CN102386868B - 高效平衡输出放大器系统 - Google Patents

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Abstract

一种高效放大器系统，包括协同运行以产生放大输出信号的多个输出级。该放大器系统可用于音频系统。该放大器系统可包括非开关模式放大器级，其与开关模式放大器级协同运行以产生放大器输出信号。非开关模式放大器级可选择性地启动和停用开关模式放大器级以优化高效操作。此外，开关模式放大器级可包括多个交叉运行的开关级。可基于至少一个开关级中测量的电流，控制开关级以平衡各个开关级的电流输出。

Description

高效平衡输出放大器系统
相关申请的交叉引用
本申请申明享有2010年6月14日申请的号码为61/354565的美国临时专利申请和2011年6月10日申请的序号为13/158250的美国专利申请的优先权，所述专利申请都以引用的方式并入本文中。
技术领域
本发明总体涉及音频放大器，更具体地涉及高效音频放大器系统。
背景技术
放大器用于放大输入信号并产生放大的输出信号。在某些应用中，起音频放大器作用的放大器用于接收作为输入信号的音频信号，并产生作为输出信号的放大音频信号。基于其工作特性，可将放大器分为不同种类。放大器的示例分类包括A类、B类、AB类、C类和D类。A类、B类和AB类放大器通常被视为模拟设计。D类放大器由于其开关模式工作而通常被视为开关设计。A类、B类和AB类放大器运行时通常比D类放大器有更高损耗，因此效率更低。当为放大器供电的电源有限时，运行效率可能是重要的考虑因素。此外在设计放大器时，制造放大器的部件的成本可能是关注点。
发明内容
高效音频放大器可实现为专用集成电路(ASIC)。该放大器可以是音频放大器，包括并联耦合的第一输出级和第二输出级。第一输出级可以是耗散输出级，例如AB功率级(power stage)。第二输出级可以是开关模式功率级，例如电流波形优化的开关模式级或D类功率级。开关模式输出级可通过使用脉宽调制器来以脉宽调制(PWM)运行。第一和第二输出级可协同运行以用放大的输出信号驱动负载。在一实例中，输入信号可以是音频信号，而放大的输出信号可驱动诸如一个或多个扩音器的负载。
为了获得高效的工作，第一输出级可在任意输入信号幅度处运行，而第二输出级可被选择性地停用和启动。可基于第一输出级的工作，选择性地启动和停用第二输出级。可基于放大输出信号的预定的阈值幅度或大小来控制第二输出级的工作。工作期间，当输入音频信号不存在或非常小时，例如静态期间，第二输出级可被停用而第一输出级可独立运行以提供放大的输出信号。当放大的输出信号超过预定阈值时，可启动第二输出级的工作以与第一输出级协同运行。当启动第二输出级时，第二输出级可交叉运行以最小化放大输出信号中的纹波电流。当启动第二输出级时，第一输出级可继续作为有源滤波器工作，以去除放大输出信号中的误差。当输入信号再次下降到阈值以下时，可再次停用第二输出级，而负载仅由第一输出级供电。
第二输出级可具有多个开关输出级，每一输出级具有多个开关。开关输出级中的开关可交叉运行以最小化放大输出信号中的纹波电流。包含在高效率音频放大器系统中的调制器，例如脉宽调制器，可从至少一个电流感测器中接收电流信号。该电流信号可指示各开关输出级中相应至少一个开关输出级的电流。可处理该电流信号，以提供表示包括在每个开关输出级中的开关的切换转换周期以外在开关输出级中的电流的电流信号的平均值。为了平衡各个开关输出级中每一个的输出电流，所处理的电流信号可由调制器用于控制包含在开关输出级中的开关的切换。
本发明的其他系统、方法、特征和优点在本领域技术人员研究了下列附图和详细说明后会或将变得显而易见。打算将所有这些另外的系统、方法、特征和优点包含于此说明书中，包含于本发明的范围内，并由下列权利要求所保护。
附图说明
参考下列附图和描述可更好地理解本发明。图中的组件并不一定依比例绘制，而重点放置在说明本发明的原理上。此外，在图中，同样的参考标号在所有不同视图中一直表示对应的部件。
图1是具有多个输出级的音频放大器的第一实例。
图2是具有多个输出级的音频放大器的第二实例。
图3是具有多个输出级的音频放大器的第三实例，其中某些输出级使用交叉操作。
图4是音频放大器的各种交叉阶数的峰值纹波电流相对于占空比的标准曲线图。
图5是具有N＝2的交叉运行输出级的音频放大器的第四实例。
图6是具有N＝4的交叉运行输出级的音频放大器的第五实例。
图7是N＝2交叉开关模式音频放大器所用的调制器的实例。
图8是N＝4交叉开关模式音频放大器的调制器的实例。
图9是高效音频放大器系统的操作流程图实例。
图10是图9操作流程图实例的第二部分。
具体实施方式
放大器，例如对成本和尺寸敏感的小型音频放大器(～50W)，可具有通过使用目标专用集成电路(ASIC)能获得的属性。这种ASIC可设计为使用双重功率级，例如耗散和开关模式功率级的组合属性。通过将诸如非开关模式输出级的第一输出级与诸如开关模式输出级的第二输出级并联耦接，可利用这两级的最佳属性获得高品质音频，同时能最小化总的系统成本。诸如AB类输出级的耗散功率级是使至少两个传导器件在工作循环的超过50％的期间连续导通的输出级。在一实例中，开关模式功率级可以是电流波形优化的开关模式级，例如D类输出级。可使用接地负载拓扑以允许在负载的接地归路中进行电流采样。图1示出了这种系统的一个实例的框图。
图1包括线性放大器102，例如AB输出级，其与诸如D类输出级的开关模式放大器104并联耦接。线性放大器102可产生表示放大输入信号(IN)的输出电流ILIN，而开关模式放大器可产生表示放大输入信号(IN)的输出电流ISW，二者被提供给负载106。这种系统的音频信号幅度统计数据显示了波峰因数非常高的分布，该分布不可能是由中心极限定理预测的期望高斯形式。当该音频信号已被处理/压缩后，该统计数据可能更接近高斯分布。该分布不可能与稳定的正弦波的分布完全相同。这种幅度统计数据暗示了：不应该为了再生通常为放大器测试目的运用的稳定高电平正弦波而优化放大器，而应为了实际的期望信号而优化放大器。
开关模式放大器通常在静态期间在输出滤波器(L)的主电感器中流通它们的满标输出电流的相当大的百分比。这种流通电流的典型值是开关模式放大器104的满标电流的10％。该流通电流可能超过需要的信号电流很多倍，还可能在诸如D类放大器的放大器开关模式级中导致静态功耗达到不期望的水平。结果，诸如AB类放大器的线性放大器可被设计成具有的静态损耗低于开关模式功率级通常遇到的静态损耗。如果该设计是基于双极结型晶体管(BJT)的AB类放大器设计，这是非常正确的，但对于基于金属-氧化物-场半导体效应晶体管(MOSFET)就并非如此，因为BJT在每毫安的导电电流基础上具有更高的跨导。出于此考虑，图1未描述效率优化设计。
线性放大器102还可被视为有源滤波器，该有源滤波器起到从输出信号中去除误差的作用。线性放大器102可在扩展带宽中一直具有低输出阻抗，从而允许其极大地改善了开关模式变换器(converter)104的电磁干扰(EMI)、失真和音频噪声。因为线性放大器102的输出电流(ILIN)可以是图1中开关模式放大器104d输出电流(ISW)的负值，所以使线性放大器102中的发热最小化可能需要最小化开关模式放大器104的输出电流(ISW)。开关模式放大器104，例如图1所示的D类电流反转(dumping)变换器，可能没有最小化输出电流(ISW)，特别是如果纹波电流的数量级大约为满标的10％或更多时。
开关模式变换器或开关模式放大器，可被设计为在静态条件下具有很小的或没有输出电流纹波。产生这种开关模式变换器的一种方法是通过使用交叉(interleave)。交叉操作包括多个开关，例如半桥配置的多对开关。该多个开关可在开关时间中顺序工作，以增大纹波频率而降低纹波大小。增大的纹波频率可能导致在开关频率处、开关频率的边带处、开关频率的奇次谐波处和奇次谐波的边带处波纹电流的消除。用于交叉操作的一种可能拓扑使用两个开关和两个续流二极管，配置为公知的反向电流变换器(opposed currentconvert)，正如G.R.Stanley的专利号为5567219的美国专利所描述。
图2是AB/D类设计的实例，使用了和非开关模式变换器204并联耦接的反向电流变换器202或类设计，为负载206馈给。在其他实例中，可能是例如通过切换到独特的电源产生多电平输出的其他形式的变换器，但可能会增加实现成本，因为需要电源和额外的开关，所有这些都应该支持变换器的全部电流。
图2中交叉阶数N为2，其为正在使用的脉宽调制(PWM)(N＝2)的相异相位的数量。图2显示了反向电流变换器202的输出，该反向电流变换器202具有基于输出信号节点212处的第一开关模式信号208和第二开关模式信号210的混合的净正向输出信号。输出信号节点212处的第一开关模式信号208和第二开关模式信号210的混合导致电感器电流的斜坡。开关模式级202的电感电流的上升斜率可能小于下降斜率，然而当电流在输出节点212处合并时，产生的输出态是幅度降低的倍频纹波电流误差，诸如AB类放大器的非开关模式放大器204可用有源滤波来阻遏该误差。如果纹波电流误差的输出态是零，则两个电感电流将基本上相等，并且极性相反从而相互抵消。这种关系可能需要电感和电源电压相匹配。通常通过分级/重新分级获得相似性能的部件来完成电感匹配，而不仅仅是通过调整拓扑完成。
如果输出电压需求很大，则用于开关模式变换器202的反向电流变换器的使用实例是特别有利的，因为开关214通常在不得不恢复的体二极管的内部不引起电流，每个所述的开关都形成反向电流变换器的半桥单元。MOSFET的普通失效模式与体二极管的超快恢复有关。也可能没有快恢复开关来执行变换器中的这种恢复序列。但是，如果IC工艺能够产生具有充分可靠的体二极管功能的开关模式变换器的必要输出电压，则可使用不同于反向电流变换器的开关模式变换器设计。若使用另一设计，则因为具有诸如二极管的“有源”续流器件216而增加的复杂性可能不是必需的，且可避免一个可能的结果：即可能会对反向电流变换器造成不利影响，包括使输出电感器218的质量加倍。反向电流变换器中，输出电感器的质量可能会加倍，因为每个N＝2的半桥单元包括被设计成携带半桥全部电流的电感器。
图3是非开关模式变换器302的实例，变换器302与不同于反向电流变换器设计的N＝4交叉D类开关模式变换器304并联耦接。增加交叉阶数N降低了对于变换器占空(duty)的所有值的电流纹波误差，而不仅仅是静态值处的电流纹波误差。图4显示了峰值纹波电流与占空比之间的关系的实例，正如各个输出电流曲线306进一步例示的那样，其中可独立于交叉阶数N保持有效输出电感308基本上恒定。这意味着各个电感器310可具有电感N*Lo，其中Lo是开关模式变换器304的额定输出电感。各个电感器310的电流处理能力可以为：
Imax/N                                公式1
其中Imax是额定满标负载电流。因此每个电感器中储存的最大能量为：
Lo*Imax 2/(2*N)                        公式2
其显示了存储于电感器310中的全部能量不受N的影响，因此输出电感器系统中磁性材料的总体积(volume)可保持恒定。图3中，四个输出级312或开关级中的每一个都是半桥电路。可以包含任意数量的开关级，因此术语“开关级”或“输出级”的使用应解释为一个或多个开关级或输出级。
图4是对于不同交叉阶数的音频放大器，峰值纹波电流与占空比的关系的归一化曲线图实例。图4中，针对N＝1、2、4和8的交叉操作绘制了纹波fm(d，N)的函数。也就是：交叉阶数N＝1是fm(d，1)402，交叉阶数N＝2是fm(d，2)404，N＝4是fm(d，4)406，而交叉阶数N＝8是fm(d，8)408。其他实例中可使用其他任意的N值。注意：在纹波电流与占空(duty)的函数中总是有N+1个零值(nulls)。对于N＝1(非交叉)的情况，纹波电流在大约50％占空(0.50)处为最大值410，是非常不理想的情况。当调制在0％或100％占空处饱和时，纹波电流可能总是基本上为零，与N无关。最坏情况的纹波电流可能在均匀分割占空轴的零值之间的中间点附近。最坏情况的纹波电流可能与N2成反比例，这是图4中N＝8纹波电流峰值只有N＝1纹波电流1/64的原因。纹波频率为：
N*Fs                                    公式3
其中Fs是开关频率。不同频率的效果可能不会由诸如AB类级的非开关级影响纹波电流耗散，但可能提高放大器中包含的无源低通滤波器的滤波效率。驱动开关模式变换器的信号可能是诸如AB级的非开关级的输出电流。该电流的最小化可与最大效率同义。
图5显示了N＝2的AB/D级放大器的实例。图5中，第一输出级502可与第二输出级504并联耦接且协同工作。第一输出级502可以是具有至少两个传导器件的线性放大器，例如AB级功率变换器，所述传导器件可运行成在所述至少两个传导器件的大于50％的工作循环期间连续导通。图5的实例中，电流感测器506可感测第一输出级502的输出电流(I1)，并在误差信号线508上向第二输出级504包含的脉宽调制器512提供电流误差信号。
脉宽调制器512可以是任意形式的开关控制器件，能够输出信号以操作包含在第二输出级504中的多个开关，如下所述。脉宽调制器512可包括可由处理器实行的硬件模块、软件模块或它们的某些组合。软件模块可包括存储于存储器或其他存储装置中的可由处理器执行的指令。硬件模块包括可由处理器执行、指导和/或控制性能的各种器件、部件、电路、门、电路板和类似物。存储器可包括计算机可读存储介质，例如不同种类的非瞬态易失性和非易失性存储介质，包含但不限于随机存取存储器、只读存储器、可编程只读存储器、电可编程只读存储器、电可擦除只读存储器、闪存、磁带或磁盘、光学介质或类似物。在一实例中，存储器可包括用于处理器的高速缓存或随机存取存储器。在可选择的实例中，存储器可与处理器分离，例如处理器的高速缓存存储器、系统存储器或其他存储器。存储器可以是外部存储设备或用于存储数据的数据库。实例包括硬盘驱动器、光盘(“CD”)、数字视频盘(“DVD”)、存储卡、存储棒、软盘、通用串行总线(“USB”)存储装置或其他任意可运行来存储数据的装置。该存储器可运行以存储可由处理器执行的指令。
图5中，第二输出级504包括第一输出级，或者第一开关级514以及第二输出级或第二开关级516。图5中，第一和第二开关级514和516中的每一个可以是半桥开关级，该半桥开关级包含与第二开关520(负开关)协同运行的第一开关518(正开关)。在其他实例中，可能是全桥或其他任意开关配置。可用脉宽调制器512控制开关，以基于脉宽调制器512输出的脉宽调制信号生成表示输入信号(Vin)524放大版的放大信号。除了误差信号线508上的电流误差信号，脉宽调制器512还可使用提供到三角信号线526上的前馈三角电平控制信号(Vtri)保持第二输出级504的系统增益基本上恒定。正如之后所描述的：可向加法器528提供电流误差信号，该加法器528还被提供以输入信号524，在输入信号524通过零点-极点网络(zero-polenetwork)532处理之后。经处理的输入信号524和误差信号的总和可作为前馈控制信号530被提供给脉宽调制器512。当起动脉宽调制器512时，可由脉宽调制器512将开关控制信号输出到PWM信号线534上，所述开关控制信号选择性地启动和停用第一和第二开关级514和516每一个中的第一和第二开关518和520。
第二输出级504的脉宽调制器512的前馈控制信号530的导出可能不仅仅依赖于来自第一输出级502的电流误差信号，因为这暗示着电流误差信号可能比绝对必要的大。既然第一输出级502和第二输出级504的本征增益是已知的，一种优化的设计可以是：其中输入信号524通过加法器528前馈到脉宽调制器512，作为脉宽调制器512的预期额定输入。在其他实例中，其他形式的前馈或反馈控制也是可行的。
此外，在图5中，第二输出级504(开关模式级)的增益可能经历输出滤波器中的相位滞后和衰减(roll-off)。输出滤波器可包括负载538，例如一个或多个扩音器。此外输出滤波器可包括第二输出级504的一部分，其可包括滤波电容器C1+C2540和542、以及与第二电感器L2546并联的第一电感器L1544。在其他实例中，负载538可被省略或假定成位于输出滤波器内的预定值上。在这个意义上，诸如一个或多个扩音器的负载538是已知的，输出滤波器的影响可在传到脉宽调制器512的前馈信号中得到补偿。在一实例中，零点-极点网络模块532可用于补偿提供给脉宽调制器512的前馈信号。此外将这种低通极点网络放置到通往第一输出级502的信号路径中可能引起相似的效率提高，但是可能需要别处的反向均衡(inverse equalization)以纠正产生的小系统响应衰减。其他实例中，可省略零点-极点网络模块532。
电流感测器506可用任意形式的电流感测装置执行第一输出级502的电流感测。电流感测装置可能无需极其精确，因为控制放大器输出保真度的主反馈环是包含了第一输出级502的电压反馈环550。然而感测精度可能影响放大器的效率。电流感测器506内生成的噪声和失真可能很大程度上由第一输出级502阻遏。电流感测所需的动态范围还可能由第一输出级502所需的限制电流压缩。电流感测器506的电流误差信号可作为误差信号供给第二输出级504(开关模式变换器)，而非作为开关模式变换器中的开关518和520的驱动信号。
图5中，由于第一输出级502的滤波效果，输出电感器L1544和L2546无需是极度线性的，同样地，电容器C1540和C2542可以是相对非线性的器件，例如X7R陶瓷。这可以最小化这些滤波部件的成本和尺寸。为了达到高频电磁干扰(EMI)抑制的目的，第一输出级502不能包含通过电感器L1540和L2542内的寄生电容耦接到输出端的甚高频(VHF)信号内容。因此，诸如电感磁珠(inductor bead)的小型电感器552可包含于设计中作为附加的滤波，用以抑制作为放大器输出信号的部分而存在的任意VHF信号内容。
在N＝2的脉宽调制器512的实例中，可使用控制信号，例如存在于三角信号线526上的单一合成三角波形(Vtri)。该单一合成三角波形可用于某些拓扑中，例如用模拟PWM合成技术构造第二输出级504时。数字PWM合成也是可能的，但是当调制处理的输入信号是来自电流感测器506模拟方案的模拟误差信号时，数字PWM可能不是成本-效用合算的。在其他实例中可使用数字误差信号。因为由第一输出级502纠正(滤波)第二输出级504的输出信号，这可能克服某些合成误差，所以可以稍微放宽对数字或模拟PWM合成的精度要求。因为第一输出级502的输出信号与第二输出级504的输出信号合并，所以可执行对第二输出级504的输出信号的纠正。
图5中，第二输出级(开关模式级)的脉宽调制器512可从电流感测器506接收包含于第一输出级中的电流误差信号，作为启动信号554。因为在没有运行(或运行在静态附近，例如小负载或无负载)时第二输出级504的输出阻抗可能相对高，所以第二输出级504的工作可由脉宽调制器512基于启动信号554选择性地停用。经由脉宽调制器512，可基于第一输出级502输出电流的预定阈值启动和停用第二输出级504。例如，当由于仅由第一输出级502提供的负载538增大到阈值之上而导致误差信号线508上的电流超过预定幅度时，第二输出级可被启动并向负载538提供放大的输出信号。一旦第二输出级504被启动并产生放大的输出信号，第一输出级便对第一输出级的输出信号起到滤波的作用，而并非用放大输出信号驱动负载538，例如在静态或低负载状态下可能发生的那样。因为在静态或低负载状态期间停用第二输出级504，所以可充分地降低第二输出级504对于小信号电流的功耗。
可基于电流误差信号的预定阈值启动或停用第二输出级504的工作。因为第二输出级504由作为交叉功率级的脉宽调制器512运行，所以第二输出级504在刚一启动时基本上就立刻开启，具有最小的瞬态输出误差电流。在一实例中，为了允许第二输出级504基本上立刻开启，电源电势(+Vcc和-Vcc)可持续存在于第二输出级504上。持续存在的电源电势还可含有第二输出级504所包含的半桥514和516中每一个的栅极驱动器电势。
在一实例中，基于预定阈值，第二输出级504的脉宽调制操作可能是或全有或全无的事件。因此可避免第二输出级的总占空降低(高空载时间(deadtime))。可选地，可结合启动信号554在操作的范围内运行第二输出级，以中止和启动第二输出级504的操作。变动总占空的操作可至少部分地基于：从第一输出级502经由加法器528提供的电流误差信号。具有变动总占空的第二输出级504的操作还包括具有对开关级的交叉控制的部分操作范围内的操作，以及不具有对开关级的交叉控制的部分操作范围内的操作。因为第二输出级504的非线性操作可能导致对第一输出级502的误差纠正的需求更多，为了最小化第一输出级502中的损耗，第二输出级504的交叉操作可发生在更大的放大输出信号处。例如，在第二输出级504的非交叉操作模式中可实现较低的总占空，其中通过用第一输出级502滤波可减轻纹波引起的损耗。在其他集成电路设计中，可仅用启动信号选择性地中止和启动第二输出级504的操作，实现交叉和最小损耗。
在一实例中，可在三角供应线526上提供的三角信号(Vtri)的与三角频率Fs相关的时钟沿上同步执行对第二输出级504的调制。该三角频率可以是生成三角波Vtri的频率。对第二输出级504的调制的同步性能可能在三角波Vtri中生成的三角顶点处为最优。可使用脉宽调制器512包含的PWM启动窗口检测器555执行同步调制。此外，在脉宽调制器512包含的计时器556所提供的某些预定或预选时段之后，可由PWM启动窗口检测器555在三角信号Vtri的时钟沿上同步停用第二输出级504，正如之后的进一步描述。
计时器556可以是任意电路、器件或指令集形式的可复位计时器，能够在刚一发生一个或多个事件时就开始为预定的时间段计数，并能够响应于接收到复位信号而被复位以再次开始为预定的时段计数。用于启动和停用第二输出级504的一个示例性的策略可能是实现在刚一启动第二输出级504就开启计时的计时器556。计时器556的计时可表示第二输出级502能保持启动的最小时间量。计时器556可由事件或信号触发的复位信号复位。在一实例中，计时器556可在每当第一输出级的输出电流幅度增长到输出电流预定幅度之上时被复位并再次开始计时预定的时间段。可选地，或者另外地，计时器556可在每当高效放大器提供的负载需求信号幅度增长到预定幅度之上时和/或响应于超过预定幅度的输入信号(Vin)524，被复位并再次开始计时预定的时间段。可选地，或者另外地，计时器556可在每当第一输出级502的输出电流超过输出电流预定幅度预定的时间段时，被复位并再次开始计时预定的时间段。在其他实例中还可以使用表示放大器负载超过预定阈值的任意其他信号复位计时器556。
计时器556可基于时钟、脉冲计数、周期信号或用于获得重复性的预定时间段的任意其他机制或策略，确定已经过的预定时间段。用于启动和停用第二输出级504的示例性策略可以是实现计时器556，该计时器能在第一输出级502或第二输出(PWM输出)级504上的阈值电平级电流最后一次出现后，点清三角波(Vtri)的预定数量的Fs时钟周期。在其他实例中可使用其他任意的计时方案来获得想要的结果。
在阈值电平级电流的最后一次出现之后，诸如开关模式放大器的第二输出级504、或者诸如AB放大器的第一输出级502的操作维持了预定时间段，例如大约10mS到大约20mS，这能够掩蔽、或以其他方式消除由于开关第二输出级504引起的输出信号中的听觉人工噪声(audible artifacts)。例如可通过PWM启动窗口检测器555来将与启动第二输出级504相关的任意低电平噪声的人工噪声抑制或消除成不能听到。也可以实现用于启动和停用第二输出级504的开关的其他机制和方法，例如基于窗口监测输入信号(Vin)52的信号电压4或第一输出级502的输出电压抑制对开关的停用。
图6是高效放大器的另一实例，该高效放大器包含诸如线性放大器的第一输出级602，以及第二输出级604。图6中，第二输出级是N＝4的D类级的开关模式变换器。因此第二输出级604可包括协同工作以作为第二输出级604的开关输出级的第一输出级或第一开关级606、第二输出级或第二开关级608、第三输出级或第三输出开关级610，和第四输出级或第四开关级612。开关输出级606、608、610和612中的每一个可包括第一开关614和第二开关616，分别作为正开关和负开关(Qnp和Qnn)工作。在其他实例中，第二输出级604中可包含任意数量的开关输出级。为了简短，图6的论述将主要讨论图5和6的区别。
图5和图6的实例中，开关可以是实现于诸如半桥配置的输出开关配置的集成电路(IC)上的MOSFET。在这些实例中，MOSFET有源区域可以是与所需输出电流相关的常数。就像总的电感体积可能不依赖于N，如前所述，IC实现中MOSFET的FET总面积也不依赖于N。图6中，由于N＝4的交叉设计，可由脉宽调制器620对两个正交的三角波形(Vtri)进行合成。
随着交叉数N增加，纹波电流减少，允许电感器(L)的体积变得更小。在一实例中，电感器(L)可变得小到足以成为高度自动化的部件。例如图6中，如果例示的N＝4配置具有5A的满标输出电流，由于第一输出级602的滤波，每个电感器(L1，L2，L3和L4)将需要大约1.25A的满载能力和稍不完美的线性度。图6中，例如：如果轨电源电压Vcc是35V而电感纹波电流被设定为125mA峰值，当运行于384KHz(任意选择)时，则电感器(L1，L2，L3和L4)必要的电感系数将大约为182μHy。减小电感体积的有益特性在于：安装电感器变得更加独立，无需具有增加到电感器的机构，且电感器表面和体积的比率可改善，导致运行期间的致冷能力改善。换句话说，电感器具有的电感体积越小，致冷越高效。
通过第二输出级604的开关级606、608、610和612的交叉运行，可实现电流分配技术以保持开关级606、608、610和612分享的电流基本上相等。换句话说，每个开关级606、608、610和612的输出功率可被平衡。图5中，开关级514和516的操作也可被平衡。每个开关级功率输出指示的某些形式，例如电流反馈，可用于提供这样的功能。
图6中，开关级606、608、610和612的一个或多个中的电流可由电流感测器感测。该电流感测器可以是任意形式的能够感测流过开关级606、608、610和612的电流的感测电路或器件。图5和6中，分别通过互连电流平衡线522和622来描述电流反馈，其以电流平衡信号的形式提供电流信息，所述电流平衡信号来自单独的低端或负开关MOSFET 520和616并被返回到脉宽调制器512和620，因为在该实例中，正是低端开关MOSFET 520和616作为电流感测器运行。为了简短，其余论述将主要参照图6，然而利用对图5中N＝2配置或任意大于N＝4配置的实例配置的论述也是可能的。
图6中，开关级606、608、610和612阻抗特性与开关级606、608、610和612调制精度的匹配在操作期间提供了一定程度的电流平衡，这种匹配在IC中很容易实现，同时电流平衡反馈信号经由作为电流平衡调制器运行的脉宽调制器620而提供额外的电流平衡。
图6中，低端开关MOSFET 616作为电流感测器工作，成为平衡信息的来源。至少在某些实例中，电流感测器可以是MOSFET，然而在其他实例中，其他任意形式的开关级功率输出感测都是可能的。使用MOSFET，感测FET结构可用于：其中某些MOSFET单元是源极与主FET断开，而且感测FET结构用于对电流采样。该连接可由开关级606、608、610和612每一个中低端FET 616上的N沟道FET形成。也可用漏极断开的MOSFET单元对高端N沟道FET 614采样，但是可能有来自电流采样的开关电压噪声，可能需要另外的电平移位器来最小化开关噪声。可使用与为保护电路的高端电流限制而创建的信号相同的信号，但是还可能仅使用低端开关616提取必要信息用于平衡。
用于平衡第二输出级604中包含的两个或更多基本上相同的开关级的电流信息可以是基本上单调的(幅度稳定增加或减小)，作为开关级606、608、610和612中感测的非平衡电流的函数，对于所有的比较的开关级606、608、610和612来说基本上是等值的。电流平衡信号622可能不需要高线性度和低的温度灵敏度。与例如高效放大器中包含的过流保护模块的过流保护信息供应相比，用于反馈控制环中的电流平衡信息的供应并不需要极其快速。因此，非平衡电流网孔的基本时间常数可能是相对长的。在一实例中，时间常数可由以下公式导出：
2*Lx/(2*Rps+2*RL)                    公式4
其中Lx是电感器L1、L2、L3或L4的值，RL是电感器L1、L2、L3或L4的的电阻，而Rps是第二输出级604的有效输出电阻。Rps是MOSFET开关(Rds)614和616漏源电阻、MOSFET 614和616的体二极管电阻加上与开关事件相关的另一术语(R0)的时间平均。
反馈控制环可影响(leverage)非平衡电流网格的时间常数的缓慢度，使得在脉宽调制器620接收开关级高端电流的过程中能够使用期望的延迟。换句话说，对于脉宽调制器620，高端电流作为管理控制环的电流反馈信号不需要是立刻能获得的。而是，脉宽调制器620可包括消隐(blanking)功能。该消隐功能可有目的地在开关事件期间延迟对高端电流的接收，用以避免感测在低端开关616断开、高端开关614闭合时可能存在的瞬间电流。这些瞬间电流可归因于MOSFET负开关614中的体二极管恢复过程中出现的直通电流(shoot-thru current)。从反馈电流信息中等待和“提取”低端感测FET中的续流体二极管电流信号也可能足够平衡高端FET 614的电流，反之亦然。如果从观察结果中排除了感测FET的体二极管恢复电流拖尾时间间隔，只要一个功率FET 614或616中的前向电流增长，则开关级的其他功率FET 614或616中的前向电流衰减。这允许包含于低端MOSFET 616中作为其部分的低端感测FET所感测的电流是第二输出级604功率级电流失衡的单调函数。换句话说，由于从反馈电流信息中略去了瞬间直通电流，脉宽调制器620可将低端感测FET中所感测的电流信息视为：随着基本上恒定的或连续的斜率改变。然而低端MOSFET 616所提供的电流信息信号可能不是线性的，因为低端感测FET的体二极管不像低端功率FET漏源沟道电阻Rds那样构成线性电阻。
使用低端感测FET找到的电流信息可归因于消除信号讹误(signalcorruption)的能力，信号讹误可在续流二极管恢复期间出现直通电流时发生，该续流二极管由功率级FET 614和616的体二极管形成。这些直通电流代表对温度高度敏感、并非简单正比于负载电流的电流采样误差，或开关级间的失衡。因此从脉宽调制器620在平衡开关级606、608、610和612的输出功率时所用的电流信息中略去这些直通电流，可充分消除电流采样误差。
脉宽调制器620可包括略去开关级的直通电流的消隐能力。脉宽调制器620可使用该消隐能力来略去开关转换期间由低端功率FET提供的电流信息。在一实例中，脉宽调制器620可包括缓冲器。该缓冲器可由脉宽调制器620用于存储在导致直通电流的第一和第二开关614和616的开关事件之前的电流信息。开关事件期间，脉宽调制器620可使用缓冲的电流信息执行反馈控制。因此可由脉宽调制器620将低端功率FET的二极管恢复间隔忽略(disregarded)。在其他实例中，通过使用计时器、替代值、电流信息平均、滤波或其他任意用于最小化或消除开关事件期间的电流信息的机制或步骤，脉宽调制器620可忽略二极管恢复间隔。
同样地，不存在任何由于开关转换时段中的二极管恢复导致的直通电流的平均电流测量结果可被提供为结果反馈电流信息信号。消隐二极管恢复电流间隔的同时感测开关电流可提高电流平衡信息的精度，该电流平衡信息被提供为在开关级对中引起优化电流平衡控制的反馈信号。该开关电流平衡系统和调制器可用于任意形式的开关模式变换器中，因此不必限制于第一输出级602和第二输出级604的特殊组合，例如AB/D放大器。
图7显示了作为放大器中的PWM电流平衡调制器工作的脉宽调制器的实例，所述放大器具有至少一个开关模式输出级，例如类似图5的N＝2交叉AB/D放大器的第二输出级。在其他实例中，PWM电流平衡调制器可与任意形式的开关模式功率变换器一起使用。
图7中，可从开关模式放大器中的开关接收指示开关模式放大器的开关级中的感测电流的感测FET信号。该开关可以是每个开关级中的负开关。图7中，可从第一负开关(Q2n)702和第二负开关(Q1n)704接收指示感测电流的电流平衡信号，第一负开关和第二负开关中的每一个响应于开关控制线705上提供的来自比较器752和754的开关控制信号，在开关模式放大器的开关级中运行。电流平衡信号首先可以是用电阻器Rlsx 706和708两端的电压充分正向移位了电平，以允许从匹配P沟道FET源极跟随器Qlsx 712和714有线性输出，电流源710为所述源极跟随器供电。感测节点715处的感测FET输出的电势例如可以比续流发生时电阻器Rqx 716两端的电源电压-Vcc低不止一伏特。可将电平被移位的感测FET输出提供到FET源极跟随器Qlsx 712和714。
FET源极跟随器Qlsx 712和714的输出可保持于电容器Chx 717和718上，并在可能是体二极管恢复间隔的简短时间间隔期间保持于缓冲器Qhx 720和722上。如之前所论述，开关级中FET导通期间、正好在续流电流流入到反向MOSFET开关器件的体二极管后，这些间隔可能存在。当负载电流已超过纹波电流且续流电流已经足够大以至引起跨过MOSFET导电沟道的电压从而正向偏压关联的体二极管时，这种电流可能流动。从低端开关MOSFET的角度看，这可能发生在：当低端开关MOSFET正从续流大的正输出电流中被恢复时，或者是当高端开关MOSFET正续流大的负输出电流时低端开关MOSFET不得不恢复高端开关MOSFET的体二极管时。
驱动各个开关级内低端开关MOSFET 702和704的切换的逻辑信号可用于选择性地控制对电流平衡信息的使用，所述电流平衡信息由低端开关MOSFET 702和704的感测FET信号提供。通过使用具有RC低通滤波器728的同或(XNOR)门726，可边沿检测这些逻辑信号，所述RC低通滤波器与相应XNOR门726的一个输入端串联连接。XNOR门726的输出可跟随其输入信号的每个边沿而脉冲调低(保持模式)。因而，既然逻辑信号提供开关事件发生的指示，通过将电容器Chx 717和718上的电荷保持一段预定时间，例如大约200纳秒，可略去开关事件期间的直通电流。XNOR门726的输入级可被设计为具有逻辑阈值(每个输入上的差分对)以允许：和阈值可能不好控制的标准CMOS门结构中获得的相比，计时更好控制。XNOR门726的输出可提供给源极跟随器传输门730。刚一激活，源极跟随器传输门730可将电平移位的感测FET输出提供给电容器Chx 717和718，以及缓冲器Qhx720和722。图7的中心是差分放大器(DA)734，其接收来自Qhx缓冲器720和722的信号，Qhx缓冲器720和722跟随Chx电容器717和718上存在的电压。DA 734能够用于电平移位其输出以在参考电压电平Vr 736附近平衡，同时经由前馈电阻器732为供应给DA 734的输入信号的电压失配提供低通增益。参考电压电平Vr736是三角波生成器738和PWM电流平衡调制器参考的电压。因为这种形式的放大器可能具有用于其功率级的分离轨(split-rail)(+/-Vcc)，参考电压电平Vr736或者可能是地或者是到地参考电源的中点电压，例如5V。在其他实例中，Vcc和Vr的其他范围也是可能的。
DA 734和相关电路的操作可在电流平衡信号线522和622上提供图5和6例示的电流平衡信号。图7中，可能只需要DA 734输出电压的一小部分来校正跨过电阻R 739的PWM电流平衡调制器的存在于Verr节点740处的Verr信号(-Verr和Verr)。DA 734的操作可包括利用电容器Cfx 742和反馈电阻器744的噪声控制。开关模式功率级典型的低输出阻抗与开关模式功率级的输出电感器阻抗串联意味着：只有PWM宽度中的小差异在对通过使用平衡信号感测到的开关级中的电流失衡进行纠正时是必要的。因此电阻器R1x 746可比网络中的电阻器R2x 748大得多(R1x＞＞R2x)，通过使用PWM比较器752和754，所述网络用于注入平衡纠正。在其他实例中可以用其他形式的控制来平衡开关级的电流。例如，图7中来自一个开关级的电流平衡信号被与其他开关级相比较，以充分地平衡开关级。在其他实例中，来自开关级的电流平衡信号可被平均，和被用于平衡每个开关级。
PWM电流平衡调制器的PWM比较器752和754的输出可通过PWM启动窗口检测器电路555启动。PWM启动窗口检测器555可接收输入电流信号Iin，例如第一输出级的输出电流。可替换地，PWM启动窗口检测器555可接收输入信号(Vin)524的信号电压、第一输出级502的输出电压，或指示开关级的开关计时的其他任意信号。PWM启动窗口检测器555和计时器556可如之前论述的那样工作。
图7中未示出的是保护开关模式输出级免于发生过流情况的限流器。该限流器可运行，使得当在一个PWM开关级中发生限流时，所有并联的交叉开关级被关断，第一输出级也是如此(如果存在的话)。因此，第二输出级任意部分内的开关模式级电流过载可被视为放大器的过载。在可选择的实例中，为了保持至少某些操作符合这种情形，放大器的部分在过流情形期间可被临时停用。
图7中还未示出的是同样供电的门驱动器和电路。该门驱动器和电路可用于为诸如D类IC的开关模式输出级IC中的开关或门电路供电。图7中极性的问题是非常灵活的，可适应任意需要。
三角生成器738的三角波形合成可被前馈到PWM比较器752和754，还包括增益跟踪，其中由Vcc电源的幅度确定三角波形(Vtri)的电平。固定频率应用中可忽略三角斜坡控制的优化形式，而在可变频率应用中可实现优化的三角斜坡控制，例如Gerald R.Stanley的专利号为7557622的美国专利中所描述。还可提供相位控制每个通道的方法，以便多条通道可被时控(timed)成，所有通道都以统一的相位交错方式(交叉)切换，正如之前所述。这可以最小化所产生的任意电磁干扰(EMI)。在其他实例中可省略每条通道的相位控制。
参照图5，可省略加法放大器528的电平固定，因为其不需要集成或具有任何大量的被开关模式功率级所用的反馈，所述加法放大器将所处理的输入电压(Vin)、以及例如驱动脉宽调制器的第一输出级的输出电流相加。在其他实例中可执行这种电平固定。
图8显示了用于N＝4输出级的脉宽调制器实例，与图6所例示的实例相似。既然结构和图7在许多方面相似，为了简短，将主要描述差别。图8中，感测开关级的负开关对1和2806与负开关对3和4808之间的失衡的差分放大器802和804，每一个都具有第三输出810。第三输出810来自共模消除伺服系统。该共模消除伺服系统能够消除参照图7所描述的DA 802和804中每一个的输出中的共模信号。来自每个差分放大器的第三输出810可被提供为差分放大器820的输入。差分放大器820可运行以平衡所述输出级中的开关对，包括负开关对1和2806，以及负开关对3和4808。使用差分放大器820相对于开关对平衡开关对，最小化了电路中的部件。所述对的共模信号之间的差别是所需要的纠正(或误差信号)，以平衡所述对之间的电流。因而可平衡第二输出级的所有开关级，因为平衡开关对可引起基本上相对于彼此平衡所有开关级。在其他实例中可能是其他平衡方案，例如获得和平均从每个输出级的输出电流，然后依靠该均值平衡每个输出级，以平衡每个开关级。
可合成N＝4调制器所用的两个三角载波816和818，不仅保证了其为正交而且保证了其具有匹配的幅度。三角幅度的失配可在开关级对之间造成操作失衡。对于ASIC设计来说这可能不是难的标准，但对于离散设计来说其可能更难。
停用和启动开关模式输出级大概是“平静地”开闭该开关模式输出级的问题，因为开启和关闭期间，可基于诸如AB级的第一输出级所提供的输出信号停用该开关模式PWM输出级。示例性的目标将是：保持A-加权的峰值噪声电平低于3mV的最坏情况。
在N＝2和N＝4的IC设计间进行选择要考虑的因素是输出级中所使用的外部电感器的成本。不能自动遵循的是：N＝4设计中所使用的四个四分之一大小的电感器的成本比N＝2设计中所使用的两个二分之一大小的电感器成本大。做此决定时需要实例研究。如果能全自动地制造两个二分之一大小的电感器，则N＝2可能是成本较低的方法。如果能全自动地制造四个四分之一大小的电感器而不能全自动制造二分之一的大小，则N＝4可能是成本较低的方法。
因为每个引脚的载流量容限以及关键引脚的预备(deliberate)冗余是否是设计需求，使哪种IC设计具有更大的引脚数也变得复杂起来。如果N＝2情形具有冗余输出引脚而N＝4情形没有，则输出引脚数部分将不变。这并非不太可能的情况，因为N＝4情形在每个单元上具有更少的输出电流。确实可能增加N＝4情形下的引脚数的是对附加高端栅极驱动器旁路电容器的需要的可能性。
可包括放大器诊断信息，其允许内置诊断系统观察第一输出级和第二输出级的输出电压和电流。例如经由Gerald R.Stanley的专利号为7521936的美国专利所描述的诊断系统，这种诊断系统做出直接和突发的测试变换并将最小/最大/求和结果汇报给主处理器。也可汇报由于限幅和限流的过载。
在放大器用作电流放大器的实例中，一种可能的实现假定：可外部利用电流调整环，无需改变压控放大器。若非如此，可能有额外的具有模式控制的设计考虑，以允许电流和电压放大器操作模式。电流放大器模式典型地需要反馈环中的低噪集成反馈放大器，该反馈环将输入信号与负载接地回路中由小值电阻器感测的相对小的电压相比较。所述小的电压可能需要由额外的低噪放大器首先放大。对于电压反馈，来自输出的可用反馈电压较大，需被衰减而非放大。
用于电流放大器的电流感测器可以是任意形式的电流感测器件。在一实例中，电流感测器可以是半桥功率级驱动的负载的接地电流回路中的接地电流感测电阻器。当这种电阻器与低压、低噪双极性输入级运放一起使用，以放大电阻器两端的电压且可能起到用于控制环的集成误差放大器的作用时，这是低成本高性能形式的电流感测。将运放输入级偏置到高电流能够提供接近1nV/rt-Hz的输入电压噪声电平。通过使用电流感测系统而为电压放大器的四个或八个通道集成电流反馈的IC可以被实现。电流感测系统的功率电流感测电阻器可能在IC外部。这种包括电流感测系统的IC可在不同于AB/D类放大器的放大器中实现，具有或不具有开关级的交叉操作均能实现。
假定输出是具有34V峰值能力的5A峰值，当从+/-35V的电轨(72W8Ohms)运行时，一个示范性ASIC的输出通道数量至少是4通道。在其他实例中可能是具有额外或更少通道的ASIC。例如，通过联合执行四通道IC和两通道IC，与更大的四通道IC具有相同的每通道功率能力的两通道IC更易于构建未浪费通道的六通道系统。如果两通道方案能够承受使用同样的封装，将允许八通道PCB像六通道等一样装配。
在其他实例实现中可想象(envisioned)更高或更低的输出电流方案。在低电流方案中，电源电压Vcc可保持+/-35V干线而最大输出电流可降为2.5Apk，例如，在16欧姆输出通道阻抗放大器中而非8欧姆输出通道阻抗放大器中。这将允许在不同大小的通道之间共享同一电源。类似地使用具有+/-35V干线的电源电压Vcc，更高输出电流方案可以是2输出通道放大器。在其他实例实现中，为了扩展产品可能的应用范围，可将实现这些设计的放大器置于电桥模式。例如在一应用中，两个10A通道的电桥连接可能引入290W到8欧姆放大器中。
图9是参照图1-8所描述的高效放大器的操作框图的实例。图9中，块902处，将诸如音频输入信号的输入信号Vin提供给高效放大器的第一输出级和第二输出级。块904处，由包含在第二输出级中的脉宽调制器确定：诸如输入信号Vin幅度(magnitude)、第一输出级输出或负载需求的操作参数是否超过预定阈值。如果输入信号Vin、第一输出级输出或负载需求未超过预定阈值，则通过在块906处停用脉宽调制器而停用第二输出级。在块908处，给负载提供仅来自第一输出级的放大输出信号，操作返回到块904。
另一方面，在块904处，如果输入信号Vin幅度、第一输出级输出或来自负载的需求超过预定阈值，在块910处，通过启动脉宽调制器而启动第二输出级，第一输出级和第二输出级向负载提供放大的输出信号。第二输出级的脉宽调制器控制包含在第二输出级中的多个开关，用以在块912处产生放大的输出信号。第二输出级的放大输出信号可驱动负载，例如扩音器，第一输出级的放大输出信号可运行以过滤第二输出级的放大输出信号。依照第一输出级和第二输出级至少一个中的输出功率的部分，第二输出级的脉宽调制器可控制开关的切换。
在块914处，除了启动第二输出级外，包含在第二输出级中的计时器也被启动且开始计时。在块916处，确定诸如第一级峰值输出、输入电压Vin峰值输出或来自负载的峰值需求的操作参数是否超过预定幅度。如果操作参数超过预定幅度，在块918处，计时器被复位，操作返回到块914以开始计时。
块916处，如果确定第一输出级的峰值输出、输入信号Vin的峰值输出或来自负载的峰值需求未超过预定幅度，在块920处确定计时器是否超时。如果计时器未超时，操作返回到块916。如果在块920处计时器已超时，在块922处停用第二输出级，操作返回到块904。
返回到块912处，图10中，块924处，从每个开关级中提供电流信息到脉宽调制器中。电流信息被提供为第二输出级的输出功率的成分。块926处，确定第二输出级包含的任意开关级是否在每个开关级所包含的正开关的导通电流以及负开关的导通电流之间转换。如果正开关和负开关正在转换，块928处脉宽调制器忽略来自在预定时间段内持续转换的开关级的电流信息，之后操作返回到块926。忽略该电流信息以避免在电流信息中含有直通电流，可包括从开关转换开始之前缓冲电流信息。
块926处，确定未转换的开关级后，操作继续到块930处，并比较不同开关级的电流信息。在块932处，脉宽调制器基于每个开关级提供的电流信息，确定开关级的输出功率是否充分地平衡。如果开关级的输出功率充分地平衡，操作返回到块924，并接收来自开关级的额外电流信息。如果在块932处开关级的功率输出未充分地平衡，脉宽调制器控制开关级中的开关，以在块934处平衡开关级的功率输出，且操作返回到块924。第二输出级的用于平衡开关级的输出功率的操作可被独立执行，且与启动和停用第二输出级无关。因而在某些实例操作中，或者是第二输出级的启动和停用，或者是第二输出级的开关级的平衡，均可从第二输出级的功能操作中省略掉。此外，第二输出级可在没有第一输出级的情况下，运行来平衡开关级的输出功率，如前所述。
高效音频放大器系统可包括与第二输出级协同运行的第一输出级，用于驱动负载，所述第二输出级与第一输出级并联耦接。当高效放大器系统处于静态或轻载时，第一输出级可以是相对高效率运行以生成放大的输出功率的线性放大器。第二输出级可作为具有多个开关级的开关模式变换器运行，该多个开关级交叉运行，以最小化第二输出级提供的放大输出功率的纹波电流。
当高效音频放大器上的负载增加时，可启动第二输出级以向负载提供放大的输出功率。当第二输出级向负载提供放大输出时，第一输出级的放大输出可运行为第二输出级放大输出的滤波器。当高效放大器上的负载降低到低于预定阈值且持续预定的时间段时，可停用第二输出级。当负载降低时延迟停用第二输出级可避免第二输出级被停用时的能被察觉的转换。
第二输出级可包括许多开关级。每个开关级可由第二输出级独立控制，以提供第二输出级的部分输出功率。第二输出级可监视每个开关级的电流信息，以便控制开关级，从而充分地平衡每个开关级所提供的部分输出功率。每个开关级可包括正开关和负开关，所述正开关和负开关在断开状态和闭合状态之间选择性地转换，用以控制部分输出功率的生成。在转换时间期间，第二输出级可不考虑由于正开关和负开关的切换导致的电流信息的瞬态改变。因此，开关级功率输出的精度可得到改善，每个开关级提供的输出功率可得到更高效地平衡。
尽管已描述了本发明的各种实施例，对于本领域普通技术人员来说显而易见的是：在本发明的范围内可能有更多的实施例和实现方式。

Claims (20)

1.一种高效放大器系统，包括：
第一输出级，其被配置为输出由该第一输出级放大的第一放大信号；
第二输出级，与所述第一输出级并联耦接，所述第二输出级被配置为输出由所述第二输出级放大的第二放大信号；以及
脉宽调制器，可运行以控制所述第一和第二输出级中所包含的多个开关，所述脉宽调制器可运行以基于指示从所述第一和第二输出级中的每一个输出的电流的信号，平衡所述第一和第二输出级中的每一个的输出功率；
其中所述脉宽调制器还可运行以响应于所述第一输出级和第二输出级中每一个的相应开关事件，忽略从所述第一输出级和所述第二输出级中每一个输出的相应电流。
2.如权利要求1所述的高效放大器系统，其中所述第一和第二输出级由所述脉宽调制器控制，以提供所述高效放大器系统的输出功率的基本上相等的部分。
3.如权利要求1所述的高效放大器系统，其中所述第一输出级和所述第二输出级中的每一个包括低端开关和高端开关，所述脉宽调制器被配置为接收指示由所述第一和第二输出级中每一个的低端开关或高端开关之一所提供的电流的信号。
4.如权利要求3所述的高效放大器系统，其中：所述脉宽调制器还可运行，以响应于各个开关事件，从指示电流的信号中略去所述低端开关或所述高端开关的直通电流。
5.如权利要求1所述的高效放大器系统，其中所述脉宽调制器可运行，以用交叉切换来操作所述多个开关。
6.一种高效放大器系统，包括：
包括多个开关级的输出级，每个开关级包括高端开关和低端开关；
电流感测器，被配置为生成指示所述每个输出级中的低端开关或高端开关中的电流的信号；以及
调制器，其被配置为基于指示从第一输出级和第二输出级中的每一个输出的电流的信号，平衡分别从每个开关级提供的输出电流，所述调制器还可运行以响应于所述第一输出级和第二输出级中每一个的相应开关事件，忽略从所述第一输出级和所述第二输出级中每一个输出的相应电流。
7.如权利要求6所述的高效放大器系统，其中所述调制器被进一步配置为：在二极管恢复间隔期间，忽略指示至少一个低端开关或至少一个高端开关中的电流的信号。
8.如权利要求6所述的高效放大器系统，其中所述输出级是第一输出级，而所述高效放大器还包括与所述第一输出级协同工作的第二输出级，所述第二输出级可作为线性放大器运行。
9.如权利要求8所述的高效放大器系统，其中所述第一输出级被配置为以所述第一输出级的在第一预定范围内的输出功率驱动负载，所述第二输出级被配置为以所述第二输出级的在第二预定范围内的输出功率驱动所述负载，其中所述第二预定范围小于所述第一预定范围。
10.如权利要求8所述的高效放大器系统，其中所述第一输出级可作为开关模式输出级工作，所述第一输出级包含多个以交叉切换来操作的开关。
11.如权利要求6所述的高效放大器系统，其中所述输出级可作为交叉转换器运行。
12.如权利要求6所述的高效放大器系统，其中所述调制器包含缓冲器，该缓冲器被配置为在开关事件期间临时存储表示所述调制器所用的电流的信号。
13.一种高效放大器系统的运行方法，该方法包括：
用第一输出级输出第一放大信号，所述第一放大信号由所述第一输出级放大；
输出第二放大信号，所述第二放大信号由与所述第一输出级并联耦接的第二输出级放大；
用脉宽调制器控制所述第一输出级和所述第二输出级所包含的多个开关的切换；
用所述脉宽调制器将所述第一输出级和所述第二输出级中每一个所产生的输出功率平衡成基本上相等，根据所述第一输出级和所述第二输出级中每一个的电流输出来平衡该输出功率；以及
在所述第一输出级和所述第二输出级的各个开关事件期间，用所述脉宽调制器忽略所述第一输出级和所述第二输出级中每一个的相应电流输出。
14.如权利要求13所述的方法，其中所述第一输出级和所述第二输出级是所述高效放大器系统所包含的多个开关级中的部分，每个开关级包括多个开关中的至少两个，该方法还包括：所述脉宽调制器将每个开关级产生的输出功率平衡成基本上相等，该输出功率是根据所述多个开关级中每一个的电流输出来平衡的。
15.如权利要求13所述的方法，其中忽略所述第一输出级和所述第二输出级中每一个的电流输出包括：在所述第一输出级和所述第二输出级中每一个所包含的低端开关或高端开关的切换事件期间，忽略所述电流输出。
16.如权利要求15所述的方法，还包括：用所述脉宽调制器缓冲电流信息，在开关事件期间利用所述脉宽调制器使用缓冲的电流信息执行反馈控制。
17.如权利要求13所述的方法，其中所述第一输出级和所述第二输出级中每一个包括高端开关和低端开关，该方法还包括：在所述低端开关或所述高端开关的至少一个中的二极管恢复间隔期间，忽略所述电流输出。
18.如权利要求13所述的方法，其中所述第一输出级和所述第二输出级包含于开关模式转换器中，该方法还包括：用所述脉宽调制器控制所述第一输出级和所述第二输出级以交叉运行。
19.如权利要求13所述的方法，其中所述第一输出级和所述第二输出级包含于所述开关模式转换器中，所述高效放大器系统还包括与所述开关模式转换器协同运行、并联连接的线性放大器，以便为负载供电。
20.如权利要求19所述的方法，还包括：用所述线性放大器的在第一预定范围内的输出功率驱动负载，用开关模式放大器的在第二预定范围内的输出功率驱动负载，所述第二预定范围大于所述第一预定范围。
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