JP2003504001A - ブーストブリッジ増幅器 - Google Patents
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- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
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Abstract
(57)【要約】
本発明によるブーストブリッジ増幅器と従来のクラスＤ増幅器との間の差異は、電源１と、ブリッジキャパシタ６から供給されるスイッチングブリッジ３ととの間に負荷を接続することにある。スイッチングブリッジ３の動作は、パルス幅変調制御信号により制御される。これにより、従来のクラスＤ増幅器において必要な入力フィルターおよび出力フィルターを完全に除去することが可能である。ブリッジキャパシタ６からさらなるスイッチングブリッジ３を供給することに起因して、負荷において数倍高い電力を達成することも可能である。伝導されかつ放射されるＥＭＩノイズは、従来のクラスＤ増幅器と比較して著しく低下する。本実施形態は、低価格と、小型のサイズと、低ＥＭＩノイズとをもたらす。
Description
【０００１】
本発明は、概略的には増幅器に関し、より詳細には、音声増幅器と、電気モー
ターを駆動するためのインバータとに関する。
ターを駆動するためのインバータとに関する。
【０００２】
本発明は、少数の電子構成要素を用いることにより、広範囲に変動する（理論
的には、ゼロ周波数から、ある所定の周波数まで）周波数を有する信号を増幅す
る問題を克服するものであり、これにより、ブースト変換器を電源として備えな
い全クラスの既存の増幅器を用いることにより同じ電源から達成できる電力より
も数倍高い最大負荷電力と、最小歪みと、最大効率と、放射されかつ伝導される
ＥＭＩノイズの除去と、最大電源ノイズの阻止と、電源から生じる過電圧からの
効率的な保護と、増幅器の最小サイズとがもたらされる。この技術的問題は、以
下の詳述による新たなブーストブリッジ増幅器（boost bridge amplifier）（以
後、ＢＢ増幅器と称する）により解決される。
的には、ゼロ周波数から、ある所定の周波数まで）周波数を有する信号を増幅す
る問題を克服するものであり、これにより、ブースト変換器を電源として備えな
い全クラスの既存の増幅器を用いることにより同じ電源から達成できる電力より
も数倍高い最大負荷電力と、最小歪みと、最大効率と、放射されかつ伝導される
ＥＭＩノイズの除去と、最大電源ノイズの阻止と、電源から生じる過電圧からの
効率的な保護と、増幅器の最小サイズとがもたらされる。この技術的問題は、以
下の詳述による新たなブーストブリッジ増幅器（boost bridge amplifier）（以
後、ＢＢ増幅器と称する）により解決される。
【０００３】
従来の技術は、自らの出力において負荷を備えた増幅器（図１）のみを開示し
ているが、電源に直接的に接続された自らの入力において負荷を備えた増幅器（
図２、図３、図４）については開示していない。
ているが、電源に直接的に接続された自らの入力において負荷を備えた増幅器（
図２、図３、図４）については開示していない。
【０００４】
単相（mono-phase）負荷（例えば、シングルボイスコイル・ラウドスピーカー
）のためのスイッチングクラスＤ増幅器に関する様々な実施形態が、以下の、１
９７１年６月にＲ．Ｂ．ハーバート（Herbert）に付与された米国特許第３，５
８５，５１７号明細書（図６）と、１９８７年３月にＡ．Ｊ．Ｍ．カイザー（Ka
izer）らに付与された米国特許第４，６４９，５６５号明細書（図５）と、１９
９０年９月１１日にＷ．Ｅ．テーラー（Taylor）Ｊｒ．らに付与された参照文献
第３３，３３３号（Re.33,333）とに開示されている。
）のためのスイッチングクラスＤ増幅器に関する様々な実施形態が、以下の、１
９７１年６月にＲ．Ｂ．ハーバート（Herbert）に付与された米国特許第３，５
８５，５１７号明細書（図６）と、１９８７年３月にＡ．Ｊ．Ｍ．カイザー（Ka
izer）らに付与された米国特許第４，６４９，５６５号明細書（図５）と、１９
９０年９月１１日にＷ．Ｅ．テーラー（Taylor）Ｊｒ．らに付与された参照文献
第３３，３３３号（Re.33,333）とに開示されている。
【０００５】
二相（two-phase）負荷（例えば、２つの接地されたボイスコイルを備えたラ
ウドスピーカー）のためのクラスＤ増幅器は、１９８２年１１月にＪ．Ｒ．ジョ
セフ（Joseph）らに付与された米国特許第４，３６０，７０７号明細書に開示さ
れている。
ウドスピーカー）のためのクラスＤ増幅器は、１９８２年１１月にＪ．Ｒ．ジョ
セフ（Joseph）らに付与された米国特許第４，３６０，７０７号明細書に開示さ
れている。
【０００６】
スイッチングブリッジの出力において増幅信号を再構成するために用いられる
クラスＤ増幅器の出力ＬＣフィルターは、かなりのサイズの構成要素を多数必要
とし、これにより、クラスＤ増幅器の価格および大きさは、かなり増加してしま
う。
クラスＤ増幅器の出力ＬＣフィルターは、かなりのサイズの構成要素を多数必要
とし、これにより、クラスＤ増幅器の価格および大きさは、かなり増加してしま
う。
【０００７】
増幅器の負荷は、出力ＬＣフィルターのための公称値以外のものであり、増幅
器の応答は、計画されたものからは著しく逸れている。公称値よりも小さい負荷
値の場合には、増幅器の応答は計画よりも小さくなる。公称値よりも大きい負荷
値の場合には、増幅器の応答は計画よりも大きくなる。出力ＬＣフィルターの並
列共振周波数の近傍における無負荷増幅器の動作の場合には、非常に高い電圧が
発生し、このことは、フィルターキャパシタの突破（breakthrough）につながる
ことがある。
器の応答は、計画されたものからは著しく逸れている。公称値よりも小さい負荷
値の場合には、増幅器の応答は計画よりも小さくなる。公称値よりも大きい負荷
値の場合には、増幅器の応答は計画よりも大きくなる。出力ＬＣフィルターの並
列共振周波数の近傍における無負荷増幅器の動作の場合には、非常に高い電圧が
発生し、このことは、フィルターキャパシタの突破（breakthrough）につながる
ことがある。
【０００８】
しかしながら、電気力学ラウドスピーカー、誘導電気モーターおよびブラシレ
ス直流モーターのような今日用いられている大部分のリードは、抵抗に対して、
自らの巻線のかなりのインダクタンスにより特徴づけられており、これにより、
これらのリードは、純粋に抵抗性の負荷のために設計されている出力ＬＣフィル
ターへの直接的接続には完全に不向きである。当業者は、誘導性負荷に並列接続
されたソベル（Sobel）フィルターを用いて、これにより、総インピーダンスを
全ての重要な周波数において純粋に抵抗性とすることにより、この問題を解決し
ている。ソベルフィルターは、負荷インダクタンスの効果を解消する特別に選択
されたキャパシタに直列接続されている、負荷抵抗としての同じ値の抵抗からな
る。しかしながら、この解決法は、さらなる低インピーダンスが増幅器の出力と
並列に接続されているので、スイッチングブリッジの損失をかなり増大させてし
まう。
ス直流モーターのような今日用いられている大部分のリードは、抵抗に対して、
自らの巻線のかなりのインダクタンスにより特徴づけられており、これにより、
これらのリードは、純粋に抵抗性の負荷のために設計されている出力ＬＣフィル
ターへの直接的接続には完全に不向きである。当業者は、誘導性負荷に並列接続
されたソベル（Sobel）フィルターを用いて、これにより、総インピーダンスを
全ての重要な周波数において純粋に抵抗性とすることにより、この問題を解決し
ている。ソベルフィルターは、負荷インダクタンスの効果を解消する特別に選択
されたキャパシタに直列接続されている、負荷抵抗としての同じ値の抵抗からな
る。しかしながら、この解決法は、さらなる低インピーダンスが増幅器の出力と
並列に接続されているので、スイッチングブリッジの損失をかなり増大させてし
まう。
【０００９】
音声周波数の出力ＬＣフィルターおよび迅速に反応する電気モータードライブ
は、フィルタリングインダクタンスのインピーダンスが比較的低いことを特徴と
しており、このことは、スイッチングブリッジ内の全てのトランジスタを通して
の電流の脈動の増加につながり、かつこれにより、該トランジスタとフィルター
インダクタンスの抵抗とにおける損失が増大する。
は、フィルタリングインダクタンスのインピーダンスが比較的低いことを特徴と
しており、このことは、スイッチングブリッジ内の全てのトランジスタを通して
の電流の脈動の増加につながり、かつこれにより、該トランジスタとフィルター
インダクタンスの抵抗とにおける損失が増大する。
【００１０】
スイッチングブリッジから電源を接続しているケーブル内への伝導されるＥＭ
Ｉノイズの注入を低下させるために用いられるクラスＤ増幅器の入力ＬＣフィル
ターは、大きな構成要素を必要とし、これにより、クラスＤ増幅器の価格および
大きさが増加してしまう。
Ｉノイズの注入を低下させるために用いられるクラスＤ増幅器の入力ＬＣフィル
ターは、大きな構成要素を必要とし、これにより、クラスＤ増幅器の価格および
大きさが増加してしまう。
【００１１】
このような入力ＬＣフィルターの設計は、スイッチングブリッジにおける電圧
発振を回避するために、その出力インピーダンスとスイッチングブリッジの入力
インピーダンスとの間の相互作用に起因して、特別な注意を必要とする。
発振を回避するために、その出力インピーダンスとスイッチングブリッジの入力
インピーダンスとの間の相互作用に起因して、特別な注意を必要とする。
【００１２】
正電源および負電源の両方を備えたクラスＤ増幅器の動作中に現れる特別な問
題は、低周波信号の増幅中における電源バスの“暴走（runaway）”である。入
力信号の正の半サイクルの間に、観測されたスイッチはその時間の大部分におい
てオン状態にされ、かつ、電力は、負荷にもたらされ、かつ、部分的にフィルタ
ーインダクタ内に蓄積される。負の半サイクルの間に、観測されたスイッチはそ
の時間の大部分においてオフ状態にされ、かつ、フィルターインダクタの電流は
、該観測されたスイッチと逆平行（antiparallel）のダイオードを通して電源に
戻る。この場合には、正の半サイクルの間には正の電源電圧は減少し、その一方
で、負の半サイクルの間には正の電源電圧は増加する。大部分の電源は電流を供
給するように構成されており、かつ、電流をシンクするようには構成されていな
いことに留意すると、電圧の増加には、電源において大きなキャパシタまたは特
別な保護回路を利用することが必要となる。
題は、低周波信号の増幅中における電源バスの“暴走（runaway）”である。入
力信号の正の半サイクルの間に、観測されたスイッチはその時間の大部分におい
てオン状態にされ、かつ、電力は、負荷にもたらされ、かつ、部分的にフィルタ
ーインダクタ内に蓄積される。負の半サイクルの間に、観測されたスイッチはそ
の時間の大部分においてオフ状態にされ、かつ、フィルターインダクタの電流は
、該観測されたスイッチと逆平行（antiparallel）のダイオードを通して電源に
戻る。この場合には、正の半サイクルの間には正の電源電圧は減少し、その一方
で、負の半サイクルの間には正の電源電圧は増加する。大部分の電源は電流を供
給するように構成されており、かつ、電流をシンクするようには構成されていな
いことに留意すると、電圧の増加には、電源において大きなキャパシタまたは特
別な保護回路を利用することが必要となる。
【００１３】
従来のクラスＤ増幅器に関連した問題についてのより詳細な説明は、以下のア
プリケーションノートに与えられている：１９８９年にモトローラセミコンダク
タ（Motorola Semiconductor）により発行されたＡＮ１０４２"High Fidelity S
witching Audio Amplifiers Using TMOS Power MOSFETs"、１９９８年にＳＧＳ
−トンプソン・マイクロエレクトロニクス（SGS-Thompson Microelectronics）
により発行されたＡＮ１０１３"、１９９６年にハリスセミコンダクタ（Harris
Semiconductor）により発行されたＡＮ９５２５"Class-D Audio II Evaluation
Board"、ともに１９９８年にテキサスインストラメンツにより発行されたＳＬＯ
Ｕ０３２Ａ"TPA005D02 Class D Stereo Audio Power Amplifier Evaluation Mod
ule User's Guide"および"A Real Analysis of the Power Behind Audio Power
Amplifier Systems"。
プリケーションノートに与えられている：１９８９年にモトローラセミコンダク
タ（Motorola Semiconductor）により発行されたＡＮ１０４２"High Fidelity S
witching Audio Amplifiers Using TMOS Power MOSFETs"、１９９８年にＳＧＳ
−トンプソン・マイクロエレクトロニクス（SGS-Thompson Microelectronics）
により発行されたＡＮ１０１３"、１９９６年にハリスセミコンダクタ（Harris
Semiconductor）により発行されたＡＮ９５２５"Class-D Audio II Evaluation
Board"、ともに１９９８年にテキサスインストラメンツにより発行されたＳＬＯ
Ｕ０３２Ａ"TPA005D02 Class D Stereo Audio Power Amplifier Evaluation Mod
ule User's Guide"および"A Real Analysis of the Power Behind Audio Power
Amplifier Systems"。
【００１４】
クラスＤ増幅器に接続された（図９）電圧増加のためのスイッチング電源（ブ
ースト変換器）（図８）からなる標準的な高電力増幅器、および、その修正版（
すなわち、電圧増加のための２つのスイッチング電源と、その出力における単相
負荷とからなるスイッチング増幅器）（図１０）は、１９８０年にＳ．Ｍ．クッ
ク（Cuk）に付与された米国特許第４，１８６，４３７号明細書と、Ｒ．Ｏ．カ
セレス（Caceres）およびＩ．バルビ（Barbi）による科学論文"A Boost DC-AC C
onverter: Analysis, Design, and Experimentation", IEEE Transactions on P
ower Electronics, Vol.14, No.1, pp.134-141, Jan. 1999 とに開示されている
。標準的な版が音声増幅器に利用される一方で、その修正版は、音声周波数の再
生のために、非常に小さなインダクタとキャパシタとを必要とし、このことは、
全てのスイッチを通しての電流の脈動の増加と、出力電圧の脈動の増加とにつな
がり、これにより、増幅器の効率が著しく低下する。フィードバックもまた複雑
であり、かつ、インダクタを通しての電流感知と、出力キャパシタにおける電圧
感知とを必要とする。フィードバックループが何らかの不安定な状態にある場合
には、出力電圧は制限されず、かつ、スイッチの突破を引き起こすことがある。
ースト変換器）（図８）からなる標準的な高電力増幅器、および、その修正版（
すなわち、電圧増加のための２つのスイッチング電源と、その出力における単相
負荷とからなるスイッチング増幅器）（図１０）は、１９８０年にＳ．Ｍ．クッ
ク（Cuk）に付与された米国特許第４，１８６，４３７号明細書と、Ｒ．Ｏ．カ
セレス（Caceres）およびＩ．バルビ（Barbi）による科学論文"A Boost DC-AC C
onverter: Analysis, Design, and Experimentation", IEEE Transactions on P
ower Electronics, Vol.14, No.1, pp.134-141, Jan. 1999 とに開示されている
。標準的な版が音声増幅器に利用される一方で、その修正版は、音声周波数の再
生のために、非常に小さなインダクタとキャパシタとを必要とし、このことは、
全てのスイッチを通しての電流の脈動の増加と、出力電圧の脈動の増加とにつな
がり、これにより、増幅器の効率が著しく低下する。フィードバックもまた複雑
であり、かつ、インダクタを通しての電流感知と、出力キャパシタにおける電圧
感知とを必要とする。フィードバックループが何らかの不安定な状態にある場合
には、出力電圧は制限されず、かつ、スイッチの突破を引き起こすことがある。
【００１５】
二相負荷（例えば、２つの接地されたボイスコイルを備えたラウドスピーカー
）のための線形プッシュプル（linear push-pull）増幅器は、１９７８年１２月
にＭ．Ｊ．ナゲル（Nagel）に付与された米国特許第４，１３０，７２５号明細
書と、１９８０年５月にＭ．Ｊ．ナゲル（Nagel）に付与された米国特許第４，
２０１，８８６号明細書と、１９８０年９月にＭ．Ｊ．ナゲル（Nagel）に付与
された米国特許第４，２２０，８３２号明細書とに開示されている。
）のための線形プッシュプル（linear push-pull）増幅器は、１９７８年１２月
にＭ．Ｊ．ナゲル（Nagel）に付与された米国特許第４，１３０，７２５号明細
書と、１９８０年５月にＭ．Ｊ．ナゲル（Nagel）に付与された米国特許第４，
２０１，８８６号明細書と、１９８０年９月にＭ．Ｊ．ナゲル（Nagel）に付与
された米国特許第４，２２０，８３２号明細書とに開示されている。
【００１６】
可変電圧電源を備えた二相負荷（例えば、２つの接地されたボイスコイルを備
えたラウドスピーカー）のための線形クラスＡＢ増幅器は、１９９８年５月にＲ
．Ｗ．カーバー（Carver）に付与された米国特許第５，７４８，７５３号明細書
に開示されている。
えたラウドスピーカー）のための線形クラスＡＢ増幅器は、１９９８年５月にＲ
．Ｗ．カーバー（Carver）に付与された米国特許第５，７４８，７５３号明細書
に開示されている。
【００１７】
クラスＡ，Ｂ，ＡＢの形での、全ての既存の線形音声増幅器における基本的な
問題は、正常動作中における熱の発生、および、電源からの多くの電力消費を必
要とする低い効率であり、このことは、自動車、ポータブルコンピュータ、ラジ
オ、カセットおよびＣＤプレイヤーのような、バッテリーにより電力供給される
装置にとって特に重要である。
問題は、正常動作中における熱の発生、および、電源からの多くの電力消費を必
要とする低い効率であり、このことは、自動車、ポータブルコンピュータ、ラジ
オ、カセットおよびＣＤプレイヤーのような、バッテリーにより電力供給される
装置にとって特に重要である。
【００１８】
三相（three-phase）負荷（例えば、誘導電気モーターまたはブラシレス直流
モーター）のためのスイッチング増幅器（インバータ）内に入力ＬＣフィルター
および出力ＬＣフィルターを利用したにも拘わらず、伝導されかつ放射されるＥ
ＭＩノイズが発生することに関する問題は、Ｄ．Ａ．レンデュサラ（Rencusara
）およびＰ．Ｎ．エンジェティ（Enjeti）による科学論文 "An Improved Invert
er Output Filter Configuration Reduces Common and Differential Modes dv/
dt at the Motor Terminals in PWM Drive Systems", IEEE Transactions on P
ower Electronics, Vol.13, No.6, pp.1135-1143, Nov.1998 の他に、Ｔ．Ａ．
リポ（Lipo）らによる１９９７年８月に発行された米国特許第５，６６１，３９
０号明細書（図７）に開示されている。
モーター）のためのスイッチング増幅器（インバータ）内に入力ＬＣフィルター
および出力ＬＣフィルターを利用したにも拘わらず、伝導されかつ放射されるＥ
ＭＩノイズが発生することに関する問題は、Ｄ．Ａ．レンデュサラ（Rencusara
）およびＰ．Ｎ．エンジェティ（Enjeti）による科学論文 "An Improved Invert
er Output Filter Configuration Reduces Common and Differential Modes dv/
dt at the Motor Terminals in PWM Drive Systems", IEEE Transactions on P
ower Electronics, Vol.13, No.6, pp.1135-1143, Nov.1998 の他に、Ｔ．Ａ．
リポ（Lipo）らによる１９９７年８月に発行された米国特許第５，６６１，３９
０号明細書（図７）に開示されている。
【００１９】
本発明の第１の目的は、単相または多相の負荷が、一方を電源に、他方を適切
なスイッチングブリッジに直接的に電源に接続され、かつ、ブリッジキャパシタ
にも接続される新たなブーストブリッジ増幅器を提供することである。
なスイッチングブリッジに直接的に電源に接続され、かつ、ブリッジキャパシタ
にも接続される新たなブーストブリッジ増幅器を提供することである。
【００２０】
本発明の第２の目的は、単相または多相の負荷と適切なスイッチングブリッジ
との間における出力フィルターを追加した、第１の増幅器と同じ増幅器を提供す
ることである。
との間における出力フィルターを追加した、第１の増幅器と同じ増幅器を提供す
ることである。
【００２１】
本発明の第３の目的は、単相または多相の負荷が、一方を電源に、他方を適切
なスイッチングブリッジになおも直接的に電源に接続され、その一方で、ブリッ
ジキャパシタが、適切なスイッチングブリッジのノードと、電源に接続されてい
る負荷のノードとの間に接続されるブーストブリッジ増幅器を提供することであ
る。
なスイッチングブリッジになおも直接的に電源に接続され、その一方で、ブリッ
ジキャパシタが、適切なスイッチングブリッジのノードと、電源に接続されてい
る負荷のノードとの間に接続されるブーストブリッジ増幅器を提供することであ
る。
【００２２】
本発明の利点および特徴は、添付図面と関連した本発明の好ましい実施形態に
関する詳細な説明から、当業者には容易に明白となる。
関する詳細な説明から、当業者には容易に明白となる。
【００２３】
図１は、従来のクラスＤ増幅器のブロック図である。電源１は、入力フィルタ
ー２の入力に接続されている。入力フィルター２の出力は、スイッチングブリッ
ジ３の入力に接続されている。スイッチングブリッジ３の動作は、パルス幅変調
制御信号ＰＷＭにより制御される。スイッチングブリッジ３の出力は、出力フィ
ルター４の入力に接続されている。出力フィルター４の出力は、負荷５に接続さ
れている。
ー２の入力に接続されている。入力フィルター２の出力は、スイッチングブリッ
ジ３の入力に接続されている。スイッチングブリッジ３の動作は、パルス幅変調
制御信号ＰＷＭにより制御される。スイッチングブリッジ３の出力は、出力フィ
ルター４の入力に接続されている。出力フィルター４の出力は、負荷５に接続さ
れている。
【００２４】
図２は、本発明によるブーストブリッジ増幅器（ＢＢ増幅器）のブロック図で
ある。電源１は、負荷５の入力に接続されている。負荷５の出力は、スイッチン
グブリッジ３の入力に接続されている。スイッチングブリッジ３の動作は、パル
ス幅変調制御信号ＰＷＭにより制御される。スイッチングブリッジ３の出力は、
ブリッジキャパシタ６に接続されている。この実施形態は、入力フィルター２お
よび出力フィルター４の両方を完全に除去し、その一方で、負荷５を直接的に電
源１に接続しており、かつ、ブリッジキャパシタ６からの、スイッチングブリッ
ジ３における追加の電力供給によって、負荷５において数倍大きなパワーを可能
にする。伝導されかつ放射されるＥＭＩノイズは、クラスＤ増幅器と比較して、
著しく低下する。この実施形態は、低価格と、最小限のサイズと、低レベルのＥ
ＭＩノイズとを可能にする。
ある。電源１は、負荷５の入力に接続されている。負荷５の出力は、スイッチン
グブリッジ３の入力に接続されている。スイッチングブリッジ３の動作は、パル
ス幅変調制御信号ＰＷＭにより制御される。スイッチングブリッジ３の出力は、
ブリッジキャパシタ６に接続されている。この実施形態は、入力フィルター２お
よび出力フィルター４の両方を完全に除去し、その一方で、負荷５を直接的に電
源１に接続しており、かつ、ブリッジキャパシタ６からの、スイッチングブリッ
ジ３における追加の電力供給によって、負荷５において数倍大きなパワーを可能
にする。伝導されかつ放射されるＥＭＩノイズは、クラスＤ増幅器と比較して、
著しく低下する。この実施形態は、低価格と、最小限のサイズと、低レベルのＥ
ＭＩノイズとを可能にする。
【００２５】
図３は、本発明によるＢＢ増幅器のブロック図である。電源１は、負荷５の入
力に接続されている。負荷５の出力は、出力フィルター４の入力に接続されてい
る。出力フィルター４の出力は、スイッチングブリッジ３の入力に接続されてい
る。スイッチングブリッジ３の動作は、パルス幅変調制御信号ＰＷＭにより制御
される。スイッチングブリッジ３の出力は、ブリッジキャパシタ６に接続されて
いる。この実施形態は、入力フィルター２を完全に除去しかつ出力フィルター４
を著しく低下させ、その一方で、負荷５を直接的に電源１に接続しており、かつ
、ブリッジキャパシタ６からの、スイッチングブリッジ３における追加の電力供
給によって、負荷５において数倍大きなパワーを可能にする。この実施形態は、
伝導されかつ放射されるＥＭＩノイズを、クラスＤ増幅器と比較して、無視して
よいレベルまでさらに減少させるために用いられる。この実施形態は、価格およ
びサイズは僅かに増加するが、非常に低レベルのＥＭＩノイズを可能にする。
力に接続されている。負荷５の出力は、出力フィルター４の入力に接続されてい
る。出力フィルター４の出力は、スイッチングブリッジ３の入力に接続されてい
る。スイッチングブリッジ３の動作は、パルス幅変調制御信号ＰＷＭにより制御
される。スイッチングブリッジ３の出力は、ブリッジキャパシタ６に接続されて
いる。この実施形態は、入力フィルター２を完全に除去しかつ出力フィルター４
を著しく低下させ、その一方で、負荷５を直接的に電源１に接続しており、かつ
、ブリッジキャパシタ６からの、スイッチングブリッジ３における追加の電力供
給によって、負荷５において数倍大きなパワーを可能にする。この実施形態は、
伝導されかつ放射されるＥＭＩノイズを、クラスＤ増幅器と比較して、無視して
よいレベルまでさらに減少させるために用いられる。この実施形態は、価格およ
びサイズは僅かに増加するが、非常に低レベルのＥＭＩノイズを可能にする。
【００２６】
図４は、本発明によるＢＢ増幅器のブロック図である。電源１は、負荷５の入
力に接続されている。負荷５の出力は、スイッチングブリッジ３の入力に接続さ
れている。スイッチングブリッジ３の動作は、パルス幅変調制御信号ＰＷＭによ
り制御される。スイッチングブリッジ３の出力は、ブリッジキャパシタ６に接続
されている。ブリッジキャパシタ６は、電源１にも接続されている。この実施形
態は、入力フィルター２および出力フィルター４の両方を完全に除去し、その一
方で、負荷５を直接的に電源１に接続しており、かつ、ブリッジキャパシタ６か
らの、スイッチングブリッジ３における追加の電力供給によって、負荷５におい
て数倍大きなパワーを可能にする。伝導されかつ放射されるＥＭＩノイズは、ク
ラスＤ増幅器と比較して、僅かに低下する。この実施形態は、図２の実施形態と
比較して、ＥＭＩノイズは僅かに増加するが、非常に低価格でありかつ非常に小
さなサイズの増幅器を可能にする。
力に接続されている。負荷５の出力は、スイッチングブリッジ３の入力に接続さ
れている。スイッチングブリッジ３の動作は、パルス幅変調制御信号ＰＷＭによ
り制御される。スイッチングブリッジ３の出力は、ブリッジキャパシタ６に接続
されている。ブリッジキャパシタ６は、電源１にも接続されている。この実施形
態は、入力フィルター２および出力フィルター４の両方を完全に除去し、その一
方で、負荷５を直接的に電源１に接続しており、かつ、ブリッジキャパシタ６か
らの、スイッチングブリッジ３における追加の電力供給によって、負荷５におい
て数倍大きなパワーを可能にする。伝導されかつ放射されるＥＭＩノイズは、ク
ラスＤ増幅器と比較して、僅かに低下する。この実施形態は、図２の実施形態と
比較して、ＥＭＩノイズは僅かに増加するが、非常に低価格でありかつ非常に小
さなサイズの増幅器を可能にする。
【００２７】
図５、図６、図７は、入力フィルターおよび出力フィルターを備え、かつ、単
相負荷、二相負荷、三相負荷を自らの出力にそれぞれ備えた従来のクラスＤ増幅
器の概略図である。電源１の外乱（disturbance）は、入力フィルター２におい
てフィルタリングされる。スイッチングブリッジ３は、特に電源１と入力フィル
ター２との間のケーブルが長い場合に、これに応じて高レベルの伝導されかつ放
射された（conducted and radiated）ＥＭＩノイズを発生させるパルス電流を、
入力フィルター２から引き出す。ノイズをフィルタリングしかつ負荷５における
電圧の脈動（ripple）を減少させるように意図された出力フィルター４は、スイ
ッチングブリッジ３と負荷５との間に接続されている。スイッチングブリッジ３
と負荷５との間のケーブルが短い場合に、幾つかの場合においては、伝導されか
つ放射されるＥＭＩノイズがどんなに著しく増加しても、出力フィルター４を除
去することが可能である。
相負荷、二相負荷、三相負荷を自らの出力にそれぞれ備えた従来のクラスＤ増幅
器の概略図である。電源１の外乱（disturbance）は、入力フィルター２におい
てフィルタリングされる。スイッチングブリッジ３は、特に電源１と入力フィル
ター２との間のケーブルが長い場合に、これに応じて高レベルの伝導されかつ放
射された（conducted and radiated）ＥＭＩノイズを発生させるパルス電流を、
入力フィルター２から引き出す。ノイズをフィルタリングしかつ負荷５における
電圧の脈動（ripple）を減少させるように意図された出力フィルター４は、スイ
ッチングブリッジ３と負荷５との間に接続されている。スイッチングブリッジ３
と負荷５との間のケーブルが短い場合に、幾つかの場合においては、伝導されか
つ放射されるＥＭＩノイズがどんなに著しく増加しても、出力フィルター４を除
去することが可能である。
【００２８】
図８は、出力において単相負荷を備えた従来のブースト変換器の標準的な概略
図である。図６のクラスＤ増幅器が負荷の代わりにブースト変換器の出力に接続
されていれば、図９の増幅器が得られる。この解決法は複雑であり、かつ、多数
のスイッチと複雑な制御電子装置とを必要とする。
図である。図６のクラスＤ増幅器が負荷の代わりにブースト変換器の出力に接続
されていれば、図９の増幅器が得られる。この解決法は複雑であり、かつ、多数
のスイッチと複雑な制御電子装置とを必要とする。
【００２９】
図１０は、２つのブースト変換器と、出力における単相負荷とからなる従来の
増幅器の概略図である。本解決法は、制御電子装置の複雑さとスイッチの電圧−
電流の負荷とを例外的に高めることに基づいて、図９と比較して、スイッチの数
を減少させる。すなわち、変調信号が存在しない場合に、スイッチ全域における
電圧は、電源１の電圧値の２倍に到達する一方で、動作中に、これらの電圧は、
電源１の電圧値の数倍に到達することがあり、これにより、入力インダクタ電流
およびキャパシタ電圧の両方を感知することに基づく非常に複雑かつ正確なフィ
ードバックが必要とされる。負荷全域において電圧を迅速に変化させるために、
出力キャパシタおよび入力インダクタは最小限の値となるべきであり、このこと
は、インダクタ、スイッチ、およびキャパシタの隅々までにおける非常に高い電
流の脈動につながる。両方の理由のために、スイッチが耐えられる最大電圧およ
び最大電流の必要性が高められ、かつこの他に、この回路内の全ての素子におけ
る損失（dissipation）の必要性が高められることが頻繁にある。
増幅器の概略図である。本解決法は、制御電子装置の複雑さとスイッチの電圧−
電流の負荷とを例外的に高めることに基づいて、図９と比較して、スイッチの数
を減少させる。すなわち、変調信号が存在しない場合に、スイッチ全域における
電圧は、電源１の電圧値の２倍に到達する一方で、動作中に、これらの電圧は、
電源１の電圧値の数倍に到達することがあり、これにより、入力インダクタ電流
およびキャパシタ電圧の両方を感知することに基づく非常に複雑かつ正確なフィ
ードバックが必要とされる。負荷全域において電圧を迅速に変化させるために、
出力キャパシタおよび入力インダクタは最小限の値となるべきであり、このこと
は、インダクタ、スイッチ、およびキャパシタの隅々までにおける非常に高い電
流の脈動につながる。両方の理由のために、スイッチが耐えられる最大電圧およ
び最大電流の必要性が高められ、かつこの他に、この回路内の全ての素子におけ
る損失（dissipation）の必要性が高められることが頻繁にある。
【００３０】
図１１は、図２のブロック図に適切であって、スイッチングブリッジ３の端部
に接続されたブリッジキャパシタ６と、単相負荷５とを備えた本発明によるＢＢ
増幅器の概略図である。スイッチングブリッジ３の動作は、パルス幅変調制御信
号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２により制御され、該パルス幅変調制御信号ＰＷＭ１，ＰＷ
Ｍ２は、通常は逆相（counter phased）である（すなわち、ＰＷＭ１がアクティ
ブ状態である場合にはＰＷＭ２は非アクティブ状態であり、逆も同様である）。
しかしながら、これらの信号については他の何らかの方法で制御することができ
、これにより、増幅器の伝達関数が変更される。さらなる説明において、制御信
号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２が逆相で発生する最も単純な事例が用いられ、さらに、こ
の事例は、実際に最も頻繁に用いられており、かつ、当業者には公知である。
に接続されたブリッジキャパシタ６と、単相負荷５とを備えた本発明によるＢＢ
増幅器の概略図である。スイッチングブリッジ３の動作は、パルス幅変調制御信
号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２により制御され、該パルス幅変調制御信号ＰＷＭ１，ＰＷ
Ｍ２は、通常は逆相（counter phased）である（すなわち、ＰＷＭ１がアクティ
ブ状態である場合にはＰＷＭ２は非アクティブ状態であり、逆も同様である）。
しかしながら、これらの信号については他の何らかの方法で制御することができ
、これにより、増幅器の伝達関数が変更される。さらなる説明において、制御信
号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２が逆相で発生する最も単純な事例が用いられ、さらに、こ
の事例は、実際に最も頻繁に用いられており、かつ、当業者には公知である。
【００３１】
パルス幅変調の１周期内においてパルスが持続する間、信号ＰＷＭ１はアクテ
ィブ状態であり、かつ、信号ＰＷＭ２は非アクティブ状態である。同じ周期内に
おいてポーズ（pause）が持続する間、信号ＰＷＭ１は非アクティブ状態であり
、かつ、信号ＰＷＭ２はアクティブ状態である。１周期内におけるＰＷＭ１の平
均値は変調された信号値に適切であり、その一方で、同じ周期内におけるＰＷＭ
２の平均値は、反転されかつ変調された信号値に適切である。
ィブ状態であり、かつ、信号ＰＷＭ２は非アクティブ状態である。同じ周期内に
おいてポーズ（pause）が持続する間、信号ＰＷＭ１は非アクティブ状態であり
、かつ、信号ＰＷＭ２はアクティブ状態である。１周期内におけるＰＷＭ１の平
均値は変調された信号値に適切であり、その一方で、同じ周期内におけるＰＷＭ
２の平均値は、反転されかつ変調された信号値に適切である。
【００３２】
変調器それ自体については、三角波またはノコギリ波の基準電圧の生成器と、
該基準電圧と変調すべき入力電圧とを比較する比較器とにより構成することがで
きる。変調器については、入力電圧サンプルの２進値に適切なディジタルワード
が書き込まれるカウンターから構成することもできる。これら全ての変調器の具
現化は、当業者には公知である。
該基準電圧と変調すべき入力電圧とを比較する比較器とにより構成することがで
きる。変調器については、入力電圧サンプルの２進値に適切なディジタルワード
が書き込まれるカウンターから構成することもできる。これら全ての変調器の具
現化は、当業者には公知である。
【００３３】
アクティブ状態の信号ＰＷＭ１に関して、スイッチ３１はオン状態、かつ、ス
イッチ３２はオフ状態であるので、電流ループは、電源１と、負荷５と、スイッ
チ３１と、ブリッジキャパシタ６とに及ぶ。
イッチ３２はオフ状態であるので、電流ループは、電源１と、負荷５と、スイッ
チ３１と、ブリッジキャパシタ６とに及ぶ。
【００３４】
アクティブ状態の信号ＰＷＭ２に関して、スイッチ３２はオン状態、かつ、ス
イッチ３１はオフ状態であるので、電流ループは、電源１と、負荷５と、スイッ
チ３２とに及ぶ。
イッチ３１はオフ状態であるので、電流ループは、電源１と、負荷５と、スイッ
チ３２とに及ぶ。
【００３５】
ダイオード７１，７２は、スイッチ３１，３２と逆平行（antiparallel）にそ
れぞれ接続されており、かつ、全てのスイッチがオフ状態である場合に電流を通
過させる。スイッチの役割については、該スイッチに関して要求される制御信号
の周波数、電流、電圧、および損失に応じて、バイポーラトランジスタ、ｍｏｓ
ｆｅｔ、またはＩＧＢＴのような任意の半導体スイッチにより行うことができる
。ＭＯＳＦＥＴトランジスタがスイッチとして用いられれば、前記ダイオード７
１，７２はＭＯＳＦＥＴトランジスタの内部寄生ダイオードを表し、このことは
当業者には公知である。
れぞれ接続されており、かつ、全てのスイッチがオフ状態である場合に電流を通
過させる。スイッチの役割については、該スイッチに関して要求される制御信号
の周波数、電流、電圧、および損失に応じて、バイポーラトランジスタ、ｍｏｓ
ｆｅｔ、またはＩＧＢＴのような任意の半導体スイッチにより行うことができる
。ＭＯＳＦＥＴトランジスタがスイッチとして用いられれば、前記ダイオード７
１，７２はＭＯＳＦＥＴトランジスタの内部寄生ダイオードを表し、このことは
当業者には公知である。
【００３６】
ＰＷＭ１信号の平均値がＰＷＭ２信号の平均値よりも低ければ、電源１からの
エネルギーは負荷５の第１相５１の抵抗において部分的に損失され、負荷５の第
１相５１のインダクタンスに蓄積されたエネルギーは部分的に増加し、かつ、ブ
リッジキャパシタ６に蓄積されたエネルギーは部分的に増加する。
エネルギーは負荷５の第１相５１の抵抗において部分的に損失され、負荷５の第
１相５１のインダクタンスに蓄積されたエネルギーは部分的に増加し、かつ、ブ
リッジキャパシタ６に蓄積されたエネルギーは部分的に増加する。
【００３７】
ＰＷＭ１信号の平均値がＰＷＭ２信号の平均値よりも高ければ、ブリッジキャ
パシタ６からのエネルギーは負荷５の第１相５１の抵抗において部分的に損失さ
れ、負荷５の第１相５１のインダクタンスに蓄積されたエネルギーは部分的に減
少し、かつ、部分的に電源１へ戻る。ブリッジキャパシタ６の電圧は電源１の電
圧よりも高いので、負荷５を通る電流は、その方向を変更することができ、かつ
、有用な信号の負の半周期を供給することができる。
パシタ６からのエネルギーは負荷５の第１相５１の抵抗において部分的に損失さ
れ、負荷５の第１相５１のインダクタンスに蓄積されたエネルギーは部分的に減
少し、かつ、部分的に電源１へ戻る。ブリッジキャパシタ６の電圧は電源１の電
圧よりも高いので、負荷５を通る電流は、その方向を変更することができ、かつ
、有用な信号の負の半周期を供給することができる。
【００３８】
しかしながら、負荷５を通る電流は、低パワーレベルにおいては小さいが高パ
ワーレベルにおいて増加する損失に起因して、直流成分を有している。この問題
は、他の多くの利点を伴って、多相ＢＢ増幅器により解決される。
ワーレベルにおいて増加する損失に起因して、直流成分を有している。この問題
は、他の多くの利点を伴って、多相ＢＢ増幅器により解決される。
【００３９】
図１２は、図２のブロック図に適切であって、スイッチングブリッジ３の端部
に接続されたブリッジキャパシタ６と、二相負荷５とを備えた本発明によるＢＢ
増幅器の概略図である。スイッチングブリッジ３の動作は、パルス幅変調制御信
号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２，ＰＷＭ３，ＰＷＭ４により制御され、該パルス幅変調制
御信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２，ＰＷＭ３，ＰＷＭ４は、通常は、同じ負荷位相のス
イッチに関しては逆相であり、かつ、位相間において時刻が１８０°シフトされ
る。すなわち、ＰＷＭ１がアクティブ状態である場合にはＰＷＭ２は非アクティ
ブ状態であり、ＰＷＭ３がアクティブ状態である場合にはＰＷＭ４は非アクティ
ブ状態であり、逆も同様である）。信号ＰＷＭ３は、信号ＰＷＭ１のアクティブ
化よりも１８０°後にアクティブ化される。すなわち、ＰＷＭ１，ＰＷＭ４は同
じ時間間隔でアクティブ状態となり、その一方で、ＰＷＭ２，ＰＷＭ３は非アク
ティブ状態となり、逆も同様である。このことは、当業者には公知である。
に接続されたブリッジキャパシタ６と、二相負荷５とを備えた本発明によるＢＢ
増幅器の概略図である。スイッチングブリッジ３の動作は、パルス幅変調制御信
号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２，ＰＷＭ３，ＰＷＭ４により制御され、該パルス幅変調制
御信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２，ＰＷＭ３，ＰＷＭ４は、通常は、同じ負荷位相のス
イッチに関しては逆相であり、かつ、位相間において時刻が１８０°シフトされ
る。すなわち、ＰＷＭ１がアクティブ状態である場合にはＰＷＭ２は非アクティ
ブ状態であり、ＰＷＭ３がアクティブ状態である場合にはＰＷＭ４は非アクティ
ブ状態であり、逆も同様である）。信号ＰＷＭ３は、信号ＰＷＭ１のアクティブ
化よりも１８０°後にアクティブ化される。すなわち、ＰＷＭ１，ＰＷＭ４は同
じ時間間隔でアクティブ状態となり、その一方で、ＰＷＭ２，ＰＷＭ３は非アク
ティブ状態となり、逆も同様である。このことは、当業者には公知である。
【００４０】
アクティブ状態の信号ＰＷＭ１に関して、スイッチ３１はオン状態、かつ、ス
イッチ３２はオフ状態であるので、第１電流ループは、電源１と、負荷５の第１
相５１と、スイッチ３１と、ブリッジキャパシタ６とに及ぶ。
イッチ３２はオフ状態であるので、第１電流ループは、電源１と、負荷５の第１
相５１と、スイッチ３１と、ブリッジキャパシタ６とに及ぶ。
【００４１】
アクティブ状態の信号ＰＷＭ２に関して、スイッチ３２はオン状態、かつ、ス
イッチ３１はオフ状態であるので、電流ループは、電源１と、負荷５の第１相５
１と、スイッチ３２とに及ぶ。
イッチ３１はオフ状態であるので、電流ループは、電源１と、負荷５の第１相５
１と、スイッチ３２とに及ぶ。
【００４２】
アクティブ状態の信号ＰＷＭ３に関して、スイッチ３３はオン状態、かつ、ス
イッチ３４はオフ状態であるので、第３電流ループは、電源１と、負荷５の第２
相５２と、スイッチ３３と、ブリッジキャパシタ６とに及ぶ。
イッチ３４はオフ状態であるので、第３電流ループは、電源１と、負荷５の第２
相５２と、スイッチ３３と、ブリッジキャパシタ６とに及ぶ。
【００４３】
アクティブ状態の信号ＰＷＭ４に関して、スイッチ３４はオン状態、かつ、ス
イッチ３３はオフ状態であるので、第４電流ループは、電源１と、負荷５の第２
相５２と、スイッチ３４とに及ぶ。
イッチ３３はオフ状態であるので、第４電流ループは、電源１と、負荷５の第２
相５２と、スイッチ３４とに及ぶ。
【００４４】
ダイオード７１，７２，７３，７４は、スイッチ３１，３２，３３，３４と逆
平行にそれぞれ接続されており、かつ、全てのスイッチがオフ状態である場合に
電流を通過させる。
平行にそれぞれ接続されており、かつ、全てのスイッチがオフ状態である場合に
電流を通過させる。
【００４５】
変調された信号の平均値がゼロである場合に（例えば、正弦波信号）、全ての
制御信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２，ＰＷＭ３，ＰＷＭ４の平均値は同一であるので、
平均値（すなわち、負荷５の両方の相５１，５２を通しての直流電流成分）は同
一となり、かつ、ブリッジキャパシタ６が再充電される。
制御信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２，ＰＷＭ３，ＰＷＭ４の平均値は同一であるので、
平均値（すなわち、負荷５の両方の相５１，５２を通しての直流電流成分）は同
一となり、かつ、ブリッジキャパシタ６が再充電される。
【００４６】
デュアルボイスコイル・ラウドスピーカー形式の大部分の負荷において、負荷
５の両方の相５１，５２のインダクタンスが連結されている。負荷５の両方の相
５１，５２のインダクタンスが連結されていれば、両方の相５１，５２を通して
の平均電流値は電源１からブリッジキャパシタ６へ向けられるので、これらの電
束（flux）は、示されている基準マーカーにしたがって互いに相殺し合う。これ
により、概略的な電束の平均値はゼロに等しくなるので、負荷５の磁性材料は、
図１１の解決法と比較して、遙かに良好に利用される。前述の平均電流により発
生する平均的な力の値もまたゼロに相殺される。
５の両方の相５１，５２のインダクタンスが連結されている。負荷５の両方の相
５１，５２のインダクタンスが連結されていれば、両方の相５１，５２を通して
の平均電流値は電源１からブリッジキャパシタ６へ向けられるので、これらの電
束（flux）は、示されている基準マーカーにしたがって互いに相殺し合う。これ
により、概略的な電束の平均値はゼロに等しくなるので、負荷５の磁性材料は、
図１１の解決法と比較して、遙かに良好に利用される。前述の平均電流により発
生する平均的な力の値もまたゼロに相殺される。
【００４７】
しかしながら、負荷５の両方の第１相５１および第２相５２を通して変調され
た電流成分は電源１に関して反対方向であるので、これらの電束は、示されてい
る基準マーカーにしたがって加算される。これにより、前述の変調された電流に
より発生する調整された力の値もまた加算される。
た電流成分は電源１に関して反対方向であるので、これらの電束は、示されてい
る基準マーカーにしたがって加算される。これにより、前述の変調された電流に
より発生する調整された力の値もまた加算される。
【００４８】
本解決法の特別な性質は、電源１の電圧の変動の影響を実際に受けないことで
あり、これらの変動は、負荷５の両方の相５１，５２の対称的なインダクタンス
において同一の電流を生じさせるので、これらの電束および力は互いに相殺し合
う。
あり、これらの変動は、負荷５の両方の相５１，５２の対称的なインダクタンス
において同一の電流を生じさせるので、これらの電束および力は互いに相殺し合
う。
【００４９】
本解決法の他の特別な性質は、ブリッジキャパシタ６の変動の影響を実際に受
けないことであり、これらの変動は、負荷５の両方の相５１，５２の対称的なイ
ンダクタンスにおいて同一の電流を生じさせるので、これらの電束および力は互
いに相殺し合う。
けないことであり、これらの変動は、負荷５の両方の相５１，５２の対称的なイ
ンダクタンスにおいて同一の電流を生じさせるので、これらの電束および力は互
いに相殺し合う。
【００５０】
図１３は、図２のブロック図に適切であって、スイッチングブリッジ３の端部
に接続されたブリッジキャパシタ６と、三相負荷５とを備えた本発明によるＢＢ
増幅器の概略図である。スイッチングブリッジ３の動作は、パルス幅変調制御信
号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２，ＰＷＭ３，ＰＷＭ４，ＰＷＭ５，ＰＷＭ６により制御さ
れ、該パルス幅変調制御信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２，ＰＷＭ３，ＰＷＭ４，ＰＷＭ
５，ＰＷＭ６は、通常は、同じ負荷位相のスイッチに関しては逆相であり、かつ
、位相間において時刻が１２０°シフトされる。すなわち、ＰＷＭ１がアクティ
ブ状態である場合にはＰＷＭ２は非アクティブ状態であり、ＰＷＭ３がアクティ
ブ状態である場合にはＰＷＭ４は非アクティブ状態であり、ＰＷＭ５がアクティ
ブ状態である場合にはＰＷＭ６は非アクティブ状態であり、逆も同様である）。
信号ＰＷＭ５は、信号ＰＷＭ３のアクティブ化よりも１２０°後にアクティブ化
され、その一方で、信号ＰＷＭ３は、信号ＰＷＭ１のアクティブ化よりも１２０
°後にアクティブ化される。このことは、当業者には公知である。
に接続されたブリッジキャパシタ６と、三相負荷５とを備えた本発明によるＢＢ
増幅器の概略図である。スイッチングブリッジ３の動作は、パルス幅変調制御信
号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２，ＰＷＭ３，ＰＷＭ４，ＰＷＭ５，ＰＷＭ６により制御さ
れ、該パルス幅変調制御信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２，ＰＷＭ３，ＰＷＭ４，ＰＷＭ
５，ＰＷＭ６は、通常は、同じ負荷位相のスイッチに関しては逆相であり、かつ
、位相間において時刻が１２０°シフトされる。すなわち、ＰＷＭ１がアクティ
ブ状態である場合にはＰＷＭ２は非アクティブ状態であり、ＰＷＭ３がアクティ
ブ状態である場合にはＰＷＭ４は非アクティブ状態であり、ＰＷＭ５がアクティ
ブ状態である場合にはＰＷＭ６は非アクティブ状態であり、逆も同様である）。
信号ＰＷＭ５は、信号ＰＷＭ３のアクティブ化よりも１２０°後にアクティブ化
され、その一方で、信号ＰＷＭ３は、信号ＰＷＭ１のアクティブ化よりも１２０
°後にアクティブ化される。このことは、当業者には公知である。
【００５１】
アクティブ状態の信号ＰＷＭ１に関して、スイッチ３１はオン状態、かつ、ス
イッチ３２はオフ状態であるので、第１電流ループは、電源１と、負荷５の第１
相５１と、スイッチ３１と、ブリッジキャパシタ６とに及ぶ。
イッチ３２はオフ状態であるので、第１電流ループは、電源１と、負荷５の第１
相５１と、スイッチ３１と、ブリッジキャパシタ６とに及ぶ。
【００５２】
アクティブ状態の信号ＰＷＭ２に関して、スイッチ３２はオン状態、かつ、ス
イッチ３１はオフ状態であるので、電流ループは、電源１と、負荷５の第１相５
１と、スイッチ３２とに及ぶ。
イッチ３１はオフ状態であるので、電流ループは、電源１と、負荷５の第１相５
１と、スイッチ３２とに及ぶ。
【００５３】
アクティブ状態の信号ＰＷＭ３に関して、スイッチ３３はオン状態、かつ、ス
イッチ３４はオフ状態であるので、第３電流ループは、電源１と、負荷５の第２
相５２と、スイッチ３３と、ブリッジキャパシタ６とに及ぶ。
イッチ３４はオフ状態であるので、第３電流ループは、電源１と、負荷５の第２
相５２と、スイッチ３３と、ブリッジキャパシタ６とに及ぶ。
【００５４】
アクティブ状態の信号ＰＷＭ４に関して、スイッチ３４はオン状態、かつ、ス
イッチ３３はオフ状態であるので、第４電流ループは、電源１と、負荷５の第２
相５２と、スイッチ３４とに及ぶ。
イッチ３３はオフ状態であるので、第４電流ループは、電源１と、負荷５の第２
相５２と、スイッチ３４とに及ぶ。
【００５５】
アクティブ状態の信号ＰＷＭ５に関して、スイッチ３５はオン状態、かつ、ス
イッチ３６はオフ状態であるので、第５電流ループは、電源１と、負荷５の第３
相５３と、スイッチ３５と、ブリッジキャパシタ６とに及ぶ。
イッチ３６はオフ状態であるので、第５電流ループは、電源１と、負荷５の第３
相５３と、スイッチ３５と、ブリッジキャパシタ６とに及ぶ。
【００５６】
アクティブ状態の信号ＰＷＭ６に関して、スイッチ３６はオン状態、かつ、ス
イッチ３５はオフ状態であるので、第６電流ループは、電源１と、負荷５の第３
相５３と、スイッチ３６とに及ぶ。
イッチ３５はオフ状態であるので、第６電流ループは、電源１と、負荷５の第３
相５３と、スイッチ３６とに及ぶ。
【００５７】
ダイオード７１，７２，７３，７４，７５，７６は、スイッチ３１，３２，３
３，３４，３５，３６と逆平行にそれぞれ接続されており、かつ、全てのスイッ
チがオフ状態である場合に電流を通過させる。
３，３４，３５，３６と逆平行にそれぞれ接続されており、かつ、全てのスイッ
チがオフ状態である場合に電流を通過させる。
【００５８】
変調された信号の平均値がゼロである場合に（例えば、正弦波信号）、全ての
制御信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２，ＰＷＭ３，ＰＷＭ４，ＰＷＭ５，ＰＷＭ６の平均
値は同一であるので、平均値（すなわち、負荷５の全ての３相５１，５２，５３
を通しての直流電流成分）は同一となり、かつ、ブリッジキャパシタ６が再充電
される。
制御信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２，ＰＷＭ３，ＰＷＭ４，ＰＷＭ５，ＰＷＭ６の平均
値は同一であるので、平均値（すなわち、負荷５の全ての３相５１，５２，５３
を通しての直流電流成分）は同一となり、かつ、ブリッジキャパシタ６が再充電
される。
【００５９】
三相誘導電気モーター形式および三相ブラシレス直流電気モーター形式の大部
分の負荷において、負荷５の全ての３相５１，５２，５３のインダクタンスが連
結されている。負荷５の全ての３相５１，５２，５３のインダクタンスが連結さ
れていれば、全ての３相５１，５２，５３を通しての平均電流値は電源１からブ
リッジキャパシタ６へ向けられるので、これらの電束は、示されている基準マー
カーにしたがって互いに相殺し合う。これにより、概略的な電束の平均値はゼロ
に等しくなるので、負荷５の磁性材料は、図１１の解決法と比較して、遙かに良
好に利用される。前述の平均電流により発生する平均的な力の値もまたゼロに相
殺される。
分の負荷において、負荷５の全ての３相５１，５２，５３のインダクタンスが連
結されている。負荷５の全ての３相５１，５２，５３のインダクタンスが連結さ
れていれば、全ての３相５１，５２，５３を通しての平均電流値は電源１からブ
リッジキャパシタ６へ向けられるので、これらの電束は、示されている基準マー
カーにしたがって互いに相殺し合う。これにより、概略的な電束の平均値はゼロ
に等しくなるので、負荷５の磁性材料は、図１１の解決法と比較して、遙かに良
好に利用される。前述の平均電流により発生する平均的な力の値もまたゼロに相
殺される。
【００６０】
しかしながら、負荷５の第１相５１、第２相５２、第３相５３を通して変調さ
れた電流成分は電源１に関して相加的な方向であるので、これらの電束は、示さ
れている基準マーカーにしたがって加算される。これにより、前述の変調された
電流により発生する調整された力の値もまた加算される。
れた電流成分は電源１に関して相加的な方向であるので、これらの電束は、示さ
れている基準マーカーにしたがって加算される。これにより、前述の変調された
電流により発生する調整された力の値もまた加算される。
【００６１】
本解決法の特別な性質は、電源１の電圧の変動の影響を実際に受けないことで
あり、これらの変動は、負荷５の全ての３相５１，５２，５３の対称的なインダ
クタンスにおいて同一の電流を生じさせるので、これらの電束および力は互いに
相殺し合う。
あり、これらの変動は、負荷５の全ての３相５１，５２，５３の対称的なインダ
クタンスにおいて同一の電流を生じさせるので、これらの電束および力は互いに
相殺し合う。
【００６２】
本解決法の他の特別な性質は、ブリッジキャパシタ６の変動の影響を実際に受
けないことであり、これらの変動は、負荷５の全ての３相５１，５２，５３の対
称的なインダクタンスにおいて同一の電流を生じさせるので、これらの電束およ
び力は互いに相殺し合う。
けないことであり、これらの変動は、負荷５の全ての３相５１，５２，５３の対
称的なインダクタンスにおいて同一の電流を生じさせるので、これらの電束およ
び力は互いに相殺し合う。
【００６３】
図１４、図１５、図１６は、図３のブロック図に適切であって、スイッチング
ブリッジ３の端部に接続されたブリッジキャパシタ６と、出力Ｌフィルター４と
、単相負荷、二相負荷、三相負荷とをそれぞれ備えた本発明によるＢＢ増幅器の
概略図である。負荷５の各相とスイッチングブリッジ３の適切な入力との間に接
続された出力Ｌフィルター４は、負荷５を通る電流をさらにフィルタリングする
ように機能する。出力Ｌフィルター４は、単相負荷５の場合には第１フィルタリ
ングインダクタンス４１から、二相負荷５の場合には２つのフィルタリングイン
ダクタンス４１，４２から、三相負荷５の場合には３つのフィルタリングインダ
クタンス４１，４２，４３からなる。出力Ｌフィルター４を適用する第１の理由
は、負荷５のインダクタンスが比較的小さいためであり、これにより、放射ノイ
ズを減少させるべく、トロイダル（toroidal）インダクタンスの利用が推奨され
る。出力Ｌフィルター４を適用する第２の理由は、スイッチングブリッジ３から
の外乱をさらに低下させるためであり、これにより、フェライトビードの利用が
推奨される。
ブリッジ３の端部に接続されたブリッジキャパシタ６と、出力Ｌフィルター４と
、単相負荷、二相負荷、三相負荷とをそれぞれ備えた本発明によるＢＢ増幅器の
概略図である。負荷５の各相とスイッチングブリッジ３の適切な入力との間に接
続された出力Ｌフィルター４は、負荷５を通る電流をさらにフィルタリングする
ように機能する。出力Ｌフィルター４は、単相負荷５の場合には第１フィルタリ
ングインダクタンス４１から、二相負荷５の場合には２つのフィルタリングイン
ダクタンス４１，４２から、三相負荷５の場合には３つのフィルタリングインダ
クタンス４１，４２，４３からなる。出力Ｌフィルター４を適用する第１の理由
は、負荷５のインダクタンスが比較的小さいためであり、これにより、放射ノイ
ズを減少させるべく、トロイダル（toroidal）インダクタンスの利用が推奨され
る。出力Ｌフィルター４を適用する第２の理由は、スイッチングブリッジ３から
の外乱をさらに低下させるためであり、これにより、フェライトビードの利用が
推奨される。
【００６４】
図１７、図１８、図１９は、図３のブロック図に適切であって、スイッチング
ブリッジ３の端部に接続されたブリッジキャパシタ６と、出力ＬＣフィルター４
と、単相負荷、二相負荷、三相負荷とをそれぞれ備えた本発明によるＢＢ増幅器
の概略図である。負荷５の各相とスイッチングブリッジ３の適切な入力との間に
接続された出力ＬＣフィルター４は、負荷５を通る電流をさらにフィルタリング
するように機能する。出力ＬＣフィルター４は、単相負荷５の場合には第１フィ
ルタリングインダクタンス４１と第１フィルタリングキャパシタンス８１とから
、二相負荷５の場合には２つのフィルタリングインダクタンス４１，４２と２つ
のフィルタリングキャパシタンス８１，８２とから、三相負荷５の場合には３つ
のフィルタリングインダクタンス４１，４２，４３と３つのフィルタリングキャ
パシタンス８１，８２，８３とからなる。出力ＬＣフィルター４を適用する第１
の理由は、ＢＢ増幅器と負荷５との間で利用されるケーブルが長いためであり、
これにより、放射ノイズを減少させるべく、環状（toroidal）インダクタンスの
利用が推奨される。出力ＬＣフィルター４を適用する第２の理由は、スイッチン
グブリッジ３からの外乱をさらに低下させるためであり、これにより、フェライ
トビードの利用が推奨される。
ブリッジ３の端部に接続されたブリッジキャパシタ６と、出力ＬＣフィルター４
と、単相負荷、二相負荷、三相負荷とをそれぞれ備えた本発明によるＢＢ増幅器
の概略図である。負荷５の各相とスイッチングブリッジ３の適切な入力との間に
接続された出力ＬＣフィルター４は、負荷５を通る電流をさらにフィルタリング
するように機能する。出力ＬＣフィルター４は、単相負荷５の場合には第１フィ
ルタリングインダクタンス４１と第１フィルタリングキャパシタンス８１とから
、二相負荷５の場合には２つのフィルタリングインダクタンス４１，４２と２つ
のフィルタリングキャパシタンス８１，８２とから、三相負荷５の場合には３つ
のフィルタリングインダクタンス４１，４２，４３と３つのフィルタリングキャ
パシタンス８１，８２，８３とからなる。出力ＬＣフィルター４を適用する第１
の理由は、ＢＢ増幅器と負荷５との間で利用されるケーブルが長いためであり、
これにより、放射ノイズを減少させるべく、環状（toroidal）インダクタンスの
利用が推奨される。出力ＬＣフィルター４を適用する第２の理由は、スイッチン
グブリッジ３からの外乱をさらに低下させるためであり、これにより、フェライ
トビードの利用が推奨される。
【００６５】
図２０、図２１、図２２は、図４のブロック図に適切であって、スイッチング
ブリッジ３と電源１との間に接続されたブリッジキャパシタ６と、単相負荷、二
相負荷、三相負荷とをそれぞれ備えた本発明によるＢＢ増幅器の概略図である。
ブリッジキャパシタ６の電圧は、電源１の電圧を超過せず、ＢＢ増幅器のサイズ
、重量、価格の減少を可能にする。この解決法は、電源１における外乱が高い場
合には推奨されない。その理由は、電源１がスイッチングブリッジ３に直接的に
接続されており、従来のクラスＤ増幅器に対するＢＢ増幅器の利点を解消してし
まうためである。
ブリッジ３と電源１との間に接続されたブリッジキャパシタ６と、単相負荷、二
相負荷、三相負荷とをそれぞれ備えた本発明によるＢＢ増幅器の概略図である。
ブリッジキャパシタ６の電圧は、電源１の電圧を超過せず、ＢＢ増幅器のサイズ
、重量、価格の減少を可能にする。この解決法は、電源１における外乱が高い場
合には推奨されない。その理由は、電源１がスイッチングブリッジ３に直接的に
接続されており、従来のクラスＤ増幅器に対するＢＢ増幅器の利点を解消してし
まうためである。
【００６６】
図２４、図２５、図２６、図２７は、スイッチングブリッジ３の端部に接続さ
れたブリッジキャパシタ６と、二相の主要負荷５と、単相の付加的負荷９２とを
それぞれ備えた本発明によるＢＢ増幅器の概略図である。オーディオの分野にお
いては、１つ以上のツイーターラウドスピーカーが、しばしば、フィルタリング
キャパシタンスにより分離され、かつ、主要ラウドスピーカーと平行に接続され
る。ＢＢ増幅器は、デュアルボイスコイル・ラウドスピーカーを二相の主要負荷
５として必要とする。しかしながら、１つのボイスコイルを備えたツイーターラ
ウドスピーカー（単相の付加的負荷９２）については、フィルタリングキャパシ
タ９１を通してスイッチングブリッジ３の入力間に接続することができる。
れたブリッジキャパシタ６と、二相の主要負荷５と、単相の付加的負荷９２とを
それぞれ備えた本発明によるＢＢ増幅器の概略図である。オーディオの分野にお
いては、１つ以上のツイーターラウドスピーカーが、しばしば、フィルタリング
キャパシタンスにより分離され、かつ、主要ラウドスピーカーと平行に接続され
る。ＢＢ増幅器は、デュアルボイスコイル・ラウドスピーカーを二相の主要負荷
５として必要とする。しかしながら、１つのボイスコイルを備えたツイーターラ
ウドスピーカー（単相の付加的負荷９２）については、フィルタリングキャパシ
タ９１を通してスイッチングブリッジ３の入力間に接続することができる。
【００６７】
図２７は、電源１と負荷５とを接続するケーブルを介して伝導されるＥＭＩノ
イズをさらに低下させるために、図１５のＢＢ増幅器の入力フィルター２に変更
を加えたＢＢ増幅器の概略図である。入力フィルター２は、フィルタリングイン
ダクタ２１と入力フィルタリングキャパシタ２２とを備えた標準的なＬＣフィル
ターの形で具現化される。従来のクラスＤ増幅器の入力フィルター２と同じ番号
の構成要素が用いられているが、ＢＢ増幅器内部の入力フィルター２における両
方のフィルタリング素子の値は数桁少ない。その理由は、ＢＢ増幅器内部の負荷
５を通過する電流の脈動が、従来のクラスＤ増幅器のスイッチングブリッジ３を
通過する電流の脈動よりも数桁少ないためである。
イズをさらに低下させるために、図１５のＢＢ増幅器の入力フィルター２に変更
を加えたＢＢ増幅器の概略図である。入力フィルター２は、フィルタリングイン
ダクタ２１と入力フィルタリングキャパシタ２２とを備えた標準的なＬＣフィル
ターの形で具現化される。従来のクラスＤ増幅器の入力フィルター２と同じ番号
の構成要素が用いられているが、ＢＢ増幅器内部の入力フィルター２における両
方のフィルタリング素子の値は数桁少ない。その理由は、ＢＢ増幅器内部の負荷
５を通過する電流の脈動が、従来のクラスＤ増幅器のスイッチングブリッジ３を
通過する電流の脈動よりも数桁少ないためである。
【００６８】
クラスＤ増幅器とは異なり、電源１に接続された負荷５のノードを接地するこ
とが可能である。示されている図１１および図２６において、このことは、電源
１の正ノードをアースに接続することを意味する。電源１の負ノードを接地する
ことが必要とされる場合には、電源１の負ノードを負荷５の全ての相の共通ノー
ドに接続することが必要であり、かつ、電源１の正ノードをブリッジキャパシタ
６の第２ノードに再接続することが必要である。このことは、ＢＢ増幅器の動作
の本質を変更するものではない。この類の再接続は、三相負荷の場合に関して、
図２８に示されている。
とが可能である。示されている図１１および図２６において、このことは、電源
１の正ノードをアースに接続することを意味する。電源１の負ノードを接地する
ことが必要とされる場合には、電源１の負ノードを負荷５の全ての相の共通ノー
ドに接続することが必要であり、かつ、電源１の正ノードをブリッジキャパシタ
６の第２ノードに再接続することが必要である。このことは、ＢＢ増幅器の動作
の本質を変更するものではない。この類の再接続は、三相負荷の場合に関して、
図２８に示されている。
【００６９】
＜産業状の利用可能性＞
ＢＢ増幅器のｒｍｓ電力は、追加された同一の相の数に一次比例して増加して
いる。しかしながら、相の数から独立した概略的インピーダンスを保ちながら既
存の負荷が幾つかの相に分割されれば、ＢＢ増幅器のｒｍｓ電力は、相の数に対
して二次的に（quadratically）増加する。相の数は４，５個まで増加するか、
または、スイッチングブリッジ３内に新たなスイッチを単に追加することにより
、負荷５に応じて必要なだけ相の数が増加する。このことは、当業者には公知で
ある。
いる。しかしながら、相の数から独立した概略的インピーダンスを保ちながら既
存の負荷が幾つかの相に分割されれば、ＢＢ増幅器のｒｍｓ電力は、相の数に対
して二次的に（quadratically）増加する。相の数は４，５個まで増加するか、
または、スイッチングブリッジ３内に新たなスイッチを単に追加することにより
、負荷５に応じて必要なだけ相の数が増加する。このことは、当業者には公知で
ある。
【００７０】
ブリッジキャパシタ６における最大電圧が制限されず、フィードバックがなけ
ればスイッチの突破をもたらし得るブースト変換器とは異なり、ブリッジキャパ
シタ６におけるこの電圧は、何のフィードバックも用いずに、電源１の電圧の２
倍の値に本質的に制限される。負荷が一杯の状態において、ブリッジキャパシタ
６におけるこの電圧は、電源１の電圧の４／３倍に収まり、これにより、最大連
続（ｒｍｓ）パワーが、電源電圧が同じでありかつ負荷５のインピーダンスが同
じである場合に、従来のクラスＤ増幅器のｒｍｓ電力の約２倍に制限される。
ればスイッチの突破をもたらし得るブースト変換器とは異なり、ブリッジキャパ
シタ６におけるこの電圧は、何のフィードバックも用いずに、電源１の電圧の２
倍の値に本質的に制限される。負荷が一杯の状態において、ブリッジキャパシタ
６におけるこの電圧は、電源１の電圧の４／３倍に収まり、これにより、最大連
続（ｒｍｓ）パワーが、電源電圧が同じでありかつ負荷５のインピーダンスが同
じである場合に、従来のクラスＤ増幅器のｒｍｓ電力の約２倍に制限される。
【００７１】
ｄＢで表されるｒｍｓ電力に対する最大ピーク電力の比率としての波高率（cr
est factor）は、オーディオパワー増幅器の分野において非常に重要なパラメー
タである。正弦波信号のための波高率は、３．０１ｄＢに過ぎない（すなわち、
ピーク電力は、ｒｍｓ電力より２倍高いに過ぎない）。クラシック、ポップス、
ロックからジャズに至るまでの種々の音楽ジャンルの分析は、ポップスおよびロ
ックのための最小値１１ｄＢから、クラシックまたはジャズ音楽のための最大値
２１ｄＢまでの、波高率の変動を示し、これは、最小値１１．６〜最大値１２６
という、ｒｍｓ電力に対する最大ピーク電力の比率に対応する。オーディオへの
利用において、平均的な波高値は約１５ｄＢ（すなわち、大部分の音楽内容の３
１．６倍）であると仮定することができる。
est factor）は、オーディオパワー増幅器の分野において非常に重要なパラメー
タである。正弦波信号のための波高率は、３．０１ｄＢに過ぎない（すなわち、
ピーク電力は、ｒｍｓ電力より２倍高いに過ぎない）。クラシック、ポップス、
ロックからジャズに至るまでの種々の音楽ジャンルの分析は、ポップスおよびロ
ックのための最小値１１ｄＢから、クラシックまたはジャズ音楽のための最大値
２１ｄＢまでの、波高率の変動を示し、これは、最小値１１．６〜最大値１２６
という、ｒｍｓ電力に対する最大ピーク電力の比率に対応する。オーディオへの
利用において、平均的な波高値は約１５ｄＢ（すなわち、大部分の音楽内容の３
１．６倍）であると仮定することができる。
【００７２】
この結果、音楽信号を増幅させる場合に、ｒｍｓ電力は比較的小さいので、ブ
リッジキャパシタ６の電圧は、電源電圧の殆ど２倍に到達する。そこから、電源
電圧が同じでありかつ負荷５のインピーダンスが同じである場合に、音楽信号の
ための二相ＢＢ増幅器のピーク電力は、従来のクラスＤ増幅器のピーク電力の４
倍よりも大きい。従来のクラスＤ増幅器だけでなく、ＢＢ増幅器の電力消費は、
同じ出力電力という条件において、従来のクラスＢまたはＡＢ線形増幅器よりも
２．５倍少ない。
リッジキャパシタ６の電圧は、電源電圧の殆ど２倍に到達する。そこから、電源
電圧が同じでありかつ負荷５のインピーダンスが同じである場合に、音楽信号の
ための二相ＢＢ増幅器のピーク電力は、従来のクラスＤ増幅器のピーク電力の４
倍よりも大きい。従来のクラスＤ増幅器だけでなく、ＢＢ増幅器の電力消費は、
同じ出力電力という条件において、従来のクラスＢまたはＡＢ線形増幅器よりも
２．５倍少ない。
【００７３】
例えば、１４．４Ｖの電源電圧、４Ωのラウドスピーカーインピーダンス、お
よび１％の歪みである自動車用電子部品において、クラスＡＢ増幅器は、１９Ｗ
のｒｍｓ電力と３８Ｗのピーク電力とを達成し、クラスＤ増幅器は、２１Ｗのｒ
ｍｓ電力と４２Ｗのピーク電力とを達成するのみであるが、その一方で、ＢＢ増
幅器は、直列に接続された２Ω＋２Ωのラウドスピーカーを用いて、４２Ｗのｒ
ｍｓ電力と１９３Ｗのピーク電力とを達成する。
よび１％の歪みである自動車用電子部品において、クラスＡＢ増幅器は、１９Ｗ
のｒｍｓ電力と３８Ｗのピーク電力とを達成し、クラスＤ増幅器は、２１Ｗのｒ
ｍｓ電力と４２Ｗのピーク電力とを達成するのみであるが、その一方で、ＢＢ増
幅器は、直列に接続された２Ω＋２Ωのラウドスピーカーを用いて、４２Ｗのｒ
ｍｓ電力と１９３Ｗのピーク電力とを達成する。
【００７４】
例えば、１４．４Ｖの電源電圧、４Ωのラウドスピーカーインピーダンス、お
よび１０％の歪みである自動車用電子部品において、クラスＡＢ増幅器は、２５
Ｗのｒｍｓ電力と４０Ｗのピーク電力とを達成し、クラスＤ増幅器は、２７Ｗの
ｒｍｓ電力と４２Ｗのピーク電力とを達成するが、その一方で、ＢＢ増幅器は、
直列に接続された２Ω＋２Ωのラウドスピーカーを用いて、５０Ｗのｒｍｓ電力
と２３０Ｗのピーク電力とを達成する。
よび１０％の歪みである自動車用電子部品において、クラスＡＢ増幅器は、２５
Ｗのｒｍｓ電力と４０Ｗのピーク電力とを達成し、クラスＤ増幅器は、２７Ｗの
ｒｍｓ電力と４２Ｗのピーク電力とを達成するが、その一方で、ＢＢ増幅器は、
直列に接続された２Ω＋２Ωのラウドスピーカーを用いて、５０Ｗのｒｍｓ電力
と２３０Ｗのピーク電力とを達成する。
【００７５】
ＢＢ増幅器は、車両における音楽信号を増幅するように非常に良好に適合され
るという結果となる。さらに、標準的なデュアルボイスコイル・ラウドスピーカ
ーはより高い電力のために構成されるので、ＢＢ増幅器の利用は、既存のラウド
スピーカー製造技術において何の変更も必要としない。
るという結果となる。さらに、標準的なデュアルボイスコイル・ラウドスピーカ
ーはより高い電力のために構成されるので、ＢＢ増幅器の利用は、既存のラウド
スピーカー製造技術において何の変更も必要としない。
【００７６】
電気モータードライブの分野においても、同様の状況が、ＢＢ増幅器の利用に
とって有効である。すなわち、特に電気モーターの加速中により良好な過渡応答
をもたらすために、かなりの電力貯蔵が必要とされ、このことは、ブリッジキャ
パシタ６により首尾よくもたらされる。正常な動作中に、大部分の電気モーター
ドライブに関する必要な電力は、少なくとも６ｄＢの波高率に適切であるように
遙かに少なくなる（すなわち、４倍少なくなる）。例えば、スタート中に、およ
び、追い越し時の加速中に、電気自動車においては非常に高い電力が必要とされ
、ＢＢ増幅器は、このための理想的な解決法を呈する。さらに、標準的な誘導電
気モーターおよびブラシレス直流モーターが、既にいわゆる星形形態に接続され
ているので、ＢＢ増幅器の利用は、既存の電気モーター製造技術において何の変
更も必要としない。
とって有効である。すなわち、特に電気モーターの加速中により良好な過渡応答
をもたらすために、かなりの電力貯蔵が必要とされ、このことは、ブリッジキャ
パシタ６により首尾よくもたらされる。正常な動作中に、大部分の電気モーター
ドライブに関する必要な電力は、少なくとも６ｄＢの波高率に適切であるように
遙かに少なくなる（すなわち、４倍少なくなる）。例えば、スタート中に、およ
び、追い越し時の加速中に、電気自動車においては非常に高い電力が必要とされ
、ＢＢ増幅器は、このための理想的な解決法を呈する。さらに、標準的な誘導電
気モーターおよびブラシレス直流モーターが、既にいわゆる星形形態に接続され
ているので、ＢＢ増幅器の利用は、既存の電気モーター製造技術において何の変
更も必要としない。
【００７７】
全てのクラスの標準的な増幅器は、入力における正弦波信号が大き過ぎる間に
は、正弦波のピークを切り落とすことにより出力信号を制限し、これにより、非
常に大きな歪みがもたらされる。これらの増幅器とは異なり、ＢＢ増幅器は、負
荷５において連結されたインダクタンスによって、遙かに少ない歪みを特徴とす
る。すなわち、入力信号が大き過ぎる場合には、インダクタンスを通る電流は同
様に歪むが、その差は非常に僅かな歪みである。電流差は、例えば、ラウドスピ
ーカーのコーンを動かすための力に、または、電気モーターの回転子を回転させ
るための力に比例するので、電気モーターのシャフトの音または角速度のいずれ
かの歪みは、非常に小さい。
は、正弦波のピークを切り落とすことにより出力信号を制限し、これにより、非
常に大きな歪みがもたらされる。これらの増幅器とは異なり、ＢＢ増幅器は、負
荷５において連結されたインダクタンスによって、遙かに少ない歪みを特徴とす
る。すなわち、入力信号が大き過ぎる場合には、インダクタンスを通る電流は同
様に歪むが、その差は非常に僅かな歪みである。電流差は、例えば、ラウドスピ
ーカーのコーンを動かすための力に、または、電気モーターの回転子を回転させ
るための力に比例するので、電気モーターのシャフトの音または角速度のいずれ
かの歪みは、非常に小さい。
【００７８】
ＢＢ増幅器は、負荷５の連結インダクタンスにおける高周波電流の脈動の解消
をもたらし、これにより、音楽信号または電気モーターを制御するための信号の
うちの重ね合わされた（superposed）低周波数を備えた事実上の直流電流を、電
源１から供給する。前記低周波数は、伝導されるＥＭＩノイズの周波数範囲より
も低い。電源１の電流をさらにフィルタリングする必要がある場合には、図３の
ブロック図にしたがって、標準的な入力ＬＣフィルター２を電源１とＢＢ増幅器
との間に接続することが可能である。
をもたらし、これにより、音楽信号または電気モーターを制御するための信号の
うちの重ね合わされた（superposed）低周波数を備えた事実上の直流電流を、電
源１から供給する。前記低周波数は、伝導されるＥＭＩノイズの周波数範囲より
も低い。電源１の電流をさらにフィルタリングする必要がある場合には、図３の
ブロック図にしたがって、標準的な入力ＬＣフィルター２を電源１とＢＢ増幅器
との間に接続することが可能である。
【００７９】
ＢＢ増幅器は、パルス電流を備えた電流回路を、スイッチングブリッジ３とブ
リッジキャパシタ６とを接続する小さな領域の輪郭線に制限しており、これによ
り、放射状の放出を著しく減少させ、かつ、電源１と負荷５とを接続するケーブ
ルから現れる伝導されかつ放射されるＥＭＩノイズを完全に除去する。従来のク
ラスＤ増幅器の関するパルス電流を備えた電流ループは、入力フィルター２と、
ケーブルと、電源１とを通して閉じられ、これにより、伝導されかつ放射される
ＥＭＩノイズを増加させてしまう。
リッジキャパシタ６とを接続する小さな領域の輪郭線に制限しており、これによ
り、放射状の放出を著しく減少させ、かつ、電源１と負荷５とを接続するケーブ
ルから現れる伝導されかつ放射されるＥＭＩノイズを完全に除去する。従来のク
ラスＤ増幅器の関するパルス電流を備えた電流ループは、入力フィルター２と、
ケーブルと、電源１とを通して閉じられ、これにより、伝導されかつ放射される
ＥＭＩノイズを増加させてしまう。
【００８０】
最新のパーソナルコンピュータは、マイクロプロセッサとメモリとに供給する
ためにより低い電源電圧を用いており、ハードディスク電源およびオーディオ増
幅器に対してのみ、１２Ｖの電圧が実際に利用されている。ハードディスクの電
気モーターの電源のためのＢＢ増幅器およびＢＢオーディオ増幅器とを利用して
、両方の用途において良好な動的性質を保つことにより、１２Ｖの電源電圧を完
全に除去することが可能である。
ためにより低い電源電圧を用いており、ハードディスク電源およびオーディオ増
幅器に対してのみ、１２Ｖの電圧が実際に利用されている。ハードディスクの電
気モーターの電源のためのＢＢ増幅器およびＢＢオーディオ増幅器とを利用して
、両方の用途において良好な動的性質を保つことにより、１２Ｖの電源電圧を完
全に除去することが可能である。
【００８１】
ＢＢ増幅器の特別な性質は、工学的習慣において利用されていない負荷５のイ
ンピーダンスを、多様に利用することであり、その理由は、以下の通りである。
ンピーダンスを、多様に利用することであり、その理由は、以下の通りである。
【００８２】
１．負荷５は、連結されたインダクタンスに起因する減少増幅器歪みであり、
これにより、最も標準的かつ経済的なフィードバックの利用がもたらされる。測
定値は、デュアルボイスコイル・ラウドスピーカーを備えたＢＢ増幅器の音響的
性能が、同じインピーダンスを達成するために直列接続されたボイスコイルを備
えた同じスピーカーを用いた参照実験クラスＡ増幅器の音響的性能と同一である
か、または、該クラスＡ増幅器の音響的性能よりも一層優れていることを示す。
これにより、最も標準的かつ経済的なフィードバックの利用がもたらされる。測
定値は、デュアルボイスコイル・ラウドスピーカーを備えたＢＢ増幅器の音響的
性能が、同じインピーダンスを達成するために直列接続されたボイスコイルを備
えた同じスピーカーを用いた参照実験クラスＡ増幅器の音響的性能と同一である
か、または、該クラスＡ増幅器の音響的性能よりも一層優れていることを示す。
【００８３】
２．負荷５は、電源１によるノイズの、その概略的電流に対する影響を除去す
る入力フィルターとして機能する。理想的に対照的な負荷５のコイルに関して、
理論上の電源の阻止率（rejection factor）は無限大である。こうして、ＢＢ増
幅器のフィードバックは、二次的な役割のみを示す。このことは、４０ｄＢに過
ぎない高音声周波数において通常の電源阻止率をもたらすフィードバックを有す
る従来のクラスＤ増幅器に関する基本的な問題の１つを解決する。特別に複雑な
フィードバックは、この率を、従来のクラスＡ，Ｂ，ＡＢの線形増幅器に適切な
６０ｄＢまで増加させることができる。この特徴は、電源１のノイズが電源電圧
自体よりも規模の点で一層大きい自動車電子装置において非常に重要である。
る入力フィルターとして機能する。理想的に対照的な負荷５のコイルに関して、
理論上の電源の阻止率（rejection factor）は無限大である。こうして、ＢＢ増
幅器のフィードバックは、二次的な役割のみを示す。このことは、４０ｄＢに過
ぎない高音声周波数において通常の電源阻止率をもたらすフィードバックを有す
る従来のクラスＤ増幅器に関する基本的な問題の１つを解決する。特別に複雑な
フィードバックは、この率を、従来のクラスＡ，Ｂ，ＡＢの線形増幅器に適切な
６０ｄＢまで増加させることができる。この特徴は、電源１のノイズが電源電圧
自体よりも規模の点で一層大きい自動車電子装置において非常に重要である。
【００８４】
３．負荷５は、スイッチングブリッジ３によるノイズの、その概略的電流に対
する影響を除去する出力フィルターとして機能する。このことは、出力ＬＣフィ
ルターを用いたクラスＤ増幅器の増幅応答に対する、負荷５のインピーダンスに
よる影響に関する上述の問題を回避し、信号量が多い間における出力ＬＣフィル
ターインダクタンスの飽和への偏位（excursions）に起因した歪みの他に、増幅
器の価格およびサイズを劇的に低下させる。ＬＣフィルターにおける小さなフィ
ルターインダクタンスによる従来の解決法に対して、また、特にソベルフィルタ
ーによる解決法に対して、負荷５の比較的高い自己インダクタンスによってスイ
ッチを通して電流の脈動を減少させることにより、増幅器の効率もまた増加する
。負荷５の自己インダクタンスの他に、ＢＢ増幅器は、フィルタリング素子とし
て負荷５のコイル間に均一に寄生分布したキャパシタンスを首尾よく利用する。
する影響を除去する出力フィルターとして機能する。このことは、出力ＬＣフィ
ルターを用いたクラスＤ増幅器の増幅応答に対する、負荷５のインピーダンスに
よる影響に関する上述の問題を回避し、信号量が多い間における出力ＬＣフィル
ターインダクタンスの飽和への偏位（excursions）に起因した歪みの他に、増幅
器の価格およびサイズを劇的に低下させる。ＬＣフィルターにおける小さなフィ
ルターインダクタンスによる従来の解決法に対して、また、特にソベルフィルタ
ーによる解決法に対して、負荷５の比較的高い自己インダクタンスによってスイ
ッチを通して電流の脈動を減少させることにより、増幅器の効率もまた増加する
。負荷５の自己インダクタンスの他に、ＢＢ増幅器は、フィルタリング素子とし
て負荷５のコイル間に均一に寄生分布したキャパシタンスを首尾よく利用する。
【００８５】
４．負荷５は、初期帯電電流が入力インダクタの小さな寄生抵抗のみにより制
限される既存のブースト変換器とは異なり、スイッチングブリッジ３の全てのス
イッチがオフ状態であっても、自らの抵抗によって、電源オン中におけるブリッ
ジキャパシタ６の初期帯電電流と、電源電圧の過渡現象とを制限する。
限される既存のブースト変換器とは異なり、スイッチングブリッジ３の全てのス
イッチがオフ状態であっても、自らの抵抗によって、電源オン中におけるブリッ
ジキャパシタ６の初期帯電電流と、電源電圧の過渡現象とを制限する。
【００８６】
５．負荷５は、電流が入力インダクタの小さな寄生抵抗のみにより制限される
既存のブースト変換器とは異なり、スイッチングブリッジ３の全てのスイッチが
オフ状態であっても、自らの抵抗によって、ブリッジキャパシタ６に並列接続さ
れたツェナーダイオードまたは類似した電圧リミッタを通して電流を制限する。
このことは、交流発電機とバッテリーとの間の接続が遮断されてる間に、８０Ｖ
までの電圧レベルと０．５秒までの持続時間とを伴う高エネルギーパルス（いわ
ゆる、“負荷ダンプ”）が発生する自動車電子装置において非常に重要である。
既存のブースト変換器とは異なり、スイッチングブリッジ３の全てのスイッチが
オフ状態であっても、自らの抵抗によって、ブリッジキャパシタ６に並列接続さ
れたツェナーダイオードまたは類似した電圧リミッタを通して電流を制限する。
このことは、交流発電機とバッテリーとの間の接続が遮断されてる間に、８０Ｖ
までの電圧レベルと０．５秒までの持続時間とを伴う高エネルギーパルス（いわ
ゆる、“負荷ダンプ”）が発生する自動車電子装置において非常に重要である。
【００８７】
音楽のような（music-like）信号の再生中における二相ＢＢ増幅器の例を用い
た、従来の解決法に対するＢＢ増幅器の概略的特徴は、 − 同じ負荷５の概略的インピーダンスと電源１の電圧とに対して、最大連続
（ｒｍｓ）電力を２の係数だけ増加させること、 − 同じ負荷５の概略的インピーダンスと電源１の電圧とに対して、最大ピー
ク電力を４の係数だけ増加させること、 − 同じｒｍｓにおける歪みと、最大電力近くのピーク電力とを減少させるこ
と、 − スイッチングブリッジ３内に、４つのパルス幅変調スイッチのみを備える
こと、 − 入力フィルター２を完全に除去するか、または、入力フィルター２の価格
およびサイズを著しく低下させること、 − 出力フィルター４を完全に除去するか、または、出力フィルター４の価格
およびサイズを著しく低下させること、 − 構成要素の数を減少させた結果として、増幅器の重量を著しく低下させる
こと、 − 構成要素の数を減少させた結果として、増幅器のサイズを著しく低下させ
ること、 − 負荷５と電源１との間の電源ケーブルに沿った、伝導されるＥＭＩノイズ
をかなり低下させること、 − 放射されるＥＭＩノイズをかなり低下させること、 − 入力フィルター２および出力フィルター４の抵抗を除去したことに起因し
て増幅器の効率を増加させ、かつ、スイッチングブリッジ３におけるＰＷＭスイ
ッチを通しての電流の脈動を減少させること、 − 発生する熱と、増幅器の温度とを低下させること、 − 電源１の消費を、クラスＢ，ＡＢの線形増幅器に対して２．５倍と、かな
り低下させること、 − 電源の阻止率を増加させること、 − ブリッジキャパシタ６のための初期帯電電流と、その寿命の拡張とを減少
させること、 − ツェナーダイオードまたは類似した電圧リミッタの価格と、その寿命の拡
張とを低下させること、 − フィルター素子の除去に起因して、１／２倍の電力および１／４倍のピー
ク電力のみを有するクラスＤ増幅器に対して、増幅器全体の価格をかなり（約２
倍）低下させること、 − 電源およびヒートシンクを除去し、より小さなパワートランジスタを用い
た結果から、同じｒｍｓ電力および１／２倍のピーク電力のみを有するブースト
変換器を電源として備えたクラスＡ，Ｂ，ＡＢの増幅器に対して、増幅器全体の
価格を劇的に（約１０倍）低下させること、および、 − ４Ωのインピーダンスに対して、０．５Ωのインピーダンスを有するラウ
ドスピーカーの利用により、出力電力を８倍まで増加させることができること である。
た、従来の解決法に対するＢＢ増幅器の概略的特徴は、 − 同じ負荷５の概略的インピーダンスと電源１の電圧とに対して、最大連続
（ｒｍｓ）電力を２の係数だけ増加させること、 − 同じ負荷５の概略的インピーダンスと電源１の電圧とに対して、最大ピー
ク電力を４の係数だけ増加させること、 − 同じｒｍｓにおける歪みと、最大電力近くのピーク電力とを減少させるこ
と、 − スイッチングブリッジ３内に、４つのパルス幅変調スイッチのみを備える
こと、 − 入力フィルター２を完全に除去するか、または、入力フィルター２の価格
およびサイズを著しく低下させること、 − 出力フィルター４を完全に除去するか、または、出力フィルター４の価格
およびサイズを著しく低下させること、 − 構成要素の数を減少させた結果として、増幅器の重量を著しく低下させる
こと、 − 構成要素の数を減少させた結果として、増幅器のサイズを著しく低下させ
ること、 − 負荷５と電源１との間の電源ケーブルに沿った、伝導されるＥＭＩノイズ
をかなり低下させること、 − 放射されるＥＭＩノイズをかなり低下させること、 − 入力フィルター２および出力フィルター４の抵抗を除去したことに起因し
て増幅器の効率を増加させ、かつ、スイッチングブリッジ３におけるＰＷＭスイ
ッチを通しての電流の脈動を減少させること、 − 発生する熱と、増幅器の温度とを低下させること、 − 電源１の消費を、クラスＢ，ＡＢの線形増幅器に対して２．５倍と、かな
り低下させること、 − 電源の阻止率を増加させること、 − ブリッジキャパシタ６のための初期帯電電流と、その寿命の拡張とを減少
させること、 − ツェナーダイオードまたは類似した電圧リミッタの価格と、その寿命の拡
張とを低下させること、 − フィルター素子の除去に起因して、１／２倍の電力および１／４倍のピー
ク電力のみを有するクラスＤ増幅器に対して、増幅器全体の価格をかなり（約２
倍）低下させること、 − 電源およびヒートシンクを除去し、より小さなパワートランジスタを用い
た結果から、同じｒｍｓ電力および１／２倍のピーク電力のみを有するブースト
変換器を電源として備えたクラスＡ，Ｂ，ＡＢの増幅器に対して、増幅器全体の
価格を劇的に（約１０倍）低下させること、および、 − ４Ωのインピーダンスに対して、０．５Ωのインピーダンスを有するラウ
ドスピーカーの利用により、出力電力を８倍まで増加させることができること である。
【００８８】
本発明の好ましい実施形態が説明されかつ例示されているが、当業者は、種々
の修正形態を行うことができ、かつ、本発明と均等なものを設計することができ
る。例えば、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ、ＭＣＴなどの
ような任意の公知の半導体素子を用いて、半導体スイッチの役割を行うことがで
きる。
の修正形態を行うことができ、かつ、本発明と均等なものを設計することができ
る。例えば、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ、ＭＣＴなどの
ような任意の公知の半導体素子を用いて、半導体スイッチの役割を行うことがで
きる。
【００８９】
電源１と負荷５との間における入力フィルター２により、本発明の実施形態を
さらに補足することもまた可能である。前記入力フィルター２は、通常は、従来
の技術にしたがって、図５、図６、図７、図２７に基づいて構成されているが、
より複雑な具現化も可能である。幾つかの場合においては、前記入力フィルター
２を、スイッチング素子のＬＣフィルター、リニア電源のＬＣまたはＣフィルタ
ーのように、電源１の一部として扱うことができる。
さらに補足することもまた可能である。前記入力フィルター２は、通常は、従来
の技術にしたがって、図５、図６、図７、図２７に基づいて構成されているが、
より複雑な具現化も可能である。幾つかの場合においては、前記入力フィルター
２を、スイッチング素子のＬＣフィルター、リニア電源のＬＣまたはＣフィルタ
ーのように、電源１の一部として扱うことができる。
【００９０】
電源１については、負荷５とスイッチングブリッジ３のボトムノードとの間の
代わりに、スイッチングブリッジ３のトップノードと負荷５との間において接続
することができる。このような場合には、負荷５を、全ての位相のための中央ノ
ードにおいてグループ化することができる。負荷５が任意の数の位相を備える場
合に、スイッチングブリッジ３内部に任意の数の位相を追加することもまた可能
であり、このことは、本発明の真意を変更するものではない。
代わりに、スイッチングブリッジ３のトップノードと負荷５との間において接続
することができる。このような場合には、負荷５を、全ての位相のための中央ノ
ードにおいてグループ化することができる。負荷５が任意の数の位相を備える場
合に、スイッチングブリッジ３内部に任意の数の位相を追加することもまた可能
であり、このことは、本発明の真意を変更するものではない。
【００９１】
このような変形形態および均等な内容は、本発明の真意および範囲から逸脱す
るものと見なされるべきではない。したがって、本発明は、当業者には明白であ
るこのような代替例および修正形態を、冒頭の請求項の範囲内に全て包含するよ
うに意図されている。
るものと見なされるべきではない。したがって、本発明は、当業者には明白であ
るこのような代替例および修正形態を、冒頭の請求項の範囲内に全て包含するよ
うに意図されている。
【図１】 従来のクラスＤ増幅器のブロック図である。
【図２】 スイッチングブリッジ端部に接続されたブリッジキャパシタを
備えた本発明によるブーストブリッジ増幅器（ＢＢ増幅器）のブロック図である
。
備えた本発明によるブーストブリッジ増幅器（ＢＢ増幅器）のブロック図である
。
【図３】 スイッチングブリッジ端部に接続されたブリッジキャパシタと
、入力フィルターおよび出力フィルターとを備えた本発明によるＢＢ増幅器のブ
ロック図である。
、入力フィルターおよび出力フィルターとを備えた本発明によるＢＢ増幅器のブ
ロック図である。
【図４】 スイッチングブリッジと電源との間に接続されたブリッジキャ
パシタを備えた本発明によるＢＢ増幅器のブロック図である。
パシタを備えた本発明によるＢＢ増幅器のブロック図である。
【図５】 入力フィルターおよび出力フィルターを備え、かつ、出力にお
いて単相負荷を備えた従来のクラスＤ増幅器の概略図である。
いて単相負荷を備えた従来のクラスＤ増幅器の概略図である。
【図６】 入力フィルターおよび出力フィルターを備え、かつ、出力にお
いて二相負荷を備えた従来のクラスＤ増幅器の概略図である。
いて二相負荷を備えた従来のクラスＤ増幅器の概略図である。
【図７】 入力フィルターおよび出力フィルターを備え、かつ、出力にお
いて三相負荷を備えた従来のクラスＤ増幅器の概略図である。
いて三相負荷を備えた従来のクラスＤ増幅器の概略図である。
【図８】 出力において単相負荷を備えた従来のブースト変換器の概略図
である。
である。
【図９】 クラスＤ増幅器に接続され、かつ、出力において単相負荷に接
続された従来のブースト変換器の概略図である。
続された従来のブースト変換器の概略図である。
【図１０】 ２つのブースト変換器と、出力における単相負荷とからなる
従来の増幅器の概略図である。
従来の増幅器の概略図である。
【図１１】 図２のブロック図に適切であって、スイッチングブリッジ端
部に接続されたブリッジキャパシタと、単相負荷とを備えた本発明によるＢＢ増
幅器の概略図である。
部に接続されたブリッジキャパシタと、単相負荷とを備えた本発明によるＢＢ増
幅器の概略図である。
【図１２】 図２のブロック図に適切であって、スイッチングブリッジ端
部に接続されたブリッジキャパシタと、二相負荷とを備えた本発明によるＢＢ増
幅器の概略図である。
部に接続されたブリッジキャパシタと、二相負荷とを備えた本発明によるＢＢ増
幅器の概略図である。
【図１３】 図２のブロック図に適切であって、スイッチングブリッジ端
部に接続されたブリッジキャパシタと、三相負荷とを備えた本発明によるＢＢ増
幅器の概略図である。
部に接続されたブリッジキャパシタと、三相負荷とを備えた本発明によるＢＢ増
幅器の概略図である。
【図１４】 図３のブロック図に適切であって、スイッチングブリッジ端
部に接続されたブリッジキャパシタと、出力Ｌフィルターと、単相負荷とを備え
た本発明によるＢＢ増幅器の概略図である。
部に接続されたブリッジキャパシタと、出力Ｌフィルターと、単相負荷とを備え
た本発明によるＢＢ増幅器の概略図である。
【図１５】 図３のブロック図に適切であって、スイッチングブリッジ端
部に接続されたブリッジキャパシタと、出力Ｌフィルターと、二相負荷とを備え
た本発明によるＢＢ増幅器の概略図である。
部に接続されたブリッジキャパシタと、出力Ｌフィルターと、二相負荷とを備え
た本発明によるＢＢ増幅器の概略図である。
【図１６】 図３のブロック図に適切であって、スイッチングブリッジ端
部に接続されたブリッジキャパシタと、出力Ｌフィルターと、三相負荷とを備え
た本発明によるＢＢ増幅器の概略図である。
部に接続されたブリッジキャパシタと、出力Ｌフィルターと、三相負荷とを備え
た本発明によるＢＢ増幅器の概略図である。
【図１７】 図３のブロック図に適切であって、スイッチングブリッジ端
部に接続されたブリッジキャパシタと、出力ＬＣフィルターと、単相負荷とを備
えた本発明によるＢＢ増幅器の概略図である。
部に接続されたブリッジキャパシタと、出力ＬＣフィルターと、単相負荷とを備
えた本発明によるＢＢ増幅器の概略図である。
【図１８】 図３のブロック図に適切であって、スイッチングブリッジ端
部に接続されたブリッジキャパシタと、出力ＬＣフィルターと、二相負荷とを備
えた本発明によるＢＢ増幅器の概略図である。
部に接続されたブリッジキャパシタと、出力ＬＣフィルターと、二相負荷とを備
えた本発明によるＢＢ増幅器の概略図である。
【図１９】 図３のブロック図に適切であって、スイッチングブリッジ端
部に接続されたブリッジキャパシタと、出力ＬＣフィルターと、三相負荷とを備
えた本発明によるＢＢ増幅器の概略図ある。
部に接続されたブリッジキャパシタと、出力ＬＣフィルターと、三相負荷とを備
えた本発明によるＢＢ増幅器の概略図ある。
【図２０】 図４のブロック図に適切であって、スイッチングブリッジと
電源との間に接続されたブリッジキャパシタと、単相負荷とを備えた本発明によ
るＢＢ増幅器の概略図である。
電源との間に接続されたブリッジキャパシタと、単相負荷とを備えた本発明によ
るＢＢ増幅器の概略図である。
【図２１】 図４のブロック図に適切であって、スイッチングブリッジと
電源との間に接続されたブリッジキャパシタと、二相負荷とを備えた本発明によ
るＢＢ増幅器の概略図である。
電源との間に接続されたブリッジキャパシタと、二相負荷とを備えた本発明によ
るＢＢ増幅器の概略図である。
【図２２】 図４のブロック図に適切であって、スイッチングブリッジと
電源との間に接続されたブリッジキャパシタと、三相負荷とを備えた本発明によ
るＢＢ増幅器の概略図である。
電源との間に接続されたブリッジキャパシタと、三相負荷とを備えた本発明によ
るＢＢ増幅器の概略図である。
【図２３】 図１２のＢＢ増幅器に適切であって、スイッチングブリッジ
端部に接続されたブリッジキャパシタと、二相負荷と、さらなる単相負荷とを備
えた本発明によるＢＢ増幅器の概略図である。
端部に接続されたブリッジキャパシタと、二相負荷と、さらなる単相負荷とを備
えた本発明によるＢＢ増幅器の概略図である。
【図２４】 図１５のＢＢ増幅器に適切であって、スイッチングブリッジ
端部に接続されたブリッジキャパシタと、二相負荷と、さらなる単相負荷とを備
えた本発明によるＢＢ増幅器の概略図である。
端部に接続されたブリッジキャパシタと、二相負荷と、さらなる単相負荷とを備
えた本発明によるＢＢ増幅器の概略図である。
【図２５】 図１８のＢＢ増幅器に適切であって、スイッチングブリッジ
端部に接続されたブリッジキャパシタと、二相負荷と、さらなる単相負荷とを備
えた本発明によるＢＢ増幅器の概略図である。
端部に接続されたブリッジキャパシタと、二相負荷と、さらなる単相負荷とを備
えた本発明によるＢＢ増幅器の概略図である。
【図２６】 図２１のＢＢ増幅器に適切であって、スイッチングブリッジ
端部に接続されたブリッジキャパシタと、二相負荷と、さらなる単相負荷とを備
えた本発明によるＢＢ増幅器の概略図である。
端部に接続されたブリッジキャパシタと、二相負荷と、さらなる単相負荷とを備
えた本発明によるＢＢ増幅器の概略図である。
【図２７】 電源と負荷との間の入力フィルターによって変更された、本
発明による図１５のＢＢ増幅器の概略図である。
発明による図１５のＢＢ増幅器の概略図である。
【図２８】 接地された負荷をもたらすためのシフトした電源によって変
更された、本発明による図１３のＢＢ増幅器の概略図である。
更された、本発明による図１３のＢＢ増幅器の概略図である。
１ 電源
２ 入力フィルター
３ スイッチングブリッジ
４ 出力フィルター
５ 負荷
６ ブリッジキャパシタ
３１，３２，３３，３４，３５，３６ スイッチ
４１，４２，４３ フィルタリングインダクタ
５１，５２，５３ 負荷の相
７１，７２，７３，７４，７５，７６ ダイオード
８１，８２，８３，９１ フィルタリングキャパシタ
９２ 付加的負荷
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ，
ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ
Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ
，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ，
ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ
Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＭＺ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ
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ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＧ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，
ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，Ｃ
Ｈ，ＣＮ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＭ，ＤＺ
，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，
ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，Ｋ
Ｇ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ
，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，
ＭＸ，ＭＺ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，Ｓ
Ｄ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ
，ＴＴ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，
ＺＡ，ＺＷ
(72)発明者 ミレンコ・シヴェティノヴィッチ
ユーゴスラビア・ＹＵ−11000・ベオグラ
ード・サヴェ・コヴァセヴィカ・36Ａ
Ｆターム(参考） 5H007 BB06 CA01 CA02 CB05 CB12
CC01 CC07 CC09 EA02
Claims (32)
- 【請求項１】 第１および第２ノードを有する電源（１）と、 各相毎の第１および第２ノードを有する単相または多相の負荷（５）と、 全ての相に共通な第１および第２ノードと、各相毎の出力ノードとを有するス
イッチングブリッジ（３）と、 第１および第２ノードを有するブリッジキャパシタ（６）と、 を具備し、 前記電源（１）の第１ノードは、前記負荷（５）の各相の第１ノードに接続さ
れ、 前記電源（１）の第２ノードは、前記スイッチングブリッジ（３）の第２ノー
ドと、前記ブリッジキャパシタ（６）の第２ノードとに接続され、 前記ブリッジキャパシタ（６）の第１ノードは、前記スイッチングブリッジ（
３）の第１ノードに接続され、 前記負荷（５）の各相の第２ノードは、前記スイッチングブリッジ（３）の適
切な相の出力ノードに接続されることを特徴とするブーストブリッジ増幅器。 - 【請求項２】 前記電源（１）の第１ノードは、前記負荷（５）の第１相
（５１）の第１ノードに接続され、 前記電源（１）の第２ノードは、前記スイッチングブリッジ（３）の第２ノー
ドと、前記ブリッジキャパシタ（６）の第２ノードとに接続され、 前記ブリッジキャパシタ（６）の第１ノードは、前記スイッチングブリッジ（
３）の第１ノードに接続され、 前記負荷（５）の第１相（５１）の第２ノードは、前記スイッチングブリッジ
（３）の第３ノードに接続され、 前記スイッチングブリッジ（３）の第１アクティブスイッチ（３１）は、前記
スイッチングブリッジ（３）の第１ノードと第３ノードとの間に接続され、 第１ダイオード（７１）の陽極は、前記スイッチングブリッジ（３）の第３ノ
ードに接続され、かつ、第１ダイオード（７１）の陰極は、前記スイッチングブ
リッジ（３）の第１ノードに接続され、 前記スイッチングブリッジ（３）の第２アクティブスイッチ（３２）は、前記
スイッチングブリッジ（３）の第３ノードと第２ノードとの間に接続され、 第２ダイオード（７２）の陽極は、前記スイッチングブリッジ（３）の第２ノ
ードに接続され、かつ、第２ダイオード（７２）の陰極は、前記スイッチングブ
リッジ（３）の第３ノードに接続されることを特徴とする請求項１に記載の単相
ブーストブリッジ増幅器。 - 【請求項３】 前記電源（１）の第１ノードは、前記負荷（５）の第１相
（５１）の第１ノードと、前記負荷（５）の第２相（５２）の第１ノードとに接
続され、 前記電源（１）の第２ノードは、前記スイッチングブリッジ（３）の第２ノー
ドと、前記ブリッジキャパシタ（６）の第２ノードとに接続され、 前記ブリッジキャパシタ（６）の第１ノードは、前記スイッチングブリッジ（
３）の第１ノードに接続され、 前記負荷（５）の第１相（５１）の第２ノードは、前記スイッチングブリッジ
（３）の第３ノードに接続され、 前記負荷（５）の第２相（５２）の第２ノードは、前記スイッチングブリッジ
（３）の第４ノードに接続され、 前記スイッチングブリッジ（３）の第１アクティブスイッチ（３１）は、前記
スイッチングブリッジ（３）の第１ノードと第３ノードとの間に接続され、 第１ダイオード（７１）の陽極は、前記スイッチングブリッジ（３）の第３ノ
ードに接続され、かつ、第１ダイオード（７１）の陰極は、前記スイッチングブ
リッジ（３）の第１ノードに接続され、 前記スイッチングブリッジ（３）の第２アクティブスイッチ（３２）は、前記
スイッチングブリッジ（３）の第３ノードと第２ノードとの間に接続され、 第２ダイオード（７２）の陽極は、前記スイッチングブリッジ（３）の第２ノ
ードに接続され、かつ、第２ダイオード（７２）の陰極は、前記スイッチングブ
リッジ（３）の第３ノードに接続され、 前記スイッチングブリッジ（３）の第３アクティブスイッチ（３３）は、前記
スイッチングブリッジ（３）の第１ノードと第４ノードとの間に接続され、 第３ダイオード（７３）の陽極は、前記スイッチングブリッジ（３）の第４ノ
ードに接続され、かつ、第３ダイオード（７３）の陰極は、前記スイッチングブ
リッジ（３）の第１ノードに接続され、 前記スイッチングブリッジ（３）の第４アクティブスイッチ（３４）は、前記
スイッチングブリッジ（３）の第４ノードと第２ノードとの間に接続され、 第４ダイオード（７４）の陽極は、前記スイッチングブリッジ（３）の第２ノ
ードに接続され、かつ、第４ダイオード（７４）の陰極は、前記スイッチングブ
リッジ（３）の第４ノードに接続されることを特徴とする請求項１に記載の二相
ブーストブリッジ増幅器。 - 【請求項４】 前記電源（１）の第１ノードは、前記負荷（５）の第１相
（５１）の第１ノードと、前記負荷（５）の第２相（５２）の第１ノードと、前
記負荷（５）の第３相（５３）の第１ノードとに接続され、 前記電源（１）の第２ノードは、前記スイッチングブリッジ（３）の第２ノー
ドと、前記ブリッジキャパシタ（６）の第２ノードとに接続され、 前記ブリッジキャパシタ（６）の第１ノードは、前記スイッチングブリッジ（
３）の第１ノードに接続され、 前記負荷（５）の第１相（５１）の第２ノードは、前記スイッチングブリッジ
（３）の第３ノードに接続され、 前記負荷（５）の第２相（５２）の第２ノードは、前記スイッチングブリッジ
（３）の第４ノードに接続され、 前記負荷（５）の第３相（５３）の第２ノードは、前記スイッチングブリッジ
（３）の第５ノードに接続され、 前記スイッチングブリッジ（３）の第１アクティブスイッチ（３１）は、前記
スイッチングブリッジ（３）の第１ノードと第３ノードとの間に接続され、 第１ダイオード（７１）の陽極は、前記スイッチングブリッジ（３）の第３ノ
ードに接続され、かつ、第１ダイオード（７１）の陰極は、前記スイッチングブ
リッジ（３）の第１ノードに接続され、 前記スイッチングブリッジ（３）の第２アクティブスイッチ（３２）は、前記
スイッチングブリッジ（３）の第３ノードと第２ノードとの間に接続され、 第２ダイオード（７２）の陽極は、前記スイッチングブリッジ（３）の第２ノ
ードに接続され、かつ、第２ダイオード（７２）の陰極は、前記スイッチングブ
リッジ（３）の第３ノードに接続され、 前記スイッチングブリッジ（３）の第３アクティブスイッチ（３３）は、前記
スイッチングブリッジ（３）の第１ノードと第４ノードとの間に接続され、 第３ダイオード（７３）の陽極は、前記スイッチングブリッジ（３）の第４ノ
ードに接続され、かつ、第３ダイオード（７３）の陰極は、前記スイッチングブ
リッジ（３）の第１ノードに接続され、 前記スイッチングブリッジ（３）の第４アクティブスイッチ（３４）は、前記
スイッチングブリッジ（３）の第４ノードと第２ノードとの間に接続され、 第４ダイオード（７４）の陽極は、前記スイッチングブリッジ（３）の第２ノ
ードに接続され、かつ、第４ダイオード（７４）の陰極は、前記スイッチングブ
リッジ（３）の第４ノードに接続され、 前記スイッチングブリッジ（３）の第５アクティブスイッチ（３５）は、前記
スイッチングブリッジ（３）の第１ノードと第５ノードとの間に接続され、 第５ダイオード（７５）の陽極は、前記スイッチングブリッジ（３）の第５ノ
ードに接続され、かつ、第５ダイオード（７５）の陰極は、前記スイッチングブ
リッジ（３）の第１ノードに接続され、 前記スイッチングブリッジ（３）の第６アクティブスイッチ（３６）は、前記
スイッチングブリッジ（３）の第５ノードと第２ノードとの間に接続され、 第６ダイオード（７６）の陽極は、前記スイッチングブリッジ（３）の第２ノ
ードに接続され、かつ、第６ダイオード（７６）の陰極は、前記スイッチングブ
リッジ（３）の第５ノードに接続されることを特徴とする請求項１に記載の三相
ブーストブリッジ増幅器。 - 【請求項５】 第１および第２ノードを有する電源（１）と、 各相毎の第１および第２ノードを有する単相または多相の負荷（５）と、 各相毎の第１および第２ノードを有する出力フィルター（４）と、 全ての相に共通な第１および第２ノードと、各相毎の出力ノードとを有するス
イッチングブリッジ（３）と、 第１および第２ノードを有するブリッジキャパシタ（６）と、 を具備し、 前記電源（１）の第１ノードは、前記負荷（５）の各相の第１ノードに接続さ
れ、 前記電源（１）の第２ノードは、前記スイッチングブリッジ（３）の第２ノー
ドと、前記ブリッジキャパシタ（６）の第２ノードとに接続され、 前記ブリッジキャパシタ（６）の第１ノードは、前記スイッチングブリッジ（
３）の第１ノードに接続され、 前記負荷（５）の各相の第２ノードは、前記出力フィルター（４）の適切な相
の第１ノードに接続され、 前記出力フィルター（４）の各相の第２ノードは、前記スイッチングブリッジ
（３）の適切な相の出力ノードに接続されることを特徴とするブーストブリッジ
増幅器。 - 【請求項６】 前記電源（１）の第１ノードは、前記負荷（５）の第１相
（５１）の第１ノードに接続され、 前記電源（１）の第２ノードは、前記スイッチングブリッジ（３）の第２ノー
ドと、前記ブリッジキャパシタ（６）の第２ノードとに接続され、 前記ブリッジキャパシタ（６）の第１ノードは、前記スイッチングブリッジ（
３）の第１ノードに接続され、 前記負荷（５）の第１相（５１）の第２ノードは、第１フィルタリングインダ
クタ（４１）の第１ノードに接続され、 第１フィルタリングインダクタ（４１）の第２ノードは、前記スイッチングブ
リッジ（３）の第３ノードに接続され、 前記スイッチングブリッジ（３）の第１アクティブスイッチ（３１）は、前記
スイッチングブリッジ（３）の第１ノードと第３ノードとの間に接続され、 第１ダイオード（７１）の陽極は、前記スイッチングブリッジ（３）の第３ノ
ードに接続され、かつ、第１ダイオード（７１）の陰極は、前記スイッチングブ
リッジ（３）の第１ノードに接続され、 前記スイッチングブリッジ（３）の第２アクティブスイッチ（３２）は、前記
スイッチングブリッジ（３）の第３ノードと第２ノードとの間に接続され、 第２ダイオード（７２）の陽極は、前記スイッチングブリッジ（３）の第２ノ
ードに接続され、かつ、第２ダイオード（７２）の陰極は、前記スイッチングブ
リッジ（３）の第３ノードに接続されることを特徴とする請求項５に記載の単相
ブーストブリッジ増幅器。 - 【請求項７】 前記電源（１）の第１ノードは、前記負荷（５）の第１相
（５１）の第１ノードと、前記負荷（５）の第２相（５２）の第１ノードとに接
続され、 前記電源（１）の第２ノードは、前記スイッチングブリッジ（３）の第２ノー
ドと、前記ブリッジキャパシタ（６）の第２ノードとに接続され、 前記ブリッジキャパシタ（６）の第１ノードは、前記スイッチングブリッジ（
３）の第１ノードに接続され、 前記負荷（５）の第１相（５１）の第２ノードは、前記第１フィルタリングイ
ンダクタ（４１）の第１ノードに接続され、 第１フィルタリングインダクタ（４１）の第２ノードは、前記スイッチングブ
リッジ（３）の第３ノードに接続され、 前記負荷（５）の第２相（５２）の第２ノードは、前記第２フィルタリングイ
ンダクタ（４２）の第１ノードに接続され、 第２フィルタリングインダクタ（４２）の第２ノードは、前記スイッチングブ
リッジ（３）の第４ノードに接続され、 前記スイッチングブリッジ（３）の第１アクティブスイッチ（３１）は、前記
スイッチングブリッジ（３）の第１ノードと第３ノードとの間に接続され、 第１ダイオード（７１）の陽極は、前記スイッチングブリッジ（３）の第３ノ
ードに接続され、かつ、第１ダイオード（７１）の陰極は、前記スイッチングブ
リッジ（３）の第１ノードに接続され、 前記スイッチングブリッジ（３）の第２アクティブスイッチ（３２）は、前記
スイッチングブリッジ（３）の第３ノードと第２ノードとの間に接続され、 第２ダイオード（７２）の陽極は、前記スイッチングブリッジ（３）の第２ノ
ードに接続され、かつ、第２ダイオード（７２）の陰極は、前記スイッチングブ
リッジ（３）の第３ノードに接続され、 前記スイッチングブリッジ（３）の第３アクティブスイッチ（３３）は、前記
スイッチングブリッジ（３）の第１ノードと第４ノードとの間に接続され、 第３ダイオード（７３）の陽極は、前記スイッチングブリッジ（３）の第４ノ
ードに接続され、かつ、第３ダイオード（７３）の陰極は、前記スイッチングブ
リッジ（３）の第１ノードに接続され、 前記スイッチングブリッジ（３）の第４アクティブスイッチ（３４）は、前記
スイッチングブリッジ（３）の第４ノードと第２ノードとの間に接続され、 第４ダイオード（７４）の陽極は、前記スイッチングブリッジ（３）の第２ノ
ードに接続され、かつ、第４ダイオード（７４）の陰極は、前記スイッチングブ
リッジ（３）の第４ノードに接続されることを特徴とする請求項５に記載の二相
ブーストブリッジ増幅器。 - 【請求項８】 前記電源（１）の第１ノードは、前記負荷（５）の第１相
（５１）の第１ノードと、前記負荷（５）の第２相（５２）の第１ノードと、前
記負荷（５）の第３相（５３）の第１ノードとに接続され、 前記電源（１）の第２ノードは、前記スイッチングブリッジ（３）の第２ノー
ドと、前記ブリッジキャパシタ（６）の第２ノードとに接続され、 前記ブリッジキャパシタ（６）の第１ノードは、前記スイッチングブリッジ（
３）の第１ノードに接続され、 前記負荷（５）の第１相（５１）の第２ノードは、前記第１フィルタリングイ
ンダクタ（４１）の第１ノードに接続され、 第１フィルタリングインダクタ（４１）の第２ノードは、前記スイッチングブ
リッジ（３）の第３ノードに接続され、 前記負荷（５）の第２相（５２）の第２ノードは、前記第２フィルタリングイ
ンダクタ（４２）の第１ノードに接続され、 第２フィルタリングインダクタ（４２）の第２ノードは、前記スイッチングブ
リッジ（３）の第４ノードに接続され、 前記負荷（５）の第３相（５３）の第２ノードは、前記第３フィルタリングイ
ンダクタ（４３）の第１ノードに接続され、 第３フィルタリングインダクタ（４３）の第２ノードは、前記スイッチングブ
リッジ（３）の第５ノードに接続され、 前記スイッチングブリッジ（３）の第１アクティブスイッチ（３１）は、前記
スイッチングブリッジ（３）の第１ノードと第３ノードとの間に接続され、 第１ダイオード（７１）の陽極は、前記スイッチングブリッジ（３）の第３ノ
ードに接続され、かつ、第１ダイオード（７１）の陰極は、前記スイッチングブ
リッジ（３）の第１ノードに接続され、 前記スイッチングブリッジ（３）の第２アクティブスイッチ（３２）は、前記
スイッチングブリッジ（３）の第３ノードと第２ノードとの間に接続され、 第２ダイオード（７２）の陽極は、前記スイッチングブリッジ（３）の第２ノ
ードに接続され、かつ、第２ダイオード（７２）の陰極は、前記スイッチングブ
リッジ（３）の第３ノードに接続され、 前記スイッチングブリッジ（３）の第３アクティブスイッチ（３３）は、前記
スイッチングブリッジ（３）の第１ノードと第４ノードとの間に接続され、 第３ダイオード（７３）の陽極は、前記スイッチングブリッジ（３）の第４ノ
ードに接続され、かつ、第３ダイオード（７３）の陰極は、前記スイッチングブ
リッジ（３）の第１ノードに接続され、 前記スイッチングブリッジ（３）の第４アクティブスイッチ（３４）は、前記
スイッチングブリッジ（３）の第４ノードと第２ノードとの間に接続され、 第４ダイオード（７４）の陽極は、前記スイッチングブリッジ（３）の第２ノ
ードに接続され、かつ、第４ダイオード（７４）の陰極は、前記スイッチングブ
リッジ（３）の第４ノードに接続され、 前記スイッチングブリッジ（３）の第５アクティブスイッチ（３５）は、前記
スイッチングブリッジ（３）の第１ノードと第５ノードとの間に接続され、 第５ダイオード（７５）の陽極は、前記スイッチングブリッジ（３）の第５ノ
ードに接続され、かつ、第５ダイオード（７５）の陰極は、前記スイッチングブ
リッジ（３）の第１ノードに接続され、 前記スイッチングブリッジ（３）の第６アクティブスイッチ（３６）は、前記
スイッチングブリッジ（３）の第５ノードと第２ノードとの間に接続され、 第６ダイオード（７６）の陽極は、前記スイッチングブリッジ（３）の第２ノ
ードに接続され、かつ、第６ダイオード（７６）の陰極は、前記スイッチングブ
リッジ（３）の第５ノードに接続されることを特徴とする請求項５に記載の三相
ブーストブリッジ増幅器。 - 【請求項９】 第１および第２ノードを有する電源（１）と、 各相毎の第１および第２ノードを有する単相または多相の負荷（５）と、 全ての相に共通な第１および第２ノードと、各相毎の出力ノードとを有するス
イッチングブリッジ（３）と、 第１および第２ノードを有するブリッジキャパシタ（６）と、 を具備し、 前記電源（１）の第１ノードは、前記負荷（５）の各相の第１ノードと、前記
ブリッジキャパシタ（６）の第２ノードとに接続され、 前記電源（１）の第２ノードは、前記スイッチングブリッジ（３）の第２ノー
ドに接続され、 前記ブリッジキャパシタ（６）の第１ノードは、前記スイッチングブリッジ（
３）の第１ノードに接続され、 前記負荷（５）の各相の第２ノードは、前記スイッチングブリッジ（３）の適
切な相の出力ノードに接続されることを特徴とするブーストブリッジ増幅器。 - 【請求項１０】 前記電源（１）の第１ノードは、前記負荷（５）の第１
相（５１）の第１ノードと、前記ブリッジキャパシタ（６）の第２ノードとに接
続され、 前記電源（１）の第２ノードは、前記スイッチングブリッジ（３）の第２ノー
ドに接続され、 前記ブリッジキャパシタ（６）の第１ノードは、前記スイッチングブリッジ（
３）の第１ノードに接続され、 前記負荷（５）の第１相（５１）の第２ノードは、前記スイッチングブリッジ
（３）の第３ノードに接続され、 前記スイッチングブリッジ（３）の第１アクティブスイッチ（３１）は、前記
スイッチングブリッジ（３）の第１ノードと第３ノードとの間に接続され、 第１ダイオード（７１）の陽極は、前記スイッチングブリッジ（３）の第３ノ
ードに接続され、かつ、第１ダイオード（７１）の陰極は、前記スイッチングブ
リッジ（３）の第１ノードに接続され、 前記スイッチングブリッジ（３）の第２アクティブスイッチ（３２）は、前記
スイッチングブリッジ（３）の第３ノードと第２ノードとの間に接続され、 第２ダイオード（７２）の陽極は、前記スイッチングブリッジ（３）の第２ノ
ードに接続され、かつ、第２ダイオード（７２）の陰極は、前記スイッチングブ
リッジ（３）の第３ノードに接続されることを特徴とする請求項９に記載の単相
ブーストブリッジ増幅器。 - 【請求項１１】 前記電源（１）の第１ノードは、前記負荷（５）の第１
相（５１）の第１ノードと、前記負荷（５）の第２相（５２）の第１ノードと、
前記ブリッジキャパシタ（６）の第２ノードとに接続され、 前記電源（１）の第２ノードは、前記スイッチングブリッジ（３）の第２ノー
ドに接続され、 前記ブリッジキャパシタ（６）の第１ノードは、前記スイッチングブリッジ（
３）の第１ノードに接続され、 前記負荷（５）の第１相（５１）の第２ノードは、前記スイッチングブリッジ
（３）の第３ノードに接続され、 前記負荷（５）の第２相（５２）の第２ノードは、前記スイッチングブリッジ
（３）の第４ノードに接続され、 前記スイッチングブリッジ（３）の第１アクティブスイッチ（３１）は、前記
スイッチングブリッジ（３）の第１ノードと第３ノードとの間に接続され、 第１ダイオード（７１）の陽極は、前記スイッチングブリッジ（３）の第３ノ
ードに接続され、かつ、第１ダイオード（７１）の陰極は、前記スイッチングブ
リッジ（３）の第１ノードに接続され、 前記スイッチングブリッジ（３）の第２アクティブスイッチ（３２）は、前記
スイッチングブリッジ（３）の第３ノードと第２ノードとの間に接続され、 第２ダイオード（７２）の陽極は、前記スイッチングブリッジ（３）の第２ノ
ードに接続され、かつ、第２ダイオード（７２）の陰極は、前記スイッチングブ
リッジ（３）の第３ノードに接続され、 前記スイッチングブリッジ（３）の第３アクティブスイッチ（３３）は、前記
スイッチングブリッジ（３）の第１ノードと第４ノードとの間に接続され、 第３ダイオード（７３）の陽極は、前記スイッチングブリッジ（３）の第４ノ
ードに接続され、かつ、第３ダイオード（７３）の陰極は、前記スイッチングブ
リッジ（３）の第１ノードに接続され、 前記スイッチングブリッジ（３）の第４アクティブスイッチ（３４）は、前記
スイッチングブリッジ（３）の第４ノードと第２ノードとの間に接続され、 第４ダイオード（７４）の陽極は、前記スイッチングブリッジ（３）の第２ノ
ードに接続され、かつ、第４ダイオード（７４）の陰極は、前記スイッチングブ
リッジ（３）の第４ノードに接続されることを特徴とする請求項９に記載の二相
ブーストブリッジ増幅器。 - 【請求項１２】 前記電源（１）の第１ノードは、前記負荷（５）の第１
相（５１）の第１ノードと、前記負荷（５）の第２相（５２）の第１ノードと、
前記負荷（５）の第３相（５３）の第１ノードと、前記ブリッジキャパシタ（６
）の第２ノードとに接続され、 前記電源（１）の第２ノードは、前記スイッチングブリッジ（３）の第２ノー
ドに接続され、 前記ブリッジキャパシタ（６）の第１ノードは、前記スイッチングブリッジ（
３）の第１ノードに接続され、 前記負荷（５）の第１相（５１）の第２ノードは、前記スイッチングブリッジ
（３）の第３ノードに接続され、 前記負荷（５）の第２相（５２）の第２ノードは、前記スイッチングブリッジ
（３）の第４ノードに接続され、 前記負荷（５）の第３相（５３）の第２ノードは、前記スイッチングブリッジ
（３）の第５ノードに接続され、 前記スイッチングブリッジ（３）の第１アクティブスイッチ（３１）は、前記
スイッチングブリッジ（３）の第１ノードと第３ノードとの間に接続され、 第１ダイオード（７１）の陽極は、前記スイッチングブリッジ（３）の第３ノ
ードに接続され、かつ、第１ダイオード（７１）の陰極は、前記スイッチングブ
リッジ（３）の第１ノードに接続され、 前記スイッチングブリッジ（３）の第２アクティブスイッチ（３２）は、前記
スイッチングブリッジ（３）の第３ノードと第２ノードとの間に接続され、 第２ダイオード（７２）の陽極は、前記スイッチングブリッジ（３）の第２ノ
ードに接続され、かつ、第２ダイオード（７２）の陰極は、前記スイッチングブ
リッジ（３）の第３ノードに接続され、 前記スイッチングブリッジ（３）の第３アクティブスイッチ（３３）は、前記
スイッチングブリッジ（３）の第１ノードと第４ノードとの間に接続され、 第３ダイオード（７３）の陽極は、前記スイッチングブリッジ（３）の第４ノ
ードに接続され、かつ、第３ダイオード（７３）の陰極は、前記スイッチングブ
リッジ（３）の第１ノードに接続され、 前記スイッチングブリッジ（３）の第４アクティブスイッチ（３４）は、前記
スイッチングブリッジ（３）の第４ノードと第２ノードとの間に接続され、 第４ダイオード（７４）の陽極は、前記スイッチングブリッジ（３）の第２ノ
ードに接続され、かつ、第４ダイオード（７４）の陰極は、前記スイッチングブ
リッジ（３）の第４ノードに接続され、 前記スイッチングブリッジ（３）の第５アクティブスイッチ（３５）は、前記
スイッチングブリッジ（３）の第１ノードと第５ノードとの間に接続され、 第５ダイオード（７５）の陽極は、前記スイッチングブリッジ（３）の第５ノ
ードに接続され、かつ、第５ダイオード（７５）の陰極は、前記スイッチングブ
リッジ（３）の第１ノードに接続され、 前記スイッチングブリッジ（３）の第６アクティブスイッチ（３６）は、前記
スイッチングブリッジ（３）の第５ノードと第２ノードとの間に接続され、 第６ダイオード（７６）の陽極は、前記スイッチングブリッジ（３）の第２ノ
ードに接続され、かつ、第６ダイオード（７６）の陰極は、前記スイッチングブ
リッジ（３）の第５ノードに接続されることを特徴とする請求項９に記載の三相
ブーストブリッジ増幅器。 - 【請求項１３】 前記第１フィルタリングインダクタ（４１）の第１ノー
ドは、第１フィルタリングキャパシタ（８１）の第１ノードに接続され、 前記ブリッジキャパシタ（６）の第２ノードは、第１フィルタリングキャパシ
タ（８１）の第２ノードに接続されることを特徴とする請求項５または請求項６
に記載の単相ブーストブリッジ増幅器。 - 【請求項１４】 前記第１フィルタリングインダクタ（４１）の第１ノー
ドは、第１フィルタリングキャパシタ（８１）の第１ノードに接続され、 前記ブリッジキャパシタ（６）の第２ノードは、第１フィルタリングキャパシ
タ（８１）の第２ノードに接続され、 前記第２フィルタリングインダクタ（４２）の第１ノードは、第２フィルタリ
ングキャパシタ（８２）の第１ノードに接続され、 前記ブリッジキャパシタ（６）の第２ノードは、第２フィルタリングキャパシ
タ（８２）の第２ノードに接続されることを特徴とする請求項５または請求項７
に記載の二相ブーストブリッジ増幅器。 - 【請求項１５】 前記第１フィルタリングインダクタ（４１）の第１ノー
ドは、第１フィルタリングキャパシタ（８１）の第１ノードに接続され、 前記ブリッジキャパシタ（６）の第２ノードは、第１フィルタリングキャパシ
タ（８１）の第２ノードに接続され、 前記第２フィルタリングインダクタ（４２）の第１ノードは、第２フィルタリ
ングキャパシタ（８２）の第１ノードに接続され、 前記ブリッジキャパシタ（６）の第２ノードは、第２フィルタリングキャパシ
タ（８２）の第２ノードに接続され、 前記第３フィルタリングインダクタ（４３）の第１ノードは、第３フィルタリ
ングキャパシタ（８３）の第１ノードに接続され、 前記ブリッジキャパシタ（６）の第２ノードは、第３フィルタリングキャパシ
タ（８３）の第２ノードに接続されることを特徴とする請求項５または請求項８
に記載の三相ブーストブリッジ増幅器。 - 【請求項１６】 前記スイッチングブリッジ（３）の第３ノードは、フィ
ルタリングキャパシタ（９１）の第１ノードに接続され、 フィルタリングキャパシタ（９１）の第２ノードは、付加的負荷（９２）の第
１ノードに接続され、 付加的負荷（９２）の第２ノードは、前記スイッチングブリッジ（３）の第４
ノードに接続されることを特徴とする請求項１、請求項３、請求項５、請求項７
、請求項９、請求項１１、請求項１４のいずれかに記載の二相ブーストブリッジ
増幅器。 - 【請求項１７】 前記電源（１）の第２ノードは、前記負荷（５）の第１
相（５１）の第１ノードに接続され、 前記電源（１）の第１ノードは、前記スイッチングブリッジ（３）の第１ノー
ドと、前記ブリッジキャパシタ（６）の第１ノードとに接続され、 前記ブリッジキャパシタ（６）の第２ノードは、前記スイッチングブリッジ（
３）の第２ノードに接続されることを特徴とする請求項１または請求項２に記載
の単相ブーストブリッジ増幅器。 - 【請求項１８】 前記電源（１）の第２ノードは、前記負荷（５）の第１
相（５１）の第１ノードと、前記負荷（５）の第２相（５２）の第１ノードとに
接続され、 前記電源（１）の第１ノードは、前記スイッチングブリッジ（３）の第１ノー
ドと、前記ブリッジキャパシタ（６）の第１ノードとに接続され、 前記ブリッジキャパシタ（６）の第２ノードは、前記スイッチングブリッジ（
３）の第２ノードに接続されることを特徴とする請求項１または請求項３に記載
の二相ブーストブリッジ増幅器。 - 【請求項１９】 前記電源（１）の第２ノードは、前記負荷（５）の第１
相（５１）の第１ノードと、前記負荷（５）の第２相（５２）の第１ノードと、
前記負荷（５）の第３相（５３）の第１ノードとに接続され、 前記電源（１）の第１ノードは、前記スイッチングブリッジ（３）の第１ノー
ドと、前記ブリッジキャパシタ（６）の第１ノードとに接続され、 前記ブリッジキャパシタ（６）の第２ノードは、前記スイッチングブリッジ（
３）の第２ノードに接続されることを特徴とする請求項１または請求項４に記載
の三相ブーストブリッジ増幅器。 - 【請求項２０】 前記電源（１）の第２ノードは、前記負荷（５）の第１
相（５１）の第１ノードに接続され、 前記電源（１）の第１ノードは、前記スイッチングブリッジ（３）の第１ノー
ドと、前記ブリッジキャパシタ（６）の第１ノードとに接続され、 前記ブリッジキャパシタ（６）の第２ノードは、前記スイッチングブリッジ（
３）の第２ノードに接続されることを特徴とする請求項５または請求項６に記載
の単相ブーストブリッジ増幅器。 - 【請求項２１】 前記電源（１）の第２ノードは、前記負荷（５）の第１
相（５１）の第１ノードと、前記負荷（５）の第２相（５２）の第１ノードとに
接続され、 前記電源（１）の第１ノードは、前記スイッチングブリッジ（３）の第１ノー
ドと、前記ブリッジキャパシタ（６）の第１ノードとに接続され、 前記ブリッジキャパシタ（６）の第２ノードは、前記スイッチングブリッジ（
３）の第２ノードに接続されることを特徴とする請求項５または請求項７に記載
の二相ブーストブリッジ増幅器。 - 【請求項２２】 前記電源（１）の第２ノードは、前記負荷（５）の第１
相（５１）の第１ノードと、前記負荷（５）の第２相（５２）の第１ノードと、
前記負荷（５）の第３相（５３）の第１ノードとに接続され、 前記電源（１）の第１ノードは、前記スイッチングブリッジ（３）の第１ノー
ドと、前記ブリッジキャパシタ（６）の第１ノードとに接続され、 前記ブリッジキャパシタ（６）の第２ノードは、前記スイッチングブリッジ（
３）の第２ノードに接続されることを特徴とする請求項５または請求項８に記載
の三相ブーストブリッジ増幅器。 - 【請求項２３】 前記電源（１）の第２ノードは、前記負荷（５）の第１
相（５１）の第１ノードと、前記ブリッジキャパシタ（６）の第１ノードとに接
続され、 前記電源（１）の第１ノードは、前記スイッチングブリッジ（３）の第１ノー
ドに接続され、 前記ブリッジキャパシタ（６）の第２ノードは、前記スイッチングブリッジ（
３）の第２ノードに接続されることを特徴とする請求項９または請求項１０に記
載の単相ブーストブリッジ増幅器。 - 【請求項２４】 前記電源（１）の第２ノードは、前記負荷（５）の第１
相（５１）の第１ノードと、前記負荷（５）の第２相（５２）の第１ノードと、
前記ブリッジキャパシタ（６）の第１ノードとに接続され、 前記電源（１）の第１ノードは、前記スイッチングブリッジ（３）の第１ノー
ドに接続され、 前記ブリッジキャパシタ（６）の第２ノードは、前記スイッチングブリッジ（
３）の第２ノードに接続されることを特徴とする請求項９または請求項１１に記
載の二相ブーストブリッジ増幅器。 - 【請求項２５】 前記電源（１）の第２ノードは、前記負荷（５）の第１
相（５１）の第１ノードと、前記負荷（５）の第２相（５２）の第１ノードと、
前記負荷（５）の第３相（５３）の第１ノードと、前記ブリッジキャパシタ（６
）の第１ノードとに接続され、 前記電源（１）の第１ノードは、前記スイッチングブリッジ（３）の第１ノー
ドに接続され、 前記ブリッジキャパシタ（６）の第２ノードは、前記スイッチングブリッジ（
３）の第２ノードに接続されることを特徴とする請求項９または請求項１２に記
載の三相ブーストブリッジ増幅器。 - 【請求項２６】 前記第１フィルタリングインダクタ（４１）の第１ノー
ドは、第１フィルタリングキャパシタ（８１）の第１ノードに接続され、 前記ブリッジキャパシタ（６）の第１ノードは、第１フィルタリングキャパシ
タ（８１）の第２ノードに接続されることを特徴とする請求項５、請求項６、請
求項２０のいずれかに記載の単相ブーストブリッジ増幅器。 - 【請求項２７】 前記第１フィルタリングインダクタ（４１）の第１ノー
ドは、第１フィルタリングキャパシタ（８１）の第１ノードに接続され、 前記ブリッジキャパシタ（６）の第１ノードは、第１フィルタリングキャパシ
タ（８１）の第２ノードに接続され、 前記第２フィルタリングインダクタ（４２）の第１ノードは、第２フィルタリ
ングキャパシタ（８２）の第１ノードに接続され、 前記ブリッジキャパシタ（６）の第１ノードは、第２フィルタリングキャパシ
タ（８２）の第２ノードに接続されることを特徴とする請求項５、請求項７、請
求項２１のいずれかに記載の二相ブーストブリッジ増幅器。 - 【請求項２８】 前記第１フィルタリングインダクタ（４１）の第１ノー
ドは、第１フィルタリングキャパシタ（８１）の第１ノードに接続され、 前記ブリッジキャパシタ（６）の第１ノードは、第１フィルタリングキャパシ
タ（８１）の第２ノードに接続され、 前記第２フィルタリングインダクタ（４２）の第１ノードは、第２フィルタリ
ングキャパシタ（８２）の第１ノードに接続され、 前記ブリッジキャパシタ（６）の第１ノードは、第２フィルタリングキャパシ
タ（８２）の第２ノードに接続され、 前記第３フィルタリングインダクタ（４３）の第１ノードは、第３フィルタリ
ングキャパシタ（８３）の第１ノードに接続され、 前記ブリッジキャパシタ（６）の第１ノードは、第３フィルタリングキャパシ
タ（８３）の第２ノードに接続されることを特徴とする請求項５、請求項８、請
求項２２のいずれかに記載の三相ブーストブリッジ増幅器。 - 【請求項２９】 前記スイッチングブリッジ（３）の第３ノードは、フィ
ルタリングキャパシタ（９１）の第１ノードに接続され、 フィルタリングキャパシタ（９１）の第２ノードは、付加的負荷（９２）の第
１ノードに接続され、 付加的負荷（９２）の第２ノードは、前記スイッチングブリッジ（３）の第４
ノードに接続されることを特徴とする請求項１、請求項３、請求項５、請求項７
、請求項９、請求項１１、請求項１４、請求項１８、請求項２１、請求項２４、
請求項２７のいずれかに記載の二相ブーストブリッジ増幅器。 - 【請求項３０】 前記負荷（５）は、デュアルボイスコイル・ラウドスピ
ーカーであることを特徴とする請求項１、請求項３、請求項５、請求項７、請求
項９、請求項１１、請求項１４、請求項１６、請求項１８、請求項２１、請求項
２４、請求項２７、請求項２９のいずれかに記載のブーストブリッジ増幅器。 - 【請求項３１】 前記負荷（５）は、三相電機モーターであることを特徴
とする請求項１、請求項４、請求項５、請求項８、請求項９、請求項１２、請求
項１５、請求項１９、請求項２２、請求項２５、請求項２８のいずれかに記載の
ブーストブリッジ増幅器。 - 【請求項３２】 全てのアクティブスイッチは、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ
、バイポーラトランジスタ、またはＭＣＴのような半導体スイッチであることを
特徴とする請求項２から請求項４、請求項６から請求項８、請求項１０から請求
項３１のいずれかに記載のブーストブリッジ増幅器。
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