JP2004023695A - スイッチ装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】一般的なＦＥＴによって、ミリ波帯域程度の高周波信号のスイッチングを可能にする。
【解決手段】ソース接地されたＦＥＴ１１のゲートに、制御電圧Ｖｃのバイアスをかける。ＦＥＴ１１は、制御電圧Ｖｃのレベルに応じて、増幅作用を呈する能動状態と、増幅作用を呈さない非能動状態に切り替わる。そして、ＦＥＴ１１を能動状態にすることによって、ゲートに与えられた高周波信号に応じて変化する電圧信号が、ドレインから出力される。これにより、実質的に高周波信号を通過させることができる。一方、ＦＥＴ１１を非能動状態にすることによって、ドレインから出力される電圧信号は、入力とする高周波信号に対して変化が抑制されたものとなる。これにより、入力とする高周波信号を実質的に遮断することができる。
【選択図】 図１
【解決手段】ソース接地されたＦＥＴ１１のゲートに、制御電圧Ｖｃのバイアスをかける。ＦＥＴ１１は、制御電圧Ｖｃのレベルに応じて、増幅作用を呈する能動状態と、増幅作用を呈さない非能動状態に切り替わる。そして、ＦＥＴ１１を能動状態にすることによって、ゲートに与えられた高周波信号に応じて変化する電圧信号が、ドレインから出力される。これにより、実質的に高周波信号を通過させることができる。一方、ＦＥＴ１１を非能動状態にすることによって、ドレインから出力される電圧信号は、入力とする高周波信号に対して変化が抑制されたものとなる。これにより、入力とする高周波信号を実質的に遮断することができる。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチ装置に関するものであり、特に、高周波信号のスイッチングに好適なスイッチ装置の技術に属する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、情報通信分野における技術の進展は著しく、通信機器が扱う周波数帯域もマイクロ波帯域からミリ波帯域へと、より高い周波数帯域への展開が図られている。このようなマイクロ波帯からミリ波帯までの高周波信号を扱う通信用回路などでは、信号を通過させる（オン）、または遮断する（オフ）というオン・オフ型のスイッチや、オン・オフ型のスイッチを複数個組み合わせて伝送線路を制御する経路切り替え型のスイッチなどが多く用いられる。基本となるオン・オフ型スイッチは、一般に、機械的な開閉動作をする機械式スイッチや、半導体のＰ／Ｉ／Ｎ接合を用いたＰＩＮダイオードスイッチや、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）のスイッチング機能を用いたＦＥＴスイッチなどによって構成される。
【０００３】
図１２（ａ）は、一般的なＦＥＴスイッチ（ＦＥＴ１１）を示す。ＦＥＴ１１は、ゲートに与えられる制御電圧Ｖｃに応じて、ポート１からポート２へ伝達される信号のスイッチングを行う。同図（ｂ）は、ＦＥＴ１１がオンのときの等価回路を示す。ＦＥＴ１１がオンになると、ソース・ドレイン間にチャネル抵抗成分Ｒが形成される。信号は、この抵抗成分Ｒを通じて、ポート１からポート２へと伝達される。一方、同図（ｃ）は、ＦＥＴ１１がオフのときのときの等価回路を示す。ＦＥＴ１１がオフになると、ソース・ドレイン間のチャネル抵抗成分Ｒは消滅し、寄生容量Ｃのみとなる。この抵抗成分Ｒの消滅によって、信号が遮断される。
【０００４】
一方、高周波回路に対する小型化の要求は、他の電子回路にも増して強くなりつつある。一般に、高周波回路は、高周波トランジスタなどの半導体素子と整合回路やバイアス回路などをひとつの半導体基板上に集積化したＭＭＩＣ（Ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ ＩＣ）として構成されることが多い。ＭＭＩＣの場合、スイッチ回路自体も半導体素子で構成されることが好ましい。このため、通常、ＭＭＩＣでは、ＰＩＮダイオードや、ＦＥＴスイッチなどが利用されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
一般に、ＰＩＮ接合を作るプロセスは、ＦＥＴ形成のプロセスとは異なる工程を含んでいる。したがって、ＭＭＩＣにＰＩＮダイオードを形成する場合、ＦＥＴと比べて、製造方法が複雑になってしまう。このため、ＭＭＩＣでは、ＦＥＴによってスイッチ装置を構成する方が好ましい。
【０００６】
スイッチ装置としてのＦＥＴは、現在、マイクロ波帯域では多く用いられている。しかし、ミリ波帯域になると、寄生容量Ｃに起因する高周波インピーダンスが十分に小さくなり、遮断しているはずの信号が通過してしまう。
【０００７】
図１３（ａ）（ｂ）は、横軸を信号周波数としたときの、図１２（ａ）に示したＦＥＴスイッチのスイッチング特性を示すグラフである。ここで、ＦＥＴ１１として、現在、一般的に用いられている、ゲート長が０．２μｍ、ゲート幅が２００μｍのＧａＡｓＦＥＴを用いている。Ｓ２１は、ポート１からポート２へ伝達されるときの信号のレベルを示し、Ｓ１１は、ポート１への信号の反射レベルを示す。なお、同図の縦軸の単位はｄＢであり、横軸の単位はＧＨｚである。図１３（ａ）は、ＦＥＴ１１がオンのときのスイッチング特性を示す。Ｓ２１特性は、ほぼ０ｄＢで推移し、ポート１からポート２へ信号が伝達されることがわかる。一方、同図（ｂ）は、ＦＥＴ１１がオフのときのスイッチング特性を示す。Ｓ２１特性は、５ＧＨｚで−１０ｄＢを割ってしまい、３０ＧＨｚ以降では、ほぼ０ｄＢになる。このことから、ＦＥＴでは、５ＧＨｚ以上の高周波信号を遮断することが困難であることがわかる。
【０００８】
一方、図１４（ａ）は、別の構成によるＦＥＴスイッチを示す。ＦＥＴ１１Ａ，１１Ｂは、それぞれ、ゲートに与えられる制御電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２に応じて相補的に動作し、ポート１からポート２へ伝達される信号のスイッチングを行う。同図（ｂ）は、スイッチ装置がオンのときの等価回路を示す。ＦＥＴ１１Ａがオンになり、ＦＥＴ１１Ａのソース・ドレイン間にチャネル抵抗成分Ｒが形成されるとともに、ＦＥＴ１１Ｂがオフになり、ＦＥＴ１１Ｂのソース・ドレイン間は寄生容量Ｃ２のみとなる。信号は、この抵抗成分Ｒを通じて、ポート１からポート２へと伝達される。一方、同図（ｃ）は、スイッチ装置がオフのときのときの等価回路を示す。ＦＥＴ１１Ａがオフになり、ＦＥＴ１１Ａのソース・ドレイン間のチャネル抵抗成分Ｒは消滅し、寄生容量Ｃ１のみとなるとともに、ＦＥＴ１１Ｂがオンになり、ＦＥＴ１１Ｂのソース・ドレイン間にチャネル抵抗成分Ｒが形成される。この抵抗成分Ｒによって、寄生容量Ｃ１を通過した高周波信号をグランドに落とすことによって、信号を遮断する。
【０００９】
図１５（ａ）（ｂ）は、横軸を信号周波数としたときの、図１４（ａ）のスイッチ装置のスイッチング特性を示すグラフである。なお、図１５の見方は、図１３と同様である。図１５（ｂ）は、スイッチ装置がオフのときのスイッチング特性を示す。図１３（ｂ）と比較して、Ｓ２１特性が改善されていることがわかる。一方、図１５（ａ）は、スイッチ装置がオンのときのスイッチング特性を示す。Ｓ２１特性は、信号周波数が高くなるにつれ悪化し、ミリ波帯域である６０ＧＨｚでは、７ｄＢの挿入損失が生じている。このことから、図１４（ａ）のスイッチ装置のスイッチング特性は、ミリ波以上の高周波帯域では、十分とは言えない。したがって、ミリ波などの高周波帯域では、ＦＥＴをスイッチ装置として用いることは困難である。
【００１０】
上記の問題は、ソース・ドレイン間の寄生容量Ｃを小さくすることによって、一応の解決を図ることができる。しかし、現在の技術で、寄生容量Ｃを十分に小さくしたＦＥＴを製造することには限界があり、これは、根本的な解決策であるとは言えない。
【００１１】
上記問題に鑑み、本発明は、一般的なＦＥＴによって、高周波信号のスイッチングを可能にすることを課題とする。また、一般的なＦＥＴによって、高周波信号の伝送経路の切り替えを可能にすることを課題とする。
【００１２】
一方、高周波トランジスタとしてよく用いられるデプリーション型のｎチャネルＦＥＴでは、チャネルをピンチオフするために、ゲートに負の電圧を与える必要がある。このため、この負の電圧を供給するための電源装置が必要である。これにより、回路規模が大きくなるという問題がある。
【００１３】
そこで、さらに、本発明は、ＦＥＴによって構成されたスイッチ装置に関し、負の電圧を必要とせず、正電源のみで動作可能にすることを課題とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１の発明が講じた手段は、高周波信号のスイッチングを行うスイッチ装置として、ゲートに、制御電圧をもってバイアスされた前記高周波信号が与えられ、ソースおよびドレインのいずれかから、電圧信号を出力する電界効果トランジスタを備えたものとする。そして、前記電界効果トランジスタは、前記制御電圧が第１のレベルのとき、能動状態になり、前記高周波信号に応じて変化する信号を前記電圧信号として出力する一方、前記制御電圧が第２のレベルのとき、非能動状態になり、前記高周波信号に応じた変化が抑制された信号を前記電圧信号として出力することを特徴とする。
【００１５】
請求項１の発明によると、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）のゲートに、第１および第２のレベルのいずれかの制御電圧をもってバイアスをかけることによって、ＦＥＴが、能動状態および非能動状態のいずれかに設定される。ＦＥＴが能動状態に設定されたとき、ソースおよびドレインのいずれかから、ゲートに与えられる高周波信号に応じて変化する電圧信号が出力される。一方、ＦＥＴが非能動状態に設定されたとき、高周波信号に対する変化が抑制された電圧信号が出力される。つまり、本発明のスイッチ装置は、ＦＥＴによって増幅された信号の出力によって、入力とする高周波信号を実質的に通過させる一方、非増幅の信号を出力することによって、入力とする高周波信号を実質的に遮断するものである。一般に、ＦＥＴは、直流からミリ波帯域に至る広範囲な周波数帯域において増幅作用を呈するため、ＦＥＴを増幅器として動作させるか否かを切り替えることによって、高周波信号の通過／遮断を切り替えることができる。これにより、一般的なＦＥＴによって、高周波信号のスイッチングを行うことが可能になる。また、入力信号をゲートに与える構成にすることにより、遮断時の入出力間のアイソレーションを大きくすることができる。
【００１６】
そして、請求項２の発明では、請求項１のスイッチ装置において、前記電界効果トランジスタは、ソース側が接地されるとともに、ドレイン側に、正のバイアス電圧が与えられるものとし、また、前記第１および第２のレベルは、ともに、接地電位以上であることを特徴とする。
【００１７】
請求項２の発明によると、ソース接地のＦＥＴにおいて、ドレインに正のバイアス電圧を与えるとともに、制御電圧の第１および第２のレベルを、ともに接地電位以上とすることによって、スイッチ装置の動作に必要な電圧が、接地電位以上となる。これにより、スイッチ装置を正電源のみで動作させることができる。
【００１８】
さらに、請求項３の発明では、請求項２のスイッチ装置において、前記第１のレベルは接地電位とし、前記第２のレベルは前記バイアス電圧のレベルとすることを特徴とする。
【００１９】
請求項３の発明によると、制御電圧の第１および第２のレベルを、接地電位、およびドレインに与えるバイアス電圧のいずれかの２値にすることによって、スイッチ装置の制御が容易になる。また、スイッチ装置の回路構成を簡略化することができる。
【００２０】
一方、請求項４の発明では、請求項１のスイッチ装置において、前記第１のレベルは、可変とする。そして、前記電界効果トランジスタは、前記能動状態のとき、前記第１のレベルに応じて前記高周波信号を増幅し、前記電圧信号を出力するものであることを特徴とする。
【００２１】
請求項４の発明によると、制御電圧の第１のレベルを可変にすることによって、ＦＥＴが、第１のレベルに応じた増幅率を呈するようになる。これにより、単なるスイッチングだけではなく、入力とする高周波信号を増幅して出力することが可能になる。
【００２２】
請求項５の発明では、請求項１のスイッチ装置において、前記電界効果トランジスタにおける前記高周波信号の入力側と前記電圧信号の出力側との間に、フィードバック回路を備えたことを特徴とする。
【００２３】
請求項５の発明によると、入力側と出力側との間にフィードバック回路を設けることによって、スイッチ装置の周波数特性を平坦にすることができる。これにより、スイッチ装置が、幅広い周波数帯域で使用可能になる。
【００２４】
請求項６の発明では、請求項１のスイッチ装置において、前記電界効果トランジスタにおける前記高周波信号の入力側に、フィルタ回路を備えたことを特徴とする。
【００２５】
請求項６の発明によると、フィルタ回路によって、入力とする高周波信号に含まれる不要な周波数成分がカットされる。ＦＥＴは、一般に、低周波信号に対して高い増幅度を有する。このため、入力信号に低周波成分が含まれていると、ＦＥＴが、不要に発振してしまう恐れがある。したがって、たとえば、高域通過型のフィルタ回路を用いて、不要な低周波成分をカットすることによって、ＦＥＴの不要な発振を抑え、回路動作を安定化させることができる。また、スイッチ装置の周波数特性を平坦にしたり、所望の周波数特性にしたりすることができる。
【００２６】
請求項７の発明では、請求項１のスイッチ装置において、前記電界効果トランジスタにおける前記高周波信号の入力側に、減衰器を備えたことを特徴とする。
【００２７】
請求項７の発明によると、減衰器によって、入力とする高周波信号のレベルが減衰する。高レベルの信号をそのままゲートに与えると、増幅の際に歪みが生じてしまう。そこで、レベルを十分に減衰させた信号をＦＥＴに与えることによって、ＦＥＴの動作点を線形領域に保ちつつ、増幅を行うことができる。これにより、出力される電圧信号に含まれる増幅の歪みを低減することができ、スイッチング特性が向上する。
【００２８】
請求項８の発明では、請求項１のスイッチ装置において、前記電界効果トランジスタは、Ｇａ，Ｉｎ，Ａｓ，Ｐ，Ｎ，Ａｌのうち少なくとも１つの元素を含む化合物半導体によって構成されていることを特徴とする。
【００２９】
請求項８の発明によると、ＦＥＴを、ＧａＡｓ，ＧａＡｌＡｓ，ＩｎＰ，ＩｎＧａＰ，ＧａＮ，ＧａＩｎＡｓ，ＩｎＧａＰＮなどを基本とする化合物半導体によって構成することによって、ＦＥＴの動作周波数を高くすることができる。これにより、より高周波の信号のスイッチングを行うことができるようになる。
【００３０】
そして、請求項９の発明が講じた手段は、第１、第２および第３の端子を有し、高周波信号に対し、前記第１の端子と前記第２の端子とを電気的に接続する第１の接続状態と、前記第１の端子と前記第３の端子とを電気的に接続する第２の接続状態とを、切り替えるスイッチ装置として、請求項１記載のスイッチ装置によってそれぞれ構成された、第１および第２の部分スイッチ装置を備えたものとする。前記第１の部分スイッチ装置は、前記第１の端子と前記第２の端子との間に設けられ、前記第１の接続状態を設定するか否かを切り替えるものとする。また、前記第２の部分スイッチ装置は、前記第１の端子と前記第３の端子との間に設けられ、前記第２の接続状態を設定するか否かを切り替えるものとする。そして、前記第１および第２の部分スイッチ装置は、相補的に、前記第１および第２の接続状態を設定することを特徴とする。
【００３１】
請求項９の発明によると、第１および第２の部分スイッチ装置が、相補的に動作することによって、高周波信号の伝送経路が切り替えられる。第１および第２の部分スイッチ装置は、ともに一般的なＦＥＴによって構成されたものである。したがって、ＦＥＴによって、高周波信号の伝送経路の切り替えが可能になる。
【００３２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００３３】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態であるスイッチ装置１０の概略回路図である。スイッチ装置１０は、ソース接地されたＦＥＴ１１と、ＦＥＴ１１のゲート・ドレイン間に設けられたフィードバック回路１２とを備え、端子Ｐ１から入力する高周波信号のスイッチングを行い、端子Ｐ２から電圧信号を出力するものである。本発明で言うところの高周波信号とは、５ＧＨｚ前後のマイクロ波帯から、２５ＧＨｚ付近の準ミリ波帯、６０〜７５ＧＨｚのミリ波帯、さらには、それ以上の周波数帯域の信号を指す。なお、本実施形態では、ＦＥＴ１１のドレインから電圧信号を出力するものとしたが、ソースから出力するようにしてもよい。
【００３４】
ＦＥＴ１１は、ＩｎＰ基板上に形成した、ＨＥＭＴ（Ｈｉｇｈ Ｅｌｅｃｔｒｏｎ ＭｏｂｉｌｉｔｙＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）またはＨＦＥＴ（Ｈｅｔｅｒｏｓｔｒｕｃｔｕｒｅ ＦＥＴ）などと呼ばれる高電子移動度電界効果トランジスタによって構成されている。ＦＥＴ１１のゲートには、端子Ｐ１から高周波信号が与えられるとともに、制御電圧Ｖｃがバイアスされている。ドレインには、バイアス電圧Ｖｂが印加される。バイアス電圧Ｖｂは、電源電圧に相当する１〜３Ｖ程度の電圧であればよい。本実施形態では、バイアス電圧Ｖｂとして、スイッチ装置１０の電源電圧に相当する１．０Ｖを与えるものとする。また、制御電圧Ｖｃの第１および第２のレベルとして、接地電位（０Ｖ）からバイアス電圧Ｖｂに相当する電圧（１〜３Ｖ）を印加すればよい。本実施形態では、制御電圧Ｖｃの第１のレベルとして接地電位である０．０Ｖ、第２のレベルとして、バイアス電圧Ｖｂに相当する１．０Ｖを与えるものとする。
【００３５】
フィードバック回路１２は、抵抗素子、容量素子および伝送線路を直列に接続して構成され、出力側であるドレインの電圧信号を、入力側であるゲートにフィードバックする。これにより、スイッチ装置１０の周波数特性を平坦にすることができ、スイッチ装置１０が、幅広い周波数帯域で使用可能になる。フィードバック回路１２は、上記の構成以外にも、抵抗素子、容量素子およびインダクタンス素子、ならびにこれらを組み合わせたものによって構成してもよい。なお、フィードバック回路１２は、省略してもよい。
【００３６】
次に、本発明のスイッチ装置１０の動作原理について詳細に説明する。
【００３７】
図２は、ゲート電圧をＶｇ、ドレイン電圧をＶｄとしたときの、ＦＥＴ１１の各種特性を示すグラフである。同図（ａ）は、ゲート電圧Ｖｇをパラメータとしたときの、ドレイン電圧Ｖｄとドレイン電流Ｉｄとの関係を示すグラフである。また、同図（ｂ）は、ドレイン電圧Ｖｄが３．０Ｖのときの、ゲート電圧Ｖｇと、ソース・ドレイン間の相互コンダクタンスＧｍおよびドレイン電流Ｉｄとのそれぞれの関係を示すグラフである。
【００３８】
図２（ｂ）からわかるように、ゲート電圧Ｖｇが０．０Ｖのとき、相互コンダクタンスＧｍが最も大きい。また、同図（ａ）からわかるように、ゲート電圧Ｖｇが０．０Ｖのとき、ゲート電圧Ｖｇのわずかな変化に対して、ドレイン電流Ｉｄが最も大きく変化する。この状態が、本発明で言うところの能動状態である。ＦＥＴ１１が能動状態のとき、ゲート電圧Ｖｇの変化に応じてドレイン電流Ｉｄが変化し、端子Ｐ２からは、ドレイン電流Ｉｄの変化に基づく電圧信号が出力される。すなわち、スイッチ装置１０は、入力とする高周波信号を増幅することによってオンになり、この高周波信号を実質的に通過させる。なお、ここで言う増幅とは、必ずしも“１”よりも大きなゲインで信号を出力することを意味するものではなく、入力とする信号に応じて変化する信号を出力することを意味する。
【００３９】
一方、ゲート電圧Ｖｇを０．０Ｖよりも大きくすると、相互コンダクタンスＧｍは次第に減少するとともに、ドレイン電流Ｉｄは一定値に近づいていく。そして、たとえば、ゲート電圧Ｖｇが１．０Ｖ前後のところでは、ゲート電圧Ｖｇが多少変化しても、ドレイン電流Ｉｄは一定値のままでほとんど変化しなくなる。この状態が、本発明で言うところの非能動状態である。ＦＥＴ１１が非能動状態のとき、ゲート電圧Ｖｇの変化に対するドレイン電流Ｉｄの変化は抑制され、端子Ｐ２からは、ゲート電圧Ｖｇの変化とは無関係のほぼ一定レベルの電圧信号が出力される。すなわち、スイッチ装置１０は、入力とする高周波信号を増幅しないことによってオフになり、この高周波信号を実質的に遮断する。
【００４０】
一般に、ＦＥＴが能動状態になるときのゲート電圧Ｖｇは、ＦＥＴの種類によってさまざまに異なる。また、同じＦＥＴであっても、要求される特性に応じて、能動状態と非能動状態との境界がさまざまに変わり得る。たとえば、ＦＥＴ１１について、ゲート電圧Ｖｇが−０．４Ｖ〜０．６Ｖのときに能動状態になるものとした場合、制御電圧Ｖｃが−０．４Ｖ〜０．６Ｖのとき、スイッチ装置１０はオンになる一方、制御電圧Ｖｃが−０．４Ｖ〜０．６Ｖ以外の電圧のとき、スイッチ装置１０はオフになる。
【００４１】
このように、スイッチ装置１０を動作させるための制御電圧Ｖｃの与え方はさまざまであるが、好ましくは、本実施形態のように、制御電圧Ｖｃが接地電位である０．０Ｖのとき、オンになる一方、バイアス電圧Ｖｂに相当する１．０Ｖのとき、オフになるようにする。このようにすることによって、スイッチ装置１０が正電源のみで動作可能になり、負の電圧を供給するための電源装置が不要になる。これにより、回路規模を縮減することができる。また、スイッチ装置１０を動作させるための電圧の種類が、接地電位および電源電圧の２つになり、制御が容易になるとともに、回路構成を簡略化することができる。
【００４２】
次に、スイッチ装置１０のスイッチング特性について、グラフを参照しながら説明する。
【００４３】
図３は、スイッチ装置１０のスイッチング特性を示すグラフである。同図（ａ）は、制御電圧Ｖｃが０．０Ｖのとき、つまりスイッチ装置１０がオンのときの特性グラフである。同図（ｂ）は、制御電圧Ｖｃが１．０Ｖのとき、つまりスイッチ装置１０がオフのときの特性グラフである。Ｓ２１特性は、端子Ｐ１から端子Ｐ２へ信号が通過するときのレベルを示す。Ｓ１１特性は、端子Ｐ１における入力信号の反射レベルを示す。なお、同図の横軸は、信号の周波数であり、単位はＧＨｚである。また、縦軸の単位はｄＢである。
【００４４】
図３（ａ）から、スイッチ装置１０は、オンのとき、３０Ｇ〜６０ＧＨｚの周波数帯域において、平坦な通過特性を示すことがわかる。また、図３（ｂ）から、スイッチ装置１０は、オフのとき、同周波数帯域において、−１０ｄＢ以下の挿入損失が得られていることがわかる。以上のことから、スイッチ装置１０は、３０Ｇ〜６０ＧＨｚの周波数帯域において、スイッチ手段として有効に機能することがわかる。なお、ＦＥＴ１１やフィードバック回路１２の構成を変えることにより、さらに高周波帯域におけるスイッチング特性を改善することができる。
【００４５】
さらに、図３（ａ）に示したＳ２１特性は、６０ＧＨｚまでの周波数帯域において、０ｄＢ以上となっている。これは、出力される電圧信号のレベルが、入力とする高周波信号のレベルよりも高くなっていることを意味する。つまり、スイッチ装置１０は、オンのとき、入力とする高周波信号よりも高いレベルの電圧信号を出力することができる。そして、このゲインは、ＦＥＴ１１を能動状態に設定する制御電圧Ｖｃのレベルを変えることにより、調節可能である。
【００４６】
以上、本実施形態によると、制御電圧Ｖｃによって、ＦＥＴ１１の能動状態／非能動状態を切り替えることができる。これにより、一般的なＦＥＴによって、高周波信号のスイッチングが可能になる。また、スイッチ装置１０を動作させるための制御電圧Ｖｃおよびバイアス電圧Ｖｂを、ともに接地電位以上にすることにより、スイッチ装置１０が正電源のみで動作可能になる。これにより、負の電圧を供給する電源が不要になり、回路面積を縮減することができる。
【００４７】
（第２の実施形態）
図４は、本発明の第２の実施形態であるスイッチ装置１０Ａの概略回路図である。スイッチ装置１０Ａは、第１の実施形態のスイッチ装置１０におけるＦＥＴ１１の入力側および出力側に、それぞれフィルタ回路１３，１４を備えたものである。なお、スイッチ装置１０ＡにおけるＦＥＴ１１は、ＧａＡｓ基板上に形成したものである。
【００４８】
フィルタ回路１３，１４の構成はさまざまにすることができる。たとえば、フィルタ回路１３，１４を容量素子によって構成することによって、ＦＥＴ１１に直流信号が入力されることを阻止するとともに、スイッチ装置１０Ａを、他の回路から直流的に分離することができる。また、その容量素子の値を変えることによって、入力とする高周波信号の通過特性を調整することが可能となる。
【００４９】
図５は、フィルタ回路１３，１４を、６０ＧＨｚ前後の信号を通過させる帯域通過型のフィルタ回路にしたときのスイッチ装置１０Ａのスイッチング特性を示すグラフである。なお、フィルタ回路１３，１４は、端子Ｐ１，Ｐ２から先に接続される他の機器とのインピーダンス整合の機能を併せ持っている。同図（ａ）は、制御電圧Ｖｃが０．０Ｖのとき、つまりスイッチ装置１０Ａがオンのときの特性グラフである。同図（ｂ）は、制御電圧Ｖｃが１．０Ｖのとき、つまりスイッチ装置１０Ａがオフのときの特性グラフである。なお、同図の見方は、図３と同様である。
【００５０】
図５（ａ）からわかるように、スイッチ装置１０Ａがオンのとき、６０ＧＨｚ前後の信号が通過している。また、図５（ｂ）からわかるように、スイッチ装置１０Ａがオフのとき、６０ＧＨｚ前後の信号に対する挿入損失は、−１０ｄＢ以下になっている。このことから、スイッチ装置１０Ａによると、６０ＧＨｚ前後の信号のスイッチングが可能であることがわかる。
【００５１】
一方、図６は、フィルタ回路１３，１４を、１２ＧＨｚ前後の信号の通過を阻止する帯域通過阻止型のフィルタ回路にしたときのスイッチ装置１０Ａのスイッチング特性を示すグラフである。なお、フィルタ回路１３，１４は、マイクロストリップライン構造の線路を用いたものである。同図（ａ）は、制御電圧Ｖｃが０．０Ｖのとき、つまりスイッチ装置１０Ａがオンのときの特性グラフである。同図（ｂ）は、制御電圧Ｖｃが１．０Ｖのとき、つまりスイッチ装置１０Ａがオフのときの特性グラフである。なお、同図の見方は、図３と同様である。
【００５２】
図６（ａ）（ｂ）からわかるように、スイッチ装置１０Ａがオンおよびオフのいずれのときも、１２ＧＨｚ前後の信号の通過が阻止されている。このことから、スイッチ装置１０Ａによると、１２ＧＨｚ前後の周波数帯を除く信号のスイッチングが可能であることがわかる。
【００５３】
また、スイッチ装置１０Ａについて、フィルタ回路１３に代えて、図４に示すように、減衰器１５を備えるようにしてもよい。これは、高周波信号のレベルが高いときには、特に有効である。高レベルの信号をそのままゲートに与えると、増幅される信号に歪みが生じてしまう。このため、ＦＥＴ１１が線形領域において動作可能な程度に、入力信号のレベルを減衰させる必要がある。これを行うのが、減衰器１５である。減衰器１５によって、入力信号のレベルが減衰することによって、出力される電圧信号に含まれる増幅の歪みを低減することができる。これにより、スイッチング特性が向上する。さらに、可変抵抗素子などによって減衰器１５を構成することによって、入力信号のレベルに応じた減衰量の調整可能が可能となり、より安定した信号通過特性を得ることができる。また、ＦＥＴ１１のゲインを調整することもできる。一方、信号遮断時には、十分なアイソレーションをとることができる。
【００５４】
以上、本実施形態によると、ＦＥＴ１１の入力側および出力側に、フィルタ回路１３，１４を備えることによって、スイッチ装置１０Ａの周波数特性を所望の特性にすることができる。また、入力とする高周波信号に含まれる不要な低周波成分をカットし、ＦＥＴ１１の不要な発振を抑制することができる。これにより、回路動作を安定化させることができる。
【００５５】
なお、本実施形態では、ＦＥＴ１１の入力側および出力側のいずれにもフィルタ回路を設けるものとしたが、出力側のフィルタ回路１４は、省略可能である。
【００５６】
（第３の実施形態）
図７は、本発明の第３の実施形態であるスイッチ装置２０の概略回路図である。スイッチ装置２０は、第１の端子Ｐ１と第２の端子Ｐ２との間に設けられた第１の部分スイッチ装置１０Ｃと、第１の端子Ｐ１と第３の端子Ｐ３との間に設けられた第２の部分スイッチ装置１０Ｄとを備え、高周波信号に対し、端子Ｐ１と端子Ｐ２とを電気的に接続する第１の接続状態と、端子Ｐ１と端子Ｐ３とを電気的に接続する第２の接続状態とを切り替えるものである。
【００５７】
部分スイッチ装置１０Ｃは、第１および第２の実施形態のスイッチ装置１０，１０Ａとほぼ同様の構成をしている。すなわち、部分スイッチ装置１０Ｃは、ＦＥＴ１１Ａと、整合回路１３Ａ，１４Ａとを備え、ゲートに与えられる高周波信号のスイッチングを行うことによって、第１の接続状態を設定するか否かを切り替えるものである。整合回路１３Ａ，１４Ａは、端子Ｐ１，Ｐ２より先に接続される他の機器とのインピーダンス整合のために挿入したものであり、省略可能である。部分スイッチ装置１０Ｃの動作条件もまた、スイッチ装置１０，１０Ａと同様である。すなわち、制御電圧Ｖｃ１が０．０Ｖのとき、オンになる一方、バイアス電圧Ｖｂに相当する１．０Ｖのとき、オフになる。
【００５８】
部分スイッチ装置１０Ｄは、ゲートに与えられる高周波信号のスイッチングを行うことによって、第２の接続状態を設定するか否かを切り替えるものである。部分スイッチ装置１０Ｄの構成および動作条件は、部分スイッチ装置１０Ｃと同様である。すなわち、制御電圧Ｖｃ２が０．０Ｖのとき、オンになる一方、バイアス電圧Ｖｂに相当する１．０Ｖのとき、オフになる。なお、ＦＥＴ１１Ａ，１１Ｂは、ともに、ＩｎＰ基板上に形成されている。
【００５９】
スイッチ装置２０は、第１の接続状態と第２の接続状態とを切り替えるものであるため、部分スイッチ装置１０Ｃ，１０Ｄは、相補的にスイッチング動作する必要がある。このため、制御電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２のいずれか一方が０．０Ｖのとき、他方を１．０Ｖに設定する。すなわち、制御電圧Ｖｃ１が０．０Ｖかつ制御電圧Ｖｃ２が１．０Ｖのとき、端子Ｐ１と端子Ｐ２とが接続される第１の接続状態になる。一方、制御電圧Ｖｃ１が１．０Ｖかつ制御電圧Ｖｃ２が０．０Ｖのとき、端子Ｐ１と端子Ｐ３とが接続される第２の接続状態になる。
【００６０】
図８は、制御電圧Ｖｃ１が０．０Ｖ、制御電圧Ｖｃ２が１．０Ｖのときのスイッチ装置２０のスイッチング特性を示すグラフである。同グラフにおいて、ＰＯＲＴｉ（ｉ＝１，２，３）−ＰＯＲＴｊ（ｊ＝１，２，３）は、それぞれ、端子Ｐｉから端子Ｐｊへ伝達される信号のレベルを示す。なお、同図の横軸は、信号の周波数であり、単位はＧＨｚである。また、縦軸の単位はｄＢである。
【００６１】
図８からわかるように、ＰＯＲＴ１−ＰＯＲＴ２は、３０Ｇ〜５０ＧＨｚの周波数帯域において０ｄＢ前後で推移しており、端子Ｐ１と端子Ｐ２とが接続された状態にある。また、ＰＯＲＴ１−ＰＯＲＴ３は、−２５ｄＢ以下であり、端子Ｐ１と端子Ｐ３とは切断された状態にある。なお、制御電圧Ｖｃ１を１．０Ｖ、制御電圧Ｖｃ２を０．０Ｖにしたとき、回路の対称性から、これとは逆の特性を示す。
【００６２】
以上、本実施形態によると、一般的なＦＥＴ１１Ａ，１１Ｂによって、高周波信号の経路の切り替えが可能になる。なお、部分スイッチ装置１０Ｃ，１０Ｄとして、まったく同一の構成のものを備える必要はない。部分スイッチ装置１０Ｃ，１０Ｄが、いずれも高周波信号のスイッチングが可能であるなら、これら部分スイッチ装置１０Ｃ，１０Ｄを相補的に切り替え動作させることによって、経路切り替えのスイッチ装置２０を構成することができる。
【００６３】
（第４の実施形態）
図９は、本発明の第４の実施形態であるスイッチ装置２０Ａの概略回路図である。スイッチ装置２０Ａは、第３の実施形態のスイッチ装置２０における部分スイッチ装置１０Ｃ，１０Ｄに代えて、部分スイッチ装置１０Ｅ，１０Ｆを備えたものである。
【００６４】
部分スイッチ装置１０Ｅは、フィードバック回路１２Ａと、フィルタ回路１３Ａ，１４Ａとを備えている。一方、部分スイッチ装置１０Ｆは、フィードバック回路１２Ｂと、フィルタ回路１３Ｂ，１４Ｂとを備えている。これら部分スイッチ装置１０Ｅ，１０Ｆの構成は、第２の実施形態のところで、説明したとおりである。
【００６５】
図１０は、制御電圧Ｖｃ１が０．０Ｖ、制御電圧Ｖｃ２が１．０Ｖ、バイアス電圧Ｖｂが３．０Ｖのときのスイッチ装置２０Ａのスイッチング特性を示すグラフである。なお、フィルタ回路１３Ａ，１３Ｂ，１４Ａ，１４Ｂは、６０ＧＨｚ前後の信号を通過させる帯域通過型のフィルタ回路である。同図の見方は、図８と同様である。
【００６６】
図１０からわかるように、６０ＧＨｚ前後の信号に対して、ＰＯＲＴ１−ＰＯＲＴ２は通過の特性を示しており、端子Ｐ１と端子Ｐ２とが接続された状態にある。また、６０ＧＨｚ前後の信号に対して、ＰＯＲＴ１−ＰＯＲＴ３は、−１０ｄＢ以下であり、端子Ｐ１と端子Ｐ３とは切断された状態にある。なお、制御電圧Ｖｃ１を１．０Ｖ、制御電圧Ｖｃ２を０．０Ｖにしたとき、回路の対称性から、これとは逆の特性を示す。
【００６７】
一方、図１１は、フィルタ回路１３Ａ，１３Ｂをそれぞれ減衰器に置き換えたスイッチ装置２０Ａのスイッチング特性を示すグラフである。同図に示したスイッチング特性は、図１０に示した特性とほぼ同様であり、スイッチ装置２０Ａの構成を多少変更しても、本発明が奏する効果に大きな差異は生じないことがわかる。
【００６８】
上記説明において、ＦＥＴ１１，１１Ａ，１１Ｂは、ＩｎＰ系やＧａＡｓ系といった化合物半導体によって構成されるとしたが、ＳｉやＧｅといった単結晶の半導体によって構成してもよい。また、別の化合物半導体として、Ｇａ，Ｉｎ，Ａｓ，Ｐ，Ｎ，Ａｌのうち少なくとも１つの元素を含むような、たとえば、ＧａＡｌＡｓ，ＩｎＰ，ＩｎＧａＰ，ＧａＮ，ＧａＩｎＡｓ，ＩｎＧａＰＮなどが可能である。もちろん、これ以外の元素を含む化合物半導体でもよい。このうち、特に、ＧａＮ系、ＩｎＧａＰ系、ＩｎＧａＰＮ系を用いると、ＦＥＴの耐電圧特性が向上するという効果を得ることができる。
【００６９】
【発明の効果】
以上、本発明によると、一般的なＦＥＴによって、高周波信号のスイッチング、および高周波信号の伝送経路の切り替えが可能になる。これにより、ＭＭＩＣへのスイッチ装置の組み込みが容易になり、高周波回路の集積化に効果を奏する。また、本発明のスイッチ装置は、正電源のみで動作可能であり、負の電圧を供給する電源を必要としない。これにより、回路規模を縮減することができ、高周波回路のより一層の小型化に効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態のスイッチ装置の概略回路図である。
【図２】図１のスイッチ装置におけるＦＥＴの各種特性を示すグラフである。
【図３】図１のスイッチ装置のスイッチング特性を示すグラフである。
【図４】本発明の第２の実施形態のスイッチ装置の概略回路図である。
【図５】図４のスイッチ装置１０Ａのスイッチング特性を示すグラフである。
【図６】図４のスイッチ装置１０Ａのスイッチング特性を示すグラフである。
【図７】本発明の第３の実施形態のスイッチ装置の概略回路図である。
【図８】図７のスイッチ装置のスイッチング特性を示すグラフである。
【図９】本発明の第４の実施形態のスイッチ装置の概略回路図である。
【図１０】図９のスイッチ装置のスイッチング特性を示すグラフである。
【図１１】図９のスイッチ装置のスイッチング特性を示すグラフである。
【図１２】ＦＥＴスイッチを説明するための図である。
【図１３】図１２のＦＥＴスイッチのスイッチング特性を示すグラフである。
【図１４】図１４のＦＥＴスイッチとは異なる構成のＦＥＴスイッチを説明するための図である。
【図１５】図１４のスイッチ装置のスイッチング特性を示すグラフである。
【符号の説明】
１０，１０Ａ スイッチ装置
１１ ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）
１２ フィードバック回路
１３，１４ フィルタ回路
１５ 減衰器
２０，２０Ａ スイッチ装置
１０Ｃ，１０Ｅ 第１の部分スイッチ装置
１０Ｄ，１０Ｆ 第２の部分スイッチ装置
Ｐ１ 第１の端子
Ｐ２ 第２の端子
Ｐ３ 第３の端子
Ｖｃ，Ｖｃ１，Ｖｃ２ 制御電圧
Ｖｂ バイアス電圧
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチ装置に関するものであり、特に、高周波信号のスイッチングに好適なスイッチ装置の技術に属する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、情報通信分野における技術の進展は著しく、通信機器が扱う周波数帯域もマイクロ波帯域からミリ波帯域へと、より高い周波数帯域への展開が図られている。このようなマイクロ波帯からミリ波帯までの高周波信号を扱う通信用回路などでは、信号を通過させる（オン）、または遮断する（オフ）というオン・オフ型のスイッチや、オン・オフ型のスイッチを複数個組み合わせて伝送線路を制御する経路切り替え型のスイッチなどが多く用いられる。基本となるオン・オフ型スイッチは、一般に、機械的な開閉動作をする機械式スイッチや、半導体のＰ／Ｉ／Ｎ接合を用いたＰＩＮダイオードスイッチや、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）のスイッチング機能を用いたＦＥＴスイッチなどによって構成される。
【０００３】
図１２（ａ）は、一般的なＦＥＴスイッチ（ＦＥＴ１１）を示す。ＦＥＴ１１は、ゲートに与えられる制御電圧Ｖｃに応じて、ポート１からポート２へ伝達される信号のスイッチングを行う。同図（ｂ）は、ＦＥＴ１１がオンのときの等価回路を示す。ＦＥＴ１１がオンになると、ソース・ドレイン間にチャネル抵抗成分Ｒが形成される。信号は、この抵抗成分Ｒを通じて、ポート１からポート２へと伝達される。一方、同図（ｃ）は、ＦＥＴ１１がオフのときのときの等価回路を示す。ＦＥＴ１１がオフになると、ソース・ドレイン間のチャネル抵抗成分Ｒは消滅し、寄生容量Ｃのみとなる。この抵抗成分Ｒの消滅によって、信号が遮断される。
【０００４】
一方、高周波回路に対する小型化の要求は、他の電子回路にも増して強くなりつつある。一般に、高周波回路は、高周波トランジスタなどの半導体素子と整合回路やバイアス回路などをひとつの半導体基板上に集積化したＭＭＩＣ（Ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ ＩＣ）として構成されることが多い。ＭＭＩＣの場合、スイッチ回路自体も半導体素子で構成されることが好ましい。このため、通常、ＭＭＩＣでは、ＰＩＮダイオードや、ＦＥＴスイッチなどが利用されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
一般に、ＰＩＮ接合を作るプロセスは、ＦＥＴ形成のプロセスとは異なる工程を含んでいる。したがって、ＭＭＩＣにＰＩＮダイオードを形成する場合、ＦＥＴと比べて、製造方法が複雑になってしまう。このため、ＭＭＩＣでは、ＦＥＴによってスイッチ装置を構成する方が好ましい。
【０００６】
スイッチ装置としてのＦＥＴは、現在、マイクロ波帯域では多く用いられている。しかし、ミリ波帯域になると、寄生容量Ｃに起因する高周波インピーダンスが十分に小さくなり、遮断しているはずの信号が通過してしまう。
【０００７】
図１３（ａ）（ｂ）は、横軸を信号周波数としたときの、図１２（ａ）に示したＦＥＴスイッチのスイッチング特性を示すグラフである。ここで、ＦＥＴ１１として、現在、一般的に用いられている、ゲート長が０．２μｍ、ゲート幅が２００μｍのＧａＡｓＦＥＴを用いている。Ｓ２１は、ポート１からポート２へ伝達されるときの信号のレベルを示し、Ｓ１１は、ポート１への信号の反射レベルを示す。なお、同図の縦軸の単位はｄＢであり、横軸の単位はＧＨｚである。図１３（ａ）は、ＦＥＴ１１がオンのときのスイッチング特性を示す。Ｓ２１特性は、ほぼ０ｄＢで推移し、ポート１からポート２へ信号が伝達されることがわかる。一方、同図（ｂ）は、ＦＥＴ１１がオフのときのスイッチング特性を示す。Ｓ２１特性は、５ＧＨｚで−１０ｄＢを割ってしまい、３０ＧＨｚ以降では、ほぼ０ｄＢになる。このことから、ＦＥＴでは、５ＧＨｚ以上の高周波信号を遮断することが困難であることがわかる。
【０００８】
一方、図１４（ａ）は、別の構成によるＦＥＴスイッチを示す。ＦＥＴ１１Ａ，１１Ｂは、それぞれ、ゲートに与えられる制御電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２に応じて相補的に動作し、ポート１からポート２へ伝達される信号のスイッチングを行う。同図（ｂ）は、スイッチ装置がオンのときの等価回路を示す。ＦＥＴ１１Ａがオンになり、ＦＥＴ１１Ａのソース・ドレイン間にチャネル抵抗成分Ｒが形成されるとともに、ＦＥＴ１１Ｂがオフになり、ＦＥＴ１１Ｂのソース・ドレイン間は寄生容量Ｃ２のみとなる。信号は、この抵抗成分Ｒを通じて、ポート１からポート２へと伝達される。一方、同図（ｃ）は、スイッチ装置がオフのときのときの等価回路を示す。ＦＥＴ１１Ａがオフになり、ＦＥＴ１１Ａのソース・ドレイン間のチャネル抵抗成分Ｒは消滅し、寄生容量Ｃ１のみとなるとともに、ＦＥＴ１１Ｂがオンになり、ＦＥＴ１１Ｂのソース・ドレイン間にチャネル抵抗成分Ｒが形成される。この抵抗成分Ｒによって、寄生容量Ｃ１を通過した高周波信号をグランドに落とすことによって、信号を遮断する。
【０００９】
図１５（ａ）（ｂ）は、横軸を信号周波数としたときの、図１４（ａ）のスイッチ装置のスイッチング特性を示すグラフである。なお、図１５の見方は、図１３と同様である。図１５（ｂ）は、スイッチ装置がオフのときのスイッチング特性を示す。図１３（ｂ）と比較して、Ｓ２１特性が改善されていることがわかる。一方、図１５（ａ）は、スイッチ装置がオンのときのスイッチング特性を示す。Ｓ２１特性は、信号周波数が高くなるにつれ悪化し、ミリ波帯域である６０ＧＨｚでは、７ｄＢの挿入損失が生じている。このことから、図１４（ａ）のスイッチ装置のスイッチング特性は、ミリ波以上の高周波帯域では、十分とは言えない。したがって、ミリ波などの高周波帯域では、ＦＥＴをスイッチ装置として用いることは困難である。
【００１０】
上記の問題は、ソース・ドレイン間の寄生容量Ｃを小さくすることによって、一応の解決を図ることができる。しかし、現在の技術で、寄生容量Ｃを十分に小さくしたＦＥＴを製造することには限界があり、これは、根本的な解決策であるとは言えない。
【００１１】
上記問題に鑑み、本発明は、一般的なＦＥＴによって、高周波信号のスイッチングを可能にすることを課題とする。また、一般的なＦＥＴによって、高周波信号の伝送経路の切り替えを可能にすることを課題とする。
【００１２】
一方、高周波トランジスタとしてよく用いられるデプリーション型のｎチャネルＦＥＴでは、チャネルをピンチオフするために、ゲートに負の電圧を与える必要がある。このため、この負の電圧を供給するための電源装置が必要である。これにより、回路規模が大きくなるという問題がある。
【００１３】
そこで、さらに、本発明は、ＦＥＴによって構成されたスイッチ装置に関し、負の電圧を必要とせず、正電源のみで動作可能にすることを課題とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１の発明が講じた手段は、高周波信号のスイッチングを行うスイッチ装置として、ゲートに、制御電圧をもってバイアスされた前記高周波信号が与えられ、ソースおよびドレインのいずれかから、電圧信号を出力する電界効果トランジスタを備えたものとする。そして、前記電界効果トランジスタは、前記制御電圧が第１のレベルのとき、能動状態になり、前記高周波信号に応じて変化する信号を前記電圧信号として出力する一方、前記制御電圧が第２のレベルのとき、非能動状態になり、前記高周波信号に応じた変化が抑制された信号を前記電圧信号として出力することを特徴とする。
【００１５】
請求項１の発明によると、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）のゲートに、第１および第２のレベルのいずれかの制御電圧をもってバイアスをかけることによって、ＦＥＴが、能動状態および非能動状態のいずれかに設定される。ＦＥＴが能動状態に設定されたとき、ソースおよびドレインのいずれかから、ゲートに与えられる高周波信号に応じて変化する電圧信号が出力される。一方、ＦＥＴが非能動状態に設定されたとき、高周波信号に対する変化が抑制された電圧信号が出力される。つまり、本発明のスイッチ装置は、ＦＥＴによって増幅された信号の出力によって、入力とする高周波信号を実質的に通過させる一方、非増幅の信号を出力することによって、入力とする高周波信号を実質的に遮断するものである。一般に、ＦＥＴは、直流からミリ波帯域に至る広範囲な周波数帯域において増幅作用を呈するため、ＦＥＴを増幅器として動作させるか否かを切り替えることによって、高周波信号の通過／遮断を切り替えることができる。これにより、一般的なＦＥＴによって、高周波信号のスイッチングを行うことが可能になる。また、入力信号をゲートに与える構成にすることにより、遮断時の入出力間のアイソレーションを大きくすることができる。
【００１６】
そして、請求項２の発明では、請求項１のスイッチ装置において、前記電界効果トランジスタは、ソース側が接地されるとともに、ドレイン側に、正のバイアス電圧が与えられるものとし、また、前記第１および第２のレベルは、ともに、接地電位以上であることを特徴とする。
【００１７】
請求項２の発明によると、ソース接地のＦＥＴにおいて、ドレインに正のバイアス電圧を与えるとともに、制御電圧の第１および第２のレベルを、ともに接地電位以上とすることによって、スイッチ装置の動作に必要な電圧が、接地電位以上となる。これにより、スイッチ装置を正電源のみで動作させることができる。
【００１８】
さらに、請求項３の発明では、請求項２のスイッチ装置において、前記第１のレベルは接地電位とし、前記第２のレベルは前記バイアス電圧のレベルとすることを特徴とする。
【００１９】
請求項３の発明によると、制御電圧の第１および第２のレベルを、接地電位、およびドレインに与えるバイアス電圧のいずれかの２値にすることによって、スイッチ装置の制御が容易になる。また、スイッチ装置の回路構成を簡略化することができる。
【００２０】
一方、請求項４の発明では、請求項１のスイッチ装置において、前記第１のレベルは、可変とする。そして、前記電界効果トランジスタは、前記能動状態のとき、前記第１のレベルに応じて前記高周波信号を増幅し、前記電圧信号を出力するものであることを特徴とする。
【００２１】
請求項４の発明によると、制御電圧の第１のレベルを可変にすることによって、ＦＥＴが、第１のレベルに応じた増幅率を呈するようになる。これにより、単なるスイッチングだけではなく、入力とする高周波信号を増幅して出力することが可能になる。
【００２２】
請求項５の発明では、請求項１のスイッチ装置において、前記電界効果トランジスタにおける前記高周波信号の入力側と前記電圧信号の出力側との間に、フィードバック回路を備えたことを特徴とする。
【００２３】
請求項５の発明によると、入力側と出力側との間にフィードバック回路を設けることによって、スイッチ装置の周波数特性を平坦にすることができる。これにより、スイッチ装置が、幅広い周波数帯域で使用可能になる。
【００２４】
請求項６の発明では、請求項１のスイッチ装置において、前記電界効果トランジスタにおける前記高周波信号の入力側に、フィルタ回路を備えたことを特徴とする。
【００２５】
請求項６の発明によると、フィルタ回路によって、入力とする高周波信号に含まれる不要な周波数成分がカットされる。ＦＥＴは、一般に、低周波信号に対して高い増幅度を有する。このため、入力信号に低周波成分が含まれていると、ＦＥＴが、不要に発振してしまう恐れがある。したがって、たとえば、高域通過型のフィルタ回路を用いて、不要な低周波成分をカットすることによって、ＦＥＴの不要な発振を抑え、回路動作を安定化させることができる。また、スイッチ装置の周波数特性を平坦にしたり、所望の周波数特性にしたりすることができる。
【００２６】
請求項７の発明では、請求項１のスイッチ装置において、前記電界効果トランジスタにおける前記高周波信号の入力側に、減衰器を備えたことを特徴とする。
【００２７】
請求項７の発明によると、減衰器によって、入力とする高周波信号のレベルが減衰する。高レベルの信号をそのままゲートに与えると、増幅の際に歪みが生じてしまう。そこで、レベルを十分に減衰させた信号をＦＥＴに与えることによって、ＦＥＴの動作点を線形領域に保ちつつ、増幅を行うことができる。これにより、出力される電圧信号に含まれる増幅の歪みを低減することができ、スイッチング特性が向上する。
【００２８】
請求項８の発明では、請求項１のスイッチ装置において、前記電界効果トランジスタは、Ｇａ，Ｉｎ，Ａｓ，Ｐ，Ｎ，Ａｌのうち少なくとも１つの元素を含む化合物半導体によって構成されていることを特徴とする。
【００２９】
請求項８の発明によると、ＦＥＴを、ＧａＡｓ，ＧａＡｌＡｓ，ＩｎＰ，ＩｎＧａＰ，ＧａＮ，ＧａＩｎＡｓ，ＩｎＧａＰＮなどを基本とする化合物半導体によって構成することによって、ＦＥＴの動作周波数を高くすることができる。これにより、より高周波の信号のスイッチングを行うことができるようになる。
【００３０】
そして、請求項９の発明が講じた手段は、第１、第２および第３の端子を有し、高周波信号に対し、前記第１の端子と前記第２の端子とを電気的に接続する第１の接続状態と、前記第１の端子と前記第３の端子とを電気的に接続する第２の接続状態とを、切り替えるスイッチ装置として、請求項１記載のスイッチ装置によってそれぞれ構成された、第１および第２の部分スイッチ装置を備えたものとする。前記第１の部分スイッチ装置は、前記第１の端子と前記第２の端子との間に設けられ、前記第１の接続状態を設定するか否かを切り替えるものとする。また、前記第２の部分スイッチ装置は、前記第１の端子と前記第３の端子との間に設けられ、前記第２の接続状態を設定するか否かを切り替えるものとする。そして、前記第１および第２の部分スイッチ装置は、相補的に、前記第１および第２の接続状態を設定することを特徴とする。
【００３１】
請求項９の発明によると、第１および第２の部分スイッチ装置が、相補的に動作することによって、高周波信号の伝送経路が切り替えられる。第１および第２の部分スイッチ装置は、ともに一般的なＦＥＴによって構成されたものである。したがって、ＦＥＴによって、高周波信号の伝送経路の切り替えが可能になる。
【００３２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００３３】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態であるスイッチ装置１０の概略回路図である。スイッチ装置１０は、ソース接地されたＦＥＴ１１と、ＦＥＴ１１のゲート・ドレイン間に設けられたフィードバック回路１２とを備え、端子Ｐ１から入力する高周波信号のスイッチングを行い、端子Ｐ２から電圧信号を出力するものである。本発明で言うところの高周波信号とは、５ＧＨｚ前後のマイクロ波帯から、２５ＧＨｚ付近の準ミリ波帯、６０〜７５ＧＨｚのミリ波帯、さらには、それ以上の周波数帯域の信号を指す。なお、本実施形態では、ＦＥＴ１１のドレインから電圧信号を出力するものとしたが、ソースから出力するようにしてもよい。
【００３４】
ＦＥＴ１１は、ＩｎＰ基板上に形成した、ＨＥＭＴ（Ｈｉｇｈ Ｅｌｅｃｔｒｏｎ ＭｏｂｉｌｉｔｙＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）またはＨＦＥＴ（Ｈｅｔｅｒｏｓｔｒｕｃｔｕｒｅ ＦＥＴ）などと呼ばれる高電子移動度電界効果トランジスタによって構成されている。ＦＥＴ１１のゲートには、端子Ｐ１から高周波信号が与えられるとともに、制御電圧Ｖｃがバイアスされている。ドレインには、バイアス電圧Ｖｂが印加される。バイアス電圧Ｖｂは、電源電圧に相当する１〜３Ｖ程度の電圧であればよい。本実施形態では、バイアス電圧Ｖｂとして、スイッチ装置１０の電源電圧に相当する１．０Ｖを与えるものとする。また、制御電圧Ｖｃの第１および第２のレベルとして、接地電位（０Ｖ）からバイアス電圧Ｖｂに相当する電圧（１〜３Ｖ）を印加すればよい。本実施形態では、制御電圧Ｖｃの第１のレベルとして接地電位である０．０Ｖ、第２のレベルとして、バイアス電圧Ｖｂに相当する１．０Ｖを与えるものとする。
【００３５】
フィードバック回路１２は、抵抗素子、容量素子および伝送線路を直列に接続して構成され、出力側であるドレインの電圧信号を、入力側であるゲートにフィードバックする。これにより、スイッチ装置１０の周波数特性を平坦にすることができ、スイッチ装置１０が、幅広い周波数帯域で使用可能になる。フィードバック回路１２は、上記の構成以外にも、抵抗素子、容量素子およびインダクタンス素子、ならびにこれらを組み合わせたものによって構成してもよい。なお、フィードバック回路１２は、省略してもよい。
【００３６】
次に、本発明のスイッチ装置１０の動作原理について詳細に説明する。
【００３７】
図２は、ゲート電圧をＶｇ、ドレイン電圧をＶｄとしたときの、ＦＥＴ１１の各種特性を示すグラフである。同図（ａ）は、ゲート電圧Ｖｇをパラメータとしたときの、ドレイン電圧Ｖｄとドレイン電流Ｉｄとの関係を示すグラフである。また、同図（ｂ）は、ドレイン電圧Ｖｄが３．０Ｖのときの、ゲート電圧Ｖｇと、ソース・ドレイン間の相互コンダクタンスＧｍおよびドレイン電流Ｉｄとのそれぞれの関係を示すグラフである。
【００３８】
図２（ｂ）からわかるように、ゲート電圧Ｖｇが０．０Ｖのとき、相互コンダクタンスＧｍが最も大きい。また、同図（ａ）からわかるように、ゲート電圧Ｖｇが０．０Ｖのとき、ゲート電圧Ｖｇのわずかな変化に対して、ドレイン電流Ｉｄが最も大きく変化する。この状態が、本発明で言うところの能動状態である。ＦＥＴ１１が能動状態のとき、ゲート電圧Ｖｇの変化に応じてドレイン電流Ｉｄが変化し、端子Ｐ２からは、ドレイン電流Ｉｄの変化に基づく電圧信号が出力される。すなわち、スイッチ装置１０は、入力とする高周波信号を増幅することによってオンになり、この高周波信号を実質的に通過させる。なお、ここで言う増幅とは、必ずしも“１”よりも大きなゲインで信号を出力することを意味するものではなく、入力とする信号に応じて変化する信号を出力することを意味する。
【００３９】
一方、ゲート電圧Ｖｇを０．０Ｖよりも大きくすると、相互コンダクタンスＧｍは次第に減少するとともに、ドレイン電流Ｉｄは一定値に近づいていく。そして、たとえば、ゲート電圧Ｖｇが１．０Ｖ前後のところでは、ゲート電圧Ｖｇが多少変化しても、ドレイン電流Ｉｄは一定値のままでほとんど変化しなくなる。この状態が、本発明で言うところの非能動状態である。ＦＥＴ１１が非能動状態のとき、ゲート電圧Ｖｇの変化に対するドレイン電流Ｉｄの変化は抑制され、端子Ｐ２からは、ゲート電圧Ｖｇの変化とは無関係のほぼ一定レベルの電圧信号が出力される。すなわち、スイッチ装置１０は、入力とする高周波信号を増幅しないことによってオフになり、この高周波信号を実質的に遮断する。
【００４０】
一般に、ＦＥＴが能動状態になるときのゲート電圧Ｖｇは、ＦＥＴの種類によってさまざまに異なる。また、同じＦＥＴであっても、要求される特性に応じて、能動状態と非能動状態との境界がさまざまに変わり得る。たとえば、ＦＥＴ１１について、ゲート電圧Ｖｇが−０．４Ｖ〜０．６Ｖのときに能動状態になるものとした場合、制御電圧Ｖｃが−０．４Ｖ〜０．６Ｖのとき、スイッチ装置１０はオンになる一方、制御電圧Ｖｃが−０．４Ｖ〜０．６Ｖ以外の電圧のとき、スイッチ装置１０はオフになる。
【００４１】
このように、スイッチ装置１０を動作させるための制御電圧Ｖｃの与え方はさまざまであるが、好ましくは、本実施形態のように、制御電圧Ｖｃが接地電位である０．０Ｖのとき、オンになる一方、バイアス電圧Ｖｂに相当する１．０Ｖのとき、オフになるようにする。このようにすることによって、スイッチ装置１０が正電源のみで動作可能になり、負の電圧を供給するための電源装置が不要になる。これにより、回路規模を縮減することができる。また、スイッチ装置１０を動作させるための電圧の種類が、接地電位および電源電圧の２つになり、制御が容易になるとともに、回路構成を簡略化することができる。
【００４２】
次に、スイッチ装置１０のスイッチング特性について、グラフを参照しながら説明する。
【００４３】
図３は、スイッチ装置１０のスイッチング特性を示すグラフである。同図（ａ）は、制御電圧Ｖｃが０．０Ｖのとき、つまりスイッチ装置１０がオンのときの特性グラフである。同図（ｂ）は、制御電圧Ｖｃが１．０Ｖのとき、つまりスイッチ装置１０がオフのときの特性グラフである。Ｓ２１特性は、端子Ｐ１から端子Ｐ２へ信号が通過するときのレベルを示す。Ｓ１１特性は、端子Ｐ１における入力信号の反射レベルを示す。なお、同図の横軸は、信号の周波数であり、単位はＧＨｚである。また、縦軸の単位はｄＢである。
【００４４】
図３（ａ）から、スイッチ装置１０は、オンのとき、３０Ｇ〜６０ＧＨｚの周波数帯域において、平坦な通過特性を示すことがわかる。また、図３（ｂ）から、スイッチ装置１０は、オフのとき、同周波数帯域において、−１０ｄＢ以下の挿入損失が得られていることがわかる。以上のことから、スイッチ装置１０は、３０Ｇ〜６０ＧＨｚの周波数帯域において、スイッチ手段として有効に機能することがわかる。なお、ＦＥＴ１１やフィードバック回路１２の構成を変えることにより、さらに高周波帯域におけるスイッチング特性を改善することができる。
【００４５】
さらに、図３（ａ）に示したＳ２１特性は、６０ＧＨｚまでの周波数帯域において、０ｄＢ以上となっている。これは、出力される電圧信号のレベルが、入力とする高周波信号のレベルよりも高くなっていることを意味する。つまり、スイッチ装置１０は、オンのとき、入力とする高周波信号よりも高いレベルの電圧信号を出力することができる。そして、このゲインは、ＦＥＴ１１を能動状態に設定する制御電圧Ｖｃのレベルを変えることにより、調節可能である。
【００４６】
以上、本実施形態によると、制御電圧Ｖｃによって、ＦＥＴ１１の能動状態／非能動状態を切り替えることができる。これにより、一般的なＦＥＴによって、高周波信号のスイッチングが可能になる。また、スイッチ装置１０を動作させるための制御電圧Ｖｃおよびバイアス電圧Ｖｂを、ともに接地電位以上にすることにより、スイッチ装置１０が正電源のみで動作可能になる。これにより、負の電圧を供給する電源が不要になり、回路面積を縮減することができる。
【００４７】
（第２の実施形態）
図４は、本発明の第２の実施形態であるスイッチ装置１０Ａの概略回路図である。スイッチ装置１０Ａは、第１の実施形態のスイッチ装置１０におけるＦＥＴ１１の入力側および出力側に、それぞれフィルタ回路１３，１４を備えたものである。なお、スイッチ装置１０ＡにおけるＦＥＴ１１は、ＧａＡｓ基板上に形成したものである。
【００４８】
フィルタ回路１３，１４の構成はさまざまにすることができる。たとえば、フィルタ回路１３，１４を容量素子によって構成することによって、ＦＥＴ１１に直流信号が入力されることを阻止するとともに、スイッチ装置１０Ａを、他の回路から直流的に分離することができる。また、その容量素子の値を変えることによって、入力とする高周波信号の通過特性を調整することが可能となる。
【００４９】
図５は、フィルタ回路１３，１４を、６０ＧＨｚ前後の信号を通過させる帯域通過型のフィルタ回路にしたときのスイッチ装置１０Ａのスイッチング特性を示すグラフである。なお、フィルタ回路１３，１４は、端子Ｐ１，Ｐ２から先に接続される他の機器とのインピーダンス整合の機能を併せ持っている。同図（ａ）は、制御電圧Ｖｃが０．０Ｖのとき、つまりスイッチ装置１０Ａがオンのときの特性グラフである。同図（ｂ）は、制御電圧Ｖｃが１．０Ｖのとき、つまりスイッチ装置１０Ａがオフのときの特性グラフである。なお、同図の見方は、図３と同様である。
【００５０】
図５（ａ）からわかるように、スイッチ装置１０Ａがオンのとき、６０ＧＨｚ前後の信号が通過している。また、図５（ｂ）からわかるように、スイッチ装置１０Ａがオフのとき、６０ＧＨｚ前後の信号に対する挿入損失は、−１０ｄＢ以下になっている。このことから、スイッチ装置１０Ａによると、６０ＧＨｚ前後の信号のスイッチングが可能であることがわかる。
【００５１】
一方、図６は、フィルタ回路１３，１４を、１２ＧＨｚ前後の信号の通過を阻止する帯域通過阻止型のフィルタ回路にしたときのスイッチ装置１０Ａのスイッチング特性を示すグラフである。なお、フィルタ回路１３，１４は、マイクロストリップライン構造の線路を用いたものである。同図（ａ）は、制御電圧Ｖｃが０．０Ｖのとき、つまりスイッチ装置１０Ａがオンのときの特性グラフである。同図（ｂ）は、制御電圧Ｖｃが１．０Ｖのとき、つまりスイッチ装置１０Ａがオフのときの特性グラフである。なお、同図の見方は、図３と同様である。
【００５２】
図６（ａ）（ｂ）からわかるように、スイッチ装置１０Ａがオンおよびオフのいずれのときも、１２ＧＨｚ前後の信号の通過が阻止されている。このことから、スイッチ装置１０Ａによると、１２ＧＨｚ前後の周波数帯を除く信号のスイッチングが可能であることがわかる。
【００５３】
また、スイッチ装置１０Ａについて、フィルタ回路１３に代えて、図４に示すように、減衰器１５を備えるようにしてもよい。これは、高周波信号のレベルが高いときには、特に有効である。高レベルの信号をそのままゲートに与えると、増幅される信号に歪みが生じてしまう。このため、ＦＥＴ１１が線形領域において動作可能な程度に、入力信号のレベルを減衰させる必要がある。これを行うのが、減衰器１５である。減衰器１５によって、入力信号のレベルが減衰することによって、出力される電圧信号に含まれる増幅の歪みを低減することができる。これにより、スイッチング特性が向上する。さらに、可変抵抗素子などによって減衰器１５を構成することによって、入力信号のレベルに応じた減衰量の調整可能が可能となり、より安定した信号通過特性を得ることができる。また、ＦＥＴ１１のゲインを調整することもできる。一方、信号遮断時には、十分なアイソレーションをとることができる。
【００５４】
以上、本実施形態によると、ＦＥＴ１１の入力側および出力側に、フィルタ回路１３，１４を備えることによって、スイッチ装置１０Ａの周波数特性を所望の特性にすることができる。また、入力とする高周波信号に含まれる不要な低周波成分をカットし、ＦＥＴ１１の不要な発振を抑制することができる。これにより、回路動作を安定化させることができる。
【００５５】
なお、本実施形態では、ＦＥＴ１１の入力側および出力側のいずれにもフィルタ回路を設けるものとしたが、出力側のフィルタ回路１４は、省略可能である。
【００５６】
（第３の実施形態）
図７は、本発明の第３の実施形態であるスイッチ装置２０の概略回路図である。スイッチ装置２０は、第１の端子Ｐ１と第２の端子Ｐ２との間に設けられた第１の部分スイッチ装置１０Ｃと、第１の端子Ｐ１と第３の端子Ｐ３との間に設けられた第２の部分スイッチ装置１０Ｄとを備え、高周波信号に対し、端子Ｐ１と端子Ｐ２とを電気的に接続する第１の接続状態と、端子Ｐ１と端子Ｐ３とを電気的に接続する第２の接続状態とを切り替えるものである。
【００５７】
部分スイッチ装置１０Ｃは、第１および第２の実施形態のスイッチ装置１０，１０Ａとほぼ同様の構成をしている。すなわち、部分スイッチ装置１０Ｃは、ＦＥＴ１１Ａと、整合回路１３Ａ，１４Ａとを備え、ゲートに与えられる高周波信号のスイッチングを行うことによって、第１の接続状態を設定するか否かを切り替えるものである。整合回路１３Ａ，１４Ａは、端子Ｐ１，Ｐ２より先に接続される他の機器とのインピーダンス整合のために挿入したものであり、省略可能である。部分スイッチ装置１０Ｃの動作条件もまた、スイッチ装置１０，１０Ａと同様である。すなわち、制御電圧Ｖｃ１が０．０Ｖのとき、オンになる一方、バイアス電圧Ｖｂに相当する１．０Ｖのとき、オフになる。
【００５８】
部分スイッチ装置１０Ｄは、ゲートに与えられる高周波信号のスイッチングを行うことによって、第２の接続状態を設定するか否かを切り替えるものである。部分スイッチ装置１０Ｄの構成および動作条件は、部分スイッチ装置１０Ｃと同様である。すなわち、制御電圧Ｖｃ２が０．０Ｖのとき、オンになる一方、バイアス電圧Ｖｂに相当する１．０Ｖのとき、オフになる。なお、ＦＥＴ１１Ａ，１１Ｂは、ともに、ＩｎＰ基板上に形成されている。
【００５９】
スイッチ装置２０は、第１の接続状態と第２の接続状態とを切り替えるものであるため、部分スイッチ装置１０Ｃ，１０Ｄは、相補的にスイッチング動作する必要がある。このため、制御電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２のいずれか一方が０．０Ｖのとき、他方を１．０Ｖに設定する。すなわち、制御電圧Ｖｃ１が０．０Ｖかつ制御電圧Ｖｃ２が１．０Ｖのとき、端子Ｐ１と端子Ｐ２とが接続される第１の接続状態になる。一方、制御電圧Ｖｃ１が１．０Ｖかつ制御電圧Ｖｃ２が０．０Ｖのとき、端子Ｐ１と端子Ｐ３とが接続される第２の接続状態になる。
【００６０】
図８は、制御電圧Ｖｃ１が０．０Ｖ、制御電圧Ｖｃ２が１．０Ｖのときのスイッチ装置２０のスイッチング特性を示すグラフである。同グラフにおいて、ＰＯＲＴｉ（ｉ＝１，２，３）−ＰＯＲＴｊ（ｊ＝１，２，３）は、それぞれ、端子Ｐｉから端子Ｐｊへ伝達される信号のレベルを示す。なお、同図の横軸は、信号の周波数であり、単位はＧＨｚである。また、縦軸の単位はｄＢである。
【００６１】
図８からわかるように、ＰＯＲＴ１−ＰＯＲＴ２は、３０Ｇ〜５０ＧＨｚの周波数帯域において０ｄＢ前後で推移しており、端子Ｐ１と端子Ｐ２とが接続された状態にある。また、ＰＯＲＴ１−ＰＯＲＴ３は、−２５ｄＢ以下であり、端子Ｐ１と端子Ｐ３とは切断された状態にある。なお、制御電圧Ｖｃ１を１．０Ｖ、制御電圧Ｖｃ２を０．０Ｖにしたとき、回路の対称性から、これとは逆の特性を示す。
【００６２】
以上、本実施形態によると、一般的なＦＥＴ１１Ａ，１１Ｂによって、高周波信号の経路の切り替えが可能になる。なお、部分スイッチ装置１０Ｃ，１０Ｄとして、まったく同一の構成のものを備える必要はない。部分スイッチ装置１０Ｃ，１０Ｄが、いずれも高周波信号のスイッチングが可能であるなら、これら部分スイッチ装置１０Ｃ，１０Ｄを相補的に切り替え動作させることによって、経路切り替えのスイッチ装置２０を構成することができる。
【００６３】
（第４の実施形態）
図９は、本発明の第４の実施形態であるスイッチ装置２０Ａの概略回路図である。スイッチ装置２０Ａは、第３の実施形態のスイッチ装置２０における部分スイッチ装置１０Ｃ，１０Ｄに代えて、部分スイッチ装置１０Ｅ，１０Ｆを備えたものである。
【００６４】
部分スイッチ装置１０Ｅは、フィードバック回路１２Ａと、フィルタ回路１３Ａ，１４Ａとを備えている。一方、部分スイッチ装置１０Ｆは、フィードバック回路１２Ｂと、フィルタ回路１３Ｂ，１４Ｂとを備えている。これら部分スイッチ装置１０Ｅ，１０Ｆの構成は、第２の実施形態のところで、説明したとおりである。
【００６５】
図１０は、制御電圧Ｖｃ１が０．０Ｖ、制御電圧Ｖｃ２が１．０Ｖ、バイアス電圧Ｖｂが３．０Ｖのときのスイッチ装置２０Ａのスイッチング特性を示すグラフである。なお、フィルタ回路１３Ａ，１３Ｂ，１４Ａ，１４Ｂは、６０ＧＨｚ前後の信号を通過させる帯域通過型のフィルタ回路である。同図の見方は、図８と同様である。
【００６６】
図１０からわかるように、６０ＧＨｚ前後の信号に対して、ＰＯＲＴ１−ＰＯＲＴ２は通過の特性を示しており、端子Ｐ１と端子Ｐ２とが接続された状態にある。また、６０ＧＨｚ前後の信号に対して、ＰＯＲＴ１−ＰＯＲＴ３は、−１０ｄＢ以下であり、端子Ｐ１と端子Ｐ３とは切断された状態にある。なお、制御電圧Ｖｃ１を１．０Ｖ、制御電圧Ｖｃ２を０．０Ｖにしたとき、回路の対称性から、これとは逆の特性を示す。
【００６７】
一方、図１１は、フィルタ回路１３Ａ，１３Ｂをそれぞれ減衰器に置き換えたスイッチ装置２０Ａのスイッチング特性を示すグラフである。同図に示したスイッチング特性は、図１０に示した特性とほぼ同様であり、スイッチ装置２０Ａの構成を多少変更しても、本発明が奏する効果に大きな差異は生じないことがわかる。
【００６８】
上記説明において、ＦＥＴ１１，１１Ａ，１１Ｂは、ＩｎＰ系やＧａＡｓ系といった化合物半導体によって構成されるとしたが、ＳｉやＧｅといった単結晶の半導体によって構成してもよい。また、別の化合物半導体として、Ｇａ，Ｉｎ，Ａｓ，Ｐ，Ｎ，Ａｌのうち少なくとも１つの元素を含むような、たとえば、ＧａＡｌＡｓ，ＩｎＰ，ＩｎＧａＰ，ＧａＮ，ＧａＩｎＡｓ，ＩｎＧａＰＮなどが可能である。もちろん、これ以外の元素を含む化合物半導体でもよい。このうち、特に、ＧａＮ系、ＩｎＧａＰ系、ＩｎＧａＰＮ系を用いると、ＦＥＴの耐電圧特性が向上するという効果を得ることができる。
【００６９】
【発明の効果】
以上、本発明によると、一般的なＦＥＴによって、高周波信号のスイッチング、および高周波信号の伝送経路の切り替えが可能になる。これにより、ＭＭＩＣへのスイッチ装置の組み込みが容易になり、高周波回路の集積化に効果を奏する。また、本発明のスイッチ装置は、正電源のみで動作可能であり、負の電圧を供給する電源を必要としない。これにより、回路規模を縮減することができ、高周波回路のより一層の小型化に効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態のスイッチ装置の概略回路図である。
【図２】図１のスイッチ装置におけるＦＥＴの各種特性を示すグラフである。
【図３】図１のスイッチ装置のスイッチング特性を示すグラフである。
【図４】本発明の第２の実施形態のスイッチ装置の概略回路図である。
【図５】図４のスイッチ装置１０Ａのスイッチング特性を示すグラフである。
【図６】図４のスイッチ装置１０Ａのスイッチング特性を示すグラフである。
【図７】本発明の第３の実施形態のスイッチ装置の概略回路図である。
【図８】図７のスイッチ装置のスイッチング特性を示すグラフである。
【図９】本発明の第４の実施形態のスイッチ装置の概略回路図である。
【図１０】図９のスイッチ装置のスイッチング特性を示すグラフである。
【図１１】図９のスイッチ装置のスイッチング特性を示すグラフである。
【図１２】ＦＥＴスイッチを説明するための図である。
【図１３】図１２のＦＥＴスイッチのスイッチング特性を示すグラフである。
【図１４】図１４のＦＥＴスイッチとは異なる構成のＦＥＴスイッチを説明するための図である。
【図１５】図１４のスイッチ装置のスイッチング特性を示すグラフである。
【符号の説明】
１０，１０Ａ スイッチ装置
１１ ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）
１２ フィードバック回路
１３，１４ フィルタ回路
１５ 減衰器
２０，２０Ａ スイッチ装置
１０Ｃ，１０Ｅ 第１の部分スイッチ装置
１０Ｄ，１０Ｆ 第２の部分スイッチ装置
Ｐ１ 第１の端子
Ｐ２ 第２の端子
Ｐ３ 第３の端子
Ｖｃ，Ｖｃ１，Ｖｃ２ 制御電圧
Ｖｂ バイアス電圧
Claims (9)
- 高周波信号のスイッチングを行うスイッチ装置であって、
ゲートに、制御電圧をもってバイアスされた前記高周波信号が与えられ、ソースおよびドレインのいずれかから、電圧信号を出力する電界効果トランジスタを備え、
前記電界効果トランジスタは、
前記制御電圧が第１のレベルのとき、能動状態になり、前記高周波信号に応じて変化する信号を前記電圧信号として出力する一方、前記制御電圧が第２のレベルのとき、非能動状態になり、前記高周波信号に応じた変化が抑制された信号を前記電圧信号として出力する
ことを特徴とするスイッチ装置。 - 請求項１記載のスイッチ装置において、
前記電界効果トランジスタは、ソース側が接地されるとともに、ドレイン側に、正のバイアス電圧が与えられるものであり、
前記第１および第２のレベルは、ともに、接地電位以上である
ことを特徴とするスイッチ装置。 - 請求項２記載のスイッチ装置において、
前記第１のレベルは、接地電位であり、
前記第２のレベルは、前記バイアス電圧のレベルである
ことを特徴とするスイッチ装置。 - 請求項１記載のスイッチ装置において、
前記第１のレベルは、可変であり、
前記電界効果トランジスタは、前記能動状態のとき、前記第１のレベルに応じて前記高周波信号を増幅し、前記電圧信号を出力するものである
ことを特徴とするスイッチ装置。 - 請求項１記載のスイッチ装置において、
前記電界効果トランジスタにおける前記高周波信号の入力側と前記電圧信号の出力側との間に、フィードバック回路を備えた
ことを特徴とするスイッチ装置。 - 請求項１記載のスイッチ装置において、
前記電界効果トランジスタにおける前記高周波信号の入力側に、フィルタ回路を備えた
ことを特徴とするスイッチ装置。 - 請求項１記載のスイッチ装置において、
前記電界効果トランジスタにおける前記高周波信号の入力側に、減衰器を備えた
ことを特徴とするスイッチ装置。 - 請求項１記載のスイッチ装置において、
前記電界効果トランジスタは、Ｇａ，Ｉｎ，Ａｓ，Ｐ，Ｎ，Ａｌのうち少なくとも１つの元素を含む化合物半導体によって構成されている
ことを特徴とするスイッチ装置。 - 第１、第２および第３の端子を有し、高周波信号に対し、前記第１の端子と前記第２の端子とを電気的に接続する第１の接続状態と、前記第１の端子と前記第３の端子とを電気的に接続する第２の接続状態とを、切り替えるスイッチ装置であって、
請求項１記載のスイッチ装置によってそれぞれ構成された、第１および第２の部分スイッチ装置を備え、
前記第１の部分スイッチ装置は、前記第１の端子と前記第２の端子との間に設けられ、前記第１の接続状態を設定するか否かを切り替えるものであり、
前記第２の部分スイッチ装置は、前記第１の端子と前記第３の端子との間に設けられ、前記第２の接続状態を設定するか否かを切り替えるものであり、
前記第１および第２の部分スイッチ装置は、相補的に、前記第１および第２の接続状態を設定する
ことを特徴とするスイッチ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002179511A JP2004023695A (ja) | 2002-06-20 | 2002-06-20 | スイッチ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP2002179511A JP2004023695A (ja) | 2002-06-20 | 2002-06-20 | スイッチ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004023695A true JP2004023695A (ja) | 2004-01-22 |
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Family Applications (1)
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| JP2002179511A Pending JP2004023695A (ja) | 2002-06-20 | 2002-06-20 | スイッチ装置 |
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Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008515306A (ja) * | 2004-10-01 | 2008-05-08 | トムソン ライセンシング | 信号入力回路 |
| WO2019232705A1 (zh) * | 2018-06-06 | 2019-12-12 | 华为技术有限公司 | 晶体管电路及其制造方法 |
-
2002
- 2002-06-20 JP JP2002179511A patent/JP2004023695A/ja active Pending
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