ１Ｒｅｆ
上記構成の直列多重インバータ制御装置１０を用いることにより、すべての運転領域において直列接続されたインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の直流入力電圧の安定した均等化制御を行うことができる。
【００７９】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、すべての運転領域において直列接続されたインバータ各々の直流入力電圧の安定した均等化制御を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の回路図。
【図２】本発明の第２の実施の形態の回路図。
【図３】本発明の第３の実施の形態の回路図。
【図４】本発明の第４の実施の形態の回路図。
【図５】本発明の第５の実施の形態の回路図。
【図６】本発明の第６の実施の形態の回路図。
【図７】提案されているインバータ制御装置の回路図。
【符号の説明】
１直列多重インバータシステム
２直流電源
３回転位置センサ
４電流検出器
１０インバータ制御装置
１１電流指令値演算部
１２電流制御部
１３直流電圧均等化制御部
１４微分器
１５均等化制御モード切替部
１６電流指令ベクトル演算部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an inverter control device that controls a serial multiple inverter system.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, the input DC voltage of an inverter that supplies electric power to a motor for driving a railway vehicle is much higher than that of a general-purpose inverter for general industrial use of about DC1500V. The problem of failure is remarkable, and furthermore, since a specially designed inverter was designed and manufactured, there was a problem that the cost was increased and the reliability was lowered.
[0003]
In contrast, the DC input terminals of each inverter are connected in series, and power is fed from a high voltage overhead line to reduce the input DC voltage of each inverter to the level of a general-purpose inverter, reducing harmonic induction disturbances. In addition, there is an inverter series multiplex system that reduces cost and improves reliability by diverting mass-produced general-purpose inverters as they are.
[0004]
In this inverter series multiplex system, the input DC voltage of each inverter is a value obtained by dividing the power supply voltage by the DC-side capacitor of each inverter, and the output torque and rotation speed of the AC motor connected to each inverter match. Otherwise, the DC voltage becomes non-uniform, and the input voltage of the specific inverter becomes an overvoltage exceeding the rated value, resulting in a problem that the inverter is damaged or a necessary torque cannot be generated at a low voltage.
[0005]
In view of such technical problems, a method has been proposed in which the DC voltage is equalized by correcting the torque command of each AC motor in accordance with the DC input voltage.
[0006]
FIG. 7 shows a circuit configuration of a conventional serial multiple inverter system 1 and an inverter control device 10 for controlling the same. In the serial multiple inverter system 1, the DC side of each of a plurality (four in the figure) of inverters INV 1 to INV 4 is connected to the DC power source 2 in four stages in series. The voltage Vdc of the DC power supply 2 is used, and the DC voltages of INV1 to INV4 are Vdc1 to Vdc4. AC motors M1 to M4 are connected to the AC outputs of INV1 to INV4 as loads. A rotational position sensor 3 is provided for detecting the rotation angle of each of the AC motors M1 to M4, and a current detector 4 is provided for detecting the AC output of each of the inverters INV1 to INV4. .
[0007]
An inverter control device 10 for the serial multiple inverter system 1 (one set in the figure, but similarly provided for each of the four sets) includes a current command value calculation unit 11 and a current control unit 12.
[0008]
First, gain G (s) (where s is a Laplace calculation) so that the deviation between the DC input voltage Vdc1 with respect to INV1 and the total DC voltage Vdc divided by the number of series stages of the inverter system 1 is zero as the feedback value. A value obtained by multiplying the value is calculated as a torque command correction value ΔTrqRef.
[0009]
The current command value calculation unit 11 receives the corrected torque command TrqRef and obtains d and q-axis current command values IdRef and IqRef.
[0010]
In the current control unit 12, the d and q axis current commands IdRef and IqRef output from the current command value calculation unit 11, the UW phase output current feedback values Iu and Iw from the current detector 4, and the rotation position sensor 3 Three-phase PWM voltage commands VuPWM, VvPWM, VwPWM are obtained and output with the motor rotational position feedback value θr as an input.
[0011]
Each of the inverters INV1 to INV4 of the inverter system 1 turns on and off each semiconductor switching element using a general triangular wave comparison PWM method based on the above three-phase voltage command to obtain a desired output voltage. Thus, each of the motors M1 to M4 is driven.
[0012]
[Patent Document 1]
JP2000-24505A.
[0013]
[Problems to be solved by the invention]
However, the conventionally proposed DC voltage equalization control method in the inverter serial multiplexing method has a problem in that stable DC voltage equalization control cannot be performed at a low speed and in a regenerative operation state.
[0014]
The operation of the DC voltage of each of the plurality of inverters whose DC sides are connected in series can be realized by the operation of electric power flowing from the inverter to the AC motor. The power flowing into the AC motor is the sum of the torque term expressed by the product of the motor torque and the motor rotation speed and the loss term consumed by the motor winding resistance. Since the term is smaller than the torque term, the DC voltage can be manipulated by manipulating the approximate torque command. The conventional equalization control system was based on this principle.
[0015]
During powering operation, if the torque command is increased, the current command amplitude also increases at the same time, and power flows in a direction that lowers the DC voltage in both the torque term and the loss term. On the other hand, during the regenerative operation, when the regenerative torque command is decreased, the current command amplitude is decreased, the torque term is the power to decrease the DC voltage, and the loss term is the power to increase the DC voltage.
[0016]
For example, consider a case where conventional control is applied to an inverter in which a DC voltage imbalance occurs for some reason and the DC voltage becomes high. In this case, in the proposed control, the regenerative torque command is made small in order to achieve equalization. However, when the torque command is reduced, the current command value calculated from the torque command is also reduced, and the electrical loss due to the current generated in the motor and the inverter is simultaneously reduced. In this case, since the rotational speed is low and the loss term cannot be ignored with respect to the torque term, the DC voltage is controlled to be higher, so that stable equalization control cannot be performed.
[0017]
The present invention has been made in view of such a conventional technical problem, and an inverter control device capable of stably performing DC equalization control in all operation regions by equalizing the series input voltage of each inverter. The purpose is to provide.
[0018]
[Means for Solving the Problems]
The invention according to claim 1, the DC side of the plurality of inverters in series, connected to one of the DC power source, a multi-series inverter system connecting the AC motor to the AC side of said plurality of inverters each, said plurality the d-axis current Id is zero is invalid alternating current motor connected to the AC side of the platform of the inverter respectively, there in the control to Louis inverter control device as the q-axis current Iq is a value corresponding to the torque command The d-axis current Id, which is a reactive current that does not contribute to the motor torque of the AC motor connected to each of the inverters, is equalized according to the DC input voltage of each of the inverters. It is characterized by operation.
[0019]
According to a second aspect of the present invention, in the inverter control device according to the first aspect, the motor of the AC motor connected to each of the inverters in an operation region where the motor rotational speed is high according to the rotational speed of the AC motor connected to each of the inverters. The d-axis current Id , which is a reactive current that does not contribute to the motor torque of the AC motor connected to each inverter in the operation region where the motor rotation speed is low, is converted into a series of each inverter according to the DC input voltage of each inverter. The operation is performed so that the input voltages are equalized.
[0020]
According to a third aspect of the present invention, there is provided the inverter control device according to the first aspect, wherein the AC motor connected to each of the inverters is operated in accordance with the operation state of the power running operation or the regenerative operation, and the AC connected to each inverter in the power running operation state. The d-axis current Id , which is a reactive current that does not contribute to the motor torque of the AC motor connected to each inverter in the regenerative operation state, is converted into a series input voltage of each inverter according to the DC input voltage of each inverter. Are characterized by being operated so as to be equalized.
[0021]
According to a fourth aspect of the present invention, in the inverter control device of the first aspect, the motor torque of the AC motor connected to each of the inverters and the d-axis current Id that is a reactive current that does not contribute to the motor torque are simultaneously obtained. The inverter is operated so that the series input voltage of each inverter is equalized according to the DC input voltage.
[0025]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 1 shows a circuit configuration of the inverter control apparatus according to the first embodiment of the present invention. The serial multiple inverter system 1 is a two-stage multiple in the illustrated embodiment, and the DC side of each of the inverters INV1 and INV2 is connected to the DC power source 2 in two stages in series. The voltage Vdc of the DC power supply 2 is used, and the DC voltages of INV1 and INV2 are Vdc1 and Vdc2. AC motors M1 and M2 are connected as loads to the AC outputs of INV1 and INV2, respectively. A rotational position sensor 3 is provided for detecting the rotational angle of the AC motor M1, and a current detector 4 is provided for detecting the AC output of the inverter INV1.
[0026]
Each set of inverter control devices 10 for the series multiple inverter system 1 according to the present embodiment includes a current command value calculation unit 11, a current control unit 12, and a DC voltage equalization control unit 13.
[0027]
Next, the control operation of the inverter control apparatus 10 having the above configuration will be described. Here, a case where AC motors M1, M2 driven by inverters INV1, INV2 are permanent magnet synchronous motors will be described as an example.
[0028]
The current command value calculation unit 11 receives the torque command TrqRef and obtains d and q axis current command values IdRef and IqRef by the following equations.
[0029]
[Expression 1]
IdRef = 0
IqRef = TrqRef / (ΦPM · Po)
Where ΦPM is the permanent magnet magnetic flux and Po is the number of pole pairs.
[0030]
In the DC voltage equalization control unit 13, the DC input voltage Vdc 1 for INV 1, the DC total voltage Vdc, and the d-axis current command IdRef output from the current command value calculation unit 11 are input, and a new d is obtained by the following calculation. The shaft current command IdRef is obtained and output.
[0031]
A value obtained by multiplying the DC input voltage Vdc1 by the gain G (s) (where s is a Laplace operator) so that the deviation between the DC input voltage Vdc1 and the DC total voltage Vdc divided by the number of series stages of the inverter system 1 is zero. Obtained as a torque command correction value ΔIdRef.
[0032]
[Expression 2]
ΔIdRef = G (s) · (Vdc1−Vdc / 2)
IdRef = IdRef−ΔIdRef
In the current control unit 12, the d-axis current command value IdRef output from the DC voltage equalization control unit 13, the q-axis current command IqRef output from the current command value calculation unit 11, and the UW phase from the current detector 4 The output current feedback values Iu, Iw and the motor rotational position feedback value θr from the rotational position sensor 3 are input, and the three-phase PWM voltage commands VuPWM, VvPWM, VwPWM are obtained and output by the following calculation.
[0033]
First, the current control unit 12 obtains d and q axis current feedback values Id and Iq from Iu, Iw, and θr as follows using a general coordinate transformation formula.
[0034]
[Equation 3]

However, θr is a motor rotor phase, and the dq axis coordinates rotate in synchronization.
[0035]
Next, the current control unit 12 performs current feedback control so that the deviation between the d-axis current Id and the d-axis current command IdRef and the deviation between the q-axis current Iq and the q-axis current command IqRef are each zero, The voltage command Vd and the q-axis voltage command Vq are obtained by the following equations.
[0036]
[Expression 4]

Here, Kp is a proportional gain, and Ki is an integral gain.
[0037]
Subsequently, the current control unit 12 obtains three-phase voltage commands VuPWM, VvPWM, and VwPWM using the d and q axis voltage commands Vd and Vq and the motor rotation position feedback value θr.
[0038]
[Equation 5]

Each of the inverters INV1 and INV2 of the inverter system 1 turns on and off each semiconductor switching element using a general triangular wave comparison PWM method based on the above three-phase voltage command to obtain a desired output voltage. To drive each of the motors M1 and M2.
[0039]
By using the inverter control device 10 for the serial multiple inverter system 1 having the above-described configuration, stable equalization control of the DC input voltages of the inverters INV1 and INV2 connected in series can be performed even in a low speed and regenerative operation region.
[0040]
Next, the inverter control apparatus of the 2nd Embodiment of this invention is demonstrated using FIG. The serial multiple inverter control device 10 in the second embodiment is for the serial multiple inverter system 1 similar to that in the first embodiment shown in FIG. 1, and includes a current command value calculation unit 11 and a current control unit. 12, a DC voltage equalization control unit 13, a differentiator 14, and an equalization control mode switching unit 15.
[0041]
The operation of the current control unit 12 is the same as that of the first embodiment shown in FIG.
[0042]
In the equalization control mode switching unit 15, the rotational angular frequency ωr obtained by differentiating the rotational position feedback θr with the differentiator 14 is input, and the DC voltage equalization control mode setting flag VbalMODE is set by the following conditional branching. Find and output.
[0043]
[Formula 6]
When ωr> ωr0, VbalMODE = 1
When ωr <ωr0, VbalMODE = 0
However, ωr0 may be a fixed value of about 10% with respect to the maximum rotational angular frequency ωrMax, or may be set to an angular frequency ωr that satisfies the following expression.
[0044]
[Expression 7]

Here, R is a motor winding resistance, and α is a positive constant.
[0045]
In the DC voltage equalization control unit 13, the DC input voltage Vdc1, the DC total voltage Vdc, the d-axis current command IdRef output from the current command value calculation unit 11, the torque command TrqRef, and the equalization control mode switching unit 14, the equalization control mode flag VbalMODE output from 14 is input, and a new d-axis current command IdRef and a new torque command TrqRef are obtained and output by the following calculation.
[0046]
Torque the value obtained by multiplying the DC input voltage Vdc1 by the gain G (s) (where s is a Laplace operator) so that the difference between the DC input voltage Vdc1 and the total DC voltage Vdc divided by the number of serial stages of the inverter system is zero. Obtained as a command correction value ΔIdRef.
[0047]
[Equation 8]
(1) When VbalMODE = 0 (equivalent to low speed rotation)
ΔIdRef = G (s) · (Vdc1−Vdc / 2)
ΔTrqRef = 0
(2) When VbalMODE = 1 (equivalent to high-speed rotation)
ΔIdRef = 0
ΔTrqRef = H (s) · (Vdc1−Vdc / 2)
Then, IdRef and TrqRef are obtained as follows.
[0048]
IdRef = IdRef−ΔIdRef
TrqRef = TrqRef−ΔTrqRef
The current command value calculation unit 11 receives the torque command TrqRef output from the DC voltage equalization control unit 15 and obtains d and q-axis current command values IdRef and IqRef by the following equations.
[0049]
[Equation 9]
IdRef = 0
IqRef = TrqRef / (ΦPM · Po)
Here, ΦPM is a permanent magnet magnetic flux, and Po is the number of pole pairs.
[0050]
By using the inverter control device 10 for the serial multiple inverter system 1 having the above-described configuration, it is possible to perform stable equalization control of the DC input voltage of the inverter systems connected in series in all operation regions.
[0051]
Next, the inverter control apparatus of the 3rd Embodiment of this invention is demonstrated using FIG. The serial multiple inverter control device 10 in the third embodiment is for an inverter system similar to the serial multiple inverter system 1 in the first embodiment shown in FIG. A control unit 12 and a DC voltage equalization control unit 13 are included.
[0052]
The calculation processing operations of the current command value calculation unit 11 and the current control unit 12 are the same as those in the second embodiment.
[0053]
As a feature of the present embodiment, in the DC voltage equalization control unit 13, the DC input voltage Vdc1, the DC total voltage Vdc, the d-axis current command IdRef output from the current command value calculation unit 11, and the torque command TrqRef Then, a new d-axis current command IdRef and a new torque command TrqRef are obtained by the following calculation using the power running / regeneration switching command PBmode (power running command = 1, regeneration command = 0) given from the outside such as a vehicle cab. Output.
[0054]
A value obtained by multiplying the DC input voltage Vdc1 by the gain G (s) (where s is a Laplace operator) so that the deviation between the DC input voltage Vdc1 and the DC total voltage Vdc divided by the number of series stages of the inverter system 1 is zero. Obtained as a torque command correction value ΔIdRef.
[0055]
[Expression 10]
(1) When PBmode = 0 (corresponding to regeneration command)
ΔIdRef = G (s) · (Vdc1−Vdc / 2)
ΔTrqRef = 0
(2) When PBmode = 1 (corresponding to power running command)
ΔIdRef = 0
ΔTrqRef = H (s) · (Vdc1−Vdc / 2)
Then, IdRef and TrqRef are obtained as follows.
[0056]
IdRef = IdRef−ΔIdRef
TrqRef = TrqRef−ΔTrqRef
By using the inverter control device 10 for the series multiple inverter system having the above configuration, stable equalization control of the DC input voltages of the inverters INV1 and INV2 connected in series can be performed in all operation regions.
[0057]
Next, the inverter control apparatus of the 4th Embodiment of this invention is demonstrated using FIG. The inverter control device 10 of the fourth embodiment is for an inverter system similar to the serial multiple inverter system 1 in the first embodiment shown in FIG. 1, and includes a current command value calculation unit 11 and a current control unit 12. And a DC voltage equalization control unit 13.
[0058]
The operations of the current command value calculation unit 11 and the current control unit 12 are the same as those in the second embodiment.
[0059]
As a feature of the present embodiment, in the DC voltage equalization control unit 13, the DC input voltage Vdc1, the DC total voltage Vdc, the d-axis current command IdRef output from the current command value calculation unit 11, and the torque command TrqRef Are input and a new d-axis current command IdRef and a new torque command TrqRef are obtained and output by the following calculation.
[0060]
Torque the value obtained by multiplying the DC input voltage Vdc1 by the gain G (s) (where s is a Laplace operator) so that the deviation between the DC input voltage Vdc1 and the total DC voltage Vdc divided by two inverter stages is zero. Obtained as a command correction value ΔIdRef.
[0061]
[Expression 11]
ΔIdRef = G (s) · (Vdc1−Vdc / 2)
ΔTrqRef = H (s) · (Vdc1−Vdc / 2)
Then, Idref and TrqRef are obtained as follows.
[0062]
IdRef = IdRef−ΔIdRef
TrqRef = TrqRef−ΔTrqRef
According to the inverter control device 10 for the serial multiple inverter system 1 having the above-described configuration, stable equalization control of the DC input voltages of the inverters INV1 and INV2 connected in series can be performed in all operation regions.
[0063]
Next, the inverter control apparatus of the 5th Embodiment of this invention is demonstrated using FIG. The serial multiple inverter control apparatus 10 in the fifth embodiment is for the serial multiple inverter system 1 having the same configuration as that of the first embodiment shown in FIG. 1, and includes a current command value calculation unit 11, current control, and the like. The unit 12 includes a DC voltage equalization control unit 13 and a current command vector calculation unit 16.
[0064]
The operation of the current control unit 12 is the same as that in the first embodiment.
[0065]
The current command vector calculation unit 16 first obtains the d and q-axis current command values IdRef and IqRef by the following formula using the torque command TrqRef as an input.
[0066]
[Expression 12]
IdRef = 0
IqRef = TrqRef / (ΦPM · Po)
Where ΦPM is the permanent magnet magnetic flux and Po is the number of pole pairs.
[0067]
Next, the current command vector calculation unit 16 obtains and outputs the current command vector angle δ and the current command vector amplitude I1Ref by the following calculation from the calculated d and q axis current commands.
[0068]
[Formula 13]

In the DC voltage equalization control unit 13, the DC input voltage Vdc1, the DC total voltage Vdc, the current command vector angle δ output from the current command vector calculation unit 16, and power running regeneration given from outside such as a vehicle cab. With the switching command PBmode (power running command = 1, regenerative command = 0) as an input, a new current command vector angle δ is obtained and output by the following calculation.
[0069]
A gain G (s) (where s is a Laplace operator) was applied so that the deviation between the DC input voltage Vdc1 and the DC total voltage Vdc divided by two serial stages of the serial multiple inverter system 1 was zero. The value is obtained as a current command vector angle correction value Δδ.
[0070]
[Expression 14]
(1) When PBmode = 0 (corresponding to regeneration command)
Δδ = −G (s) · (Vdc1−Vdc / 2)
(2) When PBmode = 1 (corresponding to power running command)
Δδ = G (s) · (Vdc1−Vdc / 2)
Then, δ is obtained as follows.
[0071]
δ = δ−Δδ
In the current command calculation unit 11, the current command vector amplitude I1Ref output from the current command vector calculation unit 16 and the current command vector angle δ output from the DC voltage equalization control unit 13 are input, and d is calculated by the following calculation. , Q-axis current commands IdRef, IqRef are obtained and output.
[0072]
[Expression 15]
IdRef = I1Ref × cos (δ)
IqRef = I1Ref × sin (δ)
By using the inverter control device 10 for the serial multiple inverter system 1 having the above-described configuration, stable equalization control of the DC input voltages of the inverters INV1 and INV2 connected in series can be performed in all operation regions.
[0073]
Next, the inverter control apparatus of the 6th Embodiment of this invention is demonstrated using FIG. The serial multiple inverter control device 10 in the sixth embodiment is for the DC multiple inverter system 1 as in the first embodiment shown in FIG. 1, and includes a current command value calculation unit 11 and a current control unit 12. And a DC voltage equalization control unit 13 and a current command vector calculation unit 16.
[0074]
The calculation processing operations of the current command vector calculation unit 16, the current command calculation unit 11, and the current control unit 12 are the same as those in the fifth embodiment.
[0075]
In the DC voltage equalization control unit 13 which is a feature of the present embodiment, the DC input voltage Vdc1, the total DC voltage Vdc, the current command vector amplitude I1Ref output from the current command vector calculation unit 16, and the vehicle cab A power running regeneration switching command PBmode (power running command = 1, regeneration command = 0) given from the outside is input and a new current command vector amplitude I1Ref is obtained and output by the following calculation.
[0076]
A value obtained by multiplying the DC input voltage Vdc1 by the gain G (s) (where s is a Laplace operator) so that the deviation between the DC input voltage Vdc1 and the DC total voltage Vdc divided by the number of series stages of the inverter system 1 is zero. Obtained as a current command vector angle correction value Δδ.
[0077]
[Expression 16]
(1) When PBmode = 0 (corresponding to regeneration command)
ΔI1Ref = −G (s) · (Vdc1−Vdc / 2)
(2) When PBmode = 1 (corresponding to power running command)
ΔI1Ref = G (s) · (Vdc1−Vdc / 2)
Then, I1Ref is obtained as follows.
[0078]
I1Ref = I1Ref−ΔI1Ref
By using the serial multiple inverter control device 10 having the above configuration, stable equalization control of the DC input voltages of the inverters INV1 and INV2 connected in series can be performed in all operation regions.
[0079]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, stable equalization control of the DC input voltage of each inverter connected in series can be performed in all operation regions.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram of a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a circuit diagram of a third embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a circuit diagram of a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a circuit diagram of a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a circuit diagram of a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a circuit diagram of a proposed inverter control device.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Series multiple inverter system 2 DC power supply 3 Rotation position sensor 4 Current detector 10 Inverter control apparatus 11 Current command value calculating part 12 Current control part 13 DC voltage equalization control part 14 Differentiator 15 Equalization control mode switching part 16 Current instruction Vector operation part

Claims

A series multiple inverter system in which the DC side of a plurality of inverters is connected in series to a single DC power source and an AC motor is connected to the AC side of each of the plurality of inverters is connected to the AC side of each of the plurality of inverters. is connected ineffective current in the AC motor to d-axis current Id 0, a control to Louis inverter control device as the q-axis current Iq is a value corresponding to the torque command, the
The d-axis current Id , which is a reactive current that does not contribute to the motor torque of the AC motor connected to each inverter , is operated according to the DC input voltage of each inverter so that the series input voltage of each inverter is equalized. An inverter control device characterized by that.

In accordance with the rotational speed of the AC motor connected to the inverter, respectively, the motor rotational speed is high operating range of the motor torque of the AC motor connected to the inverter, respectively, are connected to an inverter, respectively in the motor rotational speed is low operating region It was in accordance with a reactive current d-axis current Id that does not contribute to motor torque of the AC motor into a DC input voltage of the inverter, respectively, according to the series input voltage of the inverter, respectively, characterized in that the manipulated so as to equalize The inverter control device according to Item 1 .

Said AC motor connected to the inverter, each depending on the operating state or the regenerative operation or the power running operation, the motor torque of the AC motor connected to the inverter, respectively a power running state, which is connected to an inverter, respectively the regenerative operation state which is a reactive current which does not contribute to motor torque of AC motor d-axis current Id in response to the DC input voltage of the inverter, respectively, according to claim 1, the serial input voltage of the inverter, respectively, characterized in that the manipulated so as to equalize The inverter control device described in 1 .

Said inverter respectively connected to the AC motor motor torque and the d-axis current Id is a reactive current not contributing to the motor torque at the same time, equally serial input voltage of the inverter, each in accordance with the DC input voltage of the inverter, respectively The inverter control device according to claim 1, wherein the inverter control device is operated so as to be