JP2003507728A - 振動形回転角レートセンサのためのバイアス電圧を発生する装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 本発明は、回転角レートセンサの電極のためのバイアス電圧を発生する装置に関する。回転角レート信号および直交信号の評価により適応形直交補償器を用いることで制御信号が形成され、これはバイアス電圧発生装置によりバイアス電圧に変換される。そしてこのバイアス電圧は、サイズモ質量体または回転角レートセンサの質量体の下に配置された電極装置へ供給される。これによりセンサ構造体を、出力側に現れる直交信号が最低限に抑えられるよう傾けることができる。本発明による別の特徴によれば、バイアス電圧発生装置により形成されたバイアス電圧が帯域幅調整回路の出力信号に依存して、検出運動の振幅周波数特性が所望の帯域幅をもつように変えられる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】 従来の技術 本発明は、請求項１の上位概念に記載の特徴を備えた、回転運動または直線運
動しながら振動する回転角レートセンサのためのバイアス電圧を発生する装置に
関する。

【０００２】 コリオリの効果を利用した回転角レートセンサないしはヨーレートセンサは、
自動車における車両ダイナミクス制御のためのシステムとの関連で知られており
、本出願人によりマイクロマシニング型回転角レートセンサとして市販されてい
る。回転角レートセンサは１つまたは複数のサイズモ質量体ないしは慣性質量体
を有しており、これは電子回路において発せられた電圧により励振されて機械的
に振動するようになる。これは１つまたは複数の加速度センサに作用し、そのセ
ンサは系が回転したとき、振動中の質量体に作用を及ぼすコリオリ加速度を測定
する。励振信号と加速度信号から、評価回路によって系の回転角レートを求める
ことができる。

【０００３】 恣意的に形成される付加的な加速度をセンサに作用させるため、１つまたは複
数の加速度センサに与えられる付加的な電気的テスト信号を形成することができ
る。これによりたとえば、加速度センサや後置接続された評価回路の特性に関す
る情報を得ることができる。したがって、エラー殊に系統的エラーないしは系統
誤差を検出することもできる。このことは格別に重要である。それというのも、
コリオリの効果を評価する回転角レートセンサは系統誤差をもっているからであ
り、それが測定信号に及ぼす作用を評価手法の適切な選択により最小限に抑えな
ければならないからである。

【０００４】 DE 199 10 415 には、第１の発振器を第２の発振器と整合調整する装置が示さ
れている。この場合、第１の発振器の応答特性を求めるため、第２の発振器の振
動に関して対称的に周波数および位相のずらされた２つの信号が用いられる。そ
して応答特性の差に依存して、第１の発振器が第２の発振器に関して整合調整さ
れる。振幅補正のため、出力信号と応答特性の和とから商が形成される。この方
法および装置は殊に、回転角レートセンサにおいて使用することができる。これ
により、コリオリ力に対する評価条件を安定化させることができるようになる。
また、温度変動や老化作用に対しても自動的に追従制御することができ、その際
、制御回路によって両方の発振器の振動が相互に整合される。公知の方法によれ
ば、検出モードを発振器周波数からできるかぎり遠くに離す必要がなくなる。

【０００５】 DE-A-196 53 021 によれば、殊にコリオリ加速度つまりは回転角レートに対す
る尺度である回転角レートを回転角レートセンサによって求める装置が公知であ
る。この回転角レートセンサの出力信号は、パルス幅変調された信号またはシグ
マデルタ信号である。これはディジタル評価回路へ供給され、この回路は減算器
、乗算器および移相器を有している。移相器には搬送波信号が供給され、この信
号により回転角レートセンサが励振されて振動するようになる。この場合、ディ
ジタル移相器は搬送波信号をコリオリ加速度成分と同相にし、それに属する信号
が乗算器へ供給される。そして乗算器の出力信号はＤ／Ａ変換器およびローパス
フィルタを介して出力側へ導かれ、そこから所望の回転角レート信号を取り出す
ことができる。

【０００６】 発明の利点 回転運動または直線運動しながら振動する回転角レートセンサのためのバイア
ス電圧を発生する本発明による装置によりもたらされる利点とは、回転角レート
信号検出に悪影響を及ぼす可能性のある直交信号の発生が、電極装置のために適
切なバイアス電圧信号を形成することにより回避され、もしくは少なくとも最低
限に抑えられることである。このようなバイアス電圧信号に基づき、たとえばデ
ィスク状に構成されている回転角レートセンサに作用を及ぼす静電力が現れる。
これによって、直交信号が最小化されるよう回転角レートセンサが傾けられる。
回転角レートセンサを所望の方向に傾斜させるには、各検出電極間に電位差を設
定することで十分である。このことは直交補償器からの２つの出力信号Ｕ_Ｑ１
およびＵ_Ｑ２ を与えることにより行うことができ、その際にこれらの出力信号
は電極に与えられたバイアス電圧に作用を及ぼす。有利には直交信号を補償する
ため、回転運動をする回転角レートセンサであればセンサ構造体のもとに配置さ
れた４つの電極に、直線運動をする回転角レートセンサであればそれらのうち少
なくとも２つの電極に、適切なバイアス電圧が印加される。

【０００７】 本発明による装置の別の利点は、測定分解能が改善されること、および直交成
分が適応形で抑圧されることから老化および温度に対する依存性や調整の必要性
が回避されることである。

【０００８】 従属請求項には本発明の別の利点が示されている。

【０００９】 図面 次に、図面に描かれている実施例に基づき本発明について詳しく説明する。

【００１０】 図１は、回転運動しながら振動する回転角レートセンサの基本原理を説明する
図である。

【００１１】 図２は、サイズモ質量体における電極構造を描いた図である。

【００１２】 図３は、回転運動しながら振動する回転角レートセンサのためのバイアス電圧
発生装置のブロック回路図である。

【００１３】 図４は、検出運動の振幅周波数特性を示すダイアグラムである。

【００１４】 実施例の説明 図１には、回転運動をしながら振動する回転角レートセンサの基本原理を説明
するための図が描かれている。ディスク状の構造体が、チップ表面に対し垂直な
軸ｚを中心にした振動状態におかれる。角運動量保存則に基づき、この構造体は
外部からもたらされたｙ軸を中心とする回転速度（回転角レートないしはヨーレ
ート）に対して反応し、その際、駆動運動軸ｚおよび回転角レート軸ｙに対して
垂直な軸ｘを中心にしてディスク状構造体を傾ける回転トルクを伴う。ｘ軸を中
心にしたこの検出運動は、この構造体下方の基板上に設けられた電極によって、
容量の変化を介して静電的に検出される。図２にはその配置構成が示されており
、これによればセンサのサイズモ質量体Ｍのもとで電極構造体Ｅが示されている
。

【００１５】 得られた測定信号は容量電圧変換器へ供給され、そこにおいて測定すべき回転
角レートと乗算された駆動運動の回転速度に対応する信号が発生する。通信技術
的にみれば、搬送波のない両側波帯振幅変調である。そして後続の信号処理によ
り、同期復調およびローパスフィルタリングを行うことで所望の回転角レート信
号が得られる。

【００１６】 ところが実際の回転角レートセンサであると検出容量に関して、駆動運動の回
転速度と同相の検出運動の励起に対応し回転角レートに比例する前述の信号だけ
でなく、駆動運動の振幅もしくは加速度と同相で検出運動を励起する信号も発生
する。これは測定すべき回転角レートとは無関係に存在し、回転角レート信号の
評価に悪影響を及ぼす妨害信号である。したがってたとえば、達成可能な測定分
解能が劣化する。このような妨害信号は測定信号に対し９０゜位相がずれている
。したがってこれは電気的なベクトル図において測定信号に対し垂直であり、そ
れゆえ直交信号と称する。

【００１７】 直交信号の発生する理由は基本的に、マイクロマシニング型センサ素子の製造
時に発生する欠陥である。

【００１８】 本発明によれば、上述の直交信号がセンサ機構においてすでに補償される。こ
の目的で、ディジタル適応形アルゴリズムを利用して適切なやり方でディスク状
のセンサ構造体に対し作用が及ぼされ、それによって直交信号がまずは現れない
ようにするかまたは少なくとも最小限に抑えられるようにする。このようにする
ことで有利には、信号評価に対し直交信号が及ぼす前述の不所望な影響も避けら
れる。

【００１９】 このような信号評価によって、容量電圧変換器から到来する振幅変調され回転
角レートに比例する信号が様々な妨害信号から抽出される。妨害信号はたとえば
メカニズムやエレクトロニクスのノイズかもしれないが、妨害加速度によって引
き起こされる可能性もある。これらの理由や感度上昇の理由から有利であるのは
、検出運動にあたり検出軸を中心とした機械的な構造体の共振を利用することで
ある。

【００２０】 しかし本出願人のＤＲＳ−ＭＮ２のような機械的な構造の場合、駆動共振と検
出共振は必ずしも重なり合っておらず、しかも製造公差によって分散している。
このため、検出共振周波数を駆動検出周波数に合わせて強制する検出共振コント
ロールが必要とされる。このような共振コントローラは、先に挙げた DE 199 10
415 に記載されている。

【００２１】 その際に生じる問題点は、検出運動における共振上昇の帯域幅である。ＤＲＳ
−ＭＭ２のような構造の場合、この帯域幅は検出共振の相応のＱに起因して数Ｈ
ｚにすぎない。したがって回転角レート測定の帯域幅もやはり数Ｈｚとなる。こ
れは仕様において一般的に要求される５０〜１００Ｈｚに比べてあまりにも小さ
すぎる。たしかに、構造体を取り囲むガス圧力を高め、つまりは共振上昇が適合
した帯域幅をもつようになるまで、共振を弱めることはできよう。しかしながら
それと同時に機械的なノイズも増大し、また、駆動共振が弱められ、その結果、
測定分解能が低下するし、所要駆動電圧が大きくなってしまう。これと同時に、
測定感度の温度依存性も増大してしまう。これらの作用はすべて非常に望ましく
ないものである。

【００２２】 ところが、検出共振を適切に抑圧する同じ効果は電子的な帯域幅調整によって
も達成することができる。同時にこれにより、検出運動つまりはセンサ感度の共
振上昇の温度依存性に関する利点も得られる。

【００２３】 図３には、回転運動しながら振動する回転角レートセンサのためのバイアス電
圧発生装置のブロック回路図が示されている。これを同じ目的で直線的に振動す
る回転角レートセンサにも使用することができる。

【００２４】 回転角レートセンサ１により形成され回路点Ｐ_１ およびＰ_２ に加わる測定信
号有利には容量測定信号は、容量電圧変換器２へ供給される。この変換器はその
出力側から信号Ｕ_ΔＣ を送出し、この信号は測定すべき回転角レートと乗算さ
れた駆動運動の回転速度に相応する。さらにこの信号は適応形位相補償器３、帯
域幅調整回路４および共振コントローラ５へ供給される。

【００２５】 適応形位相補償器３のもつ役割は、テスト信号発生器６において形成され回転
角レートセンサを励振して振動させる信号Ｕ_Ｔ を、容量電圧変換器２の出力信
号中に含まれているコリオリ加速度成分と同相にすることである。このことはた
とえば、本出願人による先に挙げた特許出願 196 53 021 に記載されているよう
にして行われる。ＬＭＳ（最小二乗平均 least-mean-square）アルゴリズムに従
って求められる位相補償器３の出力信号Ｕ_ｅ が同期復調器７へ供給される。こ
れにはさらに復調搬送波信号Ｕ_Ｔｑ およびＵ_Ｔｒ が供給され、これはやはり適
応形位相補償器においてテスト信号発生器６の信号Ｕ_Ｔ および容量電圧変換器
２の出力信号Ｕ_ΔＣ の評価により得られる。

【００２６】 同期復調器７において、信号Ｕ_ｅ および復調搬送波Ｕ_Ｔｑ およびＵ_Ｔｒ か
ら乗算ならびにそれに続くローパスフィルタリングにより、望ましい回転角レー
ト信号Ｕ_ｒ および直交信号Ｕ_ｑ が求められる。

【００２７】 適応形位相補償器３において求められた復調搬送波信号Ｕ_Ｔｑ およびＵ_Ｔｒ
も供給される適応形直交補償器８により、回転角レート信号Ｕ_ｒ および直交信
号Ｕ_ｑ から制御信号Ｕ_Ｑ１ およびＵ_Ｑ２ が求められ、これはバイアス電圧発
生装置９に供給される。これらの制御信号Ｕ_Ｑ１ およびＵ_Ｑ２ はディジタル適
応形アルゴリズムに即して、回転角レートセンサの検出電極に直流電圧レベルを
印加するために用いられる。これは発生した直交信号Ｕ_ｑ が最小化されるまで
、もしくは完全に消失するまで、適応形アルゴリズムによって変えられる。この
目的で様々なアルゴリズムを使用することができ、たとえば最急降下法による最
適化アルゴリズムを使用することができる。

【００２８】 このような方法の場合、小さい電圧変動が交互にＵ_Ｑ１ およびＵ_Ｑ２ を介し
て電極に与えられ、それに対する直交信号の反応が評価される。直交が低下した
場合、別の同種の電圧変化が出力信号に与えられる。直交が上昇したときには、
逆の極性の電圧変化が与えられる。これと同時に、電圧変化の大きさが残留する
直交の値に従い整合される。このようにして直交が最低限に抑えられ、理想的に
はそれが完全に消失する。

【００２９】 バイアス電圧発生装置９には既述の制御電圧Ｕ_Ｑ１ およびＵ_Ｑ２ のほか、別
の入力信号Ｕ_Ｔ，Ｕ_Ｒ およびＵ_Ｂ も供給される。

【００３０】 この信号Ｕ_Ｔ はテスト信号発生器６において生成される。このテスト信号発
生器はたとえば１００Ｈｚの周波数ｆ_ｔ を使用し、そこからｆ_ｓ ＋ｆ_ｔ およ
びｆ_ｓ −ｆ_ｔ 付近の周波数成分をもつテスト信号Ｕ_Ｔ を生成する。ここでｆ
_ｓ は振動体の固有周波数を表す。このテスト信号は、バイアス電圧発生装置９
を介して回転角レートセンサ１に到達し、また、直接（すでに説明したように）
適応形位相補償器３へも到達する。さらに信号Ｕ_Ｔ はその個別成分のかたちで
も共振コントローラ５へ供給される。

【００３１】 共振コントローラ５は信号Ｕ_Ｔ のそれらの個別成分および容量電圧変換器２
の出力信号Ｕ_ΔＣ を用いて制御電圧Ｕ_Ｒ を求め、これは共振コントローラ５の
出力側から送出され、バイアス電圧発生装置９へ供給される。

【００３２】 この種の共振コントローラの実例は、本出願人による先に挙げた DE 199 10 4
15 に示されている。求められた制御電圧Ｕ_Ｒ は、共通のバイアス電圧として４
つの電極すべてに供給される。これによりセンサ素子の検出運動における有効な
ばねの剛性は、センサ素子の動作周波数と検出運動の共振周波数が一致するまで
低減される。このような共振コントローラを使用することの利点は、検出モード
を発振器周波数からできるかぎり遠ざけるようにする必要がもはやないことであ
る。共振上昇によって引き起こされる振幅誤差はもはや発生しない。それという
のも、定常化状態が持続的な共振コントロールにより安定されて保持されるから
である。

【００３３】 帯域幅調整回路４において信号Ｕ_Ｂ が形成され、この回路の入力側には容量
電圧変換器２の出力信号Ｕ_ΔＣ が供給される。したがってセンサ素子の検出運
動における電子的な帯域幅調整のために、帯域幅調整回路の出力信号Ｕ_Ｂ とバ
イアス電圧発生装置を介してセンサ素子へ信号Ｕ_ΔＣ が適切にフィードバック
される。この目的で一種のポジションコントローラが用いられ、これは９０゜だ
け位相のずらされた成分を有する。そのためにたとえばＤＴ_１ コントローラ、
ＰＤＴ１コントローラ、ＰＩＤＴ_１ コントローラなどが対象となる。しかしこ
れらのコントローラは一般的なポジションコントローラのようには駆動されない
。なぜならばそれらによって、検出運動の伝達関数が不適切に変えられてしまう
からである。一般的なポジションコントローラとは異なりこのコントローラは制
御ループの帰還分岐中に配置され、きちんと定められた比較的小さいループゲイ
ンだけが設定される。そしてこのループゲインは、検出運動における共振の所望
の帯域幅が生じるよう、共振極をｓ平面において仮想の軸から離す。

【００３４】 図４には、帯域幅調整を行わなかった場合（破線）と行った場合（実線）の検
出運動の振幅周波数特性が示されている。この場合、振幅特性は周波数０のとき
の利得に関連づけられている。また、検出運動の理論的な減衰定数はＤ＝０．０
１とし、動作周波数はたとえば２ｋＨｚである。ここではＤＴ_１ コントローラ
を使用した。センサ素子の検出共振における本来のＱが大きければ大きいほど、
帯域幅調整により維持されるＱつまりはセンサ全体の帯域幅ならびに測定感度は
、温度や老化やガス圧力によるセンサ素子の本来のＱの変化とは無関係になる。

【００３５】 このような電子帯域幅調整を行うことのさらに別の利点は、製造公差や老化や
温度によるセンサ素子の検出運動のＱの変動が抑圧されることである。さらにこ
のような電子帯域幅調整は、たとえばガス圧力によるような機械的なＱ調整より
も簡単に実現できる。また、センサ全体の測定感度に関する温度依存性も非常に
小さくなっている。

【００３６】 バイアス電圧発生回路９はそこに供給される信号を利用して、回転角レートセ
ンサのサイズモ質量体の下に配置された４つの電極のために４つのバイアス電圧
Ｕ_１、Ｕ_２、Ｕ_３、Ｕ_４ を発生する。これは次式に従って行われる： Ｕ_１ ＝Ｕ_Ｂ ＋Ｕ_Ｑ１ ＋Ｕ_Ｔ ＋Ｕ_Ｒ Ｕ_２ ＝−Ｕ_Ｂ −Ｕ_Ｑ１−Ｕ_Ｔ ＋Ｕ_Ｒ Ｕ_３ ＝Ｕ_Ｑ２ ＋Ｕ_Ｒ Ｕ_４ ＝−Ｕ_Ｑ２ +Ｕ_Ｒ また、ＢＩＴＥ信号もその個所に供給することができる。２つの電極だけを使
う直線的に振動する回転角レートセンサであれば、電圧Ｕ_１ とＵ_２ だけを使用
する。

【００３７】 容量電圧変換器１０を介して回転角レートセンサ１から導出された入力信号が
供給される振幅安定化回路１１によって出力信号が形成され、その出力信号に基
づきセンサは前述の図１に示されているｚ軸を中心として一定の振幅をもつ回転
振動状態におかれる。この出力信号の形成は、振幅制御を伴う振動回路によって
行われる。これによってセンサ素子は、ｚ軸を中心とした固有周波数ｆ_ｓ で振
動するようになる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 回転運動しながら振動する回転角レートセンサの基本原理を説明する図である
。

【図２】 サイズモ質量体における電極構造を描いた図である。

【図３】 回転運動しながら振動する回転角レートセンサのためのバイアス電圧発生装置
のブロック回路図である。

【図４】 検出運動の振幅周波数特性を示すダイアグラムである。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 グンナー ローレンツ ドイツ連邦共和国 ゲアリンゲン フェゾ ウラー シュトラーセ 38 Ｆターム(参考） 2F029 AA02 AC04 AD02 AD08 2F105 AA02 BB01 BB09 CC08 CD03 CD06 CD11

Claims (14)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 回転運動または直線運動しながら振動する回転角レートセン
   サのためのバイアス電圧を発生する装置であって、 該回転角レートセンサの出力側から少なくとも１つの測定信号が取り出され、
   該信号から回転角レートセンサに接続された評価回路により回転角レート信号が
   求められ、前記回転角レートセンサは少なくとも２つの電極を備えた電極装置を
   有しており、該電極はバイアス電圧発生装置と接続されている、 回転角レートセンサのためのバイアス電圧を発生する装置において、 適応形直交補償器（８）が設けられており、該補償器の入力側は評価回路（２
   ，３，７）と接続されており、出力側はバイアス電圧発生装置（９）と接続され
   ていることを特徴とする、 回転角レートセンサのためのバイアス電圧を発生する装置。
2. 【請求項２】 前記測定信号は容量測定信号であり、前記評価回路は容量／
   電圧変換器（２）である、請求項１記載の装置。
3. 【請求項３】 前記評価回路は適応形位相補償器（３）と同期復調器（７）
   を有する、請求項１または２記載の装置。
4. 【請求項４】 前記適応形位相補償器（３）は、位相のずらされた測定信号
   （Ｕ_ｅ）と復調搬送波信号（Ｕ_Ｔｑ，Ｕ_Ｔｒ）のための出力側を有する、請求項
   １から３のいずれか１項記載の装置。
5. 【請求項５】 復調搬送波信号は前記適応形直交補償器（８）へ供給される
   、請求項４記載の装置。
6. 【請求項６】 前記同期復調器（７）は、適応形位相補償器（３）の出力信
   号のための入力端子と２つの出力側を有しており、該出力側のうち第１の出力側
   からは回転角レート信号（Ｕ_ｒ）が取り出され、該出力側のうち第２の出力側か
   らは直交信号（Ｕ_ｑ）が取り出される、請求項４または５記載の装置。
7. 【請求項７】 前記適応形直交補償器（８）は、回転角レート信号（Ｕ_ｒ）
   のための入力側と直交信号（Ｕ_ｑ）のための入力側を有する、請求項６記載の装
   置。
8. 【請求項８】 前記適応形直交補償器（８）はその入力信号からディジタル
   適応形アルゴリズムを用いて、バイアス電圧発生装置（９）のための少なくとも
   ２つの制御信号（Ｕ_Ｑ１，Ｕ_Ｑ２）を発生する、請求項７記載の装置。
9. 【請求項９】 前記適応形直交補償器（８）は少なくとも２つの出力側を有
   しており、該出力側から前記適応形直交補償器（８）はバイアス電圧発生装置（
   ９）のための種々の制御信号（Ｕ_Ｑ１，Ｕ_Ｑ２）を送出する、請求項８記載の装
   置。
10. 【請求項１０】 共振コントローラ（５）が設けられており、該共振コント
    ローラの出力側はバイアス電圧発生装置（９）と接続されており、該共振コント
    ローラは共振コントロール信号（Ｕ_Ｒ）の形成に用いられる、請求項１から９の
    いずれか１項記載の装置。
11. 【請求項１１】 前記容量電圧変換器（２）の出力信号は帯域幅調整回路（
    ４）へ供給され、該帯域幅調整回路の出力側はバイアス電圧発生装置（９）と接
    続されており、該帯域幅調整回路は帯域幅調整用制御信号（Ｕ_Ｂ）を発生するた
    めに設けられている、請求項１から１０のいずれか１項記載の装置。
12. 【請求項１２】 前記帯域幅調整回路（４）は、９０゜位相のずらされた成
    分をもつポジションコントローラを有しており、該ポジションコントローラは制
    御ループの帰還分岐中に配置されている、請求項１１記載の装置。
13. 【請求項１３】 前記ポジションコントローラのループゲインは、検出運動
    の所定の帯域幅もしくは共振のＱが達成されるよう設定されている、請求項１２
    記載の装置。
14. 【請求項１４】 前記電極装置は２つもしくは４つの電極を有しており、前
    記バイアス電圧発生装置は式 Ｕ_１ ＝Ｕ_Ｂ ＋Ｕ_Ｑ１ ＋Ｕ_Ｔ ＋Ｕ_Ｒ Ｕ_２ ＝−Ｕ_Ｂ −Ｕ_Ｑ１−Ｕ_Ｔ ＋Ｕ_Ｒ Ｕ_３ ＝Ｕ_Ｑ２ ＋Ｕ_Ｒ Ｕ_４ ＝−Ｕ_Ｑ２ +Ｕ_Ｒ に従い形成され、２つの電極のときには電圧Ｕ_１ およびＵ_２ が用いられ、こ
    こでＵ_Ｔ はテスト信号発生器（６）により形成されたテスト信号であり、Ｕ_Ｒ
    は共振コントローラ（５）の出力信号であり、Ｕ_Ｂ は帯域幅調整回路（４）の
    出力信号であり、Ｕ_Ｑ１ およびＵ_Ｑ２ は適応形直交補償器（８）の出力信号で
    ある、請求項１３記載の装置。