JP2003502986A

JP2003502986A - 電荷転送装置及びその方法

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Publication number: JP2003502986A
Application number: JP2001503188A
Authority: JP
Inventors: リンペシャー、ルドルフ; アール．リンペシャー、エリック
Original assignee: リンペシャー、ルドルフ; アール．リンペシャー、エリック
Priority date: 1999-06-10
Filing date: 2000-06-09
Publication date: 2003-01-21
Anticipated expiration: 2020-06-09
Also published as: US6118678A; PL353824A1; CZ298857B6; CA2376185C; EP1192625B1; CN1360727A; AU764384B2; NO20015948D0; MY120620A; ZA200109962B; HK1045757B; EP1192625A4; KR100694683B1; ES2293910T3; TR200103563T2; ATE373311T1; EP1192625A1; KR20020023951A; MXPA01012673A; CN100354993C

Abstract

(57)【要約】電荷蓄積装置（２５）と複数の第１ノードを有する第１電力端子（１１）の間で電荷を転送するための装置及びその方法。この方法では、誘導部（２２）を介して電荷蓄積装置と複数の第１ノードにおける第１の第１ノードとの間で電荷が交換され、所定の電荷が電荷蓄積装置と第１の第１ノードとの間で交換された時、第１の第１ノードは複数の第１ノードの第２の第１ノードと置き換えられる。電荷は、誘導部を介して電荷蓄積装置と第２の第１ノードの間で交換される。好ましくは、電荷蓄積装置と第１の第１ノードとの間で交換される電荷と、電荷蓄積装置と第２の第１ノードとの間で交換される電荷の比率は、第１の第１ノードと第２の第１ノードから引き出される電流の比率に等しい。電荷はまた、電荷蓄積装置と第２電力端子（１２）との間でも同様の方法を用いて交換できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】発明の背景発明の分野本発明は一般的に電力変換の分野に関し、特に、交流電流から交流電流（ＡＣ
／ＡＣ）電力変換、交流電流から直流電流（ＡＣ／ＤＣ）電力変換、ＤＣ／ＡＣ
反転、ＤＣ／ＤＣ電力変換、及びボルト・アンペア無効（ＶＡＲ）制御のための
電荷転送装置と方法に関する。本発明は広い範囲の用途に適用されるが、特に電
力発電所の電力配電配送システム、産業、商業及び海洋での用途に適している。

【０００２】従来技術の説明非線形装置、例えば、ダイオードやサイリスタブリッジを用いた標準的なＡＣ
／ＤＣ整流装置は、電力を装置に供給する三相ＡＣ電源上に高調波や無効電力を
生じさせる。高調波や無効電力は入力位相の不均一な負荷によって生じる。すな
わち、電流は入力ＡＣ位相電圧が出力ＤＣ電圧より大きい時その位相から引き出
され、入力ＡＣ位相電圧が出力ＤＣ電圧より小さい時位相から電流は引き出され
ない。

【０００３】通常、所望のＡＣモータ電圧や周波数を得るためにＡＣ／ＤＣに続いてＤＣ／
ＡＣ変換を必要とする可変速モータ駆動装置やバックアップ電源の普及に伴い、
ＡＣ電源の波形の歪が新たに生じている。船舶の発電機や商用電力の送電線網等
の、電源の波形が劣化するにつれて、正常な動作のために歪の無い電源を必要と
する装置に異常が発生することがある。従って、電力変換装置に対するニーズがあり、また従って、ＡＣ電源の波形の
歪を低減する方法のニーズがある。

【０００４】発明の概要本発明は、このニーズに対応しようとするものであり、共振電荷転送装置（Ｒ
ＣＴＡ）、差動及び順次共振電荷交換（ＤＳＣＩ）法にその根拠を置くものであ
る。本明細書に記載したＲＣＴＡ及びＤＳＣＩ法は、従来の電力変換装置に対し
て、特にＡＣ電源の波形の歪を低減するという点において優れている。

【０００５】ＲＣＴＡは、入力位相の電流比率に比例して、多重位相電源の全位相から電荷
を引き出すことによってこの問題を解決する。これによって、高調波の無い電力
を生成し、力率１で電力を引き出し、ＡＣ電源へ無効電力を挿入することがない
。

【０００６】更に、ＲＣＴＡは双方向であるため、基本周波数で多相ＡＣ電源へ高調波の無
い電流を注入することができると共に、所望の周波数と位相で正弦波電流波形を
合成することができる。

【０００７】一般的に、ＲＣＴＡは２サイクルで動作する。第１サイクルで、所望の電荷を
電源の各位相から引き出しエネルギ蓄積装置を充電する。第２サイクルで、エネ
ルギ蓄積装置の電荷はＲＣＴＡの出力を介して放電される。一秒間当り多数の動
作サイクルによって、ＲＣＴＡは電源から電荷を抽出し、ＲＣＴＡの出力を介し
てその電荷を注入し、所望の出力波形を形成することができる。

【０００８】これらの電荷転送では、入力端子からの又は入力端子への実効エネルギ転送を
行う場合や転送を行わない場合がある。電荷交換を繰返すことによって、実効及
び被制御電力潮流が入力端子から出力端子へ発生したり、あるいは電荷交換の繰
返しによってＡＣ電源の無効電力を制御したりすることができる。

【０００９】ＲＣＴＡに印加された電力は、多相ＡＣあるいはＤＣのいずれかの場合である
。生成された出力波形は、所望の電圧と周波数を有する多相ＡＣや所望の電圧レ
ベルと極性を有するＤＣのいずれかである。変換はＡＣからＡＣあるいはＤＣ、
またＤＣからＡＣあるいはＤＣである。

【００１０】電力潮流制御の場合、ほとんどの用途において、電荷蓄積装置と出力との間の
電荷交換に続く電源と電荷蓄積装置との間の電荷交換によって電荷交換が起こる
。しかしながら、入力端子と出力端子間での直接電力潮流を実現することができ
る。

【００１１】電荷交換プロセスを制御することによって、電流は端子から又は端子へ注入す
ることができるが、低域通過フィルタによって平均化されれば、実際にはリップ
ルの無い電流を生成することができる。

【００１２】本発明の利点は、自己すなわち自然整流モードで動作するハイパワーサイリス
タを利用できることである。従って、絶縁ゲートバイポーラトランジスタやゲー
トオフ装置を用いたパルス幅変調（ＰＷＭ）反転器等の開スイッチが不要である
。その結果、スイッチの開制御のための回路が不要となる。

【００１３】本発明は、約３０年間用いられてきた従来のサイリスタを用いることができる
。数多くの従来のパワー電子回路と異なり、本発明に利用されているパワー電気
構成要素は入手可能であり又新規開発の必要がない。また、これらの装置は最も
高い電圧定格、電流定格、及びどのパワー電子スイッチよりも低い順方向電圧降
下の１つを有している。これらの装置はまた損失が小さく、廉価であり、また高
電圧及び高電流定格で入手可能である。従って、ＲＣＴＡは、ハイパワー及び高
電圧用途に対して既存の技術で拡大が可能である。

【００１４】ＲＣＴＡ及びＤＳＣＩ法の場合、数多くの用途がある。例えば、ＲＣＴＡは、
通常の中間ＤＣリンク無しで電力転送が起こっている状態で、ＡＣ／ＡＣ変換器
に用いることができる。また、これはＡＣ／ＤＣ整流器、ＤＣ／ＡＣ反転器、Ｄ
Ｃ／ＤＣ変換器、多重ポート変換器、高調波補償器、ＶＡＲ補償器、及び電子変
圧器として用いることができる。

【００１５】ＲＣＴＡの特徴は、多相ＡＣ電力の多相ＡＣ又はＤＣのいずれかへの高調波の
無い変換である。これは、入力位相の電流比率に比例して、２つの入力位相から
電荷蓄積装置を差動充電することによって、また引続き第３位相によって２つの
位相の内、１つの位相を置き換えること（差動及び順次共振電荷交換と呼ぶ（Ｄ
ＳＣＩ））によって実現される。

【００１６】制御された間隔での充電を実行すると、多相ＡＣ電源の負荷をＡＣサイクルの
任意の部分で所望の電力レベルにすることができる。多相ＡＣ電源に均一に負荷
をかけると、電力のバランスを維持し又一定に保つことができる。充電を制御す
ることによって、入力電圧と同相である入力から電流を引き出すことができ、従
って、入力電力は力率１を有する。このことによって、位相角補正あるいはＲＣ
ＴＡの入力におけるＶＡＲコンデンサの必要が無くなる。この技術は三相ＡＣ電
力システムに限定されるものではなく、あらゆる多相システムに拡張することが
できる。

【００１７】放電を制御することによって、ＡＣ／ＡＣ変換器は出力周波数と位相を合成す
ることができる。更に、ＡＣ／ＡＣ変換器はＡＣ電源から発電機等の他のＡＣ電源によって決定
される周波数と位相を有するＡＣ端子へエネルギを転送することができる。注入
された電荷は、有効ＡＣ電力を転送するために、他のＡＣ電源の電圧と同相にす
ることができる。あるいは、注入された電荷は、電力転送に無効電力を含むよう
に、他のＡＣ電源の電圧と位相がずれた電荷の何分の１かを含むことができる。
この動作モードによって、異なる位相、電圧及び周波数を有する、１つのＡＣ電
源からもう１つのＡＣ電力へ電力の制御転送を行うことができる。

【００１８】ＡＣ／ＡＣ変換器の用途は、異なる電圧のシステム間の電力転送動作を制御す
ることである。これによって、電圧、位相、及び周波数が不安定なシステムへ制
御された電力潮流を供給することができる。例えば、ＡＣ／ＡＣ変換器は、所望
の電力潮流を制御するためにゲートウェイ制御装置として電力配送配電線網に用
いてもよい。ゲートウェイ制御装置はＡＣ配電線によって電力潮流を制御するこ
とができ、また配電線の熱的制限範囲内に電力潮流を規制することができる。ま
た、ゲートウェイ制御装置は、１つの領域のＡＣ電力システムから隣接するＡＣ
電力システムへ電力を転送するために用いることができる。これによって、イー
スタ（Ｅａｓｔｅｒ）、テキサス（Ｔｅｘａｓ）、メキシカン（Ｍｅｘｉｃａｎ
）及びカネディアン（Ｃａｎａｄｉａｎ）地域電力配送配電線網間のＤＣリンク
の利用を互いに乗り入れることが可能である。

【００１９】もう１つの用途として、ゲートウェイ制御装置は地域ＡＣ電力配送配電線網の
低調波による不安定を低減するために電力潮流を制御することができる。ＡＣ／ＡＣ変換器のもう１つの用途は、ＡＣ電源の周波数を異なる出力周波数
へ変換することである。この特徴には、数多くの用途があり、その１つは可変速
モータ駆動装置の用途である。ＡＣ／ＡＣ変換器は、ある特定の範囲において、
そのモータに合わせて電圧、周波数、位相、有効電力、及び無効電力をダイナミ
ックに連続的に制御することができる。ＡＣ／ＡＣ変換器は双方向電力潮流に対
して制御できるため、モータはまた全四象限動作用のダイナミックブレーキ動作
に対して制御することができる。

【００２０】更に、もう１つの用途においては、単相変圧器を充電あるいは放電サイクルの
いずれかに挿入した状態で、ＲＣＴＡは、出力電圧調整、周波数変更、位相制御
機能を有する電子変圧器とすることができる。この入力及び出力はＤＣあるいは
ＡＣのいずれでもよい。

【００２１】単相変圧器は、広い範囲で既述のＡＣ／ＡＣ電力変換器よりも大きい入力対出
力電圧比変化を提供することができる。単相変圧器は、入力電圧の昇圧又は降圧
に用いることができる。更に、単相変圧器は入力と出力間の電気的に完全な絶縁
を得るために用いることができる。単相変圧器は電子変換器の高周波数部に配置
されるために、磁気コアの寸法を低減することができる。

【００２２】更に、通常のＡＣ変圧器は、常に負荷率とは独立に起動され、低負荷や平均負
荷時、効率が大幅に低下する。本発明においては、変圧器のコアは処理電力が要
求された時にのみ起動されるため、効率は相対的に一定である。

【００２３】変圧器は、入力スイッチと電荷蓄積装置の間に挿入して充電回路の一部にする
ことができ、あるいは、電荷蓄積装置と出力スイッチの間に挿入して放電回路の
一部にすることができる。

【００２４】単相変圧器を挿入すると、ＲＣＴＡを被制御電子変圧器として利用することが
できる。設備用のＡＣ電源の電圧を降圧する必要がある場合、電子変圧器は電圧
変換、出力電圧調整、及びＶＡＲ中性化を実行するのみならず、電子回路のブレ
ーカとして振舞い、機械的なスイッチギアの必要性を無くする。

【００２５】電子変圧器のもう１つの用途は、ＡＣ電源とＡＣ電力配送配電線網間のインタ
ーフェイスである。電力は発電機電圧から伝送電圧に昇圧することができる。発
電機はＡＣ電力配送配電線網の電力周波数で動作する必要はないことから、柔軟
性が飛躍的に大きくなる。例えば、電源はタービン、風力発電機、水力発電機で
あってもよい。発電機が強制的に一定の周波数で動作しない場合、風力及び水力
発電機両者の場合、電力の非常に大きい割合が損なわれることは良く知られてい
る。

【００２６】電子変圧器の更に他の具体例は、ＤＣ工業プロセス用のＡＣ／ＤＣ降圧構造や
直接ＤＣ配電に合わせた、発電機出力のＡＣ／ＤＣ昇圧構造である。ＤＳＣＩ技術をＡＣ／ＤＣ電力整流に用いて、電力処理量を完全に調整して、
最小限のＤＣ出力電圧リップルの充分に制御された出力を生成することができる
。電荷蓄積装置のエネルギはＤＣ出力端子へ共振放電される。

【００２７】好適な実施例において、三相ＡＣ電源はＲＣＴＡの入力端子に印加され、正、
負、又は両極性のＣＤ出力が出力される。標準のブリッジ整流技術とは異なり、
変圧器絶縁は接地システムには不要である。更に、幾つかの整流モジュールを全
個別電力処理量制御と並列に動作させてもよい。

【００２８】ＡＣ／ＤＣ整流器の特徴は、出力極性は、広いＤＣ電圧範囲において、ほぼ瞬
時の極性反転で動作することができる。ＡＣ入力電圧に依存して出力電圧が最大
値に制限される標準の整流プロセスとは異なり、本発明の場合、出力は大幅にブ
ーストでき、能動及び受動構成要素の選択によってのみ制限される。ブースト機
能の意味するところは、数多くの動作の場合、標準電圧を用いて変圧器を無くし
、またＡＣ電源の垂下が非常に大きい場合でも一定の出力を維持することもでき
るということである。この垂下は１サイクル程度であったり、あるいはそれより
長い期間にまたがったりする。

【００２９】数モードの電圧調整が可能であり、例えば、これに限定はされないが、以下の
ものが挙げられる。ａ．選択した時間間隔当りの充電及び放電サイクル数を増やすか減らすことに
よるパルス密度変調。ｂ．電荷蓄積装置の放電サイクルの一部として通常制御される電荷蓄積装置の
残留電圧調整。ｃ．充電サイクルにおける電荷蓄積装置の充電エネルギの制御。ｄ．放電サイクルにおける電荷蓄積装置の放電エネルギの制御。

【００３０】全調整オプションの重要な特徴は、調整の大半が開スイッチを必要とせず、“
ソフトスイッチング”動作の範疇に入ることである。

【００３１】ＲＣＴＡはまたＡＣ／ＤＣ動作を反転することによって、ＣＤ／ＡＣ反転器に
用いることができる。ＤＣ／ＡＣ反転器は、ＡＣ／ＤＣ変換器の場合で上述した
利点を全て有している。

【００３２】ＤＣ／ＡＣ反転器は、ＡＣ電源を、制御された電圧振幅、一定のあるいは可変
周波数、及び選択された位相角で合成することができる。あるいは、エネルギは
ＤＣ電源から、ＡＣ電源によって決定された周波数と位相を有するＡＣ端子へ転
送することができる。ＤＣ／ＡＣ反転器は、注入された電流が電圧と同相の状態
で、有効電力を同時に出力するのみならず、その電流がＡＣ電圧波形に先行又は
遅れた状態で、無効電力を同時に生成することができる。

【００３３】二重モードのＡＣ／ＤＣ整流とＤＣ／ＡＣ反転を利用する１つの用途は、バッ
テリへのエネルギ蓄積である。エネルギは、電力配送配電線網においてＡＣ電力
が利用可能な間、そのＡＣ入力から抽出でき、また蓄積されたエネルギは電力が
必要な時ＡＣ電力配送配電線網へ返すことができる。

【００３４】もう１つの用途は、可変速モータでの用途である。ＤＣ／ＡＣ動作によって、
そのモータの有効及び無効電力需要の両者を供給することができる。ＡＣ／ＤＣ
動作は、反転器がＤＣ電源へ有効電力を出力している状態で、制御されたダイナ
ミックブレーキングの間に適用可能である。

【００３５】ＲＣＴＡは、３つ以上の電力端子を電荷蓄積装置に接続し、多重ポート反転器
を形成するために用いることができる。これらのポートは、双方向電力潮流を有
するように全て構成してもよく、これらのポートは、ＡＣ又はＤＣを組み合わせ
、電荷又はエネルギをこれらのポートのいずれかから他のいずれかのポートへ転
送してもよい。変圧器をそのような多重ポート反転器に組み込んでもよい。これ
によって、電圧レベルの異なる電力端子の接続ができるようになる。多重ポート
反転器には数多くの実用的な用途がある。２つの入力ＡＣ電力バスを、冗長電源
を設けるために用いてもよい。あるいは、同じような３つのポートの構成を、無
停電電源を形成するために電荷蓄積装置と組み合わせることができる。

【００３６】ＲＣＴＡは、静的ボルト・アンペア無効電力（ＶＡＲ）制御装置、高調波補正
器、電圧調整器、あるいはフリッカ制御装置として利用することができる。本発明の他の特徴及び利点は、一部は以下の説明と添付の図面に記載し、また
一部は添付の図面と共に記載された以下の詳細な説明を検討して、当業者には明
らかになり、あるいは本発明を実施することによって理解されるものである。本
発明の利点は、特に添付の請求項に指摘された手段とその組み合わせによって実
現到達されるものである。

【００３７】好適な実施例の説明Ｉ．ＡＣ／ＡＣ電力変換器ａ．回路図１は、周波数変換器と双方向電力潮流機能を有するＡＣ／ＡＣ電力変換器５
として用いられるＲＣＴＡの一実施形態の概略回路図を示す。まずＡＣ／ＡＣ電
力変換器について述べるが、これはＲＣＴＡの基本構造と動作及びＲＳＤＩ方法
を例示するものである。ＲＣＴＡとＤＳＣＩ方法にはいくつか実施形態があるが
、その各基本構造と動作は同じであるか又は類似している。

【００３８】ＡＣ／ＡＣ電力変換器は、変圧器を使用せずＡＣ配送配電線網に直接接続でき
る。これによって、変圧器損失と変圧器に必要な費用、容積、重量が省かれる。
明らかなように、専用の装置が設計され又組み立てられて、異なる入力電圧が必
要である場合、変圧器を用いることができる。

【００３９】ＡＣ／ＡＣ電力変換器５は、三相ＡＣ電源を受けるための三相入力端子１１、
三相低域通過入力フィルタ１０、入力スイッチ部２０、入力誘導部２２、電荷蓄
積装置２５、出力誘導部２６、出力スイッチ部３０、三相低域通過出力フィルタ
４０、及び出力電圧を供給するための三相出力端子１２から構成される。

【００４０】入力フィルタ１０によって、電流リップルは無視できる値になる。更に高周波
のフィルタ処理によって、フィルタのコンデンサ値とインダクタ値の両者が低減
される。入力フィルタ１０は、“Ｌ−Ｃ”すなわち“デルタ”結線において、イ
ンダクタＬｆｉ１、Ｌｆｉ２、Ｌｆｉ３と、コンデンサＣｆｉ３／１、Ｃｆｉ２
／１、Ｃｆｉ２／３から構成される。また、“Ｙ”結線を用いることもできる
。約２０００Ｈｚの切替周波数によって、約６００Ｈｚのカットオフ周波数が低
域通過入力フィルタ用に選択される。

【００４１】入力スイッチ部２０は、三相電源の全位相からの電荷蓄積装置２５の充電を制
御する。入力スイッチ部２０は、６つの入力スイッチ（Ｓｉ１ｐ、Ｓｉ１ｎ、Ｓ
ｉ２ｐ、Ｓｉ２ｎ、Ｓｉ３ｐ、Ｓｉ３ｎ）と、各入力位相用で逆極性の２つのス
イッチから構成される。入力スイッチは、従来のサイリスタでもよい。

【００４２】入力誘導部２２は、電荷蓄積装置２５で構成される共振充電回路の一部である
。入力誘導部２２は、２つの結合インダクタＬａ１とＬａ２を含む。Ｌａ１は、
３つの正入力スイッチ（Ｓｉ１ｐ、Ｓｉ２ｐ、Ｓｉ３ｐ）と電荷蓄積装置２５の
間に直列に結合され、Ｌａ２は、３つの負入力スイッチ（Ｓｉ１ｎ、Ｓｉ２ｎ、
Ｓｉ３ｎ）と電荷蓄積装置２５の間に直列に結合されている。充電インダクタは
１つだけ用いることもできるが、対称的に、２つを示す。

【００４３】電荷蓄積装置２５は、入力位相からの電荷を蓄積し、また蓄積された電荷を出
力端子１２へ放電する。この実施形態において、電荷蓄積装置２５は、インダク
タＬａ１とＬａ２と直列に結合されるコンデンサＣｏを含む。

【００４４】出力誘導部２６は、電荷蓄積装置２５によって構成される共振放電回路の一部
である。出力誘導部２６は、２つの結合インダクタＬｂ１とＬｂ２を含む。放電
インダクタは１つだけ用いることもできるが、対称的に、２つを示す。

【００４５】出力スイッチ部３０は、コンデンサＣｏの放電を制御する。出力スイッチ部２
０は、６つの出力スイッチ（Ｓｏ１ｐ、Ｓｏ１ｎ、Ｓｏ２ｐ、Ｓｏ２ｎ、Ｓｏ３
ｐ、Ｓｏ３ｎ）と、各出力位相用の２つの逆極性スイッチから構成される。出力
スイッチは、従来のサイリスタでもよい。

【００４６】Ｌｂ１は、電荷蓄積装置２５と３つの正出力スイッチ（Ｓｏ１ｐ、Ｓｏ２ｐ、
Ｓｏ３ｐ）の間に直列に結合され、またＬａ２は、電荷蓄積装置２５と３つの負
出力スイッチ（Ｓｏ１ｎ、Ｓｏ２ｎ、Ｓｏ３ｎ）の間に直列に結合される。

【００４７】出力フィルタ４０は、全てのリップルを平滑にし、ほぼ高調波の無い、三相Ａ
Ｃ出力を生成する。出力フィルタ４０は、“Ｃ−Ｌ−Ｃ”すなわち “Ｐｉ”結
線において結合されるインダクタＬｆｏ１、Ｌｆｏ２、Ｌｆｏ３と、コンデンサ
Ｃｆａ３／１、Ｃｆａ２／１、Ｃｆａ２／３、Ｃｆｂ３／１、Ｄｆｂ２／１、Ｃ
ｆｂ２／３から構成される。“Ｐｉ”入力フィルタ構成を選ぶ場合、その回路は
完全な対称形になる。

【００４８】ｂ．ＤＳＣＩ動作ＤＳＣＩ動作と自己整流機能の基となる原理を検証するために、入出力の力率
が１である動作に対する数学的理論について以下に述べる。入出力位相電圧を以下のように定義する。

【００４９】

【数１】また、

【００５０】

【数２】ここで、Ｖ_oはピーク入力位相電圧、ω_iはＡＣ電源の周波数、Ｖ_i1、Ｖ_i2、
Ｖ_i3は、入力位相１、２、３それぞれの入力位相電圧、Ｖ_ouはピーク位相出力電
圧、ω_ouは出力電圧の周波数、そしてＶ_o1、Ｖ_o2、Ｖ_o3はそれぞれ出力位相１、
２、３の出力位相電圧である。

【００５１】瞬時入力位相電圧は｜Ｖ_ii｜≧｜Ｖ_ij｜≧｜Ｖ_ik｜の順であるとし、３つの入
力位相間電圧の内２つは、Ｖ_s＝｜Ｖ_ii−Ｖ_ij｜及びＶ_b＝｜Ｖ_ii−Ｖ_ik｜とし
て定義され、ここでｉ、ｊ、ｋは位相１、２、３とすることができる。

【００５２】コンデンサＣｏを充電し、又サイリスタの自己整流を行うには、ｔ´＝ｔ´₀ において、最高及び最低絶対値位相電圧に対応するサイリスタ、すなわち入力位
相“ｉ”と“ｋ”のトリガがかけられる。このようにして、インダクタＬａ１と
Ｌａ２が直列の状態で、差動電圧Ｖ_bがコンデンサＣｏの両端に印加される。中
間絶対値位相電圧、すなわち入力位相“ｊ”に対応付けられたサイリスタのトリ
ガがかけられるまで、Ｖ_bは印加される。

【００５３】ｔ´₀＜ｔ´＜ｔ´₁である場合、充電電流とコンデンサ電圧は以下の通りで
ある（数学的な便宜上、ｔ´₀をゼロとする）。

【００５４】

【数３】ここで、

【００５５】

【数４】である。ｔ´＝ｔ´₁において、コンデンサ２５の両端にＶ_oの差動電圧を接続するた
めに、位相“ｊ”のサイリスタのトリガがかけられる。更に“ｋ”位相に対応付
けられたサイリスタの反対側の終端にＶ_ijを印加することによって、“ｋ”位相
サイリスタの自己整流が止まる。

【００５６】ｔ´＝ｔ´₂において、コンデンサＣｏが差動電圧Ｖ_C（ｔ´₂）まで完全に
充電される場合、充電電流はゼロになり、充電プロセスが完了する。ｔ´₁＞ｔ
´＞ｔ´₂間の電圧と電流は、数式（５）と（６）によって与えられる。

【００５７】

【数５】

【数６】ここで、

【００５８】

【数７】

【００５９】

【数８】

【００６０】

【数９】

【００６１】

【数１０】位相“ｋ”と“ｊ”から引き出される電荷は次の式によって与えられる。

【００６２】

【数１１】入力から高調波の無い電力を引き出す場合、各入力位相から引き出される電荷
の比率が、入力位相電流の絶対値の比率に等しくなければならない。Ｑ_i＝−（
Ｑ_j＋Ｑ_k）であるために、ｔ´₁は、２つの位相“ｊ”と“ｋ”から引き出さ
れる電荷の比率が、入力位相“ｊ”と“ｋ”の電流の絶対値と同じ比率であるよ
うに選択される。次に、補正電荷もまた、入力位相“ｉ”から引き出される。

【００６３】入力の力率が１である場合、電流比率は入力位相電圧比率と同じである。次に
、以下の通りとなる。

【００６４】

【数１２】数式（１２）を解くと、時間ｔ´₁に対する各入力位相角（ω_iｔ）に対して
固有値が１つ導かれる。ｔ´₁の値を計算して、表中に記憶し、入力位相角に従
って然るべき時間にサイリスタにトリガをかける制御装置によって読み出される
。

【００６５】出力の力率が１である場合、放電動作は上述の充電動作の反対となる。すなわ
ち、２つの最高絶対値出力電圧に対応する出力サイリスタがまずトリガをかけら
れ、次に、最低絶対値出力電圧に対応するサイリスタのトリガがかけられ、出力
位相に注入される電荷の比率が、出力位相電流の比率に等しくなる。

【００６６】ｃ．ＤＣＳＩの動作例１．力率１の場合の動作次に、上述の充電サイクル動作について、図１に示すＡＣ／ＡＣ電力変換器を
用いた具体例を参照して述べる。本例においては、電力が力率１で消費され、従
って、入力位相電圧比率は、入力位相電流比率に等しい。理解を簡単にするため
に、入力位相電流ではなく、入力位相電圧を用いて切替について述べる。

【００６７】入力位相角に８０度（電気的な角度）を選択する。４８０ボルト（Ｖ）、６０
ヘルツ（Ｈｚ）、三相ＡＣ入力の場合、位相電圧は、Ｖ_i1＝３８６Ｖ、Ｖ_i2＝−
２５２Ｖ、及びＶ_i3＝−１３４Ｖである（数式１ａ乃至１ｃを参照）。

【００６８】充電プロセスは、ｔ´＝ｔ´₀において、Ｓｉ１ｐ（最高絶対値位相電圧に対
応するサイリスタ）とＳｉ３ｎ（最低絶対値位相電圧に対応するサイリスタ）に
トリガをかけることによって開始する。従って、位相間の電圧Ｖ_b＝５２０Ｖが
、インダクタＬａ１とＬａ２の入力両端に印加される。コンデンサＣｏの初期電
圧は０Ｖであり（数式３ｂを参照）、図２に示すように、コンデンサを流れる充
電電流Ｉｃｉはサイン波で始まる（数式３ａを参照）。入力位相１の電流Ｉ１ｉ
は、充電電流Ｉｃｉと同じであり、入力位相３の電流Ｉ３ｉは、充電サイクルの
第１部分の場合、Ｉ１ｉと反対である。

【００６９】ｔ´＝ｔ´₁において、サイリスタＳｉ２ｎ（中間絶対位相電圧に対応するサ
イリスタ）のトリガがかけられる。入力位相２の電圧−２５２Ｖは、Ｓｉ３ｎに
帰還バイアスをかけて、オフの場合は自己整流を行う。これによって、入力位相
３からの充電プロセスは終了する。

【００７０】充電サイクルの第２部分の場合、差動入力電圧は、Ｖ_C＝６３８Ｖである。イ
ンダクタを流れる充電電流ＩｃｉとコンデンサＶｃ両端の電圧は瞬時に変化でき
ないために、ＩｃｉとＶｃは、サイリスタＳｉ２ｎのトリガがかけられた時変化
しない。電荷移動は継続され、コンデンサＣｏが最大電圧に達し、またコンデン
サを流れる充電電流がゼロになった時終了する。導通状態のサイリスタＳｉ１ｐ
とＳｉ２ｎは、この時点で自己整流がオフになる。

【００７１】数式（１２）を用いて、Ｃｏ＝２００μＦ及びＬａ１＋Ｌａ２＝５０μＨとす
ると、サイリスタＳｉ２ｎは、ｔ´₁＝１３６μ秒においてトリガがかかり、ｔ
´₂＝３３４μ秒においてオフ状態になる。図２に示すように、正入力位相１か
ら引き出される電流は、２つの負入力位相３と２の和であり、逆極性である。ト
リガがかかる時間ｔ´₁は、相２と３から引き出される電荷の比率が、相２と３
の入力位相電圧に正比例するように選択された。またこれによって、入力から引
き出されるエネルギが入力電圧の２乗に比例するようになる。

【００７２】次に、放電動作について述べる。本例においては、出力電力の力率は１であり
、従って、出力位相電圧比率は、出力位相電流比率に等しい。理解を簡単にする
ために、出力位相電流ではなく、出力位相電圧を用いて、切替について述べる。

【００７３】ｆ_ou及びＶ_ouと定義される出力周波数及び電圧振幅を用いて、出力電圧の必要
条件を決定できる。例えば、出力位相角に１７０度（電気的角度）を用いると、
３つの出力位相電圧の必要条件は、Ｖo₁＝６８Ｖ、Ｖ_o2＝３００Ｖ、及びＶ_o3＝
−３６８Ｖである（数式２ａ乃至ｃを参照）。

【００７４】図２に示すように、放電サイクルは、充電サイクルの後に始まる。２つの最高
絶対値位相電圧が最初に放電される。図１において、ｔ´₃＝３３５μ秒におい
てＳｏ２ｐとＳｏ３ｎのトリガがかかる。従って、コンデンサＣｏの全電圧が、
出力位相２と３の両端に接続される。

【００７５】放電電流Ｉｃｏは、サイン波として始まり、サイリスタＳｏ１ｐのトリガがか
けられ、最低絶対値位相電圧すなわち位相１にコンデンサＣｏの正端子が接続さ
れると、ｔ´₄で変化する。出力位相１の電圧は出力位相２の電圧よりも低いた
めに、サイリスタＳｏ２ｐの自己整流がオフになり、放電は出力位相１と３上で
継続する。相２と１に注入される電荷の比率は、出力位相２と１の出力位相電圧
に正比例する場合、本例において、ｔ´₄＝５７９である。

【００７６】Ｃｏの電圧がｔ₅でゼロになった時、Ｃｏが逆方向に再充電されないようにフ
リーホイールスイッチＳｗｏ２９がオンになる。従って、出力インダクタＬｂ１
とＬｂ２に蓄積された残留エネルギは、出力位相３と１の両端に印加される。更
に出力インダクタを流れる電流がゼロになった時、サイリスタＳｏ１ｐ、Ｓｏ３
ｎ、Ｓｗｏは自己整流の状態になり、次の充電サイクルが始まる。

【００７７】２無効電力注入と出力電圧ブースト上述の例において、必要なエネルギが分散した状態で、平衡状態で、高調波が
無く、力率が１である出力を得るために、出力サイリスタＳｏ１ｐのトリガ動作
が選択された。ほとんどの負荷は無効電力を引き出し、電力変換器はその分を供
給しなければならないために、これは特別な場合であって一般的ではない。更に
出力電圧の必要条件は、入力電圧の必要条件よりも大きくい場合があり、その場
合、コンデンサＣｏはより高い電圧に充電しなければならない。

【００７８】無効電力を供給しまた電圧をブーストするための動作については、図３を参照
し次の例において述べる。出力位相電圧比率は、無効電力出力の場合、出力位相
電流比率と等しくないために、線間電流を用い切替について述べる。

【００７９】有効電力成分のみが引き出されるために、充電プロセスは、前述の例と同様で
ある。しかしながら、初期残留コンデンサ電圧によって、電圧ブーストが起こる
。残留コンデンサ電圧はー１００Ｖであり、ゼロではないために、サイリスタＳ
ｉ２ｎのトリガ動作は、ｔ´₁＝１３６μ秒からｔ´₁＝１３４μ秒にわずかに
シフトする。

【００８０】数式（２ａ）乃至（２ｃ）によって支配される出力電圧と３０度（電気的角度
）（π／６）だけ出力電圧より位相が進んだ出力電流を用いると、出力位相電流
の必要条件は以下の通りである。

【００８１】

【数１３】位相電流は、｜Ｉ_o2｜＞｜Ｉ_o3｜＞｜Ｉ_o1｜の順である。出力位相２は、最高
絶対値電流の必要条件を有し、正であるために、サイリスタＳｏ２ｐは放電の全
期間中オン状態を維持し、Ｓｏ１ｎとＳｏ３ｎはその放電期間を共有する。

【００８２】これは、無効電力の必要条件のために、前述の例とは異なる放電切替シーケン
スである。前述の例においては、Ｓｏ３ｐは放電の全期間中オン状態を維持し、
Ｓｏ１ｎとＳｏ２ｎはその放電期間を共有していた。

【００８３】もう１つの違いは、コンデンサＣｏが電圧―１００Ｖで始まることである。こ
の制御された残留電圧は、以前の放電の残りであり、入力エネルギをブーストし
、そのため、電力量が増加する。

【００８４】更にもう１つの違いは、Ｃｏの最大電圧が１１９４Ｖから１２９４Ｖに増加す
ることであり、この差は、残留コンデンサ電圧が負開始値によって決まる。この
ことによって、エネルギ量は約１８％増加することになる。一定の変換器周波数
で動作すると、電力量は同じ割合だけ増加する。

【００８５】無効電力の供給に加えて、出力電圧の必要条件は、１０％増加し位相間出力５
２８Ｖｒｍｓになる。従って、電力はより低い電圧配送配電線網から、より高い
電圧配送配電線網へ移動することができ、この場合、４８０Ｖから５２８Ｖへ移
すことができる。

【００８６】サイリスタＳｏ２ｐは、ｔ´₃＝３６０μ秒でトリガがかけられる。サイリス
タＳｏ３ｎは、更に大きい負電圧値を有するために、それもまたｔ´₃でトリガ
がかけられる。ｔ´₄＝５７８μ秒において、Ｓｏ１ｎのトリガがかけられる。
この時間が選択されるのは、出力位相１と３から引き出される電荷の比率が、相
１と３の出力電流の比率に等しくなる時間であるためである。出力位相１の電圧
（６８Ｖ）は、出力位相３の電圧（−３６８Ｖ）よりも高いために、サイリスタ
Ｓｏ３ｎは自己整流がオフ状態になる。

【００８７】ｔ´₅＝７０４μ秒において、コンデンサＣｏはー１００Ｖまで再充電される
。これは、次の充電用に選択された残留電圧であるために、フリーホイールスイ
ッチ２９Ｓｗｏのトリガがかけられて、コンデンサ電圧を固定し、コンデンサの
それ以上の再充電を防止する。負残留電圧動作の場合、ＣｏとＳｗｏの間にダイ
オードを追加して、ＣｏのＳｗｏを介した再充電を防止しなければならない。

【００８８】更に、スイッチＳｗｏのトリガをかけた場合、放電インダクタＬｂ１とＬｂ２
の残留エネルギが出力に移動する。フリーホイール電流は、ｔ´₆＝７６０μ秒
でゼロになり、サイリスタＳｗｏ、Ｓｏ１ｎ、Ｓｏ２ｎの自己整流がオフ状態に
なる。これでこの放電サイクルは終了し、前のサイクルと同じ初期条件で、すな
わち残留電圧−１００Ｖで次の充電サイクルを開始することができる。

【００８９】残留電圧の制御には多くの意味が含まれる。残留電圧は、フリーホイールスイ
ッチＳｗｏへのトリガをより早くあるいはより遅くすることによって、小さくし
たり大きくしたりすることができる。このことは、サイクル当たりのエネルギ量
を増減できることを意味する。

【００９０】第２に、残留電圧を制御すると、エネルギは、低い電圧電源から高い電圧端子
に移動することができる。原理的には、このブーストモード動作によって、電圧
をどのようなレベルにでも設定できる。実際、変圧比はサイリスタとコンデンサ
の定格電圧によって制限される。しかしながら、特定の電圧用に設計された電力
変換器は、垂下入力電源で動作させることができ、回路要素に負荷を及ぼすこと
なく定格の出力電力を生成することができる。電力変換器もまた、正の残留電圧
で動作することができる。このことによって、サイクル当たりのエネルギ量が下
がり、小さい電力量が必要な間、電力変換器の動作は高調波レベルを制限するの
に充分な周波数で行われる。

【００９１】第３に、有効及び無効出力電力の必要条件は、完全に制御できる。出力電圧の
位相角が同じである場合、注入される出力電流は、出力電圧と完全に同相になり
、９０度（電気的角度）だけ完全に出力電圧より進むかあるいは遅れるか、又は
、その中間のあらゆる角度になる。しかしながら、位相角が大きくなるにつれて
、最小残留電圧も高くならなければならない。最後に、位相角の差が完全に９０
度になると、実エネルギの移動が無いために、残留電圧は初期電圧と同じになる
が、極性は逆になる。

【００９２】第２のフリーホイールスイッチ２１Ｓｗｏｒを用いて、電力変換器は、双方向
電力変換器として動作できる。電力が左から右へ流れる場合、コンデンサＣｏは
正に充電される。反対に、電力が右から左へ流れる場合、コンデンサＣｏは負に
充電される。

【００９３】スイッチＳｗｉは、充電動作において、左から右への電力潮流用の入力スイッ
チを開くために用いられ、一方Ｓｗｉｒは、右から左への電力潮流用として、ス
イッチを開くために用いられる。

【００９４】ｄ．一般的な動作上述の例から、スイッチの自己整流を行なう電荷交換と切替の一般的な方法を
創り出すことができる。任意の入力位相角に対する充電サイクルの一般的な方法
は、以下の通りである。

【００９５】１）（ｉ）最高絶対値を有する入力位相電流に対応し、（ii）最高絶対値を有
する入力位相電流と同じ極性の、入力サイリスタにトリガをかける。２）残る２つの入力位相の内、（ｉ）段階１においてトリガをかけられた入力
サイリスタとは逆極性で、（ii）（ａ）その逆極性が正の場合には、より小さい
正電圧値を有する出力位相に対応して、（ｂ）その逆極性が負の場合には、より
小さい負電圧値を有する出力位相に対応して、入力サイリスタにトリガをかける
。

【００９６】３）（ｉ）段階１においてトリガをかけられた入力サイリスタとは逆極性で、
（ii）残る２つの入力位相から引き出される電荷の比率が、残る２つの入力位相
の入力電流比率に等しくなる時間において、残る２つの入力位相の内、もう１つ
の入力サイリスタにトリガをかける。

【００９７】任意の出力位相角に対する放電サイクルの一般的な方法は、以下の通りである
。１）（ｉ）最高絶対値を有する出力位相電流に対応して、（ii）最高絶対値を
有する出力位相電流と同じ極性の、出力サイリスタにトリガをかける。

【００９８】２）残る２つの出力位相の内、（ｉ）段階１においてトリガをかけられた出力
サイリスタとは逆極性で、（ii）（ａ）その逆極性が正の場合には、より大きい
正電圧値を有する出力位相に対応して、（ｂ）その逆極性が負の場合には、より
大きい負電圧値を有する出力位相に対応して、出力サイリスタにトリガをかける
。

【００９９】３）（ｉ）段階１においてトリガをかけられた出力サイリスタとは逆極性で、
（ii）残る２つの出力位相に注入された電荷の比率が、残る２つの出力位相の出
力電流比率に等しくなる時間において、残る２つの出力位相の内、もう１つの出
力サイリスタにトリガをかける。４）コンデンサ電圧が所定の残留電圧に達した場合、フリーホイールスイッチ
にトリガをかける。

【０１００】 II．ＡＣ／ＤＣ整流器ＲＣＴＡは、ＡＣ／ＤＣ整流器として利用することができる。図１における出
力は、出力位相の内、２つの出力位相の電圧と電流が互いに同等であるが、逆極
性となるように制御することができる。

【０１０１】例えば、出力位相角が６０度（電気的角度）の場合、出力位相電圧は、Ｖ_o1＝
＋０．８７Ｖ_ou、Ｖ_o2＝０．０Ｖ、及びＶ_o3＝−０．８７Ｖ_ouである（数式２参
照）。正電荷が第１出力位相に注入され、第２出力位相には電荷が注入されず、
負電荷が第３出力位相に注入されるために、この出力位相角で継続する動作によ
って、ＤＣ出力が生成される。第２位相にはエネルギや電荷が注入されないため
に、無視することができ、２端子構成でその出力が行われる。次に、出力位相１
と出力位相３の間の電圧は一定電圧で維持することができ、従って、ＤＣ電源を
表す。

【０１０２】入力と出力の間には電気的な接続が無いために、正端子と負端子のいずれかを
接地することによって、正及び負ＤＣ電源を有することができる。２つの端子の
いずれも接地しないと、ＤＣ電源は常に変動する。

【０１０３】ＤＣ放電プロセスは、ＡＣ放電プロセスの一部であり、上述の例の場合、放電
サイクルの開始時サイリスタＳｏ１ｐとＳｏ３ｎにトリガをかける段階を含む。
コンデンサＣｏが所定の残留電圧に達すると直ちに、フリーホイールスイッチＳ
ｗｏは、ＡＣ出力動作に対するようにトリガがかけられる。このことによって、
コンデンサＣｏの再充電と、また出力位相１と３への出力充電インダクタＬｂ１
とＬｂ２に蓄積される残留エネルギの移動が停止する。出力電流がゼロになると
、３つのサイリスタＳｏｐ１、Ｓｏｎ３、Ｓｗｏ全ての帰還バイアスが始まり、
自己整流がオフ状態になる。

【０１０４】残りのスイッチＳｏ１ｎ、Ｓｏ２ｐ、Ｓｏ２ｎ、Ｓｏ３ｐは使用されないため
、図１の回路から取り去ることができる。双方向動作の場合、２つのサイリスタ
Ｓｏ１ｎ、Ｓｏ３ｐが必要となる。

【０１０５】代表的な最大ＤＣ出力電圧は、ブーストモード動作無しでＡＣ入力電圧の二乗
平均（ＲＭＳ）の約６０％である。ブーストモード動作において、出力電圧は、
残留電圧制御で上昇する。更に出力位相は、１放電サイクルから次のサイクルに
１８０度（電気的角度）変えることができ、ＤＣ極性は完全に反転することがで
きる。

【０１０６】この高調波の無い整流器の力率は１である。電力が誘導発電機から引き出され
る場合、その充電サイクルは、無効電力を引き出すように制御され、必要な励起
電流を提供する、すなわち、電源に対して力率を改善することができる。

【０１０７】 III．ＤＣ／ＡＣ反転器逆方向にＡＣ／ＤＣ整流器を動作すると、ＡＣ側にブーストモード機能と無効
電力制御の両方を有するＤＣ／ＡＣ反転器となる。ＤＣ充電プロセスは、ＡＣ充電プロセス動作の一部である。ＡＣ入力位相角を
６０度（電気的角度）と仮定すると、位相電圧は、Ｖ_i1＝＋０．８７Ｖ_o、Ｖ_i2 ＝０．０、及びＶ_i3＝−０．８７Ｖ_oである（数式１参照）。力率が１である場
合、位相２から引き出される電荷は無く、入力電圧Ｖ_oは１．７３Ｖ_oである。
充電プロセスは、入力サイリスタＳ_i1pとＳ_i3nにｔ´＝０でトリガをかけるこ
とによって始まる。充電プロセスは、Ｖ_bを値１．７３Ｖ_oに置き換えて、数式
３ａと３ｂに基づいて進行する。充電プロセスは、充電電流がｔ´₂＝π／ωｏ
でゼロになるまで継続される。数式３ｂによれば、最大コンデンサ電圧は、入力
位相１と３間の入力電圧の２倍となる。

【０１０８】３相ＡＣ電力電源を、同一入力電圧１．７３Ｖ_oを有するＤＣ電源Ｖ_DCに置き
換えると、同じ充電条件を得ることができる。正ＤＣ端子はＳｉ１ｐの入力に、
また負端子はＳｉ３ｎに結合される。

【０１０９】充電プロセスにおいて他のサイリスタが使用されないために、残りの４つの入
力サイリスタを取り去ることができる。しかしながら、双方向動作の場合、サイ
リスタＳ_i1nとＳ_i3pが必要となる。

【０１１０】 IV．ＤＣ／ＤＣ変換器図１の回路はまた、ＤＣ／ＤＣ変換器として用いることができる。ＤＣ充電プ
ロセスは、ＤＣ／ＡＣ整流器の充電プロセスと同じであり、又ＤＣ放電プロセス
は、ＡＣ／ＤＣ整流器の放電プロセスと同じである。

【０１１１】図４は、双方向機能を有するＤＣ／ＤＣ変換器の基本構成を示す。ＤＣ電源は
、ＤＣ入力端子５０に印加され、その端子は、入力フィルタ５２を介して入力ス
イッチ部５４に結合される。充電インダクタＬａ１とＬａ２、コンデンサ２５、
出力インダクタＬｂ１とＬｂ２、及びフリーホイールスイッチ２１と２９はその
ままである。出力スイッチ部５６と出力フィルタ５７は、入力スイッチ部５４と
入力フィルタ５２と同じである。

【０１１２】一方向の電力潮流だけが必要な場合、サイリスタＳｉ１ｎ、Ｓｉ２ｐ、Ｓｗｏ
ｒ、Ｓｏ１ｎ、Ｓｏ２ｐは、無くすことができる。更に、入出力用の負端子を同
じ電位にできる場合、構成要素の全追加分と回路の下部を無くすことによって、
回路を大幅に簡素化できる。

【０１１３】２つのスイッチによる順方向の電圧降下が、最小限に規制されたＤＣ／ＤＣ機
能の主な損失である。その動作には、スイッチを開く必要が無く、サイリスタは
、“ソフトスイッチング”動作と自己整流に用いることができる。

【０１１４】同じ制御規則は、ＡＣ／ＡＣ変換器制御の場合のように、このＤＣ／ＤＣ変換
器にも当てはまる。電力は反転器周波数と残留電圧両者によって制御することが
できる。残留電圧で動作すると、電力は、低い電圧ＤＣ電源から高いＤＣ出力へ
移動することができる。入力又は出力充電インダクタのいずれかを単相変圧器と
置き換えると、後の項で述べるように、大きい電圧上昇又は電圧下降を伴うＤＣ
電力移動が可能となる。電圧比率は、変圧器の巻数比と反転器の追加調整機能に
よって決定される。

【０１１５】Ｖ．多重ポート変換器図１の電力変換器において、１つの入力部（入力フィルタ１０と入力スイッチ
２０）と１つの出力部（出力スイッチ３０と出力フィルタ４０）は、電荷蓄積装
置２５に結合される。２つのフリーホイールスイッチ２１、２９を用いて、入出
力部両者を、入力あるいは出力として用いることができる。これらスイッチの機
能は、あるサイクルから次のサイクルへと切替えてもよい。

【０１１６】電荷蓄積装置２５、フリーホイールスイッチ２１、２９、入力誘導部２２、及
び出力誘導部２８は、中央部３３を構成する。インダクタの数は、コンデンサＣ
ｏに直列に単一インダクタを配置して、４つから１つに減らして、共振充電と放
電期間を同じにしてもよい。

【０１１７】中央部３３へ３箇所以上接続することによって、入力、出力、あるいは双方向
部を追加してもよい。図５は、３つの同じ入力／出力スイッチ部２０と入力／出
力フィルタ１０を介して中央部３３に接続される３つのＡＣ端子６２、６４、６
６から構成される多重ポート変換器を示す。更に、２つのＤＣ端子５０、５９は
、ＤＣ電源とＤＣ負荷を接続する場合、入力／出力フィルタ５２、５７、及び入
力／出力スイッチ部５４、５６を介して中央部３３と結合することができる。

【０１１８】この構成によって、複数の電源と負荷を用いることができる。電力は、複数の
電源から、時間インターリーブ方式で引き出すことができる。すなわち電力は、
ある電源から次の電源へゆっくりと、あるいは、ある充電サイクルから次のサイ
クルに移すことができる。多重ポート変換器は、ＤＣとＡＣの両電源及び負荷を
用いて動作できるために、多重ポート変換器によって、動作上の柔軟性が最大に
なる。

【０１１９】 VI．同時入出力電荷交換による電力変換器図６は、同時差動及び順次電荷交換プロセスを利用した電力変換器の概略回路
を示す。この回路は、ＡＣ／ＡＣ電力変換器として構成されるが、この回路はＡ
Ｃ／ＤＣ整流、ＤＣ／ＡＣ変換、及び直接ＤＣ／ＤＣ変換用にも同様に構成する
ことができる。

【０１２０】この回路の動作が図１の回路の動作と異なる点は、エネルギが、まず入力から
コンデンサに移動する代わりに入力から出力に直接移動し、また、順次動作にお
いては、コンデンサから出力に移る点である。

【０１２１】図１の回路との関連において述べたように、電流の向きが時計方向（ＣＷ）の
場合、この回路は、同じ入力スイッチ（Ｓｉ１ｐｕ、Ｓｉ２ｐｕ、Ｓｉ３ｐｕ、
Ｓｉ１ｎｌ、Ｓｉ２ｎｌ、Ｓｉ３ｎｌ）、出力スイッチ（Ｓｏ１ｐｕ、Ｓｏ２ｐ
ｕ、Ｓｏ３ｐｕ、Ｓｏ１ｎｌ、Ｓｏ２ｎｌ、Ｓｏ３ｎｌ）、及びスイッチ動作を
用いる。しかしながら、第２組の入力スイッチ（Ｓｉ１ｎｕ、Ｓｉ２ｎｕ、Ｓｉ
３ｎｕ、Ｓｉ１ｐｌ、Ｓｉ２ｐｌ、Ｓｉ３ｐｌ）と出力スイッチ（Ｓｏ１ｎｕ、
Ｓｏ２ｎｕ、Ｓｏ３ｎｕ、Ｓｏ１ｐｌ、Ｓｏ２ｐｌ、Ｓｏ３ｐｌ）によって、反
時計方向（ＣＣＷ）の電流の向きを制御できる。

【０１２２】ＣＷ動作において、正位相は、サイリスタＳｉ１ｐｕ、Ｓｉ２ｐｕ、Ｓｉ３ｐ
ｕの内１つを用いて、上部の中間入力端子Ｐｉｕに切替えられ、一方、上部の中
間出力端子Ｐｏｕは、サイリスタＳｏ１ｐｕ、Ｓｏ２ｐｕ、Ｓｏ３ｐｕの内１つ
を用いて、出力位相の１つに切替られる。回路を完全に接続すると、下部の中間
出力端子Ｐｏｌは、戻りサイリスタＳｏ１ｎｌ、Ｓｏ２ｎｌ、Ｓｏ３ｎｌの内１
つを介して、別の出力位相に接続され、一方、サイリスタＳｉ１ｎｌ、Ｓｉ２ｎ
ｌ、Ｓｉ３ｎｌの内１つは、下部中間入力端子Ｐｉｌへの１入力位相の内、第２
の入力位相に接続される。これによって、直列共振回路を構成する直列コンデン
サＣｓｕとインダクタＬｂ１を介した回路が完成する。第２コンデンサＣｓｌと
第２インダクタＬｂ２はオプションであるが、対称回路を構成するために追加し
、また用途によっては、絶縁を追加できる等の他の利点がある。

【０１２３】第１の２つの入力サイリスタと、第１の２つの出力サイリスタの選択は、それ
ぞれの充電及び放電動作に対する図１の回路の選択と同じである。２つのコンデンサＣｓｕとＣｓｌの極性が図示された状態で、時計方向の電流
によって、２つの接続入力位相からのエネルギの抽出が行われ、２つの接続出力
位相にそのエネルギが直接蓄積される。入力位相の１つから引き出される電流が
充分な場合、第３入力位相が、選択された入力スイッチによって接続され、充電
プロセスが継続される。

【０１２４】同様に、所望の電荷が出力位相の１つに注入された場合、第３出力位相が接続
され、充電プロセスが継続される。第３入力スイッチの切替は、第３出力スイッ
チの切替の前あるいは後で行うことができるが、この切替えは入出力位相角に依
存している。時計方向の充電プロセスが継続されるにつれて、図示されたコンデ
ンサの極性は反転し、電荷移動が停止する。電荷移動は初期コンデンサ電圧の関
数であり、次に、サイクル当たりの電荷とエネルギ移動は、電圧振幅を用いて制
御できる。

【０１２５】出力電圧が入力電圧よりも低い場合、基本的な理論とモデル化によって、最終
コンデンサ電圧振幅が大きくなると予測される。この電圧上昇を制御するために
、フリーホイールスイッチＳｏｆｗｃにトリガがかけられ、それ以上の再充電を
停止し、残りのインダクタエネルギを出力に移す。電流がゼロになると直ちに、
残る３つのスイッチは自己整流をオフ状態にする。入力スイッチは、Ｓｏｆｗｃ
にトリガがかけられるとオフ状態になる。

【０１２６】出力電圧が入力電圧よりも高い場合、最終コンデンサ電圧は、プロセスが完了
できる場合、低くなる。引き続き動作を行うためにコンデンサの電圧振幅を同一
に維持するために、インダクタ電流がゼロになる前に、ブーストスイッチＳｉｑ
ｃｃにトリガがかけられる。これによって、更なる出力放電は終結するが、適時
トリガがかけられる場合、所望の値までコンデンサの充電が行われる。スイッチ
Ｓｏｆｗｃ、Ｓｉｑｃｃによって、コンデンサ電圧を制御することができ、それ
によって電力潮流も制御できる。

【０１２７】電流が停止して、コンデンサの極性が反転した状態で、ＣＣＷ動作は、上部の
中間入力端子Ｐｉｕ用のＳｉ１ｎｕ、Ｓｉ２ｎｕ、又はＳｉ３ｎｕ、上部の中間
出力端子Ｐｏｕ用のＳｏ１ｎｕ、Ｓｏ２ｎｕ、又はＳｏ３ｎｕ、下部の中間出力
端子Ｐｏｌ用のＳｏ１ｐｌ、Ｓｏ２ｐｌ、又はＳｏ３ｐｌ、及び下部の中間入力
端子Ｐｉｌ用のＳｉ１ｐｌ、Ｓｉ２ｐｌ、又はＳｉｏ３ｎｕ、の選択されたスイ
ッチの１つにトリガをかけることによって開始する。２つのサイリスタＳｏｆｗ
ｃｃ、Ｓｉｑｃｃは、反時計方向動作においてフリーホイールと電圧制御を行う
。

【０１２８】図２で述べたものと同じ条件である場合、入力位相角８０度及び出力位相角１
７０度（電気的角度）で、４８０ＶのＡＣ電源に対する瞬時入出力電圧は、Ｖ_i1 ＝３８６Ｖ、Ｖ_i2＝−２５２Ｖ、Ｖ_i3＝−１３４Ｖ、Ｖ_ou1＝６８Ｖ、Ｖ_ou2＝
３００Ｖ、及びＶ_ou3＝−３６８Ｖである。前述のものと同じ方法を用いて、ス
イッチＳｉ１ｐｕ、Ｓｉ３ｎｌ、Ｓｏ２ｐｕ、Ｓｏ３ｎｌは、ＣＷシーケンスを
開始するためにトリガがかけられる。電流は、正入力位相１から正出力位相２に
流れ、負出力位相３から負入力位相３に戻る。

【０１２９】コンデンサとインダクタによって同じ共振期間が定義された状態で、サイリス
タＳｉ２ｎｌは、約１３６μ秒でトリガがかけられ、サイリスタＳｉ３ｎｌがオ
フ状態になる。約３００μ秒で放電状態となり、正出力サイリスタＳｏ１ｎｐの
トリガがかかり、サイリスタＳｏ２ｐｕがオフ状態になる。

【０１３０】これらの位相角において入力電圧が出力電圧よりも高い（｜Ｖ_i1｜＞｜Ｖ_ou3 ｜）ために、フリーホイールスイッチＳｏｆｗｃのトリガがかけられて２つのコ
ンデンサの再充電が停止する。この時点で、入力サイリスタはオフ状態になる。
約３３４μ秒でエネルギ移動期間になり、出力電流がゼロになり、残りのスイッ
チはオフ状態になる。これでＣＷ動作が終了する。

【０１３１】ＣＣＷ動作では、入力からのエネルギ抽出量と出力へのエネルギ送出量が同一
であり、また各位相接続に対して逆極性のサイリスタが用いられる。このプロセ
スにおいて、電流はＣＣＷであり、コンデンサ極性はその最初の状態に充電され
る。

【０１３２】周期性の動作によって、ほぼ１００％の負荷周期の電力伝達が可能となる。動
作周波数とコンデンサ電圧両者によって、電力量を制御する。電圧を広い範囲に
わたり制御できるために、サイクル当たりの量は、能動及び受動構成要素の電圧
と電流限界によってのみ制限される。電力は、コンデンサ電圧を選択することに
よって全体的に制御できることから、この回路によって、電力量に依存しない高
い反転器周波数の動作が可能になる。これには、要求される電力量が小さい場合
、入出力両者でリップル周波数を低い状態に維持するという利点がある。このよ
うにリップル周波数が低いことによって、出力電力をゼロに維持することができ
、システムは、無効電力の必要量のみを伝達することによって、出力フィルタに
おいて要求電圧を維持する。

【０１３３】この回路を、後述する図７の動的ＶＡＲ補償器（ＤＶＣ）回路と比較すると、
この回路は、出力サイリスタを用いず、ＤＶＣとして動作してもよい。明らかに
拡張された点は、システムが、電力量のみならず、無効入力電力の制御も完全に
行うことができることである。

【０１３４】 VII．高調波補償器図２に示す充電動作の下で、ＡＣ／ＡＣ電力変換器は、出力位相電圧と同相の
正弦波電流を出力する。図３に示す充電動作の下で、電荷移動は、出力電流のあ
る成分が、出力電圧（有効電力）と同相であり、また出力電流の第２の成分が、
出力電圧（無効電力）と位相がずれるように行われる。

【０１３５】電流成分は、ＡＣ出力位相電圧との関係で変更できる。一般的に、現代のマイ
クロプロセッサとプログラム可能論理デバイスの制御下で、あらゆる反復性出力
電流波形は、ＡＣ／ＡＣ電力変換器の復元分解能の範囲内で構成できる。

【０１３６】構成できる最も一般的な電流波形は、第１出力位相電流に対するフーリエ級数
によって与えられる。

【０１３７】

【数１４】他の２つの位相は、同じ電流の数式によって定義されるが、それぞれ１２０度
、１４０度（電気的角度）シフトされる。全ての三相電流の組によって、出力位
相のあらゆる点（ω_ouｔ）において、３つの出力位相全てに要求される電荷伝達
量が供給される。

【０１３８】従って、ＡＣ／ＡＣ電力変換器は、Ｂ₁がゼロの状態で有効電力を伝達するよ
うに構成でき、またＡ₁がゼロの状態でＶＡＲ補償器として構成できる。ＲＣＴＡは、高調波補償器として構成でき、システムの他の負荷によって発生
するラインの高調波を無効にする。そのような高調波補償器を構成する方法は幾
つかある。例えば、高調波補償器は、電源に接続される入力端子あるいは他の何
らかのエネルギ蓄積装置、及び補正が必要な高調波を有するＡＣ電力システムと
結合された出力端子を有することができる。高調波補正システムによって、ＡＣ
サイクル中に、実高調波エネルギ変動量が供給される。更に、高調波電流は、入
力電力と同時に引き出すことができる。

【０１３９】 VIII．ＶＡＲ補償器ＲＣＴＡもまた、動的ＶＡＲ補償器（ＤＶＣ）として利用できる。ＤＶＣは、
無効電力要求量の変化に応じる機能を有するＶＡＲ補償器、あるいはＡＣサイク
ルの一部分におけるＶＡＲである。ＤＶＣは、ＡＣ電源の１０分の一サイクルよ
り小さい時間で、全先行から全遅延まで、無効電力の流れを切替ることができる
。この速さによって、フリッカ制御、電圧調整、及び標準的なＶＡＲ補償を行う
ためのＶＡＲ補償器としてＤＶＣを用いることができる。

【０１４０】ＤＶＣは、ＡＣライン周波数よりもかなり高い内部周波数で動作する。小さい
低周波カットオフフィルタと組み合わせて、ＤＶＣによって引き出される電流は
、高調波が無く、ＩＥＥＥ５１９−１９９２とＩＥＣ５５５−２の両者に完全に
準拠している。

【０１４１】回路動作は、“ソフトスイッチング”とサイリスタの自己整流を行うが、スイ
ッチを開く必要は無く、必要なｄＩ／ｄｔは比較的小さい。高電圧・大電力の性
能を有する標準的ＳＣＲが使用できるために、必要なｄＩ／ｄｔが小さいという
ことは重要である。そのような装置は既に存在しており、高ＤＣ電圧送電や他の
用途用に電力会社において１９７０年以来使用されている。高電圧・大電力サイ
リスタを利用できることによって、工業用途のみならず、マルチメガワットの高
電圧を実用用途にとっても、ＤＶＣトポロジの使用が可能となる。

【０１４２】更に、これまでＳＣＲは、最廉価のパワーエレクトロニクスデバイスであり、
伝導損失も最も少なく、メガボルト動作用のスイッチを構成するために簡単に直
列に設置することができる。そのようなスイッチ組立品のトリガは、直接トリガ
や光ファイバによるトリガに対しても完璧に開発されている。

【０１４３】また残りの構成要素は、標準仕様品であり、更に技術的な発展の必要は無い。ＤＶＣは、上述のＡＣ／ＡＣ電力変換器と同じ共振ＤＳＣＩの原理で動作する
。ＡＣ／ＡＣ電力変換器の場合、第１の電荷交換は、電源から引き出されたエネ
ルギによるコンデンサＣｏの充電動作であった。第２の電荷交換の場合、コンデ
ンサの電荷は、出力端子に放電された。ＤＶＣ動作もまた、２つの同様の電荷交
換を有するが、定常状態の条件下では、実エネルギが、コンデンサＣｏとＡＣ電
力端子の間を移動することはない。実効的な効果は、３つのＡＣライン間のエネ
ルギ変化である。

【０１４４】図７は、動的ＶＡＲ補償器の概略回路図を示す。この回路にはいくつか変更が
あるが、基本動作は、同じあるいは類似している。ＤＶＣは、変圧器を用いることなく、ＡＣ配送配電線網７０に直接接続できる
。このことによって、変圧器損失と、絶縁変圧器の費用、容積、重量が省かれる
。変圧器は、異なる入力電圧が必要な場合、用いることができる。

【０１４５】内部動作周波数は、性能の最適化と、構成要素及び動作費用の最小限化に基づ
き選択する。動作周波数が２４００Ｈｚ付近の状態で、約６００Ｈｚのカットオ
フ周波数を低域通過入力フィルタ７２用に選択して、電流リップルはほとんど無
視できる値になる。高い周波数をフィルタ処理することによって、フィルタコン
デンサ値とインダクタ値の両者が低減される。フィルタ構成要素は、Ｃｆｉコン
デンサとＬｆｉインダクタから成る。フィルタコンデンサは、“デルタ” 結線
で構成されるが、“Ｙ”結線を用いることもできる。

【０１４６】中央部構成要素はコンデンサＣｏ７４である。一般的に、このコンデンサは、
充電サイクルの開始時、残留電圧まで充電される。電荷交換部は２つあり、コン
デンサの両側に示してある。“ａ”電荷交換部７６は左側に、又“ｂ”電荷交換
部７８は右側にある。これら２つの電荷交換部は、コンデンサＣｏの電圧極性を
交互に反転させ、その過程で、３つのＡＣ位相７０から無効電流を引き出す。

【０１４７】 “ａ”電荷交換は、コンデンサＣｏ両端に負残留電圧が印加された状態で始ま
る。充電動作は、入力スイッチ８２の第１スイッチ及び第２スイッチにトリガを
かけ、コンデンサＣｏ両端に、ＡＣ電源の第１位相及び第２位相を接続すること
によって開始する。電荷転送期間は、インダクタＬａの値によって決まる（Ｃｏ
は、他に検討によって決めたように固定する）。“ａ”電気交換部インダクタＬ
ａは、２つのインダクタＬａ１８４とＬｂ２９６として示す。“ｂ”電気交
換部インダクタＬｂは、２つのインダクタ、すなわちＬｂ１８７とＬｂ２８
８として示す。４つのインダクタは全て、コンデンサＣｏと直列な１つのインダ
クタと置き換えることができる。

【０１４８】電荷転送は、正弦波の半分で始まる。“ａ”電荷交換の途中で、第２位相の所
望の電荷が転送され、その後第３位相用のサイリスタにトリガがかかる。充電シ
ーケンスの選択は、第３位相サイリスタの起動によって、第２位相サイリスタに
帰還バイアスがかけられて、自己整流がオフ状態になるように行われる。電荷転
送は継続し、コンデンサを流れる電流がゼロになると終了する。この時点で、２
つの導通状態のサイリスタは、自己整流がオフ状態になり、充電サイクルを完了
する。

【０１４９】 “ｂ”電荷交換は、充電サイクルの後に始まる。“ｂ”電荷交換部は、“ａ”
電荷交換部７６のように、ＡＣ配送配電線網と、同じ電荷交換を行うように構成
される。“ｂ”電荷交換部７８回路が“ａ”電荷交換部７６と異なる点は、その
コンデンサＣｏ８０との接続が“ａ”電荷交換部７６のそれに対して反転されて
いるということである。このように接続が反転されているために、コンデンサＣ
ｏ電圧は、完全に極性が反転する。従って、コンデンサＣｏのエネルギは変わら
ないことから、実電力が消費されたり又配送配電線網に移ったりすることはない
。

【０１５０】図８は、図７に示す動的ＶＡＲ補償器動作の２サイクル分の典型的な電荷交換
波形のグラフを示す。その構成要素は、総電荷交換周波数４０００Ｈｚ用に選択
され、“ａ”及び“ｂ”電荷交換両方に対して毎秒２０００サイクルを実行する
。この動作は、Ｃｏ＝１００μＦとＬａ＋Ｌｂ＝４０μＦで得られる。選択され
たＡＣ電圧は４８０Ｖであり、図８に示す交換波形は、入力位相角４０度（電気
的角度）の場合である。図７に示すフリーホイールスイッチＳｗａ、Ｓｗｂはそ
の動作には必要ない。にもかかわらず、スイッチは、コンデンサＣｏに並列（Ｓ
ｗａ１とＳｗｂ１）又はＣｏと直列（Ｓｗａ２とＳｗｂ２）となっており、制御
の自由度を高める。

【０１５１】入力電圧と無効電流は、以下の数式によって定義される。Ｖ₁＝Ｖ₀ｓｉｎ（ωｔ）＝２５２ＶＩr₁＝Ｉ_r0ｃｏｓ（ωｔ）＝３９．７ＡＶ₂＝Ｖ₀ｓｉｎ（ωｔ−２π／３）＝−３８６ＶＩ_r2＝Ｉ_r0ｃｏｓ（ωｔ−２π／３）＝５９．６ＡＶ₃＝Ｖ₀ｓｉｎ（ωｔ＋２π／３）＝１３４ＶＩ_r3＝Ｉ_r0ｃｏｓ（ωｔ＋２π／３）＝−９９．３Ａ

【０１５２】コンデンサＣｏの残留電圧を−１２００Ｖと仮定すると、先の動作から、ある
いは入力波形での事前充電によって、電荷交換は以下の通り行われる。一般化された充電方法を用いて、入力サイリスタＳａ２ｐ、Ｓａ３ｎは、ｔ´
＝０でトリガをかけられ、コンデンサＣｏの両端に位相電圧Ｖ₂、Ｖ₃を接続す
る。図８に示すように、インダクタＬａ１、Ｌａ２の電流Ｉｃが形成され、位相
２から電荷を引き出し、同じ電荷を位相３に注入する。

【０１５３】充電サイクルの途中で、ｔ´₁において、サイリスタＳａ１ｐのトリガがかか
る。Ｖ₁はＶ₂よりも正であるために、サイリスタＳａ２ｐは帰還バイアスをか
けられ、自己整流がオフ状態になる。電荷交換は、位相１と位相３で継続される
。ｔ´₂＝２４４μ秒において、電流はゼロに減衰し、２つの導通状態のサイリ
スタ、すなわちＳａ１ｐ、Ｓａ３ｎは、帰還バイアスをかけられ、オフ状態にな
る。

【０１５４】ｔ´₁でのトリガによって、３つの位相の無効電流、すなわちＩ_r1、Ｉ_r2、Ｉ _r3 の振幅が決まる。ｔ´₁＝１３４μ秒でのトリガによって、無効電流の必要量
に比例する電荷移動が起こり、コンデンサ電圧が、逆極性ではあるが初期残留電
圧と等しくなる。

【０１５５】Ｓａ１ｐの早期のトリガによって、コンデンサがより高電圧まで充電され、無
効電力に加えて、有効電力も引き出されるものがある。ＤＶＣ周波数を変更する
必要なく、構成要素の損失を補償するために、また無効電力潮流を増加するとい
う目的のために、このコンデンサ電圧の増加は望ましい。一方、トリガが遅れる
と、コンデンサエネルギの一部がＡＣ電力システムに移動する。実際のシステム
の場合、時間ｔ´₁は、リアルタイムで計算してもよいし、あるいは予め計算し
て参照表に記憶してもよい。記憶された値は、入力位相角とコンデンサ電圧の関
数である。

【０１５６】 “ｂ”電荷交換部の場合、同一の一般的な充電方法が用いられる。“ｂ”電荷
交換は、サイリスタＳｂ２ｐ、Ｓｂ３ｎにトリガをかけ、ｔ´₃＝２５０μ秒で
始まる。これによって、適切な極性で位相２と位相３の両端にコンデンサＣｏを
再接続される。“ｂ”動作との相違は、コンデンサを流れる電流が逆極性である
ことだけである。図８に示すように、“ｂ”放電交換中の位相への電流量は、“
ａ” 電荷交換中、引き出される電流量と同じであり、ＡＣ電源から移動する実
エネルギは無い。

【０１５７】放電サイクルの開始から１３４μ秒、すなわちｔ´₄＝３８４μ秒において、
サイリスタＳｂ１ｐのトリガがかけられ、Ｓｂ２ｐは強制的にオフ状態になり、
Ｓｂ３ｎはオン状態のままである。放電プロセスは、電流がゼロに減衰し、Ｓｂ
１ｐとＳｐ３ｎがオフ状態になり、コンデンサが元の電圧状態になった時、約ｔ
´₅＝４９４μ秒まで継続する。

【０１５８】電荷転送が連続する場合、ライン電圧及び電流必要量は周期的に変化する。従
って、トリガをかけるシーケンスとタイミングは、電流の位相角に基づいて決定
しなければならない。平均無効電流量とは、電荷転送間の時間間隔中に供給され
る電荷である。次に、無効電流は動作の周波数によって制御できる。更に、無効
電流もまた、コンデンサＣｏの残留電圧の関数である。原理的に、この電圧はど
のような値にでも増やすことが可能であり、サイリスタとコンデンサＣｏの電圧
と電流定格によってのみ制限される。一般的に、ＶＡＲの必要量はライン電圧が
垂下するに従って増加するために、これが主な利点となる。単純なコンデンサバ
ンクを用いると、ＶＡＲ電流は電圧垂下と比例し、一方ＤＶＣでは、無効電流は
ライン電圧と独立で増加させることができる。

【０１５９】効率の観点から言えば、無効電流は、位相当たり１組のサイリスタだけを流れ
る。このことによって、簡素化と高信頼性がもたらされるのみならず、損失を最
小限に抑えられる。

【０１６０】 IX．電子ＡＣ変圧器ａ．ＡＣ／ＡＣ動作図１に示すＡＣ／ＡＣ電力変換器によって、電圧、周波数、出力位相の要求条
件を満たす出力電圧波形を提供できる。出力周波数が入力周波数と同じ場合、Ａ
Ｃ／ＡＣ電力変換器は、調整型ＡＣ電源として用いることができる。

【０１６１】可変速ＡＣモータ等、いくつかの応用例の場合、出力周波数と出力電圧を変化
させることが望ましい。ＡＣ／ＡＣ電力変換器は、低い電圧端子から高い電圧端
子にエネルギを移すことができるが、その電圧の“変圧”には制限がある。標準
的なＡＣ変圧器は、ＡＣ入力又はＡＣ出力に接続して、電圧変圧を伴う調整又は
制御型ＡＣ出力を生み出すことができる。しかしながら、そのようなシステムに
はなお、閉回路中の３相ＡＣ変圧器が大きいという不利な点がある。

【０１６２】図９は、周波数制御を電圧変圧と組み合わせる電子変圧器の概略回路図を示す
。この図は、斜線の数が位相又は端子の数を表わす単線図として描かれている。
電子変圧器は、図１に示すＡＣ／ＡＣ電力変換器と同じ原理で動作する。主な違
いは、単相変圧器が出力インダクタと置き換わることである。

【０１６３】ＡＣ電源は、入力端子１０２に印加され、その入力端子は、入力フィルタ１０
４と入力スイッチ部１０６を介してコンデンサＣｏ２５に結合される。入力イン
ダクタ１０８、１１０の値によって、充電時間が決定される（Ｃｏは、他の検討
によって決まったまま固定される）。

【０１６４】入力部充電動作は、図１に示すＡＣ／ＡＣ電力変換器の動作と同じである。放電部は、図１に示すＡＣ／ＡＣ電力変換器の放電部と同様であり、出力フィ
ルタ１１９を介して出力端子１２０に結合される出力スイッチ部１１８を有する
。放電インダクタＬｂ１、Ｌｂ２は、変圧器１１７と置き換えられており、イン
ダクタンスを提供する。更に、一次側出力サイリスタＳｄｃｈ１１４が追加され
ており、これによって充電サイクル中、コンデンサＣｏと変圧器１１７の接続を
解除する。

【０１６５】出力変圧器１１７の一次側対二次側の巻数比は、ＡＣ入力電圧とＡＣ出力電圧
間の所望の電圧比率と一致するように選択される。更に、変圧器の一次側から見
た漏れインダクタンスは、図１に示すＬｂ１とＬｂ２の出力インダクタ値と一致
するように選択される。

【０１６６】変圧器１１７の並列インダクタンスは、漏れインダクタンスより相当大きくな
るように選択できる。従って、並列インダクタンスは、ほとんどの回路動作に対
して無視できる。巻線のインダクタンスの和は、実効変圧器漏れインダクタンス
であり、又Ｃｏと共に、放電期間を規定する。

【０１６７】コンデンサエネルギは、ＡＣ／ＡＣ電力変換器と同様の方法で、ＡＣ出力位相
に放電される。一般的な方法放電を用いて、サイリスタＳｄｃｈ１１４は、最高出力電圧要求
値と２番目に高い出力電圧要求値を有する位相の、正サイリスタＳｏｐと負サイ
リスタＳｏｎと同時にトリガがかけられる（出力力率を１と仮定する）。このこ
とによって、コンデンサＣｏは、出力フィルタ１１９と変圧器１１７を介して出
力位相と結合される。充分なエネルギが、２番目に高い出力電圧要求値を有する
出力位相に移動する場合、最低の出力電圧要求値を有するサイリスタにトリガが
かける。このことによって、２番目に高い出力用のサイリスタはオフ状態になり
、充電は、最高及び最低出力要求値を有するラインに対して継続される。

【０１６８】コンデンサＣｏの再充電を防ぐために、あるいはコンデンサＣｏの残留電圧を
選択するために、フリーホイールサイリスタＳｗｏｐ１１６のトリガをかけるこ
とができる。このトリガによって、漏れインダクタンス中のエネルギが出力に移
る。電流がゼロになると、整流動作中のサイリスタはオフ状態になり、その放電
サイクルが完了する。

【０１６９】電圧変圧は、降圧、昇圧、あるいは絶縁が可能である。その動作によって、周
波数変化、位相変化、あるいはその両方が可能となる。その出力を制御して、入
力が有効電力のみを引き出すように好適に限定された状態で、有効及び無効電力
の制御が可能である。従って、電子変圧器は、電圧調整器とＶＡＲ補償器の役割
を同時に果たすことができる。更にこの変圧器は、出力が平衡状態にない場合で
あっても、平衡状態の入力を引き出すことができる。単相変圧器は高い周波数で
動作するために、その断面は、標準的な５０又は６０Ｈｚ変圧器の断面と比較し
て大幅に低減できる。磁束が各放電サイクルに対して反転されれば、変圧器の効
率がより高くなる場合がある。いくつかの取り組み方が利用可能である。例えば
、６つの出力サイリスタを追加した２つの入力部によって、ほぼ完全な変圧器負
荷周期を生み出す。

【０１７０】この種の変圧器には、他の利点がいくつか追加されている。この変圧器によっ
て、重量と容積を大幅に低減し、従来の電力変圧器が提供できない動作上の利点
が付加される。連続的に磁化電流を引き出す通常の変圧器とは異なり、この変圧
器は電力転送中にのみ磁化される。このことが意味することは、サイリスタと変
圧器の損失が、常に瞬時処理量のほんのわずかな量であることである。ほとんど
の実用化されている変圧器はピーク負荷率の３０％未満の平均負荷率を有するこ
とから、電子変圧器は、その電圧調整によって電力品質を向上させ負荷からＶＡ
Ｒを制圧するのみならず、多くの用途の場合、より高い効率を提供する。

【０１７１】ｂ．ＡＣ／ＤＣ動作とＤＣ／ＡＣ動作図９の電子変圧器構成によって、ＡＣ出力を復元できる。上記のＡＣ／ＤＣ整
流器で述べたように、正電圧はある出力位相上で、負電圧はもう１つの位相上で
復元されて、出力にＤＣ電源を提供できる。

【０１７２】ＡＣ／ＤＣ整流器を用いて可能なように、変圧器の二次側のある出力スイッチ
を省くことができる。更に、出力切替えはサイリスタＳｄｃｈによって変圧器の
一次側で実行されるために、２つの出力スイッチをダイオードで置き換えること
ができる。変圧器二次側出力の電圧が、二重入力モジュール動作で反転される場
合、出力の半波整流が完全な単相ブリッジ整流構成と置き換わる。

【０１７３】ＤＣ／ＡＣ動作の場合、入力回路に対する修正は、前の段落において述べた通
りである。このことによって、ＤＣ電源の利用、ＡＣ波形の復元、あるいはＡＣ
電源への電力注入が可能となる。

【０１７４】変圧器によって、入力と出力の間でかなり高い電位差を生じさせることができ
る。昇圧率又は降圧率は、単相変圧器の巻数比によって選択可能である。本回路の次の拡張は、ＤＣ入力電圧からＤＣ出力電圧への広い範囲にわたる直
接ＤＣ／ＤＣ変換を実行することである。更に、変圧器を利用することによって、上述した全変換プロセスに対する入力
と出力の間の完璧な電気的絶縁が可能になる。

【０１７５】Ｘ．同時入力及び出力電荷交換用電子変圧器図９に示す電子変圧器は、２つの多重端子ＤＳＣＩ動作を用いており、１つは
Ｃｏを充電するために、続く１つはＣｏを放電するために用いられている。その
動作は交互に行われるために、電子変圧器の負荷周期は約５０％である。ほぼ半
分の時間が充電に利用され、他の半分が放電に利用される。更に、位相当たりの
電荷は、平均して２．５個のサイリスタを介して移動する。

【０１７６】図１０は、電子変圧器のもう１つの実施形態を示す。この変圧器は、電力処理
量（スループット）を大幅に増大させる。負荷周期はほぼ１００％となり、電力
は１つ少ないサイリスタを通過し、更に高い効率を生み出す。

【０１７７】この改良型変圧器は、充電動作と放電動作を同時に行うという点において、前
述の電子変圧器とは異なる。ＡＣ入力端子から引き出された電荷は、ＡＣ出力端
子に直接移される。

【０１７８】この改良型電子変圧器は、図６の“同時入出力電荷交換”電力変換器に基づい
ており、図９の電子変圧器のように、出力インダクタが単相変圧器で置き換えら
れている。単相変圧器によって入力と出力の間に完全に電気的絶縁が行われるた
めに、図９に示す改良型電子変圧器には１つのコンデンサが備えられている。単
相変圧器は、電圧変圧に必要な巻数比を有するだけでなく、図６におけるＬｂ１
とＬｂ２の共振機能と重複する漏れインダクタンスを有するように設計されてい
る。

【０１７９】図６の回路の場合と同様に、入力及び出力動作は同じサイクルで行われ、これ
によって、先行するＤＳＣＩ動作を同時に実行する。入力及び出力サイリスタ両
者に対するトリガのシーケンスは前述の通りである。

【０１８０】図１０の単相変圧器は、電圧変圧に必要な巻数比を提供し、またコンデンサＣ
ｓと共に、共振及びエネルギ転送期間を決定する漏れインダクタンスが所望通り
に生成されるように選択する。

【０１８１】２組のサイリスタが入力及び出力端子に各々接続される。先の検証例の如く入
力位相角８０度と出力位相角１７０度と、図示したＣｓに対する負極性を用いて
、同じ入力サイリスタＳｉ１ｐｕ、Ｓｉ３ｎｌは、２つの出力サイリスタＳｏ２
ｐｕ、Ｓｏ３ｎｌと同時に、トリガをかけられてＣＷ動作を開始する。転送期間
の途中で、Ｓｉ２ｎｌはトリガをかけられてＳｉ３ｎｌはオフ状態になり、一方
、適切な時間にＳｏ１ｎｐのトリガをかけると、出力サイリスタＳｏ２ｐｕがオ
フ状態になる。ここでもフリーホイールスイッチＳｆｗｃは、Ｃｓの再充電電圧
を制御し、単相変圧器の漏れインダクタンスのエネルギを出力に転送できる。

【０１８２】変圧器の巻数比を適切に選択した状態では、図６に示すスイッチＳｉｑｃｃ、
Ｓｉｑｃｃｃの機能を省き、必要な構成要素の数を低減できるが、これは、変圧
器の一次側から見た場合、入力電圧が実効出力電圧よりも大きいためである。

【０１８３】ＣＷエネルギ転送の終了時、コンデンサ極性が反転し、またサイリスタは全て
オフ状態になる。その時点で、ＣＣＷ電流は同じ手順に従って流れ始めるが、入
力電圧、出力電圧、及び変圧器の磁束は反転している。高い反転器周波数で動作
し、また磁束が反転することによって、単相変圧器の大きさと重量が低減する。
更に、電力要求量を低減するために、反転器周波数あるいはコンデンサ電圧をよ
り小さくなるように選択してもよい。その結果、磁化損失が変わらない通常の変
圧器とは異なり、この変圧器の損失は、電力転送要求量と共に低減される。電子
変圧器の全負荷係数範囲において効率がほぼ一定であるということが最終的な結
果である。

【０１８４】ＡＣ／ＤＣ動作の場合、同じ回路を適用することができ、また必要な出力端子
は２つだけである。出力位相１の電圧が正で、出力位相３の電圧が負の場合、出
力サイリスタとして必要なものは、Ｓｏ１ｐｕ、Ｓｏ１ｐｌ、Ｓｏ３ｎｕ、Ｓｏ
３ｎｌのみであり、残る８つの出力サイリスタは取り除くことができる。

【０１８５】ＤＣ／ＡＣ又はＤＣ／ＤＣ動作の場合と同様に、入力サイリスタとして必要な
ものは、Ｓｉ１ｐｕ、Ｓｉ１ｐｌ、Ｓｉ３ｎｕ、Ｓｉ３ｎｌだけである。ＣＷサ
イクルの場合、サイリスタＳｏ１ｐｕ、Ｓｏ３ｎｌはトリガをかけられ、ＣＷサ
イクルの間はオンのままであり、一方サイリスタＳｏ１ｐｌ、Ｓｏ３ｎｕはＣＣ
Ｗの場合に用いられる。これらのサイリスタは、充電及びエネルギ転送サイクル
各々の終了時に整流がオフ状態になる。

【０１８６】以上のことをまとめると、図６の直列コンデンサ共振回路を改良して、図１０
の電子変圧回路を創り出すことができる。この回路によって、適切な制御状態で
、高調波の無い電流の引き出しと高調波の無い電力の出力が可能になる。ＡＣ電
力を用いると、有効電力が制御されるだけでなく、無効電力も同時に引き出され
て、選択的に入力電流を進めたり遅らせたりすることができる。単相変圧器の巻
数比によって、出力電圧の昇圧や降圧が可能になる。通常のＡＣ変圧器とは異な
り、出力はＡＣ入力周波数や位相に制限されず、また出力電圧は制御可能である
。更に、入出力はＡＣに限定されず、ＤＣ／ＡＣ、ＡＣ／ＤＣ、並びにＤＣ／Ｄ
Ｃの直接動作が可能になる。

【０１８７】 XI．交互動作構成における電力変換器ａ．回路と単方向性動作ＤＳＣＩ法は、単一コンデンサ電荷蓄積装置、三相入力、あるいは三相出力に
限定されない。ＤＳＣＩ動作は、標準的な共振電荷交換構成すなわち各入力端子
又は出力端子と対をなすコンデンサで利用できる。標準的な共振電荷交換技術に
ついては、例えば、米国特許第５、７６４、５０１号に記載されている。

【０１８８】図１１は、ＡＣ／ＡＣ電力変換器のもう１つの実施形態を示す概略回路図であ
る。三相電力電源は、低域通過入力フィルタ１５０と結合されており、各位相毎
に、直列インダクタＬ_fiと並列コンデンサＣ_fiから構成される。コンデンサは、
“Ｙ”あるいは“デルタ”結線のどちらで接続してもよい。出力側では、同様の
低域通過出力フィルタ１６８が用いられる。ここで示すものは、Ｃ_fa、Ｌ_f0、Ｃ _fb から成る一般的な“パイ”フィルタである。

【０１８９】電力変換器動作は、２つの動作サイクルから成る。最初のサイクルは、充電サ
イクルであり、ＡＣ電源からエネルギを抽出し、コンデンサ１６０（Ｃ１、Ｃ２
、Ｃ３）を充電する。このために、入力スイッチ部１５２の６つの入力サイリス
タ（Ｓｉ１ｐ、Ｓｉ２ｐ、Ｓｉ３ｐ、Ｓｉ１ｎ、Ｓｉ２ｎ、Ｓｉ３ｎ）が用いら
れる。

【０１９０】入力スイッチ部１５２は、低域通過フィルタ１５０とインダクタＬｉｐ、Ｌｉ
ｎを有する入力誘導部１５８の間に結合されており、ＡＣ電源ラインから引き出
される電力を選択する。入力スイッチ部１５２のこれらのサイリスタは、以下、
入力スイッチと呼ぶ。

【０１９１】コンデンサ選択部１５４における第２組の６つのサイリスタ（Ｓｃ１ｐ、Ｓｃ
２ｐ、Ｓｃ３ｐ、Ｓｃ１ｎ、Ｓｃ２ｎ、Ｓｃ３ｎ）は、入力誘導部１５８とコン
デンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３を有するコンデンサ部１６０の間に結合される。これら
のサイリスタは、以下、コンデンサ選択スイッチと呼ぶ。コンデンサ選択スイッ
チは、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３が充電される極性と電圧レベルを決定する。
コンデンサ選択部をサイリスタとして示すが、他のスイッチを用いても良い。重
要な事として、この回路においてはスイッチを開く必要はないが、スイッチを開
くことによって、費用の増大とスイッチ損失という代価を払っていくつかの動作
を簡略化してもよい。

【０１９２】通常のＡＣ／ＡＣ電力変換器の場合、力率１で高調波の無い入力電力を引き出
すことが望ましい。従って、瞬時入力電圧の２乗に比例するエネルギが、各入力
ラインから抽出される。高い周波数でこのプロセスを繰返すことによって、入力
ライン周波数に対抗するように、入力フィルタは、電力潮流を平均化し、正弦波
入力電流と入力電力を生成する。

【０１９３】またスループット電力は、動作周波数を変えることによって調整できる。その
手順は、１サイクル又は可能ならばいくつかの充電サイクルの間に、平均電力出
力が入力電圧の２乗に比例するようにエネルギ量を抽出することである。エネル
ギ抽出要求量は、入力位相角ωｔの関数であり、ここでωは入力ライン角周波数
である。正弦波出力を復元する場合、動作中の３つのコンデンサを各々、出力位
相角ω´ｔによって定義される出力波形に比例する電圧に充電する必要がある。
ここでω´は出力角周波数である。数サイクルの範囲で、充電プロセスによって
、ゼロ乃至３６０度（電気的角度）の角度で入力からエネルギを抽出し、ゼロ乃
至３６０度（電気的角度）の全ての出力位相角を表す電圧と極性までコンデンサ
を充電しなければならない。このプロセスについては図１１と、図１２に示す電
圧及び電流波形と、表１を参照して述べる。

【０１９４】図示の目的で、瞬時入力角に８０度（電気的角度）が、出力角に１７０度（電
気的角度）が選択される。三相４８０ＶのＡＣシステムの場合、入力位相電圧を
表１に示す。第１入力ラインは正、一方他の２ラインは負であり、３つの電圧の
和はゼロである。３つの電圧の和は、平衡ラインでは常にゼロであり、同じこと
が電流にも適用される。高調波の無い電力が引き出される。ライン当たりの充電
エネルギは、全充電エネルギに対する割合として、列３に示す。しかしながら、
低域通過フィルタを用いると、任意に数サイクルの範囲で電流を平均化すること
ができる。

【０１９５】負荷電圧要求量の例を、瞬時位相角が１７０度（電気的角度）である４８０Ｖ
三相システム出力波形の場合として、表１、列４に示す。この例において、第１
の２つの出力位相は正であり、第３出力位相は負である。ここでも３つの出力位
相の和はゼロである。

【０１９６】コンデンサに適切に充電し、平衡電力潮流を得る場合、３つのコンデンサにお
けるエネルギは、所定の出力電圧の２乗によって互いに関連付けなければならな
い。この充電エネルギは表１の最後の列に与えられている。一般的に、充電済み
コンデンサから出力フィルタに全て放電できるようにする場合、コンデンサの極
性は、出力電圧の極性と同じでなければならず、各コンデンサの充電電圧は、３
倍以上で且つ対応する出力位相の電圧要求量に比例すべきである。充電電圧が充
分高くない場合、全放電が起こらない場合もある。

【０１９７】以下の動作は、出力位相角が一致した１組の３つのコンデンサに入力端子から
充電する場合を示す。トリガをかけて開く必要がないスイッチを用いることがで
きることから、この動作シーケンスを選択する。その回路によって、帰還バイア
スをかけられた後にオフ状態になるサイリスタ等の素子の自己整流が可能である
。

【０１９８】位相１が最高絶対値位相電圧を有していることから、一般的な充電方法を用い
て、サイリスタＳｉ１ｐにトリガをかける。サイリスタＳｉ３ｎは、サイリスタ
Ｓｉ１ｐとは逆極性であり、また負電圧がより小さいために、残る２つの入力位
相の内、サイリスタＳｉ３ｎにトリガをかける。このことによって、上部のイン
ダクタＬｉｐ１５６の入力は＋３８５．９Ｖになり、一方、下部の入力インダク
タＬｉｎ１５８は−１３４．０Ｖになる。

【０１９９】

【表１】コンデンサＣ３には最高絶対値電圧が必要であり、また負であるために、サイ
リスタＳｃ３ｎはトリガをかけられて、コンデンサＣ３を負インダクタＬｉｎに
結合する。次にＣ１かＣ２のいずれかは正インダクタＬｉｐに接続できる。充電
時間を短くした最高電力動作の場合、より低い出力エネルギを必要とするコンデ
ンサが接続される。本例の場合、Ｓｃ１ｐにトリガがかけられて、コンデンサＣ
３と直列にコンデンサＣ１が結合される。

【０２００】サイリスタスイッチの復帰時間を最大にするために、交互にＳｃ２ｐのトリガ
をかけることができる。いずれにしろ、サイリスタの自己整流はオフ状態になる
。

【０２０１】第４スイッチＳｃ１ｐを閉じることによって、位相１と３の間に共振ＬＣ回路
が結合される。インダクタ値は、ＬｉｐとＬｉｎの和であり、コンデンサは直列
に接続されているために、コンデンサ値は、個々のコンデンサ値の半分である。
電圧と電流については、以下の数式を用いて時間の関数として記述される。

【０２０２】

【数１５】

【数１６】コンデンサ充電電圧と充電電流は、正確に計算できる。コンデンサが所望の電
圧に達するために要する時間は、逆三角関数を用いて計算できる。

【０２０３】このスイッチの選択によって、コンデンサＣ１は、出力位相１の電圧要求量の
約２倍に充電される。表２に示すように、この電圧は、ｔ₁＝６６μ秒で得られ
、その時、インダクタ定格は８０μＨ、コンデンサ定格は１００μＦである。

【０２０４】ｔ₁において、正コンデンサ選択スイッチＳｃ２ｐにトリガをかける。コンデ
ンサＣ２の充電が開始され、一方、Ｃ３の充電が続く。電力は、同じ２つの入力
位相１、３から引き続き抽出される。

【０２０５】コンデンサＣ２の電圧は、コンデンサＣ１の電圧よりも低いために、スイッチ
Ｓｃ１ｐには帰還バイアスがかかり、また、このスイッチがサイリスタ等の単方
向スイッチである場合、導通状態がオフになる。従って、トリガをかけてオフに
する必要があるスイッチの代わりにシリコン制御整流器（ＳＣＲ）を用いること
ができる。

【０２０６】

【表２】図１２は、コンデンサ電圧波形Ｖｃ１、Ｖｃ２、Ｖｃ３、及び充電電流波形Ｉ
ｃｈを示す。放電の最初の部分からの電流と最初の充電部分からのコンデンサＣ
３の電圧を初期条件として用いた状態で、充電電流とコンデンサ電圧の計算は同
じ数値演算に従う。

【０２０７】ｔ₂＝９３μ秒において、入力位相３から抽出されたエネルギ（充電電流と入
力位相３電圧の積の積分）は、所定の値に達し、入力スイッチＳｉ２ｎにトリガ
をかける。入力位相２電圧は入力位相３電圧よりも更に負であるために、入力ス
イッチＳｉ３ｎは帰還バイアスをかけられ、ＳＣＲの自己整流がオフ状態になる
。ここで、充電電圧は、入力位相１と入力位相２の電圧間の差である。ｔ₂での
新規の初期条件によって、Ｃ２とＣ３に対して残りの電流と充電電圧が決まる。

【０２０８】ｔ₃＝２２２μ秒において、充電電流はゼロになり、４つのスイッチＳｉ１ｐ
、Ｓｉ２ｎ、Ｓｃ２ｐ、Ｓｃ３ｎは全て、帰還バイアスをかけられて、自己整流
がオフ状態になる。トリガポイントｔ₁、ｔ₂は、充電されるコンデンサのエネ
ルギ比率が、出力電圧比率の２乗に比例するように計算される。

【０２０９】入力側では、選択されたトリガシーケンスとトリガタイミングｔ₁、ｔ₂は、
３つの全ての位相における適切な入力エネルギを定義する。充電エネルギは、所
定の入力位相角において、平衡三相ラインの瞬時電力に比例する。入力エネルギ
の分布は、第３入力充電スイッチ（この例では、ｔ₂においてＳｉ２ｎ）のトリ
ガ時間によって決定される。コンデンサの適切な電荷分布は、第３コンデンサ選
択スイッチ（この例では、ｔ₁においてＳｃ２ｐ）のタイミングによって決定さ
れる。

【０２１０】同じ手順が、他の入力位相角、ゼロ乃至３６０度（電気的角度）及び他の出力
位相角に用いられる。いかなる場合においても、ｔ₀、ｔ₁、ｔ₂におけるスイ
ッチのトリガ動作は、入力又は出力位相電圧のいずれかがゼロになる場合を除い
て必要である。前述の例においては、分配部の切替えは、入力部の切替え前に行
われた。これは、その時間の５０％の間だけ発生するが、一方、他の時間では、
入力位相が切替わった後コンデンサも切替わる。トリガ時間ｔ₁とｔ₂の計算は
、リアルタイムで行うこともできるし、タイミングを、入出力位相角の行列とし
て２次元の参照表に記憶することもできる。

【０２１１】コンデンサが充電された状態で、出力部１６２の出力スイッチに同時にトリガ
をかけて、３つのコンデンサを出力位相へ共振させて放電することができる。放
電期間は、放電インダクタＬｏ１、Ｌｏ２、Ｌｏ３と共にコンデンサの値によっ
て決まる。当然ながら、正電荷と負電荷の和は等しくなるために、３つのコンデ
ンサを中性点に結合する必要はない。３つのコンデンサの電圧が、出力端子電圧
の約２倍の値と同じである場合、コンデンサ電圧がゼロに減衰するのと同時に放
電電流はゼロになる。

【０２１２】この状態が実現されることはめったにないために、フリーホイールスイッチ部
１６４の６つのフリーホイールスイッチの内３つにトリガがかけられる。これに
よって、コンデンサが再充電されず、３つの出力インダクタに蓄積された残りの
エネルギを出力位相に転送する。同時に、出力スイッチは、自己整流がオフ状態
になり、スイッチが完全に復帰した後、コンデンサの再充電ができる。次の充電
及び放電プロセスの場合、入力位相角と出力位相角は両者共、時間増分Δｔに応
じて変化する。ここで、Δｔは、連続する充電又は放電イベント間の時間である
。

【０２１３】この充電シーケンスを用いて、入力から抽出されるエネルギは、平衡負荷条件
のエネルギに比例する。３つの別々の入力ラインから３つの個別のコンデンサを
充電するのとは異なり、総充電エネルギが常に同じである場合、その充電シーケ
ンスによって、ある充電からその次の充電までの全充電エネルギのわずかな差が
生じる。充電当たりのエネルギは、以下のように記述できる。

【０２１４】

【数１７】ここで、

【０２１５】

【数１８】である。パラメータΤ（ω、ω´）は、ωとω´両者の関数であり、フィルタ処理しな
い整流された出力ＤＣ電圧と同様の振幅変動を有する。

【０２１６】その平均出力電力は、以下の数式によって与えられる。

【０２１７】

【数１９】ここで、ｆは、平均充電又は放電周波数である。パラメータΤ（ω、ω´）は
、入力及び出力位相角の連続関数であり、計算で求めることも、又ｔ₁、ｔ₂、
及び充電シーケンスとして同じ参照表に記憶することもできる。

【０２１８】放電サイクル間の時間間隔は、以下の数式のように平均電力の関数として与え
られる。

【０２１９】

【数２０】処理電力と出力周波数はある充電サイクルから次のサイクルにかけて変更でき
ることから、その変更はＡＣサイクルの何分の１かで起こる。制限要因は、低域
通過入力及び出力フィルタの応答性である。

【０２２０】充電期間を２２０μ秒、また放電時間を１８０μ秒とすると、変換器は、周波
数２５００Ｈｚで動作できる。所定のコンデンサ値の場合、これによって１１５
ｋＷの処理電力が生成される。

【０２２１】入力あるいは復元された出力位相周波数と比較して高い変換器周波数で動作す
ると、小さい低域通過入／出力フィルタによって、変換器の中間充電プロセスの
波形が滑らかになる。図１３は両者共、変換器周波数１８００Ｈｚでの簡単なＬ
−Ｃ入力フィルタによる三相電流及び電圧を示す。フィルタの構成要素には、リ
ップル電流がＩＥＥＥ５１９とＩＥＣ５５５−２ガイドラインによって勧告され
ているものより大幅に小さくなるように、限定された入力電力を引き出せるよう
に選択した。

【０２２２】図に示すように、通常の動作条件は、入力サイクルの４分の１未満で得られる
。電流は、変換器周波数において低いレベルリップルを除き正弦波である。入力電流は、正弦波であるだけでなく、入力電圧とほぼ同相でもあり、入力の
力率がほぼ１となる。入力フィルタ部によってもたらされる位相変位はほんのわ
ずかである。後の項において述べるが、入力電流波形は改良することができ、ま
た、制御するのには若干複雑な動作において、変換器は、制御された有効及び無
効電力成分の両者を引き出す。

【０２２３】低域通過“ｐｉ”フィルタは、出力フィルタとして選択した。そのフィルタは
、ＬＣ入力フィルタよりも減衰が大きいが、各位相に対して２つのフィルタコン
デンサを必要とする。図１４は、図１３に示す入力条件に対する復元周波数での
出力端子電圧を示す。電圧波形と電流波形は、ほぼ同じである。出力位相電圧に
は、認識可能な高調波が含まれている。モータ等の出力負荷には、回転している
発電機によって生成されるかのような滑らかな端子電圧が印加される。現在用い
られている標準的なモータは特殊なモータと置き換えて可変速駆動装置と共に稼
動する必要は無いために、このことは相対的に重要である。

【０２２４】ｂ．残留電圧制御による双方向電力潮流自然界のほとんどの物理的プロセスは、エネルギ損失が無視できる限り、可逆
的である。このことは、この種の変換器にもあてはまることである。図１１にお
いて、３つのコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３の充電は、３つの順方向にバイアスさ
れたサイリスタのトリガをかけることによって右側にある位相電圧端子を介して
実行できる。インダクタＬｏｘとコンデンサＣｘは、共振回路を形成し、コンデ
ンサをライン端子電圧の２倍に充電する。これは上述の放電サイクルの逆である
。使用されない構成要素はフリーホイールスイッチのみである。電力潮流は反対
方向であるために、明らかに、この出力位相角の場合、同じ位相角でまた反対動
作方向の電力でアイドル状態であった位相角が用いられる。コンデンサは、入力
位相のように同じ極性に充電される。この電荷は、左側にあるＡＣ端子の位相角
（電気的角度）の電圧を反映する。

【０２２５】これらのコンデンサを放電するために、逆のプロセスを用いる。図１２と表２
において、最も高い正に充電されたコンデンサＣ２を下部のインダクタＬｉｎに
Ｓｃ２ｎのトリガをかけることによって接続し、また負コンデンサＣ３をＳｃ３
ｐのトリガをかけることによって上部のインダクタＬｉｐに接続する。同時に、
Ｓｉ１ｎとＳｉ２ｐのトリガをかけて、正位相１と負位相２にエネルギを蓄積が
、ここで同じ左側位相角は８０度であると仮定する。位相２に蓄積したエネルギ
がその所定の値に達すると直ちに、Ｓｉ３ｐのトリガをかけて、負位相３を接続
し、Ｓｉ２ｐに帰還バイアスをかける。コンデンサＣ２の電圧がゼロになり、第
２正コンデンサがスイッチＳｃ１ｎによってつながったすぐ後、放電は継続され
、平衡ラインで開始したために、両コンデンサの電圧は同時にゼロになる。２つ
のインダクタにエネルギを追加した状態で、ＬｉｐとＬｉｎ両端に結合されるス
イッチＳｗａのトリガをかける。これによって、２つのインダクタ部が接続され
、コンデンサの部分的再充電を防止する。電流がゼロになると、このスイッチの
整流がオフ状態になり、次のコンデンサ充電サイクルを開始することができる。

【０２２６】電力処理量を増加させるために、コンデンサＣ２の電圧が、例えば、その入力
位相電圧の３０％の負電圧まで再充電される。更に、スイッチＳｗａのトリガ動
作が遅れ、Ｃ１とＣ３のコンデンサ電圧もまた、各入力電圧について同じ割合ま
で逆充電される。この残留電圧は次の充電サイクルに対する初期電圧となり、ま
た入力充電エネルギを増加させる。既に示したように、この残留電圧を制御する
ことによって、与えられた反転器周波数比で処理電力を調整できるようになる。
更に、電力は、より低い電圧三位相システムからより高い三位相システムへ転送
してもよい。

【０２２７】図１５に、同じ入力位相角８０度と出力位相角１７０度の場合の、コンデンサ
電圧と充電電流を示す。図１２に示すように、この結果は、同じ位相角において
残留電圧の無い条件と比較されるべきものである。そのタイミングは同じであり
、入力端子から抽出されるエネルギは、３０％増加する。コンデンサ電圧が高く
なると、エネルギはより高い出力端子に転送することができる。反転器の構成要
素を選択し、最大周波数を定義すると、電力処理量は最大になる。しかしながら
、残留電圧制御を行うことによって、出力のブーストが可能である。ブースト率
は、選択された構成要素の電圧及び電流限界によってのみ制限される。

【０２２８】電圧が入力で５０％垂下した場合、電気的構成要素へのストレスを限定した状
態で、ブーストモード動作によって出力電圧及び電力を維持することができる。以上のことをまとめると、フリーホイールスイッチを加えて状態で、反転器は
どちらの方向で動作してもよい。残留電圧を制御することによって、低い電圧端
子からより高い電圧端子に電力を制御して転送できる。次に、この構成は、フル
パワーで動的ブレーキングを提供する可変速モータに用いてもよい。

【０２２９】ｃ．多重ポート動作この電力変換器は、３つのコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３から成る中央部を有す
る。左に、入／出力ポートが、一部連続プロセスを用いる３つのコンデンサに接
続されている。この回路を連続ポート（ＳＰ）と呼ぶ。これは低域通過フィルタ
部を含む。全てのコンデンサの充電あるいは放電を優先的に同時に実行すること
から、右側には並列ポート（ＰＰ）部がある。いくつかのＳＰ又はＰＰポートに
コンデンサを接続できる。これによって、いくつかの電源並びに負荷を同じ共通
接点に接続できる。電力は、いずれかのＳＰからＰＰへ、あるいはＰＰからＳＰ
へと選択的に制御し、これを多重ポート反転器となすことができる。入出力が同
相でない限り、波形はＰＰにおいてＰＰ電源から復元できない。この制御は、Ｕ
ＰＳ等いくつかの実際の用途にとって重要である。

【０２３０】 XII．交互電気的構成ＡＣ／ＡＣ電力変換器の別の実施形態を図１６に示す。図１１に示すＡＣ／Ａ
Ｃ電力変換器の利点は、スイッチ損失を低減することである。図１１の電力変換器の場合、正電流と負電流の両者は、充電サイクルに対して
２つのサイリスタを通過する必要がある。標準的なサイリスタは、順方向電圧降
下が１．６Ｖであるために、通常のサイリスタ損失は、４．８Ｖ程度である。こ
れによって、４８０ＶのＡＣ／ＡＣ電力変換器の場合、サイリスタ損失は１．５
％になる。電流が２つではなく１つのサイリスタを流れることから、図１６に示
す実施形態によって、充電損失は２分の１になる。このように効率を向上させる
ことによって、サイリスタ損失は１．５％から１．０％になる。１００ｋＷ変換
器の場合、これらの低減された損失は、５００ワットの電力になる。現在の価格
を１０ドル／ワットとすると、２０年以上稼動する装置の場合、５０００ドルを
節約することができる。

【０２３１】図１１の実施形態と図１６の実施形態を比較すると、サイリスタの数が１２個
から１８個になることから、費用が上昇することがわかる。しかしながら、サイ
リスタの数は誤解を招くものである。サイリスタの大きさもまた、サイリスタ表
面積の関数である。サイリスタの電力消費が８０ワット／ｃｍ²に制限されるこ
とから、この構成の場合には、入力サイリスタ面積の必要値は、１３ｃｍ²から
６．５ｃｍ²に減少する。トリガシステムを６つ追加したシステムの費用は増加
するが、サイリスタ組立品の大きさは増加せず、装置全体の費用は変わらない。

【０２３２】損失が低減されることを除いて、図１６の実施形態は、図１１で述べた回路に
動作の点で同じである。入力位相角と出力位相角が同じ場合、サイリスタＳ１ｐ
ｌ、Ｓ３ｎ３のトリガをかけて、正入力位相１をコンデンサＣ１に、負入力位相
３をコンデンサＣ３に接続することによって、その動作が始まる。ｔ₁＝６６μ
秒において、コンデンサＣ１は、要求された電圧に充電され、Ｃ２は、サイリス
タＳ１ｐ２のトリガをかけることによって正入力位相１に接続される。ｔ₂＝９
３μ秒において、位相３から要求されたエネルギが抽出される。従って、Ｓ２ｎ
３のトリガをかけて、負入力位相２をコンデンサＣ３に結合する。

【０２３３】図１１の回路と異なるもう１つの点は、インダクタ毎に密接に結合された３つ
の巻線を有する２つの結合されたインダクタＬｉとＬｉｎを用いることである。
充電サイクル中に、下部Ｌｉｎの配線（６）のみが用いられ、一方上部インダク
タスイッチ上では、ｔ₁で配線（１）から配線（２）切替えが行われる。配線入
力電圧（２）との配線（１）の結合インダクタンスのために、Ｓ１ｐ１は強制的
にオフ状態になる。

【０２３４】上部又は下部充電インダクタを流れる総電流は、この２つの構成の場合変わら
ず、またインダクタ重量はほとんど影響を受けない。この電力変換器の出力に対する変化は、フィルタインダクタと第２フィルタコ
ンデンサを無くすことによって発生した。この出力フィルタ構成は、フィルタと
してモータのインダクタンスを一部利用することによって可変速駆動装置の場合
に費用効率が良い。フィルタの一部を無くすことによって、変調深度約１５％の
基本反転器周波数で電圧リップルが生じるが、これは、ＰＷＭ反転器の場合より
も振幅が一桁小さく、ｄＶ／ｄｔで数桁小さいために、可変速駆動装置として充
分な性能をもたらす。放電動作は、図１１で述べた動作と同じである。この反転器もまた、反対方向
に動作できるが、フリーホイールスイッチを追加する必要がある。

【０２３５】 XIII．有効及び無効電力潮流制御ａ．序文前項において述べたように、並列ポート（ＰＰ）部の作用コンデンサへのエネ
ルギは、残留コンデンサ電圧を制御することによって増減が可能である。連続ポ
ート部にも同じことがいえる。並列ポート部は、入力部と出力部両者として動作
できることから、並列ポート部の有効及び無効電力潮流制御は、入力及び出力ポ
ートの両者として述べることにする。この理論的な具体例では、回路の自由度の
みならず、誘導モータ等の有効負荷に対する有効及び無効電力潮流制御要求値を
満たすために必要な専用の技術についても述べる。以下の説明は、並列ポート部
が３端子ＡＣ電源に接続されていると仮定して、有効電力潮流制御から始める。
しかしながら、ＰＰは双方向であるために、この制御はＳＰ出力部にもまた適用
される。

【０２３６】有効電力潮流制御放電サイクルの後、残留電圧は、三相システムの電圧と同相
または１８０度だけ位相がずれている。この位相角のものと異なる残留電圧分布
によって、無効電力が引き出される。

【０２３７】ｂ．初期電圧制御を用いた有効電力潮流制御数式（２１）によって与えられる第１位相の入力電圧と、数式（２２）によっ
て与えられる入力電流から説明を始める。

【０２３８】

【数２１】

【０２３９】

【数２２】Ｉ＝Ｉ₀（１＋γ）とし、ここでＩ₀は電流振幅、γは残留コンデンサ電圧の
高さを表すパラメータである。コンデンサの初期電圧がゼロ電圧の状態で、要求
された電流が、数式２３によって与えられる反転器周波数の制御で得られる。

【０２４０】

【数２３】数式（２２）は以下のようになる。

【０２４１】

【数２４】値γは、数式（２５）が与える入力電圧によって初期コンデンサ電圧を定義す
る。このことは全ての入力位相に対して適用される。

【０２４２】

【数２５】次に、電力処理量は以下の数式によって与えられる。

【０２４３】

【数２６】数式（２５）と（２６）によれば、電力処理量は、反転器周波数ｆを変えずに
、コンデンサの初期電圧を調整することによって制御できる。総処理量が時間と
独立である他の２つの位相についても同じことがいえる。重要なことは、出力を
広い範囲にわたって変えることが可能なことである。電力動作が増えると、γの
値が正になり、電力ブーストが起こり、数式（２５）によって、負残留電圧が要
求される。電力動作が減ると、負のγ値が必要になる。これによって、数式（２
６）に従って処理電力が低減され、入力電圧として同じ極性の残留電圧が必要に
なる。γが−１になると、残留電圧は入力電圧と同じになり、電力の流れは起こ
らない。次に、−１＜γ＜０の範囲の場合、処理電力は、出力高調波を選択値に
限定する動作条件によって制限される反転器周波数で調整できる。最大反転器周
波数で動作するこの電力範囲の上限側すなわちγ＞０では、電力ブーストモード
で動作し、電力出力を増やすことができる。このブーストモードもまた、より低
い電圧端子からより高い電圧端子に電力を転送するために用いられる。

【０２４４】ｃ．複合化有効及び無効電力潮流制御前項において、バック及びブーストモードは、γ＜０とγ＞０について、それ
ぞれ述べた。γ値をγ＝ｒｃｏｓ（β）と定義する場合、ブーストモード残留電
圧条件はβ＝π及びｒ＝Ｖ_i／Ｖ₀でγ＝−ｒと定義でき、一方、バックモード
はβ＝０でγ＝ｒとして与えられる。

【０２４５】 β値がゼロ及びπであると、無効電力がゼロの状態での有効電力潮流制御にな
る。値βは初期電圧と入力電圧の間の位相角である。分布の再構成中に位相角を制御できることから、オプションとして、あらゆる
位相角に対して総残留エネルギを再分布構成できる。

【０２４６】３つのコンデンサの残留電圧は以下のように定義される。

【０２４７】

【数２７】第１位相の初期電圧は以下のように与えられる。

【０２４８】

【数２８】次に、コンデンサと入力端子間の電荷交換は以下の式によって与えられる。

【０２４９】

【数２９】第２項に反転器周波数ｆを掛けると、以下の平均ライン電流が得られる。

【０２５０】

【数３０】第１電流項は、入力電圧と同相であり、また残留電圧比率ｒと位相角β両者の
関数であることがわかる。第２項は、入力電圧と位相がずれており、無効電流を
表し、残留電圧と比例している。位相角ゼロとπにおいて、無効電力はゼロであ
るため、ブーストモードとバックモード動作がそれぞれ得られる。

【０２５１】電流に電圧を掛け、３つの全ての項を足すと、以下の有効電力潮流が得られる
。

【０２５２】

【数３１】これによって、β＝０のバックモードの電力潮流とβ＝πのブーストモードの
電力潮流になる。

【０２５３】数式３０と３１から、有効電流も得られ、有効電力項は以下の場合ゼロになる
。

【０２５４】

【数３２】第２電流項はゼロではないことから、無効電力のみが引き出され、また３つの
全コンデンサの総エネルギは不変である。これによって、静的ＶＡＲ補償器の動
作が生じる。

【０２５５】位相毎の無効電力項は、以下の数式によって与えられる。

【０２５６】

【数３３】更に、この制御と性能は、高調波を生成することなく得られる。図１７に、ゼ
ロから２．０までのｒの範囲の関数としての有効電力潮流を示す。負電力潮流は
、電力の反転を意味する。それによって双方向電力潮流制御が可能になる。位相
角がゼロの場合、電力は、ゼロから１の残留電圧比率で完全に制御できることが
わかる。残留電圧比率ｒが大きくなるにつれて、電力潮流は逆方向となる。位相
角１８０度において、理論的に、出力はあらゆる値にブーストできる。

【０２５７】図１８は、無効電力量を位相角の関数として示す。残留エネルギが同じ場合、
再分布角βを選択することによって、無効電力制御を全先行から全遅延まで切替
えることができる。疑問点は、無効電力を制御することがなぜ重要かということ
である。その重要な理由の１つは、瞬時電力出力を要求する場合がある発電機又
はフライホイールモータ等の回転誘導装置では、電圧を上昇し、フルパワーに達
するには長い時間がかかるということである。しかしながら、電力の引き出しが
多いことを見越してこの装置に無効電力を注入すると、フル出力電力は瞬時に引
き出すことができる。無効電力がその装置の巻線に流れていない場合、オプショ
ンとして、バッテリ等の別の電源からの電力を用いて、数サイクルで無効電力を
上げ、それによって、誘導発電機から高速増加する有効出力電力を得ることがで
きる。

【０２５８】位相角と残留／初期電圧比ｒの両者は、有効及び無効電力に対する制御因子で
あるために、有効電力は、図１９において無効電力の関数としてプロットした。
そこからわかるように、ｒ及びβ値を適切に選択して、あらゆる有効及び無効電
力量を同時に制御してもよい。ｒ＝０における点（０、１）は通常モードの動作
を表し、ここで電力処理量は反転器周波数で制御される。真直ぐ上方への移動は
、β＝πでのブーストモード動作を表す。下方への移動は、β＝０でのバックモ
ード動作を表す。ｘ軸に沿って移動すると、無効電力量制御のみの状態を得る。
これは、数式３３の解に対応している。図１９は、発電機又はその他あらゆる多
重端子システムのいずれかから引き出される所望の入力電力に対する入力電力量
制御が与えられる。パラメータｒと位相角βは、内部反転器コンデンサ上の電圧
及び位相構成に対応している。これによって、負荷によって要求される所望の処
理電力を連続制御し、また発電機から無効電力を同時に引き出して最適な動作条
件を得ることができる。電力発電所のオペレータは、発電機の励起電圧を発電機
位相角と整合するように設定し、また配送配電線網の無効電力需要量を供給する
選択権を有する。誘導発電機の場合はそうではなく、誘導発電機は調整不可能な
ため、最適な性能を得るために負荷を誘導発電機に整合させることが望ましい。
このモードの動作において、変換器の入力端もまた、制御可能なＶＡＲ発電機と
して動作する。

【０２５９】ＡＣ／ＡＣ電力変換器又はＤＣ／ＡＣ反転器の出力端は、ＡＣ／ＡＣ電力変換
器の入力あるいはＡＣ／ＤＣ変換器の入力と同じように動作する。同じ動力学が
あてはまるが、正電力転送を簡単にするために、コンデンサ電圧は出力ライン電
圧よりも高くなければならない。ｒを初期コンデンサ電圧と等しくし、出力ライ
ン電圧に対して正規化すると、同様のグラフが得られる。また出力位相角とコン
デンサ分布角間の角度になるように角度αを定義すると、有効及び無効電力転送
グラフを生成できる。図２０は、Ｒの様々な初期値に対する有効及び無効電力転
送のグラフを示す。有効電力量が正であるグラフの部分だけが重要であるが、他
の部分もまた双方向流れに適用可能である。これは図１９と同じグラフであり、
ｘ軸を中心にして対称である。

【０２６０】正のｙ軸上で、位相角αが０で、Ｒ＝１の場合、電力は転送されない。Ｒ＝２
及びα＝０で、全エネルギが放電され、全電力が転送される。コンデンサ電圧を
上げると、転送は直線的に増加し、一方、蓄積されたエネルギは、電圧すなわち
Ｖの２乗で増加する。エネルギの差は、コンデンサ上に残留電圧として残り、次
の充電サイクルの初期条件として用いてもよい。ｒ＞２の場合、コンデンサの残
留電圧は初期電圧の逆になる。１＞ｒ＞２の場合、完全なコンデンサエネルギ転
送はエネルギ的に不可能であり、残留電圧は、初期電圧と同じ極性を有する。こ
の残留電圧は、次の充電サイクルで新たなエネルギの引き出しに利用でき、より
高い電圧を生成し大きな電力転送を可能にする。

【０２６１】有効電力＞１の場合の動作は、フリーホイール動作を用いることで改良できる
。コンデンサ電圧がゼロに達するにつれて、あるいは後の時間において、コンデ
ンサの再充電を防ぐあるいは止めることができると、出力インダクタのエネルギ
は、出力端子に完全に転送できる。適切な時間でのトリガ動作によって、次に予
定される充電サイクルに対する残留電圧と初期エネルギを選択できる。これによ
って、所望の処理電力制御及び入力無効電力制御機能が得られる。

【０２６２】負荷が純粋に抵抗だけであることは極めてまれであるため、所定の角度αで前
の充電サイクルで残っている総エネルギを再分布することによって、有効及び無
効電力の両者を出力することが現実的である。この角度は、正のｙ軸を基準に測
定される角度に対応し、反時計方向に増加する。角度が増加するにつれて、無効
電力は増加し、一方、有効電力処理量は減少する。有効電力がゼロになる点は２
つあり、反転器は、先行又は遅延位相角のいずれかの無効電力のみを生成する。
充電サイクルと放電サイクルの両者の動作を調和する必要がある。動作の制御は
、リアルタイムの制御で実行できる。しかしながら、必要な計算は、予め計算さ
れた参照表を用いると大幅に低減できる。最適な制御構成は、制御アルゴリズム
の選択、コンピュータ、及び選択された動作要求の複雑さによって決まる。

【０２６３】 XIV．他の回路トポロジによるＤＳＣＩ動作ＲＣＴＡとＤＳＣＩ方法は汎用性があり、図１１に示すように多くのエネルギ
蓄積装置に、あるいは図９と１０に示すように変圧器に用いることができる。Ｒ
ＣＴＡとＤＳＣＩ方法は、そのようなハイブリッド回路の入力又は出力の一部と
して利用できる。実際に、ＲＣＴＡとＤＳＣＩ方法は、あらゆる伝送ラインやパ
ルス形成回路の充電源となり得る。同様に、ＲＣＴＡとＤＳＣＩ方法は、多くの
電圧逓倍器／分割器と共に用いることができ、直接あるいは磁気的に結合された
装置を介して、そのような装置を充電できる。エネルギ蓄積装置は、図１のよう
な単一コンデンサでもよく、あるいは図１０の直列接続構成であってもよく、又
は、他の受動及び能動電気又は電子素子と一体化した複数のコンデンサから構成
することも可能である。

【０２６４】ＤＳＣＩトポロジの優れた特徴は、多くの電圧逓倍回路と組み合わせられるこ
とである。電圧逓倍器回路によってＡＣ入力波形が大きく歪むと、ＲＣＴＡは、
力率１又は選択された力率で高調波の無い電力を引き出す。更にＤＳＣＩ回路は
、更に高い周波数で、逓倍回路に電力を出力し、そのために、逓倍器回路の電気
的な構成要素をより多く利用し、このために、任意の電力レベルに対してそのよ
うな回路の重量及び容積要求値を低減する。高調波の無い電力入力と高い構成要
素の利用状況を組み合わせることによって、ＤＳＣＩ改良型電圧逓倍器はより大
電力の用途に適用できるようになる。

【０２６５】特に実際上重要なことは、ＤＳＣＩ回路トポロジと、出願又は係争中のリンパ
ッカ（Ｌｉｍｐａｅｃｈｅｒ）の特許に記載されている回路を一体化することで
ある。ＤＳＣＩは、これらの回路において充電又は放電動作の一部であってもよ
い。また中間装置サイクル動作の一部として用いてもよい。

【０２６６】固体スイッチのトリガをかける必要があるＤＳＣＩ回路トポロジを用いる装置
に対して、この技術は比較的先進的なものであり、アナログ、デジタル、あるい
はハイブリッド制御回路トポロジのほぼ無限の組み合わせを選択してもよい。多
くの用途の場合、入力、出力、及び詳細な回路の動作状態を監視して、性能を最
適化し、故障が発生した場合には是正処置をとることが望ましい。通信機能を追
加して、遠隔制御の動作状態報告ができることが望ましい。

【０２６７】 XV．整流制御図１に示す回路の両三相充電及び放電サイクルの場合、１つのサイリスタのみ
が完全な半波正弦波を有する。最大ｄＩ／ｄｔは、半波正弦波の開始時又は終了
時であり、ωＩｏを与える。最大電流振幅Ｉｏが１ｋＡ、また共振充電期間が２
５０μ秒の場合、ｄＩ／ｄｔ＝１２．６Ａ／μ秒である。推奨の反復ｄＩ／ｄｔ
は２００Ａ／μ秒であり、これは最大ｄＩ／ｄｔが５００Ａ／μ秒のサイリスタ
の範囲内に充分収まる。他２つの導通状態のサイリスタ電流は、同じ正弦波の何
分の１かであり、図８の電流線は、ｔ´₁において１つのサイリスタから他のサ
イリスタに瞬時に導通状態が移行することを示す。これによって、サイリスタに
損傷を与え、またサイリスタ損失を増大させる大きいオン及びオフのｄＩ／ｄｔ
が生成される。図２１に示すように、整流用インダクタＬｍを実装することによ
って、ＡＣ／ＤＣとＤＣ／ＡＣ変換におけるサイリスタ整流を実験的に制御した
。

【０２６８】各出力位相に対して、小さな整流インダクタＬｍが、サイリスタ組立品と出力
フィルタコンデンサの間に実装される。これらのインダクタは、通常出力インダ
クタＬｂの２０％程度であり、それらの内２つは、常に共振放電回路の一部であ
る。これらのインダクタを実装した状態で、整流ｄＩ／ｄｔはΔＶ／（２Ｌｍ）
で与えられる。ここで、ΔＶは、整流プロセスに含まれる出力コンデンサにおけ
る２つの電圧間の電位差である。その制御システムには、整流時間を考慮する必
要があり、整流期間の半分早めに最後のサイリスタにトリガをかける。先行トリ
ガ時間は、単にｔｐｒ＝Ｌｍ＊Ｉｄｃ／ΔＶと表され、ここで、Ｉｄｃは、整流
時間における放電電流である。この方法を用いると、ｄＩ／ｄｔを５０Ａ／μ秒
に容易に制限する小さなインダクタが必要である。

【０２６９】フリーホイールサイリスタのｄＩ／ｄｔも、小さなインダクタを直列に接続す
ることによって制限できる。通常、全振幅の何分の１かのフリーホイール電流に
よって、この整流インダクタを小さくできる。更に、反復パルスサイリスタ仕様
の最大ｄＩ／ｄｔにより近いサイリスタｄＩ／ｄｔを選択して、コンデンサＣｏ
の電圧反転を制限することが好ましい。フリーホイール回路インダクタンスのこ
のｄＩ／ｄｔ及びサイリスタのオフ遅延によって、コンデンサＣｏの与えられた
電圧反転が生じる。これは無視できるものではないが、これらの影響を制御アル
ゴリズムによって考慮すると、問題になることはない。

【０２７０】 XVI．制御処理量を制御するために、反転器周波数制御と残留電圧制御について述べた。
周波数制御によって、電力又は電流の処理量は、エネルギの比率あるいは電荷交
換サイクル毎に行われる電荷交換を増やすことによっても増加する。通常、パル
ス間期間すなわち連続する放電動作間の時間によって分割される電荷サイクル当
りのエネルギによって、所望の電力処理量が生成される。

【０２７１】一方、残留電圧制御によって、次の電荷交換動作のエネルギ量又は電荷交換量
が制御できる。残留電圧制御によって、あらゆる反転器周波数で電力処理量を残
留電圧によって制御できるように、充電サイクル当りの電荷エネルギを制御でき
る。

【０２７２】動作の両モードを組み合わせて、最も柔軟性のある制御機能を得てもよい。制
御動作は、開スイッチではない固体素子を用いて実行でき、その動作は、“ソフ
トスイッチング”として分類でき、ここでは、オン状態とオフ状態の両者が電流
ゼロにおいて発生する。通常、ソフトスイッチング動作によって、切替えの損失
が低減され、スパイク電圧抑制回路の必要が無くなり、回路及びスイッチのｄＩ
／ｄｔ要求値が低減される。これによって、高い動作電圧、大きい動作電流定格
、及び低損失で、市販されているものや開発中のいかなるスイッチよりも低価格
で高信頼性が証明された、確かで高度に開発されたサイリスタを用いることがで
きる。開及び閉の両機能を有するスイッチは、閉スイッチ動作機能として、回路
のあらゆるスイッチ動作を置き換えることができる。実際、高速度、新しい制御
の柔軟性、あるいは迅速なスイッチの復帰を得るためにそのようなスイッチが望
まれる用途が出現するであろう。

【０２７３】その制御は、周波数又は残留電圧制御に制限されるものではない。電荷交換動
作が入力スイッチを用いて直接制御される場合、既述の回路全てにおいて新規の
制御を行えることが、当業者には理解されるであろう。入力エネルギ又は電荷交
換量の制御を行うことで、電力又は電流量も同様に制御できる。ほとんどの場合
、この種類の制御には、被制御開スイッチを用いる必要があり、“被ソフトスイ
ッチング”動作とはならない。しかしながら、新規の制御柔軟性あるいは他の有
益な動作によって、新規の入力スイッチ部制御の優先的な選択をもたらすことが
できる。

【０２７４】動作を制御するには、変換器電圧及び電流条件に加えて、入出力端子を監視す
る制御装置が正確にスイッチを動作するために必要である。この制御機能は、例
えば、アナログ回路、デジタル制御装置、あるいはマイクロプロセッサのいずれ
によっても実行できる。好ましい実施形態の１つとして、デジタル照合表と一体
化したプログラム可能論理素子（ＰＬＤ）が用いられる。これらの照合表は、Ｐ
ＬＤによって用いることができる重要なタイミングの大部分を含んでいる場合が
ある。マイクロプロセッサは、動作の監視に用いることができ、入出力アナログ
パラメータを計測する。そのようなマイクロプロセッサは、リアルタイム制御に
対する計算を全て実行できるが、その大部分の動作は、照合表に記憶できる。照
合表のデータは、多次元表の形態あるいは照合表値の生成に用いることができる
多項式の係数等の形態であってもよい。

【０２７５】充電サイクルの正確な動作は、単一スイッチの正確なタイミングにのみ依存す
る。一旦充電サイクルが完了すると、プロセッサは、そのトリガイベントの誤り
を厳密に決定できる。放電動作の場合も同様に、正確なタイミングは、トリガが
かけられる第３出力スイッチに主に依存し、更に、正確な残留電圧はフリーホイ
ールスイッチの正確なトリガ動作に依存する。一旦放電が完了すると、マイクロ
プロセッサは、測定された電荷転送及び残留コンデンサ電圧に基づいて、２つの
スイッチ動作の誤りを計算できる。実際、厳密な性能は、事前に計算することが
難しい場合があり、また受動電力構成要素の温度の影響や、能動スイッチの遅れ
や他のパラメータの変化に伴い変動する場合がある。マイクロプロセッサは、性
能を監視し、記憶された照合表を修正して、連続的に入力、出力、あるいは内部
変換器動作条件の変化に対する誤りを能動的に最小限に抑えることができ、リア
ルタイムで、記憶されているものより大幅に高い分解能を有する洗練された照合
表を生成する。

【０２７６】本発明は好適な実施形態について述べたが、それに改良を加えてもよいことは
、当業者には明らかであろう。従って、本発明の範囲は、以下の請求項によって
決定されるものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】周波数変換器と双方向電力潮流機能を有する電力変換器の概略回
路図を示す。

【図２】入出力力率１で動作する図１に示す電力変換器の代表的な電荷交
換波形のグラフを示す。

【図３】入出力力率１で動作し、また無効電力を供給し電圧ブーストを行
う図１に示す電力変換器のもう１つの代表的な電荷交換波形のグラフを示す。

【図４】双方向電力潮流機能を有するＤＣ／ＤＣ変換器の基本構成の概略
回路図示す。

【図５】ＡＣとＤＣ入力及びＡＣとＤＣ出力を有する多重ポート変換器の
ブロック図を示す。

【図６】同時入出力動作機能を有するもう１つの実施例による電力変換器
の概略回路を示す。

【図７】動的ＶＡＲ補償器の概略回路図を示す。

【図８】図７に示す動的ＶＡＲ補償器動作の２サイクル分の典型的な電荷
交換波形のグラフを示す。

【図９】周波数制御を電圧変圧と組み合わせる電子変圧器の概略回路図を
示す。

【図１０】同時入出力動作機能を有する電子変圧器の概略回路図を示す。

【図１１】３つのコンデンサを用いた電力変換器を示す概略回路図である
。

【図１２】通常の充電プロセスに対して、図１１に示す、３つのコンデン
サを用いた電力変換器のコンデンサ電圧と充電電流のグラフを示す。

【図１３】図１１に示す電力変換器の数サイクルの電圧及び電流入力のグ
ラフを示す。

【図１４】図１１に示す電力変換器のＡＣサイクル数サイクル分の出力電
圧グラフを示す。

【図１５】残留電圧がコンデンサに存在する状態での通常の充電プロセス
に対して、図１１に示す、３つのコンデンサを用いた電力変換器のコンデンサ電
圧と充電電流を示す。

【図１６】３つのコンデンサを用いた電力変換器の更に別の実施形態を示
す。

【図１７】図１１及び１６に示す、３つのコンデンサを用いた電力変換器
に対して、残留電圧位相角の関数として、有効電力における一組のパラメータ動
作曲線のグラフを示す。

【図１８】図１１及び１６に示す、３つのコンデンサを用いた電力変換器
に対して、残留電圧位相角の関数として、無効電力における一組のパラメータ動
作曲線のグラフを示す。

【図１９】図１１及び１６に示す、３つのコンデンサを用いた電力変換器
に対して、有効電力潮流角の関数として無効電力が与えられた場合の、入力電力
潮流制御に対する一組のパラメータ動作曲線のグラフを示す。

【図２０】図１１及び１６に示す、３つのコンデンサを用いた電力変換器
に対して、有効電力潮流角の関数として無効電力が与えられた場合の、出力電力
潮流制御に対する一組のパラメータ動作曲線のグラフを示す。

【図２１】整流スイッチの電流変化率を低減するために整流インダクタを
追加した電力変換器出力部の基本構造の概略回路図を示す。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＭＺ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＭ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ (72)発明者リンペシャー、ルドルフアメリカ合衆国 01983 マサチューセッツ州トップスフィールドパーソネイジレーン 45 (72)発明者リンペシャー、エリックアール．アメリカ合衆国 01983 マサチューセッツ州トップスフィールドパーソネイジレーン 45 Ｆターム(参考） 5H007 AA02 BB06 CA03 CB05 CC09 CC12 CD02 DA03 DA04 5H730 AA14 AA18 DD05 DD16 EE04 5H750 AA02 AA04 BA01 BA06 BA08 BB12 CC03 CC11 DD05 EE05

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】電荷蓄積装置と複数の第１ノードを有する第１電力端子との
間で電荷を転送するための方法であって、前記電荷蓄積装置と前記複数の第１ノードの内の第１の第１ノードとの間で誘
導部を介して電荷を交換する段階と、前記電荷蓄積装置と第１の第１ノードとの間で所定の電荷交換が完了した時、
前記複数の第１ノードの内の第２の第１ノードによって前記第１の第１ノードを
置き換える段階と、前記電荷蓄積装置と前記第２の第１ノードとの間で誘導部を介して電荷を交換
する段階と、を含むことを特徴とする方法。
【請求項２】第２電力端子が複数の第２ノードを有する請求項１に記載の
方法であって、前記電荷蓄積装置と前記複数の第２ノードの内の第１の第２ノードとの間で前
記誘導部を介して電荷を交換する段階と、前記電荷蓄積装置と前記第１の第２ノードとの間で所定の電荷交換が完了した
時、前記複数の第２ノードの内の第２の第２ノードによって前記第１の第２ノー
ドを置き換える段階と、前記電荷蓄積装置と前記第２の第２ノードとの間で誘導部を介して電荷を交換
する段階と、をさらに含むことを特徴とする方法。
【請求項３】請求項２に記載の方法であって、更に、前記第１電力端子をＡＣ電力端子として構成する段階と、前記第２電力端子をＡＣ電力端子として構成する段階と、を含むことを特徴とする方法。
【請求項４】請求項２に記載の方法であって、更に、前記第１電力端子をＡＣ電力端子として構成する段階と、前記第２電力端子をＤＣ電力端子として構成する段階と、を含むことを特徴とする方法。
【請求項５】請求項２に記載の方法であって、更に、前記第１電力端子をＤＣ電力端子として構成する段階と、前記第２電力端子をＤＣ電力端子として構成する段階と、を含むことを特徴とする方法。
【請求項６】複数の電力端子が前記第１電力端子と前記第２電力端子を含
む請求項２に記載の方法であって、前記電荷蓄積装置と前記第１電力端子との間における前記電荷交換は、前記複
数の電力端子のいずれか１つと前記電荷蓄積装置との間で行うことができ、前記電荷蓄積装置と前記第２電力端子との間における前記電荷交換は、前記複
数の電力端子のいずれか１つと前記電荷蓄積装置との間で行うことができること
を特徴とする方法。
【請求項７】請求項２に記載の方法であって、前記第１電力端子と前記第
２電力端子は同じ電力端子であることを特徴とする方法。
【請求項８】請求項２に記載の方法であって、前記電荷蓄積装置と第１電
力端子との間での前記電荷交換と、前記電荷蓄積装置と前記第２電力端子との間
の前記電荷交換とは交互に行われることを特徴とする方法。
【請求項９】請求項２に記載の方法であって、前記電荷蓄積装置と第１電
力端子との間での前記電荷交換と、前記電荷蓄積装置と前記第２電力端子との間
の前記電荷交換とは同時に行われることを特徴とする方法。
【請求項１０】請求項１に記載の方法であって、前記電荷蓄積装置は複数
のコンデンサを含むことを特徴とする方法。
【請求項１１】請求項１に記載の方法であって、前記電荷蓄積装置は１つ
のコンデンサを含むことを特徴とする方法。
【請求項１２】請求項１に記載の方法であって、前記誘導部は複数のイン
ダクタを含むことを特徴とする方法。
【請求項１３】請求項１に記載の方法であって、前記誘導部は１つのイン
ダクタを含むことを特徴とする方法。
【請求項１４】請求項１に記載の方法であって、前記誘導部は単相変圧器
の巻線を含むことを特徴とする方法。
【請求項１５】請求項１に記載の方法であって、前記電荷蓄積装置と前記第１の第１ノードとの間で交換される前記所定の電荷
と前記電荷蓄積装置と前記第２の第１ノードとの間で交換される前記電荷の比は
、前記第１の第１ノードと前記第２の第１ノードから引き出される電流の比に等
しいことを特徴とする方法。
【請求項１６】請求項２に記載の方法であって、前記電荷蓄積装置と前記第１の第２ノードとの間で交換される前記所定の電荷
と前記電荷蓄積装置と前記第２の第２ノードとの間で交換される前記電荷の比は
、前記第１の第２ノードに注入される電流と前記第２の第２ノードに注入される
電流の比に等しいことを特徴とする方法。
【請求項１７】誘導部と、前記誘導部と共に共振回路を構成するために、前記誘導部に結合される電荷蓄
積装置と、複数の第１ノードを有する第１電力端子と、前記第１電力端子と前記共振回路を結合する複数の第１スイッチと、所定の第１電荷量を前記複数の第１ノードの内第１ノードと前記エネルギ蓄積
素子との間で交換し、また所定の第２電荷量を前記複数の第１ノードの内第２ノ
ードと前記エネルギ蓄積素子との間で交換するために、前記複数の第１スイッチ
の動作を制御するための制御ユニットと、を含む電荷転送装置であって、前記電荷蓄積装置と前記第１ノードとの間で交換される前記所定の第１電荷量
と、前記電荷蓄積装置と前記第２ノードとの間で交換される前記第２電荷量の比
は、前記第１ノードから引き出される電流と前記第２ノードから引き出される電
流の比に等しいことを特徴とする装置。
【請求項１８】誘導部と、前記誘導部と共に共振回路を構成するために、前記誘導部に結合される電荷蓄
積装置と、複数の第１ノードを有する第１電力端子と、前記第１電力端子と前記共振回路を結合する複数の第１スイッチと、所定の第１電荷量を前記複数の第１ノードの内の第１ノードと前記エネルギ蓄
積素子との間で交換し、また所定の第２電荷量を前記複数の第１ノードの内の第
２ノードと前記エネルギ蓄積素子との間で交換するために、前記複数の第１スイ
ッチの動作を制御するための制御ユニットと、を含む電荷転送装置であって、前記電荷蓄積装置と前記第１ノードとの間で交換される前記所定の第１電荷量
と、前記電荷蓄積装置と前記第２ノードとの間で交換される前記第２電荷量との
比は、前記第１ノードから引き出される電流と前記第２ノードから引き出される
電流の比に等しく、前記電荷転送装置は、更に、複数の第２ノードを有する第２電力端子と、前記第２電力端子と前記共振回路を結合する複数の第２スイッチと、を含み、前記制御ユニットは、所定の第３電荷量を前記複数の第２ノードの内の第１の第２ノードと前記電荷
蓄積装置との間で交換し、また所定の第４電荷量を前記複数の第２ノードの内の
第２の第２ノードと前記電荷蓄積装置との間で交換するために、前記複数の第２
スイッチの動作を制御し、前記電荷蓄積装置と前記第１の第２ノードとの間で交換される前記所定の第３
電荷量と、前記電荷蓄積装置と前記第２の第２ノードとの間で交換される前記第
４電荷量の比は、前記第１ノードに注入される電流と前記第２ノードに注入され
る電流の比に等しいことを特徴とする電荷転送装置。
【請求項１９】請求項１８に記載の電荷転送装置であって、前記第１電力端子から前記電荷蓄積装置へ転送された電荷は、前記電荷蓄積装
置から前記第２電力端子へ転送された電荷は交互に続くことを特徴とする装置。
【請求項２０】請求項１８に記載の電荷転送装置であって、前記第１電力端子は多相電源を受けるために構成されており、また前記第２電
力端子は多相電力負荷を供給するために構成されていることを特徴とする装置。
【請求項２１】請求項１８に記載の電荷転送装置であって、前記制御ユニットは前記複数の第２スイッチを動作して、前記第２電力端子に
ＡＣ波形を復元することを特徴とする装置。
【請求項２２】請求項１８に記載の電荷転送装置であって、前記第１電力端子は多相ＡＣ電源を受けるために構成されており、また前記第
２電力端子はＤＣ負荷を供給するために構成されていることを特徴とする装置。
【請求項２３】請求項１８に記載の電荷転送装置であって、前記第１電力端子はＤＣ電源を受けるために構成されており、また前記第２電
力端子は多相ＡＣ電力負荷を供給するために構成されていることを特徴とする装
置。
【請求項２４】請求項１８に記載の電荷転送装置であって、前記第１電力端子はＤＣ電源を受けるために構成されており、また前記第２電
力端子はＤＣ電力負荷を供給するために構成されていることを特徴とする装置。
【請求項２５】請求項１８に記載の電荷転送装置であって、前記第１電力端子は多相ＡＣ電源を受けるために構成されており、また前記制
御ユニットは前記複数の第２スイッチを動作させて、フーリエ級数で記述される
平均電流を生成することを特徴とする装置。
【請求項２６】請求項２５に記載の電荷転送装置であって、前記フーリエ成分の１つは、前記平均電流が前記多相ＡＣ電源の電圧と同位相
であることを特徴とする装置。
【請求項２７】請求項２５に記載の電荷転送装置であって、前記フーリエ成分の１つは、前記平均電流が前記多相ＡＣ電源の電圧と電気的
角度で９０度だけ位相がずれていることを特徴とする装置。
【請求項２８】請求項２５に記載の電荷転送装置であって、前記フーリエ成分は、前記平均電流が高調波電流成分を生成する多相ＡＣ電源
の基本周波数の高調波であることを特徴とする装置。
【請求項２９】請求項１８に記載の電荷転送装置であって、前記第１電力端子と前記第２電力端子は同じであり、ＡＣ配送配電線網に結合
され、前記制御ユニットは、前記複数の第１スイッチと前記複数の第２スイッチ
を動作させて、前記ＡＣ配送配電線網の無効電流を制御することを特徴とする装
置。
【請求項３０】請求項１８に記載の電荷転送装置であって、更に、電荷蓄積装置の両端に結合されたフリーホイールスイッチを含み、前記制御ユ
ニットは前記フリーホイールを動作させて、前記電荷蓄積装置の残留電圧を制御
することを特徴とする装置。
【請求項３１】エネルギを複数の入力ノードを有する入力端子から複数の
出力ノードを有する出力端子へ直接転送するための電荷転送装置であって、前記入力ノードと結合された複数の入力スイッチと、前記出力ノードと結合された複数の出力スイッチと、前記複数の入力スイッチと前記複数の出力スイッチの間に直列に結合された電
荷蓄積装置と、前記電荷蓄積装置と直列に結合された誘導部であって、前記誘導部と前記電荷
蓄積装置が直列共振回路を形成するようになっている前記誘導部と、前記複数の入力スイッチと前記複数の出力スイッチを動作するための制御ユニ
ットと、を含む前記電荷転送装置であって、前記制御ユニットは、２つの入力ノードと２つの出力ノード間の接続が前記誘
導部と前記電荷蓄積装置によって直列に形成されるのに合わせて２つの入力スイ
ッチと２つの出力スイッチを同時にオンにし、また、所定の電荷が前記２つの入
力ノードから抽出された時、前記制御ユニットは第３入力スイッチをオンにして
、また、充分な電荷が前記２つの出力ノードの１つに注入された時、前記制御ユ
ニットは第３出力スイッチをオンにすることを特徴とする装置。
【請求項３２】請求項３１に記載の電荷転送装置であって、更に、前記誘導部の両端に結合されたフリーホイールスイッチを含み、前記制御ユニ
ットは前記フリーホイールをオンして、前記誘導要素の残留電圧を前記出力端子
へ転送することを特徴とする装置。
【請求項３３】請求項３１に記載の電荷転送装置であって、前記制御ユニ
ットは、前記複数の入力スイッチと前記複数の出力スイッチを動作させて、前記
入力端子から前記出力端子へ電荷を転送し、また後続の充電／放電サイクルにお
いて、前記電荷蓄積装置上において電圧極性を反転させることを特徴とする装置
。
【請求項３４】請求項３１に記載の電荷転送装置であって、前記入力端子はＡＣ電源を受けるために構成されており、また前記出力端子は
ＡＣ負荷を供給するために構成されていることを特徴とする装置。
【請求項３５】請求項３１に記載の電荷転送装置であって、前記制御ユニットは前記複数の入力スイッチと前記複数の出力スイッチを動作
して、前記出力端子でＡＣ波形を復元することを特徴とする装置。
【請求項３６】請求項３１に記載の電荷転送装置であって、前記入力端子はＡＣ電源を受けるために構成されており、また前記出力端子は
ＤＣ負荷を供給するために構成されていることを特徴とする装置。
【請求項３７】請求項３１に記載の電荷転送装置であって、前記入力端子はＤＣ電源を受けるために構成されており、また前記出力端子は
ＡＣ負荷を供給するために構成されていることを特徴とする装置。
【請求項３８】請求項３１に記載の電荷転送装置であって、前記入力端子はＤＣ電源を受けるために構成されており、また前記出力端子は
ＤＣ負荷を供給するために構成されていることを特徴とする装置。
【請求項３９】請求項３１に記載の電荷転送装置であって、前記誘導要素は、前記電荷蓄積装置に結合された一次側巻線と前記複数の出力
スイッチに結合された２次側巻線とを有する単相変圧器であることを特徴とする
装置。
【請求項４０】請求項３９に記載の電荷転送装置であって、前記単相変圧
器は絶縁型変圧器であることを特徴とする装置。
【請求項４１】請求項３９に記載の電荷転送装置であって、前記単相変圧
器は単巻変圧器であることを特徴とする装置。
【請求項４２】電力を複数の入力ノードを有する入力端子から複数の出力
ノードを有する出力端子へ転送するための電子変圧器回路であって、前記入力ノードと結合された複数の入力スイッチと、前記複数の入力スイッチに結合された誘導部と、前記誘導部に直列に結合された電荷蓄積装置と、一次側巻線と２次側巻線を有する単相変圧器であって、前記電荷蓄積装置に並
列に結合されている前記単相変圧器と、前記２次側巻線が直列に結合された複数の出力スイッチと、前記複数の入力スイッチと前記複数の出力スイッチを動作するための制御ユニ
ットと、を含む前記電子変圧器回路であって、前記制御ユニットは、前記複数の入力スイッチを交互にオンにして、電荷を前
記入力端子から前記電荷蓄積装置へ転送し、また前記複数の出力スイッチをオン
にして、電荷を前記電荷蓄積装置から前記単相変圧器を介して前記出力端子へ転
送することを特徴とする回路。
【請求項４３】請求項４２に記載の電子変圧器であって、更に、前記電荷蓄積装置へ並列に結合された転送スイッチを含むことを特徴とする変
圧器。
【請求項４４】請求項４２に記載の電子変圧器であって、前記入力端子は
多相ＡＣ電源を受けるために構成されており、また前記制御装置は前記入力スイ
ッチの内、まず２つのスイッチをオンにし、また所定の電荷が前記２つの入力ノ
ードの内、１つのノードから引き出された時、前記制御装置は第３入力スイッチ
をオンさせることを特徴とする変圧器。
【請求項４５】請求項４２に記載の電子変圧器であって、前記出力端子は
多相ＡＣ端子を供給するために構成されており、また前記制御装置は前記出力ス
イッチの内、まず２つのスイッチをオンにし、また充分な電荷が前記出力ノード
の内、１つのノードへ転送された時、第３出力スイッチをオンさせることを特徴
とする変圧器。
【請求項４６】請求項４２に記載の電子変圧器であって、前記入力端子は
ＤＣ電力端子として構成されていることを特徴とする変圧器。
【請求項４７】請求項４２に記載の電子変圧器であって、前記出力端子は
ＤＣ電力端子として構成されていることを特徴とする変圧器。
【請求項４８】請求項４２に記載の電子変圧器であって、更に、前記電荷蓄積装置の両端に結合されたフリーホイールスイッチを含み、前記制
御ユニットは、前記電荷蓄積装置から前記出力端子への電荷転送の間、前記電荷
蓄積装置の残留電圧を制御することを特徴とする変圧器。
【請求項４９】請求項４２に記載の電子変圧器であって、前記単相変圧器
は絶縁型変圧器であることを特徴とする変圧器。
【請求項５０】請求項４２に記載の電子変圧器であって、前記単相変圧器
は単巻変圧器であることを特徴とする変圧器。
【請求項５１】請求項４２に記載の電子変圧器であって、前記単相変圧器
は昇圧変圧器であることを特徴とする変圧器。
【請求項５２】請求項４２に記載の電子変圧器であって、前記単相変圧器
は降圧変圧器であることを特徴とする変圧器。