JP4146172B2

JP4146172B2 - Elevator control device

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Publication number: JP4146172B2
Application number: JP2002182596A
Authority: JP
Inventors: 泰明武田
Original assignee: Toshiba Elevator Co Ltd
Current assignee: Toshiba Elevator and Building Systems Corp
Priority date: 2002-06-24
Filing date: 2002-06-24
Publication date: 2008-09-03
Anticipated expiration: 2022-06-24
Also published as: KR100574265B1; CN1310420C; WO2004001952A1; TW593113B; CN1557045A; CN1927686A; KR20040019405A; JP2004032849A; CN1927686B; TW200400910A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はエレベータの制御装置に係り、特に、多巻線モータで構成する巻上機を複数のインバータ装置及びコンバータ装置を接続して駆動する大容量エレベータの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
大容量の超々高速エレベータや上かごと下かごが連結されたダブルデッキエレベータの駆動装置は、複数のインバータ装置及びコンバータ装置でモータの制御を行う。
【０００３】
近年、建物は高層化が進み、乗客の大量輸送を目的とした超々高速エレベータや、一度に２台分の乗客を輸送できるダブルデッキエレベータが利用される。このようなエレベータを駆動するモータは容量が大きい多巻線モータを使用する。その制御を行う制御装置はインバータ装置及びコンバータ装置を複数台接続してモータの制御を行う構成をとる。例えば、従来のシステム例を図１０に示す。
【０００４】
同図に示すように、電源１０１にコンバータ１０２aとコンバータ１０２ｂが並列に接続されている。コンバータ１０２ａにインバータ１０３ａを接続し、コンバータ１０２ａとインバータ１０３ａ間にコンデンサ１０４ａを接続する。コンバータ１０２ｂにインバータ１０３ｂを接続し、コンバータ１０２ｂとインバータ１０３ｂ間にコンデンサ１０４ｂを接続する。巻上機１０６のモータが例えば２巻線モータとすると巻線Ａに対してインバータ１０３ａを接続し、巻線Ｂに対してインバータ１０３ｂを接続する。
【０００５】
かご１０８はカウンターウエート１０７とメインロープ１０９で接続され、メインロープ１０９は巻上機１０６にかけられておりかご１０８が上昇下降できるようになっている。
【０００６】
制御構成として、例えば、インバータ１０３ａとインバータ１０３ｂには制御手段１０５ａが接続されておりインバータの制御を行う。コンバータ１０２ａとコンバータ１０２ｂには制御手段１０５ｂが接続されておりコンバータの制御を行うようになっている。
【０００７】
巻上機１０６のモータ軸には回転検出器（回転センサ）１１０が接続されており、その出力は制御手段１０５ａが入力できるようになっている。エレベータの運転制御は制御手段１０５ａが行う。エレベータ速度指令ω^*と回転センサ１１０からの速度フィードバックから速度制御部はトルク指令Ｔｍを演算し、１／２の電流指令をＡ系、Ｂ系の電流制御部へそれぞれ与える。
【０００８】
インバータ１０３ａの出力側、及びインバータ１０３ｂの出力側には電流検出器１１２ｃ、及び電流検出器１１２ｄを接続し、その出力を制御手段１０５ａが入力できるようになっている。Ａ系、Ｂ系の電流制御部にそれぞれのフィードバック電流が与えられ、電圧指令Ｖｄａ^*、Ｖｑａ^*、Ｖｄｂ^*、Ｖｑｂ^*を出力する。各電圧指令はＰＷＭ制御部に与えられ、ゲート信号ＧＡＴＥ＿Ａ、ＧＡＴＥ＿Ｂをそれぞれインバータ１０３ａ、インバータ１０３ｂに出力し、巻上機１０６の２巻線モータを制御する。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、このようなエレベータの制御装置では次のような問題がある。巻上機１０６のモータのＡ巻線とＢ巻線のアンバランスや製造精度、インバータ１０３ａと１０３ｂの素子のスイッチング動作のバラツキで出力電圧に不均等が生じＡ系とＢ系で電流アンバランスとなる。モータの磁極位置を検出する回転検出器１１０は１つであるためモータの構造によっては、例えばシーブの左右にＡ系とＢ系の巻線がそれぞれ内蔵されるような構造となっている場合はＡ系とＢ系で磁極位置が異なるので、磁極位置をＡ系、Ｂ系で個別に合わせなければならないが、調整できていない場合は出力電流にアンバランスが生じる。
【００１０】
このような状態になれば、例えばＡ系インバータの出力は指令通り出力されたがＢ系インバータの電流が十分流れなかった場合は、制御回路としてはＢ系に電流を流そうと補正する様に動作する。Ｂ系に流そうとすると今度はＡ系に必要な電流値とずれるためトルクリップルが生じる。また電流が十分に出力できないとトルク指令自体も変動する。このような状態が繰り返されて、縦振動が発生するため乗り心地が悪くなる。
【００１１】
またモータの構造によって、例えばシーブの左右にＡ系とＢ系の巻線がそれぞれ内蔵されるような構造となっている場合は、Ａ系とＢ系の電流アンバランスにより左右で偏振するため振動が発生して乗り心地に影響したり、モータ回転軸のベアリングが破損するなど機構的に故障することが考えられる。
【００１２】
本発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、多巻線モータを複数のインバータ装置で駆動する場合の電流アンバランスによる効率の低下を改善するとともに、振動を抑制し、乗り心地を改善することができるエレベータの制御装置を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載の発明は、エレベータを昇降させる多巻線モータで構成する巻上機と、多巻線モータを駆動するための複数のインバータ装置及びコンバータ装置と、多巻線モータの軸の回転位置を検出する回転検出手段と、インバータ装置及びコンバータ装置を制御する制御手段とを備えたエレベータの制御装置において、制御手段は、各モータ巻線の系統に個別に設けられた電流制御手段と、各系統のインバータ装置の出力側で検出された電流を３相・２相変換して、フィードバック電流として各系統の電流制御手段に入力する３相・２相変換手段と、各系統の電流制御手段の出力を２相・３相変換して、各系統のインバータ装置を制御するＰＷＭ回路に入力する２相・３相変換手段とを備え、各系統の３相・２相変換手段および２相・３相変換手段に与えられる回転検出手段からの出力に対し、多巻線モータを手動で回転させたときの誘起電圧の位相値を用いて決定された固定値をそれぞれ磁極調整要素として加算することにより磁極調整して、ｑ軸電流を均一に制御し磁束を各系統で均等に制御することを特徴とする。
【００１４】
この発明によれば、各モータ巻線の系統に個別の電流制御手段を設け同一トルク指令を与えｑ軸電流を均一に制御し磁束を各系統で均等にすることで、各モータ巻線系統の電流アンバランスを改善しインバータの効率の低下によるエレベータの異常停止を防止でき、また振動による乗り心地を改善することができる。
【００１５】
請求項２に記載の発明は、エレベータを昇降させる多巻線モータで構成する巻上機と、多巻線モータを駆動するための複数のインバータ装置及びコンバータ装置と、多巻線モータの軸の回転位置を検出する回転検出手段と、インバータ装置及びコンバータ装置を制御する制御手段とを備えたエレベータの制御装置において、制御手段は、各モータ巻線の系統に個別に設けられた電流制御手段と、各系統のインバータ装置の出力側で検出された電流を３相・２相変換して、フィードバック電流として各系統の電流制御手段に入力する３相・２相変換手段と、各系統の電流制御手段の出力を２相・３相変換して、各系統のインバータ装置を制御するＰＷＭ回路に入力する２相・３相変換手段とを備え、各系統の３相・２相変換手段および２相・３相変換手段に与えられる回転検出手段からの出力のうち少なくとも一つの系統の３相・２相変換手段および２相・３相変換手段に与えられる出力に対し、各系統のモータ巻線に所定の電流を流したときの応答時定数が一致するように決定された補正値を磁極補正要素として加算することにより、磁極位置を補正することを特徴とする。
【００１６】
この発明によれば、それぞれの系の電流応答が一致するように磁極位置を補正することにより、各モータ巻線系統の電流アンバランスを改善しインバータの効率の低下によるエレベータの異常停止を防止でき、また振動による乗り心地を改善することができる。
【００１７】
請求項３に記載の発明は、エレベータを昇降させる多巻線モータで構成する巻上機と、多巻線モータを駆動するための複数のインバータ装置及びコンバータ装置と、多巻線モータの軸の回転位置を検出する回転検出手段と、インバータ装置及びコンバータ装置を制御する制御手段とを備えたエレベータの制御装置において、制御手段は、各モータ巻線の系統に個別に設けられた電流制御手段と、各系統のインバータ装置の出力側で検出された電流を３相・２相変換して、フィードバック電流として各系統の電流制御手段に入力する３相・２相変換手段と、各系統の電流制御手段の出力を２相・３相変換して、各系統のインバータ装置を制御するＰＷＭ回路に入力する２相・３相変換手段とを備え、各系統の３相・２相変換手段から各系統の電流制御手段に入力されるｄ軸側のフィードバック電流を比較し、電流値が小さい系統のｄ軸電流を正の方向に流して永久磁石と同じ方向の磁束を強めるように、あるいは電流値が大きい系統のｄ軸電流を負の方向に流して永久磁石と同じ方向の磁束を弱めるように、磁束を調整し、各巻線系統で誘起される電圧を均等に制御することで各系統の電流を均等に制御することを特徴とする。
【００１８】
この発明によれば、ｄ軸電流により永久磁石の磁束方向の磁束を調整し各巻線系統での磁束を調整し電圧を均等に制御することで、各系統の電流を均等に制御しインバータの効率の低下によるエレベータの異常停止を防止でき、また振動による乗り心地を改善することができる。
【００１９】
請求項４に記載の発明は、エレベータを昇降させる多巻線モータで構成する巻上機と、多巻線モータを駆動するための複数のインバータ装置及びコンバータ装置と、多巻線モータの軸の回転位置を検出する回転検出手段と、インバータ装置及びコンバータ装置を制御する制御手段とを備えたエレベータの制御装置において、制御手段は、各モータ巻線の系統に個別に設けられた電流制御手段と、各系統のインバータ装置の出力側で検出された電流を３相・２相変換して、フィードバック電流として各系統の電流制御手段に入力する３相・２相変換手段と、各系統の電流制御手段の出力を２相・３相変換して、各系統のインバータ装置を制御するＰＷＭ回路に入力する２相・３相変換手段とを備え、低速運転時には必要な磁束を得るために各系統で磁束を打ち消し合う方向に磁束を発生させるように電機子電流を流すように制御することを特徴とする。
【００２０】
この発明によれば、低速運転時には必要な磁束を得るために各系統で磁束を打ち消し合う方向に発生させるように電機子電流を流すことによりデッドタイムの影響を受けない程度の電流を流すことができ、乗客負荷最大の減速着床運転時のようなデッドタイムが影響して発生する振動による乗り心地を改善することができる。
【００２１】
請求項５に記載の発明は、請求項１乃至請求項４のいずれかに記載のエレベータの制御装置において、各系統のインバータ装置の出力側で検出された電流の比をアンバランス比として演算するアンバランス比演算手段と、このアンバランス比演算手段の出力とアンバランスしきい値を比較する比較手段と、この比較手段により比較された結果、アンバランス比演算手段の出力がアンバランスしきい値を超えた場合に、これを報知する報知手段とを備え、アンバランスしきい値は、インバータ装置が過電流で停止することを防止するために設定された値として、各系統のインバータ装置の過電流を検出するための所定の割合の値より低い一定の割合だけ一つの系統の電流が低下したときの値と他の系統の電流が一定の割合だけ増加したときの値との比、あるいは一つの系統の電流が一定の割合だけ増加したときの値と他の系統の電流が一定の割合だけ低下したときの値との比に基づいて設定されたことを特徴とする。
【００２２】
この発明によれば、アンバランスしきい値を超えた場合は、報知手段によりワーニング発報することで、電流アンバランスが改善しない場合はメンテナンスの必要性を促すことができるため、電流アンバランスによる故障停止を防止することができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施形態について詳細に説明する。なお、以下の図において、同符号は同一部分または対応部分を示す。
【００２４】
（第１の実施の形態）
図１は本発明の第１の実施形態のシステム構成例を示している。同図に示すように、電源１にコンバータ２ａとコンバータ２ｂが並列に接続されている。コンバータ２ａにインバータ３ａを接続し、コンバータ２ａとインバータ３ａ間にコンデンサ４ａを接続する。コンバータ２ｂにインバータ３ｂを接続し、コンバータ２ｂとインバータ３ｂ間にコンデンサ４ｂを接続する。巻上機６は、２巻線永久磁石式同期モータで構成し、巻線Ａに対してインバータ３ａを接続し、巻線Ｂに対してインバータ３ｂを接続する。巻上機６のモータ軸には回転検出器（回転センサ）１０が接続されておりその出力は制御手段５ａが入力できるようになっている。
【００２５】
かご８はカウンターウエート７とメインロープ９で接続され、メインロープ９は巻上機６にかけられておりかご８が上昇下降できるようになっている。かご８とカウンターウエート７はコンペン１３によりコンペンシーブ１４を介して接続されている。
【００２６】
制御構成として、例えば、インバータ３ａとインバータ３ｂには制御手段５ａが接続されておりインバータの制御を行う。コンバータ２ａとコンバータ２ｂには制御手段５ｂが接続されておりコンバータの制御を行うようになっている。コンバータ２ａ、２ｂ、インバータ３ａ、３ｂにはそれぞれ電流検出器１２ａ、１２ｂ、１２ｃ、１２ｄが、直流部には電圧検出器１５ａ、１５ｂがそれぞれ設けられておりその出力は制御手段５ａ及び制御手段５ｂで検出できる。制御手段５ａと制御手段５ｂは通信手段１１で接続されており、お互いの情報交換を行うことができる。
【００２７】
また、制御構成として、回転検出器１０の出力θに対しＡ系、Ｂ系それぞれで調整要素を加える。なお、調整要素としては、調整時にモータを手動で回転させて誘起電圧の位相から固定値を決定し、この固定値を磁極調整要素θａｄｊａ、θａｄｊｂとして入力する。さらにＡ系、Ｂ系それぞれに対し、磁極調整要素θａｄｊａ、θａｄｊｂを追加したθａ、θｂを３相・２相変換部（検出電流ｄｑ変換部）と２相・３相変換部へ与える。また回転検出器１０の出力θは速度検出手段に入力される。速度検出手段の出力ωと速度指令ω^*の差をとり、その結果を速度制御部へ出力する。電流検出器１２ａ、１２cにより検出した信号を３相・２相変換部（検出電流ｄｑ変換部）で３相・２相変換する。
【００２８】
速度制御部で演算した結果をＡ系及びＢ系の電流制御部へ共通に与える。トルク指令（ｑ軸電流指令）とＡ系の電流フィードバック値およびＢ系の電流フィードバック値との差をとり、それぞれの系の電流制御部へ出力する。電流制御部の出力は２相・３相変換し、それぞれの系のＰＷＭ回路へ出力され、Ａ系インバータ３ａヘＧＡＴＥ＿Ａ信号を、Ｂ系インバータ３ｂヘＧＡＴＥ＿Ｂ信号をそれぞれ出力してインバータの制御を行う。磁束は電機子インダクタンスＬと電流Ｉｑからφ＝Ｌ×IｑでありこれをＡ系とＢ系で均一になるようにできる。モータ回転時の誘起電力はｅｑ＝ωφでありＡ系Ｂ系でφが同一であれば誘起電圧は、Ａ系Ｂ系で同じとなる。従って、Ａ系とＢ系でモータの端子間電圧Ｖｄのアンバランスがなくなるためにモータ電流はＡ系とＢ系では均一となる。
【００２９】
なお、２相軸上の電圧値Ｖｄ、Ｖｑは次式で表わされる。
【００３０】
【数１】

【００３１】
ただし、Ｒ：インピーダンス、Ｌ：インダクタンス、
Ｐ：微分演算子、ｅｄ、ｅｑ:誘起電力。
【００３２】
以上のように、多巻線永久磁石式同期式モータの各モータ巻線の系統に個別の電流制御手段を設け、同一トルク指令を与え、磁極調整してｑ軸電流を均一に制御して磁束を均等に制御することで、各モータ巻線系統の電流アンバランスを改善しインバータの効率の低下によるエレベータの異常停止を防止でき、また振動による乗り心地を改善することができる。
【００３３】
（第２の実施の形態）
以下、本発明の第２の実施形態について、図２を参照して説明する。図２に示すこの実施形態の構成は、図１と同様であるが、制御構成として、回転検出手段１０の出力θに対しＡ系、Ｂ系それぞれで磁極調整要素θａｄｊａおよびθａｄｊｂを加えるとともに、さらにＡ系、Ｂ系それぞれに対し磁極補正要素Δθａ、Δθｂを追加したθａ、θｂを３相２相変換部（検出電流ｄｑ変換部）と２相・３相変換部へ与える。
【００３４】
次に、磁極補正要素Δθａ、Δθｂの演算方法について説明する。永久磁石式同期電動機の場合、磁極位置と電機子インダクタンスの関係は磁石の磁束方向と同方向に電流を流した時に鉄心の磁気飽和によりインダクタンスが小さくなり、磁石の磁束方向と直交方向に電流を流した時、インダクタンスが大きくなることがわかっている。磁極位置θとインダクタンスＬの関係は図３のように表わされる。そこで、エレベータが停止中にＡ系、Ｂ系それぞれに対してモータの回転子の磁極位置と９０°進み方向（Ａ系：θａｄｊａ＋９０°方向、Ｂ系：θａｄｊｂ＋９０°方向）にステップ波を流し、その電流応答τａとτｂを測定する。モータの応答時定数はτ＝Ｌ／Ｒで表される。モータのＬとＲはあらかじめ分かっている値であるため、その値をτ０＝Ｌ０／Ｒ０とあらわす。測定した結果、Ａ系の時定数τａとＢ系の時定数τｂとする。例えば時定数τａがτｂよりもτ０に近かったとすると、Ｂ応答をＡ系の応答に合わせるようにする。磁極位置はあらかじめある程度９０度付近に合わされており、モータの製造上１８０度磁極がずれていることはないと考えれば、次のように補正ができる。図３のように、Ｂ系の応答がＡ系に比べて速かったとすると、Ｌの値を増やす方向（角度としてはπの方向）へΔθｂ１を補正して、それに対し９０°進み方向（θａｄｊｂ＋Δθｂ１＋９０°方向）へ再度応答を測定する。応答が一致すればその値を補正値として決定する。応答が一致しなければ合うまでｎ回繰り返し一致したところの補正角ｎΔθｂ１を補正値Δθｂとして決定する。
【００３５】
以上のように、２巻線永久磁石式同期モータをＡ系、Ｂ系で電流応答を一致するように磁極を補正することで、磁極位置の調整ずれによる各モータ巻線系統の電流アンバランスを改善しインバータの効率の低下によるエレベータの異常停止を防止でき、また振動による乗り心地を改善することができる。
【００３６】
（第３の実施の形態）
以下、本発明の実施形態について、図４を参照して説明する。この実施形態の基本構成は、図１とほぼ同様であるが、電流制御部に磁束補正手段を追加しており変更となる電流制御部を図４に示す。
【００３７】
Ａ系について説明する。トルク指令Ｔｍはｑ軸電流指令Ｉｑａ^*としてフィードバック値Iｑａとの差分をとりＰI制御部へ出力する。ｄ軸側はＡ系とＢ系のフィードバック値IｄａとIｄｂをそれぞれｄ軸磁束補正演算部４１ａへ入力する。その出力とフィードバック値Iｄａとの差分をとりＰI制御部へ出力する。ｄ軸、ｑ軸のＰI制御出力を２相・３相変換部へ入力する。２相・３相変換はＡ系の角θａにて変換しその出力である電圧指令をＰＷＭ部へ出力する。Ｂ系においても同様の構成で、トルク指令はＡ系と共通のＴｍを入力し、ｑ軸電流指令としてフィードバック値Iｑｂとの差分をとりＰI制御部へ出力する。ｄ軸側はＡ系とＢ系のフィードバック値IｄａとIｄｂをｄ軸磁束補正演算部４１ｂへ入力する。その出力とフィードバック値Iｄｂとの差分をとりＰI制御部へ出力する。ｄ軸、ｑ軸のＰI制御出力を２相・３相変換部へ入力する。２相・３相変換はＢ系の角θｂにて変換しその出力である電圧指令をＰＷＭ部へ出力する。
【００３８】
ｄ軸磁束補正演算部４１はＡ系とＢ系のフィードバック電流IｑａとIｑｂから例えば大小比較をし、Ｂ系が小さかったとするとＢ系のｄ軸電流Iｄｂを正の方向に流して磁石と同方向の磁束を強め誘起される電圧を増加させる。Ａ系とＢ系の電圧Ｖｑが一致する様に磁石と同方向の磁束補正をかけることで電流を均一にすることができる。
【００３９】
また、磁束の補正は電流が大きい方の系の電圧を下げるように例えばＢ系が大きかったとするとｄ軸電流Iｄｂを負の方向に流して磁石と同方向の磁束を弱め誘起される電圧を減少させるようにしてもよい。
【００４０】
以上のように、各系統で永久磁石の磁束にバラツキがあってもｄ軸電流により永久磁石の磁束方向の磁束を調整し各巻線系統での磁束を調整し電圧を均等に制御することで各系統の電流を均等に制御しインバータの効率の低下によるエレベータの異常停止を防止でき、また振動による乗り心地を改善することができる。
【００４１】
（第４の実施の形態）
以下、本発明の第４の実施形態について、図５〜図８を参照して説明する。通常はＡ系とＢ系で同一の磁束を発生させるように電機子電流を流すが、モータヘの負荷が軽い状態で運転する時はあまり電流を流さない状態となり、デッドタイムが影響してくる。デッドタイムはＰ側とＮ側で短絡しないように双方の素子を一定時間ＯＦＦするものであり、インバータの出力電流が十分大きければデッドタイムの波形ひずみはなく、零クロス付近の小さい時はデッドタイムの影響により電流波形が正弦波とならずにひずむ。これが影響して振動が発生しエレベータの乗心地に影響する。その波形例が図６である。電流波形例１がデッドタイムの影響を受けた波形例、電流波形例２が十分電流を流した時の波形例を示す。
【００４２】
次にこの実施形態の構成について説明する。構成は図１と同様である。ただし制御構成を変更し、その制御ブロック図を図５に示す。図１の構成に対し電流制御部に磁束演算部５１を追加しＡ系の電流指令とＢ系の電流指令にそれぞれ出力されるようになっている。モータの構成としてＡ系とＢ系の巻線が１つの鉄心に巻かれた構成の場合、通常はＡ系とＢ系で磁束を発生する方向を同一方向とし必要な磁束φ１を発生する（φ１＝φａ＋φｂ）。Ａ系とＢ系で磁束を発生する方向を打ち消し合うように出力することで十分電流を流して必要な磁束を得ることができる（φ１＝φａ−φｂ）。
【００４３】
磁束演算部５１では、トルク指令Ｔｍを入力しトルク指令がＴ１よりも小さい時は、例えばφ１の磁束が必要な場合、Ａ系の電流指令はIｑａｘを出力しφａを発生させ、磁束演算部５１内の磁束反転部においてＢ系は合成磁束がφ１となるような電流指令Iｑｂxを出力し磁束φｂを発生させる。すなわち、Ａ系はＢ系の電流指令との総和がトルク指令と一致するような電流指令Iｑａｘを出力し磁束φａを発生させる（図７）。
【００４４】
図８にフローチャートを示す。同図により、磁束演算部５１の動作を説明する。ステップｓ８０１でトルク指令Ｔｍを入力する。ステップｓ８０２でトルクＴｍとＴ１を比較する。Ｔｍが小さかったらステップｓ８０３へ進む。ステップｓ８０３では相反磁束制御を行う。ステップｓ２でＴｍが大きかったらステップｓ８０４に進み、通常制御を行う。このように、トルク指令ＴｍがＴ１より小さいとき、Ａ系とＢ系で磁束を打ち消す方向に発生させることにより結果として必要な磁束φ１を得る。
【００４５】
以上のようにＡ系とＢ系で磁束を打ち消す方向に発生させるように制御することでデッドタイムの影響を受けない程度の十分な電流をインバータが出力することができ、デッドタイムによる電流波形ひずみを防止することで振動による乗り心地を改善することができる。
【００４６】
（第５の実施の形態）
以下、本発明の第５の実施形態について、図９を参照して説明する。
【００４７】
図９に示すこの実施形態の基本構成は、図１と同様であるが、図１に対し表示手段を追加する構成とする。また、制御構成として、電流アンバランス検出部を追加する。
【００４８】
電流検出器１２ｃ、１２ｄの出力信号Ｉａ、Ｉｂをそれぞれ絶対値回路９１ａ、９１ｂへ入力する。絶対値回路９１ａ、９１ｂの出力側はフィルタ回路９２ａ、９２ｂへ接続され、平均電流が出力される。
【００４９】
フィルタ回路の出力側はアンバランス比演算回路９３に接続され、Ａ系とＢ系の比率を演算できるようになっている。アンバランス比演算回路９３の出力側は比較回路９４に接続されており、あらかじめ決められたアンバランスしきい値と比較して、しきい値を超えた時に表示器１６へ出力してワーニング発報する。しきい値は片側のインバータの過電流検出を１３０％と決めているとすると、過電流検出よりも低いところにしきい値を設ける。例えば片側２０％降下、片側２０％増加時に検出するとして０.６６（＝０．８／１．２）＜Ｂ／Ａ＜１.５（＝１．２／０．８）などとしきい値を設ける。
【００５０】
以上のように、電流アンバランス比演算手段と前記演算手段の出力とアンバランスしきい値を比較する比較手段と表示手段を設け、アンバランスしきい値を超えた場合は前記表示手段へ発報することで、過電流で異常停止させることなく電流アンバランスが改善しない場合はメンテナンスの必要性を促すことができるため、電流アンバランスによる故障停止を防止することができる。
【００５１】
【発明の効果】
請求項１に記載の発明では、多巻線モータの各モータ巻線の系統に個別の電流制御手段を設け同一トルク指令を与え磁束を均等に制御することで、各モータ巻線系統の電流アンバランスを改善しインバータの効率の低下によるエレベータの異常停止を防止でき、また振動による乗り心地を改善することができる。
【００５２】
請求項２に記載の発明では、多巻線モータを各系統で電流応答を一致するように磁極を補正することで磁極位置の調整ずれによる各モータ巻線系統の電流アンバランスを改善し、インバータの効率の低下によるエレベータの異常停止を防止でき、また振動による乗り心地を改善することができる。
【００５３】
請求項３に記載の発明では、各系統で永久磁石の磁束にバラツキがあってもｄ軸電流により永久磁石の磁束方向の磁束を調整し各巻線系統での磁束を調整し電圧を均等に制御することで、各系統の電流を均等に制御しインバータの効率の低下によるエレベータの異常停止を防止でき、また振動による乗り心地を改善することができる。
【００５４】
請求項４に記載の発明では、各系統で磁束を打ち消す方向に発生させるように制御することでデッドタイムの影響を受けない程度の十分な電流をインバータが出力することができ、デッドタイムによる電流波形ひずみを防止することで振動による乗り心地を改善することができる。
【００５５】
請求項５に記載の発明では、電流アンバランス比がアンバランスしきい値を超えた場合は、報知手段によりワーニング発報することで、過電流で異常停止させることなく、電流アンバランスが改善しない場合はメンテナンスの必要性を促すことができるため、電流アンバランスによる故障停止を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態を説明するための概略構成図。
【図２】本発明の第２の実施形態を説明するための概略構成図。
【図３】本発明の第２の実施形態を説明するための磁極位置波形例を示す図。
【図４】本発明の第３の実施形態を説明するためのブロック図。
【図５】本発明の第４の実施形態を説明するためのブロック図。
【図６】本発明の第４の実施形態を説明するための電流波形例を示す図。
【図７】本発明の第４の実施形態を説明するための電機子電流による磁束を示す図。
【図８】本発明の第４の実施形態を説明するための処理フローチャート。
【図９】本発明の第５の実施形態を説明するための概略構成図。
【図１０】従来の技術を説明するための概略構成図。
【符号の説明】
１…電源
２（２ａ、２ｂ）…コンバータ
３（３ａ、３ｂ）…インバータ
４（４ａ、４ｂ）…コンデンサ
５（５ａ、５ｂ）…制御手段
６…巻上機
７…カウンターウエート
８…かご
９…メインロープ
１０…回転検出器
１１…通信手段
１２（１２ａ、１２ｂ、１２ｃ、１２ｄ）…電流検出器
１３…コンペン
１４…コンペンシーブ
１５（１５ａ、１５ｂ）…電圧検出器
１６…表示器
４１（４１ａ、４１ｂ）…ｄ軸磁束補正演算部
５１…磁束演算部
９１（９１ａ、９１ｂ）…絶対値回路
９２（９２ａ、９２ｂ）…フィルタ回路
９３…アンバランス比演算回路
９４…比較回路
１０１…電源
１０２（１０２ａ、１０２ｂ）…コンバータ
１０３（１０３ａ、１０３ｂ）…インバータ
１０４（１０４ａ、１０４ｂ）…コンデンサ
１０５（１０５ａ、１０５ｂ）…制御手段
１０６…巻上機
１０７…カウンターウエート
１０８…かご
１０９…メインロープ
１１０…回転検出器
１１１…通信手段
１１２（１１２ａ、１１２ｂ、１１２ｃ、１１２ｄ）…電流検出器
１１３…コンペン
１１４…コンペンシーブ
１１５（１１５ａ、１１５ｂ）…電圧検出器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an elevator control device, and more particularly to a large capacity elevator control device that drives a hoisting machine constituted by a multi-winding motor by connecting a plurality of inverter devices and converter devices.
[0002]
[Prior art]
A drive device for a large-capacity ultra-high speed elevator and a double deck elevator to which an upper car and a lower car are connected performs motor control by a plurality of inverter devices and converter devices.
[0003]
In recent years, the number of buildings has risen, and ultra-high speed elevators for the purpose of mass transport of passengers and double deck elevators that can transport two passengers at a time are used. As a motor for driving such an elevator, a multi-winding motor having a large capacity is used. The control device that performs the control has a configuration in which a plurality of inverter devices and converter devices are connected to control the motor. For example, a conventional system example is shown in FIG.
[0004]
As shown in the figure, a converter 102a and a converter 102b are connected in parallel to a power source 101. An inverter 103a is connected to the converter 102a, and a capacitor 104a is connected between the converter 102a and the inverter 103a. An inverter 103b is connected to the converter 102b, and a capacitor 104b is connected between the converter 102b and the inverter 103b. If the motor of the hoisting machine 106 is, for example, a two-winding motor, the inverter 103a is connected to the winding A, and the inverter 103b is connected to the winding B.
[0005]
The car 108 is connected to a counterweight 107 and a main rope 109. The main rope 109 is hung on a hoisting machine 106 so that the car 108 can be raised and lowered.
[0006]
As a control configuration, for example, a control means 105a is connected to the inverter 103a and the inverter 103b to control the inverter. Control means 105b is connected to the converter 102a and the converter 102b to control the converter.
[0007]
A rotation detector (rotation sensor) 110 is connected to the motor shaft of the hoisting machine 106, and its output can be input by the control means 105a. Control of the elevator is performed by the control means 105a. Elevator speed command ω ^* From the speed feedback from the rotation sensor 110, the speed control unit calculates a torque command Tm and gives a half current command to the A-system and B-system current control units, respectively.
[0008]
A current detector 112c and a current detector 112d are connected to the output side of the inverter 103a and the output side of the inverter 103b, and the control means 105a can input the output. Respective feedback currents are given to the current control units of the A system and the B system, and the voltage command Vda ^* , Vqa ^* , Vdb ^* , Vqb ^* Is output. Each voltage command is given to the PWM control unit, and gate signals GATE_A and GATE_B are output to the inverter 103a and the inverter 103b, respectively, to control the two-winding motor of the hoisting machine 106.
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
However, such an elevator control apparatus has the following problems. Unbalance in the A winding and B winding of the motor of the hoisting machine 106, manufacturing accuracy, and variations in the switching operation of the elements of the inverters 103a and 103b cause an output voltage non-uniformity, resulting in current imbalance in the A system and the B system. Become. Since there is only one rotation detector 110 for detecting the magnetic pole position of the motor, depending on the structure of the motor, for example, when the A-system and B-system windings are respectively incorporated on the left and right sides of the sheave, Since the magnetic pole positions are different between the A system and the B system, the magnetic pole positions must be individually adjusted for the A system and the B system.
[0010]
In such a state, for example, if the output of the A system inverter is output as commanded but the current of the B system inverter does not sufficiently flow, the control circuit corrects the current to flow through the B system. Operate. If it tries to flow through the B system, a torque ripple will occur because it deviates from the current value required for the A system. Further, if the current cannot be sufficiently output, the torque command itself also fluctuates. Such a state is repeated, and longitudinal vibration is generated, so that riding comfort is deteriorated.
[0011]
Also, if the structure of the motor is such that, for example, the A system and B system windings are incorporated on the left and right sides of the sheave, vibration will occur because the A system and the B system are unbalanced from side to side due to current imbalance. This may cause a mechanical failure such as the occurrence of an impact on the ride comfort or the breakage of the bearing of the motor rotating shaft.
[0012]
The present invention has been made in order to solve the above-described problems. The present invention improves efficiency reduction due to current imbalance when a multi-winding motor is driven by a plurality of inverter devices, suppresses vibration, An object of the present invention is to provide an elevator control device that can improve comfort.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
According to the first aspect of the present invention, there is provided a hoisting machine constituted by a multi-winding motor for raising and lowering an elevator, a plurality of inverter devices and converter devices for driving the multi-winding motor, and a shaft of the multi-winding motor. In an elevator control device comprising rotation detection means for detecting a rotation position, and control means for controlling an inverter device and a converter device, The control means Individual for each motor winding system Provided in Current control means And three-phase / two-phase conversion means for converting the current detected on the output side of the inverter device of each system into a three-phase / two-phase and inputting it as a feedback current to the current control means of each system, and the current of each system A two-phase / three-phase conversion means for converting the output of the control means into two-phase / three-phase conversion and inputting it to a PWM circuit for controlling the inverter device of each system; A fixed value determined by using the phase value of the induced voltage when the multi-winding motor is manually rotated is added to the output from the rotation detection means given to the phase / three-phase conversion means as a magnetic pole adjustment element. To adjust the magnetic pole, The q-axis current is uniformly controlled and the magnetic flux is uniformly controlled in each system.
[0014]
According to the present invention, individual current control means is provided in each motor winding system, the same torque command is given, the q-axis current is uniformly controlled, and the magnetic flux is equalized in each system. It is possible to improve current imbalance, prevent an abnormal stop of the elevator due to a decrease in inverter efficiency, and improve riding comfort due to vibration.
[0015]
The invention according to claim 2 is a hoisting machine constituted by a multi-winding motor for raising and lowering an elevator, a plurality of inverter devices and converter devices for driving the multi-winding motor, and a shaft of the multi-winding motor. In an elevator control device comprising rotation detection means for detecting a rotation position, and control means for controlling an inverter device and a converter device, The control means converts the current detected on the output side of the inverter device of each system into a three-phase / two-phase conversion as a feedback current for each system. Two-phase / three-phase conversion means for inputting to the current control means and two-phase / three-phase conversion for outputting the output of the current control means for each system to the PWM circuit for controlling the inverter device of each system by converting the output of the current control means for each system to two-phase / three-phase Phase conversion means, and three-phase / two-phase conversion means for at least one of the outputs from the rotation detection means provided to the three-phase / two-phase conversion means and the two-phase / three-phase conversion means for each system, and 2 By adding, as a magnetic pole correction element, a correction value determined so that the response time constant when a predetermined current is passed through the motor windings of each system matches the output given to the phase / three-phase conversion means , The magnetic pole position is corrected.
[0016]
According to this invention, each system Current By correcting the magnetic pole position so that the responses match, it is possible to improve the current imbalance of each motor winding system, prevent abnormal stopping of the elevator due to the decrease in inverter efficiency, and improve ride comfort due to vibration. it can.
[0017]
According to a third aspect of the present invention, there is provided a hoisting machine constituted by a multi-winding motor for raising and lowering an elevator, a plurality of inverter devices and converter devices for driving the multi-winding motor, and a shaft of the multi-winding motor. In an elevator control device comprising rotation detection means for detecting a rotation position, and control means for controlling an inverter device and a converter device, The control means converts the current detected on the output side of the inverter device of each system into a three-phase / two-phase conversion as a feedback current for each system. Two-phase / three-phase conversion means for inputting to the current control means and two-phase / three-phase conversion for outputting the output of the current control means for each system to the PWM circuit for controlling the inverter device of each system by converting the output of the current control means for each system to two-phase / three-phase A d-axis side feedback current input to the current control means of each system from the three-phase / two-phase conversion means of each system, and the d-axis current of the system having a small current value is positive The magnetic flux is adjusted so as to increase the magnetic flux in the same direction as the permanent magnet by flowing in the direction, or to weaken the magnetic flux in the same direction as the permanent magnet by flowing a d-axis current of a system having a large current value in the negative direction, In each winding system Induced The current of each system is controlled uniformly by controlling the voltage equally.
[0018]
According to the present invention, by adjusting the magnetic flux in the direction of the magnetic flux of the permanent magnet by the d-axis current, adjusting the magnetic flux in each winding system and controlling the voltage uniformly, the current in each system is controlled uniformly, and the efficiency of the inverter It is possible to prevent an abnormal stop of the elevator due to a decrease in the vehicle and to improve the riding comfort due to vibration.
[0019]
According to a fourth aspect of the present invention, there is provided a hoisting machine constituted by a multi-winding motor for raising and lowering an elevator, a plurality of inverter devices and converter devices for driving the multi-winding motor, and a shaft of the multi-winding motor. In an elevator control device comprising rotation detection means for detecting a rotation position, and control means for controlling an inverter device and a converter device, The control means converts the current detected on the output side of the inverter device of each system into a three-phase / two-phase conversion as a feedback current for each system. Two-phase / three-phase conversion means for inputting to the current control means and two-phase / three-phase conversion for outputting the output of the current control means for each system to the PWM circuit for controlling the inverter device of each system by converting the output of the current control means for each system to two-phase / three-phase Phase conversion means, In order to cancel the magnetic flux in each system to obtain the required magnetic flux during low-speed operation Magnetic flux Let the armature current flow to generate To control It is characterized by that.
[0020]
According to the present invention, in order to obtain a required magnetic flux during low-speed operation, it is possible to flow a current that is not affected by the dead time by flowing the armature current so that the magnetic flux is generated in the direction of canceling each system. It is possible to improve the ride comfort due to the vibration generated by the dead time, such as during the deceleration landing operation with the maximum passenger load.
[0021]
According to a fifth aspect of the present invention, there is provided the elevator control device according to any one of the first to fourth aspects of the present invention. The ratio of current detected on the output side of the inverter device is used as the unbalance ratio. An unbalance ratio calculating means for calculating, a comparing means for comparing the output of the unbalance ratio calculating means with the unbalance threshold, and as a result of comparison by the comparing means, the output of the unbalance ratio calculating means is unbalanced. Informing means for informing when the threshold value is exceeded The unbalance threshold is a constant value lower than a predetermined ratio value for detecting the overcurrent of the inverter device of each system as a value set to prevent the inverter device from stopping due to overcurrent. The ratio between the value when the current of one system drops by a certain ratio and the value when the current of another system increases by a certain ratio, or the value when the current of one system increases by a certain ratio It is set based on the ratio to the value when the current of other systems drops by a certain rate. It is characterized by that.
[0022]
According to the present invention, when the unbalance threshold is exceeded, a warning is issued by the notification means, and if the current unbalance does not improve, the necessity of maintenance can be promoted. Failure stop can be prevented.
[0023]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In the following drawings, the same symbols indicate the same or corresponding parts.
[0024]
(First embodiment)
FIG. 1 shows a system configuration example according to the first embodiment of the present invention. As shown in the figure, a converter 2a and a converter 2b are connected to a power source 1 in parallel. An inverter 3a is connected to the converter 2a, and a capacitor 4a is connected between the converter 2a and the inverter 3a. An inverter 3b is connected to the converter 2b, and a capacitor 4b is connected between the converter 2b and the inverter 3b. The hoisting machine 6 is constituted by a two-winding permanent magnet type synchronous motor, and the inverter 3 a is connected to the winding A and the inverter 3 b is connected to the winding B. A rotation detector (rotation sensor) 10 is connected to the motor shaft of the hoisting machine 6, and its output can be input by the control means 5a.
[0025]
The car 8 is connected to the counter weight 7 and the main rope 9, and the main rope 9 is hung on the hoisting machine 6 so that the car 8 can be raised and lowered. The car 8 and the counterweight 7 are connected by a compensator 13 via a compensatory 14.
[0026]
As a control configuration, for example, a control means 5a is connected to the inverter 3a and the inverter 3b to control the inverter. Control means 5b is connected to converter 2a and converter 2b to control the converter.

Converters

2a and 2b and

inverters

3a and 3b are provided with

current detectors

12a, 12b, 12c and 12d, respectively, and DC detectors are provided with

voltage detectors

15a and 15b, respectively. Can be detected. The control means 5a and the control means 5b are connected by the communication means 11 and can exchange information with each other.
[0027]
Further, as a control configuration, adjustment elements are added to the output θ of the rotation detector 10 in each of the A system and the B system. As adjustment elements, the motor is manually rotated during adjustment to determine a fixed value from the phase of the induced voltage, and these fixed values are input as magnetic pole adjustment elements θadja and θadjb. Furthermore, θa and θb, to which magnetic pole adjustment elements θadja and θadjb are added, are given to the three-phase / two-phase conversion unit (detection current dq conversion unit) and the two-phase / three-phase conversion unit, respectively, for the A system and the B system. The output θ of the rotation detector 10 is input to the speed detection means. Output ω of speed detection means and speed command ω ^* And outputs the result to the speed controller. The signals detected by the

current detectors

12a and 12c are three-phase / two-phase converted by a three-phase / two-phase converter (detected current dq converter).
[0028]
The result calculated by the speed control unit is commonly applied to the current control units of the A system and the B system. The difference between the torque command (q-axis current command) and the current feedback value of the A system and the current feedback value of the B system is taken and output to the current control unit of each system. The output of the current control unit is converted into two-phase and three-phase, and is output to the PWM circuit of each system, and the GATE_A signal is output to the A-system inverter 3a and the GATE_B signal is output to the B-system inverter 3b, respectively, to control the inverter. . The magnetic flux is φ = L × Iq from the armature inductance L and the current Iq, and can be made uniform in the A system and the B system. If the induced power during motor rotation is eq = ωφ and φ is the same in the A system B system, the induced voltage is the same in the A system B system. Accordingly, since the motor terminal voltage Vd is not unbalanced in the A system and the B system, the motor current is uniform in the A system and the B system.
[0029]
The voltage values Vd and Vq on the two-phase axis are expressed by the following equations.
[0030]
[Expression 1]

[0031]
Where R: impedance, L: inductance,
P: differential operator, ed, eq: induced power.
[0032]
As described above, individual current control means are provided for each motor winding system of a multi-winding permanent magnet synchronous motor, the same torque command is given, the magnetic pole is adjusted, and the q-axis current is uniformly controlled to provide magnetic flux. By uniformly controlling the motor, the current imbalance of each motor winding system can be improved, the abnormal stop of the elevator due to the decrease in the efficiency of the inverter can be prevented, and the riding comfort due to vibration can be improved.
[0033]
(Second Embodiment)
Hereinafter, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The configuration of this embodiment shown in FIG. 2 is the same as that of FIG. 1, but as a control configuration, the magnetic pole adjustment elements θadja and θadjb are added to the output θ of the rotation detecting means 10 in the A system and the B system, respectively. The magnetic field correction elements Δθa and Δθb are added to the A system and the B system, respectively, and θa and θb are given to the three-phase two-phase converter (detected current dq converter) and the two-phase / three-phase converter.
[0034]
Next, a method for calculating the magnetic pole correction elements Δθa and Δθb will be described. In the case of a permanent magnet synchronous motor, the relationship between the magnetic pole position and the armature inductance is such that when the current flows in the same direction as the magnetic flux direction of the magnet, the inductance decreases due to the magnetic saturation of the iron core, and the current flows in a direction perpendicular to the magnetic flux direction of the magnet. It is known that the inductance increases when flowing. The relationship between the magnetic pole position θ and the inductance L is expressed as shown in FIG. Therefore, while the elevator is stopped, a step wave is made to flow in the 90 ° advance direction (A system: θadja + 90 ° direction, B system: θadjb + 90 ° direction) with respect to the magnetic pole position of the motor rotor for each of the A system and B system. Current responses τa and τb are measured. The response time constant of the motor is represented by τ = L / R. Since L and R of the motor are values known in advance, the values are represented as τ0 = L0 / R0. As a result of the measurement, a time constant τa of the A system and a time constant τb of the B system are set. For example, if the time constant τa is closer to τ0 than τb, the B response is matched with the A-system response. If the magnetic pole position is adjusted to around 90 degrees to some extent in advance, and it is considered that the magnetic pole is not shifted by 180 degrees in the manufacture of the motor, the correction can be performed as follows. As shown in FIG. 3, if the response of the B system is faster than that of the A system, Δθb1 is corrected in the direction in which the value of L is increased (in the direction of π as an angle), and 90 ° forward direction (θadjb + Δθb1 + 90 °) Measure the response again in the direction). If the responses match, the value is determined as a correction value. If the responses do not match, the correction angle nΔθb1 that is repeatedly matched n times until it matches is determined as the correction value Δθb.
[0035]
As described above, by correcting the magnetic pole so that the current response of the two-winding permanent magnet type synchronous motor is the same in the A system and the B system, the current imbalance of each motor winding system due to misalignment of the magnetic pole position can be reduced. It is possible to improve and prevent an abnormal stop of the elevator due to a decrease in the efficiency of the inverter, and to improve riding comfort due to vibration.
[0036]
(Third embodiment)
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The basic configuration of this embodiment is substantially the same as that of FIG. 1, but FIG. 4 shows a current controller that is changed by adding magnetic flux correction means to the current controller.
[0037]
The A system will be described. Torque command Tm is q-axis current command Iqa ^* The difference from the feedback value Iqa is taken and output to the PI control unit. On the d-axis side, A-system and B-system feedback values Ida and Idb are input to the d-axis magnetic flux correction calculation unit 41a, respectively. The difference between the output and the feedback value Ida is taken and output to the PI controller. The d-axis and q-axis PI control outputs are input to the 2-phase / 3-phase converter. Two-phase / three-phase conversion is performed at the angle θa of the A system and a voltage command as an output is output to the PWM unit. The B system has the same configuration, and the torque command inputs Tm common to the A system, takes the difference from the feedback value Iqb as the q-axis current command, and outputs it to the PI control unit. On the d-axis side, feedback values Ida and Idb of the A system and the B system are input to the d-axis magnetic flux correction calculation unit 41b. The difference between the output and the feedback value Idb is taken and output to the PI controller. The d-axis and q-axis PI control outputs are input to the 2-phase / 3-phase converter. Two-phase / three-phase conversion is performed at the B-system angle θb, and the output voltage command is output to the PWM unit.
[0038]
The d-axis magnetic flux correction calculation unit 41 compares the magnitudes of the feedback currents Iqa and Iqb of the A system and the B system, for example. If the B system is small, the B axis d-axis current Idb flows in the positive direction and is in the same direction as the magnet. The magnetic flux is increased to increase the induced voltage. The current can be made uniform by applying magnetic flux correction in the same direction as the magnet so that the voltages Vq of the A system and the B system match.
[0039]
In addition, when correcting the magnetic flux, for example, if the B system is large so as to lower the voltage of the system with the larger current, the d-axis current Idb is flowed in the negative direction to weaken the magnetic flux in the same direction as the magnet and reduce the induced voltage. You may make it make it.
[0040]
As described above, even if there are variations in the magnetic flux of the permanent magnet in each system, the magnetic flux in the direction of the permanent magnet is adjusted by the d-axis current, the magnetic flux in each winding system is adjusted, and the voltage is controlled uniformly. The system current can be uniformly controlled to prevent an abnormal stop of the elevator due to a decrease in the efficiency of the inverter, and the riding comfort due to vibration can be improved.
[0041]
(Fourth embodiment)
Hereinafter, a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. Normally, the armature current is supplied so as to generate the same magnetic flux in the A system and the B system. However, when the motor is operated with a light load, the current is not supplied so much, and the dead time is affected. The dead time is to turn off both elements for a certain time so as not to short-circuit between the P side and the N side. If the output current of the inverter is sufficiently large, there will be no distortion of the waveform of the dead time. The current waveform is distorted without being a sine wave. This affects the vibration and affects the ride quality of the elevator. An example of the waveform is shown in FIG. A waveform example in which the current waveform example 1 is affected by the dead time and a waveform example in the case where the current waveform example 2 sufficiently flows current are shown.
[0042]
Next, the configuration of this embodiment will be described. The configuration is the same as in FIG. However, the control configuration is changed and the control block diagram is shown in FIG. A magnetic flux calculation unit 51 is added to the current control unit with respect to the configuration of FIG. 1 so that it is output as an A-system current command and a B-system current command, respectively. In the case of a configuration in which the A system and B system windings are wound around one iron core as a configuration of the motor, normally, the direction in which the magnetic flux is generated in the A system and the B system is the same direction, and the necessary magnetic flux φ1 is generated (φ1 = Φa + φb). By outputting so as to cancel out the directions in which the magnetic flux is generated in the A system and the B system, a sufficient current can be supplied to obtain the necessary magnetic flux (φ1 = φa−φb).
[0043]
In the magnetic flux calculation unit 51, when the torque command Tm is input and the torque command is smaller than T1, for example, when a φ1 magnetic flux is required, the A-system current command outputs Iqax to generate φa, and the magnetic flux calculation unit 51 In the magnetic flux reversing section, the B system outputs a current command Iqbx such that the combined magnetic flux becomes φ1 and generates the magnetic flux φb. That is, the A system outputs a current command Iqax such that the sum total with the current command of the B system coincides with the torque command, and generates a magnetic flux φa (FIG. 7).
[0044]
FIG. 8 shows a flowchart. The operation of the magnetic flux calculator 51 will be described with reference to FIG. In step s801, a torque command Tm is input. In step s802, torques Tm and T1 are compared. If Tm is small, the process proceeds to step s803. In step s803, reciprocal magnetic flux control is performed. If Tm is large in step s2, the process proceeds to step s804 and normal control is performed. Thus, when the torque command Tm is smaller than T1, the necessary magnetic flux φ1 is obtained as a result by generating the magnetic flux in the direction of canceling the magnetic flux in the A system and the B system.
[0045]
As described above, by controlling so that the magnetic flux is generated in the A system and the B system, the inverter can output a sufficient current not affected by the dead time, and the current waveform distortion due to the dead time. This can improve ride comfort due to vibration.
[0046]
(Fifth embodiment)
Hereinafter, a fifth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
[0047]
The basic configuration of this embodiment shown in FIG. 9 is the same as that of FIG. 1, but a display means is added to FIG. In addition, a current imbalance detection unit is added as a control configuration.
[0048]
The output signals Ia and Ib of the

current detectors

12c and 12d are input to the

absolute value circuits

91a and 91b, respectively. The output sides of the

absolute value circuits

91a and 91b are connected to the filter circuits 92a and 92b, and an average current is output.
[0049]
The output side of the filter circuit is connected to an unbalance ratio calculation circuit 93 so that the ratio between the A system and the B system can be calculated. The output side of the unbalance ratio calculation circuit 93 is connected to the comparison circuit 94, which compares with the predetermined unbalance threshold value and outputs the warning to the display 16 when the threshold value is exceeded. To do. Assuming that the overcurrent detection of the inverter on one side is determined to be 130%, the threshold is provided at a position lower than the overcurrent detection. For example, when detecting a 20% drop on one side and an increase of 20% on one side, the threshold value is 0.66 (= 0.8 / 1.2) <B / A <1.5 (= 1.2 / 0.8). Provide.
[0050]
As described above, the current unbalance ratio calculation means, the comparison means for comparing the output of the calculation means with the unbalance threshold value, and the display means are provided, and when the unbalance threshold value is exceeded, the display means is notified. Thus, if the current imbalance does not improve without causing an abnormal stop due to an overcurrent, the necessity of maintenance can be promoted, so that a failure stop due to the current imbalance can be prevented.
[0051]
【The invention's effect】
In the first aspect of the present invention, individual current control means is provided in each motor winding system of the multi-winding motor, and the same torque command is given to control the magnetic flux evenly. The balance can be improved, the abnormal stop of the elevator due to the decrease in the efficiency of the inverter can be prevented, and the riding comfort due to vibration can be improved.
[0052]
According to the second aspect of the present invention, the current unbalance of each motor winding system is improved by correcting the magnetic poles so that the current responses of the multi-winding motors are matched in each system, and the motor winding system is unbalanced due to misalignment of the magnetic pole position. It is possible to prevent an abnormal stop of the elevator due to a decrease in efficiency of the vehicle, and to improve the riding comfort due to vibration.
[0053]
In the third aspect of the invention, even if there is a variation in the magnetic flux of the permanent magnet in each system, the magnetic flux in the direction of the permanent magnet is adjusted by the d-axis current, the magnetic flux in each winding system is adjusted, and the voltage is controlled uniformly. By doing so, it is possible to uniformly control the current of each system, to prevent an abnormal stop of the elevator due to a decrease in the efficiency of the inverter, and to improve riding comfort due to vibration.
[0054]
In the invention according to claim 4, the inverter can output a sufficient current not to be affected by the dead time by controlling so that the magnetic flux is generated in each system in the direction to cancel the magnetic flux. Riding comfort due to vibration can be improved by preventing waveform distortion.
[0055]
In the fifth aspect of the present invention, when the current imbalance ratio exceeds the unbalance threshold, a warning is issued by the notification means, so that the current imbalance is not improved without causing an abnormal stop due to overcurrent. In this case, the necessity of maintenance can be promoted, so that failure stop due to current imbalance can be prevented.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a schematic configuration diagram for explaining a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a schematic configuration diagram for explaining a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a diagram showing an example of a magnetic pole position waveform for explaining a second embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a block diagram for explaining a third embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a block diagram for explaining a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a diagram showing an example of a current waveform for explaining a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a diagram showing a magnetic flux due to an armature current for explaining a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a process flowchart for explaining a fourth embodiment of the present invention;
FIG. 9 is a schematic configuration diagram for explaining a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a schematic configuration diagram for explaining a conventional technique.
[Explanation of symbols]
1 ... Power supply
2 (2a, 2b) ... converter
3 (3a, 3b) ... Inverter
4 (4a, 4b) ... capacitor
5 (5a, 5b) ... control means
6 ... Hoisting machine
7 ... Counterweight
8 ... Basket
9 ... Main rope
10 ... Rotation detector
11. Communication means
12 (12a, 12b, 12c, 12d) ... current detector
13 ... Compen
14 ... Compensation
15 (15a, 15b) ... voltage detector
16 ... Display
41 (41a, 41b) ... d-axis magnetic flux correction calculation unit
51 ... Magnetic flux calculation part
91 (91a, 91b) ... absolute value circuit
92 (92a, 92b): Filter circuit
93. Unbalance ratio calculation circuit
94: Comparison circuit
101 ... Power supply
102 (102a, 102b) ... converter
103 (103a, 103b) ... inverter
104 (104a, 104b) ... capacitor
105 (105a, 105b) ... control means
106: Hoisting machine
107 ... Counterweight
108 ... basket
109 ... main rope
110 ... Rotation detector
111 ... Communication means
112 (112a, 112b, 112c, 112d) ... current detector
113 ... Compensation
114 ... Compensation
115 (115a, 115b) ... voltage detector

Claims

Hoisting machine composed of a multi-winding motor for raising and lowering the elevator, a plurality of inverter devices and converter devices for driving the multi-winding motor, and rotation detection for detecting the rotational position of the shaft of the multi-winding motor Control means for controlling the inverter device and the converter device, wherein the control means comprises: current control means provided individually for each motor winding system; and inverters for each system Three-phase / two-phase conversion of the current detected on the output side of the apparatus and input as feedback current to the current control means of each system, and the output of the current control means of each system Two-phase / three-phase conversion, and two-phase / three-phase conversion means for inputting to a PWM circuit for controlling the inverter device of each system, the three-phase / two-phase conversion means for each system, and The fixed value determined by using the phase value of the induced voltage when the multi-winding motor is manually rotated with respect to the output from the rotation detection means given to the phase / three-phase conversion means, respectively. A control apparatus for an elevator, wherein the magnetic pole adjustment is performed by adding, and the q-axis current is uniformly controlled and the magnetic flux is uniformly controlled in each system.

Hoisting machine composed of a multi-winding motor for raising and lowering the elevator, a plurality of inverter devices and converter devices for driving the multi-winding motor, and rotation detection for detecting the rotational position of the shaft of the multi-winding motor Control means for controlling the inverter device and the converter device, wherein the control means comprises: current control means provided individually for each motor winding system; and inverters for each system Three-phase / two-phase conversion of the current detected on the output side of the apparatus and input as feedback current to the current control means of each system, and the output of the current control means of each system Two-phase / three-phase conversion, and two-phase / three-phase conversion means for inputting to a PWM circuit for controlling the inverter device of each system, the three-phase / two-phase conversion means for each system, and Of the outputs from the rotation detection means given to the phase / three-phase conversion means, the outputs given to the three-phase / two-phase conversion means and the two-phase / three-phase conversion means of at least one system A control apparatus for an elevator , wherein a magnetic pole position is corrected by adding, as a magnetic pole correction element, a correction value determined so that response time constants when a predetermined current is passed through a motor winding are matched .

Hoisting machine composed of a multi-winding motor for raising and lowering the elevator, a plurality of inverter devices and converter devices for driving the multi-winding motor, and rotation detection for detecting the rotational position of the shaft of the multi-winding motor Control means for controlling the inverter device and the converter device, wherein the control means comprises: current control means provided individually for each motor winding system; and inverters for each system Three-phase / two-phase conversion of the current detected on the output side of the apparatus and input as feedback current to the current control means of each system, and the output of the current control means of each system Are converted to two-phase / three-phase, and input to a PWM circuit for controlling the inverter device of each system, and each system from the three-phase / two-phase conversion means of each system The feedback current on the d-axis side input to the current control means is compared, and the d-axis current of a system with a small current value is passed in the positive direction to increase the magnetic flux in the same direction as the permanent magnet, or the current value is Adjust the magnetic flux so that the d-axis current of a large system flows in the negative direction and weaken the magnetic flux in the same direction as the permanent magnet, and control the voltage induced in each winding system to equalize the current of each system. Elevator control device characterized by equal control.

Hoisting machine composed of a multi-winding motor for raising and lowering the elevator, a plurality of inverter devices and converter devices for driving the multi-winding motor, and rotation detection for detecting the rotational position of the shaft of the multi-winding motor Control means for controlling the inverter device and the converter device, wherein the control means comprises: current control means provided individually for each motor winding system; and inverters for each system Three-phase / two-phase conversion of the current detected on the output side of the apparatus and input as feedback current to the current control means of each system, and the output of the current control means of each system the converted two-phase, 3-phase, and a two phase-three phase converting means for inputting to the PWM circuit for controlling the inverter device of each system, each system in order to obtain the required magnetic flux at the time of low speed operation In the control device of the elevator and controls to flow the armature current to generate a magnetic flux in a direction cancel the magnetic flux.

The elevator control device according to any one of claims 1 to 4, wherein the unbalance ratio calculation means calculates a ratio of currents detected on the output side of the inverter devices of each system as an unbalance ratio, and the unbalance ratio calculation means. Comparing means for comparing the output of the balance ratio calculating means and the unbalance threshold value, and informing when the output of the unbalance ratio calculating means exceeds the unbalance threshold value as a result of comparison by the comparing means The unbalance threshold is a value set to prevent the inverter device from stopping due to an overcurrent, and is a predetermined value for detecting an overcurrent of the inverter device of each system. The ratio between the value when the current of one system is decreased by a certain rate lower than the value of the ratio of and the value when the current of the other system is increased by the certain rate, Elevator, characterized in that the current of one system is set on the basis of the ratio between the value when the current value and the other strains when increased by the ratio of the constant is reduced by the ratio of the constant Control device.