CZ20014300A3 - Způsob převedení elektrického náboje a zařízené k provádění tohoto způsobu - Google Patents
Způsob převedení elektrického náboje a zařízené k provádění tohoto způsobu Download PDFInfo
- Publication number
- CZ20014300A3 CZ20014300A3 CZ20014300A CZ20014300A CZ20014300A3 CZ 20014300 A3 CZ20014300 A3 CZ 20014300A3 CZ 20014300 A CZ20014300 A CZ 20014300A CZ 20014300 A CZ20014300 A CZ 20014300A CZ 20014300 A3 CZ20014300 A3 CZ 20014300A3
- Authority
- CZ
- Czechia
- Prior art keywords
- charge
- output
- input
- power
- storage device
- Prior art date
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 99
- 238000003860 storage Methods 0.000 claims abstract description 78
- 238000012546 transfer Methods 0.000 claims abstract description 60
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 claims abstract description 9
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 217
- 230000006698 induction Effects 0.000 claims description 53
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 claims description 24
- 238000011084 recovery Methods 0.000 claims description 11
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 10
- 238000004146 energy storage Methods 0.000 claims description 9
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 claims description 6
- 230000001131 transforming effect Effects 0.000 claims description 2
- 230000008569 process Effects 0.000 description 37
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 35
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 34
- 230000004913 activation Effects 0.000 description 25
- 230000008859 change Effects 0.000 description 17
- 230000006870 function Effects 0.000 description 17
- 230000001965 increasing effect Effects 0.000 description 15
- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 description 13
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 11
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 10
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 9
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 9
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 9
- 230000002829 reductive effect Effects 0.000 description 9
- 230000003213 activating effect Effects 0.000 description 8
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 8
- 238000009826 distribution Methods 0.000 description 8
- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 description 7
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 7
- 230000001960 triggered effect Effects 0.000 description 7
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000009429 electrical wiring Methods 0.000 description 6
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 5
- 101100100125 Mus musculus Traip gene Proteins 0.000 description 4
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 4
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 4
- 239000004020 conductor Substances 0.000 description 4
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 4
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 4
- 238000009413 insulation Methods 0.000 description 3
- XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N Silicon Chemical compound [Si] XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 2
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 2
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 2
- 125000004122 cyclic group Chemical group 0.000 description 2
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000005611 electricity Effects 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 2
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 2
- 230000000670 limiting effect Effects 0.000 description 2
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 2
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 2
- 229910052710 silicon Inorganic materials 0.000 description 2
- 239000010703 silicon Substances 0.000 description 2
- 230000003068 static effect Effects 0.000 description 2
- NCGICGYLBXGBGN-UHFFFAOYSA-N 3-morpholin-4-yl-1-oxa-3-azonia-2-azanidacyclopent-3-en-5-imine;hydrochloride Chemical compound Cl.[N-]1OC(=N)C=[N+]1N1CCOCC1 NCGICGYLBXGBGN-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 101100356682 Caenorhabditis elegans rho-1 gene Proteins 0.000 description 1
- FAPWRFPIFSIZLT-UHFFFAOYSA-M Sodium chloride Chemical compound [Na+].[Cl-] FAPWRFPIFSIZLT-UHFFFAOYSA-M 0.000 description 1
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000000712 assembly Effects 0.000 description 1
- 238000000429 assembly Methods 0.000 description 1
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 1
- 238000013016 damping Methods 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 1
- 239000000835 fiber Substances 0.000 description 1
- 238000001595 flow curve Methods 0.000 description 1
- ZZUFCTLCJUWOSV-UHFFFAOYSA-N furosemide Chemical compound C1=C(Cl)C(S(=O)(=O)N)=CC(C(O)=O)=C1NCC1=CC=CO1 ZZUFCTLCJUWOSV-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000001976 improved effect Effects 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 230000005415 magnetization Effects 0.000 description 1
- 230000007257 malfunction Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 description 1
- 230000007935 neutral effect Effects 0.000 description 1
- 238000005457 optimization Methods 0.000 description 1
- 238000011160 research Methods 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
- 150000003839 salts Chemical class 0.000 description 1
- 210000002966 serum Anatomy 0.000 description 1
- 239000011780 sodium chloride Substances 0.000 description 1
- 239000007787 solid Substances 0.000 description 1
- 238000009987 spinning Methods 0.000 description 1
- 230000002277 temperature effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from AC input or output
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/40—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into DC
- H02M5/42—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into DC by static converters
- H02M5/44—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate DC into AC
- H02M5/443—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate DC into AC using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M5/45—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate DC into AC using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M5/4505—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate DC into AC using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only having a rectifier with controlled elements
Landscapes
- Power Engineering (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
- Charge And Discharge Circuits For Batteries Or The Like (AREA)
- Photoreceptors In Electrophotography (AREA)
- Transition And Organic Metals Composition Catalysts For Addition Polymerization (AREA)
- Supplying Of Containers To The Packaging Station (AREA)
- Secondary Cells (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Superconductors And Manufacturing Methods Therefor (AREA)
- Telephone Function (AREA)
- Vending Machines For Individual Products (AREA)
- Steering Control In Accordance With Driving Conditions (AREA)
Description
Způsob převedení elektrického náboje a zařízení k provádění tohoto způsobu
Oblast techniky
Vynález se obecně týká převedení elektrické energie a konkrétně způsobu pro převedení střídavého proudu na střídavý proud, převedení střídavého proudu na stejnosměrný proud, tj. usměrnění střídavého proudu, převedení stejnosměrného proudu na střídavý proud, převedení stejnosměrného proudu na stejnosměrný proud a regulace jalového výkonu a zařízení k provádění těchto způsobů. Ačkoliv vynález má širokou oblast použití, je zejména použitelný v systémech pro distribuci a přenos energie bez ohledu na to, zda se jedná o průmyslovou, komerční či vojenskou oblast použití.
Dosavadní stav techniky
Standardní usměrňovači zařízení, převádějící střídavý proud na stejnosměrný proud a používající nelineární jakými jsou např. diodové a tyristorové můstky, harmonické složky a jalový výkon v dodávce zařízeni, způsobují třífázového střídavé proudu daným zařízením. Harmonické poskytující elektrický proud složky a jalový výkon jsou způsobeny nerovnoměrným zatížením vstupních fází. To znamená, že proud je odebírán z fáze, když vstupní střídavé fázové napětí je vyšší než výstupní stejnosměrné napětí, zatímco žádný proud není odebírán z fáze, když vstupní střídavé fázové napětí je nižší než výstupní stejnosměrné napětí.
Růst počtu budičů motorů s regulací rychlosti a záložních zdrojů elektrické energie, které typicky vyžadují převedení střídavého proudu na stejnosměrný proud a následné převedení stejnosměrného proudu na střídavý proud k dosažení žádoucího * · * · · · · · · · • · · ···· · • · · · · • · · · · · · střídavého napětí a frekvence na motoru, má za následek další deformaci tvaru vlny v dodávce střídavého proudu. Když se tvar vlny dodávky elektrického proudu zhorší, k čemuž např. dochází, když elektrárna zapojí generátor na námořní lodi do elektrické sítě, zařízení může začít špatně fungovat, přičemž tato skutečnost závisí na čistém zdroji dodávky elektrické energie pro příslušnou operaci.
Cílem vynálezu je tudíž způsobu pro převedení energie, který by omezil deformaci tvaru vlny dodávky střídavého proudu a zařízení k provádění tohoto způsobu.
Podstata vynálezu
Uvedený cíl je dosažen vynálezem, jehož předmětem je rezonanční náboj-převádějící zařízení, které v dalším textu je označováno jako zařízení RCTA (RCTA= resonant chargetransfer apparatus), a způsob diferenciální a sekvenční rezonanční výměny náboje, který v dalším textu je označován jako způsob DSCI (DSCI= differential and sequential resonant charge-interchange). Zařízení RCTA a způsob DSCI mají výhodu oproti známým zařízením pro převod energie, která spočívá v tom, že mimo jiné snižují deformaci tvaru vlny střídavého napájecího zdroje energie.
Zařízení RCTA zmenšuje tento problém, že odebírá náboje ze všech fází vícefázového napájecího zdroje energie úměrně k poměru proudů vstupních fází. Tím poskytuje energii prostou harmonických složek, odebírá energii při jednotném účinníku a nezavádí jalovou energii do dodávky střídavého proudu.
Kromě toho, poněvadž zařízení RCTA může být obousměrné, může zavádět proud prostý harmonických složek do vícefázové dodávky střídavého proudu při základní frekvenci, rovněž i sloučit sinusový tvar vlny elektrického proudu s žádoucí frekvencí a fází.
Zařízení RCTA obecně pracuje ve dvou cyklech. V prvním cyklu se žádoucí náboj odebere z každé fáze napájecího zdroje energie k nabití zařízení pro uschování energie. V druhém cyklu se náboj na zařízení pro uschování energie vybije skrze výstup zařízení RCTA. Provedením velkého množství výše uvedených cyklu za sekundu zařízení RCTA může vyjmout náboj z napájecího zdroje a produkovat náboj skrze výstup k vytvoření žádoucího výstupního tvaru vlny.
Tyto převody nábojů mohou nebo nemusí uskutečnit převod síťové energie ve směru ke vstupnímu koncovému bodu nebo od vstupního koncového bodu. Opakovanými výměnami náboje je možné dosáhnout síťového a regulovaného toku energie ve směru od vstupního koncového bodu k výstupnímu koncovému bodu nebo dodávka střídavého proudu s regulovaným jalovým výkonem.
Zařízení RCTA může pracovat buď s vícefázovým střídavým proudem nebo vícefázovým stejnosměrným proudem. Produkovaný tvar vlny může mít formu buď vícefázového střídavého proudu majícího žádoucí napětí a frekvenci nebo stejnosměrného proudu majícího žádoucí napětí a polaritu. Převod může být tvořen převodem ze střídavého proudu na střídavý proud nebo stejnosměrný, a převodem stejnosměrného proudu na stejnosměrný proud nebo střídavý proud.
V případě regulace toku energie výměna náboje se ve většině aplikacích provádí výměnou náboje mezi zdrojem energie a zařízením pro uschování energie a následnou výměnou náboje mezi zařízením pro uschování energie a výstupem. Avšak přímý tok energie mezi vstupním koncovým bodem a výstupním koncovým bodem může být rovněž realizován.
ζ» * · · ·
Regulováním procesu výměny náboje z každého koncového bodu může být odebírán elektrický proud nebo do každého koncového bodu může být náboj přiváděn elektrický proud, přičemž v případě, že tento proud je zprůměrován nízkopásmovým filtrem, potom se dosáhne proudový tok prakticky prostý zvlnění.
Výhodou vynálezu je to, že může používat vysokovýkonné tyristory, které pracují v samočinném režimu nebo režimu na bázi přirozené komutace. Tudíž nejsou žádoucí otvírací spínače, jakými jsou např. střídače s impulsovou šířkovou modulací (PWM) používající bipolární tranzistory s izolovanými hradly nebo zařízení vypínaná hradly. V důsledku toho není žádoucí obvod pro řízení otevření těchto spínačů.
Vynález může použít konvenční tyristory, které jsou používány již více než 30 let. Narozdíl od konvenčních výkonových elektronických obvodů, výkonové elektrické komponenty použité ve vynálezu jsou běžně dostupné a tudíž nemusí být nově vytvořeny. Rovněž tato zařízení mají nejvyšší jmenovité napětí, nejvyšší jmenovitý proud a jeden z nejnižších úbytků napětí v dopředném směru ve srovnání v porovnání s ostatními výkonovými elektronickými spínači. Tato zařízení rovněž mají nízké ztráty, nejsou nákladná a jsou dostupná v provedeních s vysokým jmenovitým napětím a vysokým jmenovitým proudem. Tudíž je možné konstatovat, že zařízení RCTA překonává dosavadní technologii pro vysokoproudové a vysokonapěťové aplikace.
Existuje mnoho aplikacích pro zařízení RCTA a způsob
DSCI. Tak např. zařízení RCTA může být použito v měniči střídavého proudu na střídavý proud, ve kterém k převodu energie dochází bez typické mezilehlé stejnosměrné vazby.
Toto zařízení rovněž může být použito jako usměrňovač • · • · · · * · «· • · · · « » • · » · · · · · » · · · « · ··· ·« ******* ·· střídavého proudu na stejnosměrný proud, měnič stejnosměrného proudu na střídavý proud, měnič stejnosměrného proudu na stejnosměrný proud, vícebránový měnič, kompenzátor harmonických složek, kompenzátor jalového výkonu a elektronický transformátor.
Znakem zařízení RCTA je harmonických složek- prostý převod vícefázového střídavého proudu na buď vícefázový střídavý proud nebo stejnosměrný proud. To je dosaženo vyjmutím náboje ze všech fází, úměrným k poměru proudů vstupních fází diferenciálním a provedeným nabíjením zařízení pro uschování energie ze dvou vstupních fází, následovaným nahrazením jedné ze dvou těchto fází třetí fází (tyto dvě operace představují výše uvedený způsob DSCI.
Provedením nabíjení v regulovaných intervalech se zatěžuje vícefázový střídavý zdroj energie na požadovanou hodnotu výkonu v libovolné části střídavého cyklu. Zatěžováním vícefázového střídavého zdroje energie se rovnoměrně udržuje vyrovnaný a konstantní výkon. Regulovaným nabíjením elektrický proud může být odebrán ze vstupu, který je ve fázi se vstupním napětím, tudíž vstupní výkon má jednotný účinník. To vylučuje požadavek na korekci fázového úhlu nebo kondenzátoru typu VAR na vstupu zařízení RCTA. Tato technika není omezena jen na třífázové střídavé výkonové systémy, avšak může být rozšířena na libovolný vícefázový systém.
Regulovaným vybíjením měnič střídavého proudu na střídavý proud může sloučit výstupní frekvenci a fázi.
Kromě toho měnič střídavého proudu na střídavý proud může převádět energii z dodávky střídavého proudu na střídavý koncový bod, který má frekvenci a fázi určenou jiným střídavým zdrojem energie, jakým je např. generátor. Zaváděný • · · · · · · · · · « • » · ♦ · · · « · · « * · * · « · ♦ ·» » ···«· ·«· ·· ·»· • fr · ·· ·····»· ·· · ·» náboj může být ve fázi s napětím jiného střídavého zdroje energie k převodu skutečné činné energie nebo zaváděný náboj může obsahovat část náboje, která je fázově posunutá vůči napětí jiného střídavého zdroje energie, takže převod zahrnuje jalový výkon. Tento provozní režim umožňuje regulovaný převod energie z jednoho střídavého zdroje energie na jiný střídavý zdroj energie, který má rozdílnou fázi, napětí a frekvenci.
Použití měniče střídavého proudu na střídavý proud je regulovanou operací převodu energie mezi systémy s rozdílnými napětími. To umožňuje regulovaný tok energie do systému, ve kterém může dojít k napěťové, fázové a frekvenční nestabilitě. Tak např. měnič střídavého proudu na střídavý proud se může použít v elektrické veřejné síti jako hradlový regulátor k regulaci žádoucího toku energie. Hradlový regulátor může regulovat tok energie skrze střídavé přenosové vedení a omezovat tok energie uvnitř tepelných limitů přenosových vedeních. Hradlový regulátor může být rovněž použit k převodu energie z jednoho regionálního střídavého výkonového systému na sousední střídavý výkonový systém. To může nahradit použití stejnosměrného spojovacího vedení mezi jednotlivými regionálními sítěmi.
V jiných aplikacích hradlový regulátor může regulovat tok energie k zeslabení subharmonické nestability regionální střídavé sítě.
Další aplikace měniče střídavého proudu na střídavý proud spočívá v převodu frekvence dodávky střídavého proudu na odlišnou výstupní frekvenci. To má široké použití, např. v pohonech motorů s proměnlivou rychlostí. Měnič střídavého proudu na střídavý proud může dynamicky regulovat napětí, frekvenci, fázi, činný výkon a relativní výkon motoru na
Ί kontinuální bázi ve specifickém rozmezí. Poněvadž měnič střídavého proudu na střídavý proud může být regulován pro obousměrný tok energie, motor může být rovněž regulován pro dynamické brzdění v úplném čtyřkvadrantovém provozu.
V jiné aplikaci, ve které jednofázový transformátor je vložen do buď nabíjecího nebo vybíjecího cyklu, zařízení RCTA může tvořit elektronický transformátor s výstupní napěťovou regulací, změnou frekvence a fázovou regulací. Vstup a výstup mohou být buď stejnosměrní nebo střídavý.
Jednofázový transformátor poskytuje vyšší poměr mezi vstupním a výstupním napětím v širokém rozsahu ve srovnání s výše popsaným měničem střídavého proudu na střídavý proud. Jednofázový transformátor může být použit ke stupňovitému zvyšování nebo snižování vstupního napětí. Kromě toho jednofázový transformátor může být použit k dosažení úplné galvanické izolace mezi vstupem a výstupem. Poněvadž jednofázový transformátor je umístěn ve vysokofrekvenční sekci elektronického měniče, velikost magnetického jádra může být snížena.
Mimoto typický střídavý transformátor je napájen elektrickou energií v libovolný okamžik nezávisle na činiteli zatížení, což značně snižuje účinnost při nízké a průměrné zátěži. Ve vynálezu účinnost je relativně konstantní, poněvadž jádro transformátoru je napájeno energií pouze tehdy, když je výkon žádoucí.
Transformátor může být částí nabíjecího obvodu s tím, že je vložen mezi vstupní spínače a zařízení pro uschování náboje, nebo částí vybíjecího obvodu s tím, že je vložen mezi zařízení pro uschování náboje a výstupní spínače.
Uvedené zařazení jednofázového transformátoru umožňuje • c použiti zařízeni RCTA transformátor. V případě, jako regulovaný elektronický že je žádoucí snížit napětí v dodávce střídavého proudu, elektronický transformátor nejen provádí transformaci napětí, regulaci výstupního napětí a kompenzaci jalového výkonu, avšak rovněž působí jako elektronický přerušovač obvodu, čímž vylučuje potřebu mechanického spínacího přístroje.
Další aplikace elektronického transformátoru spočívá v použití tohoto transformátoru jako rozhraní mezi střídavým zdrojem elektrické energie a střídavou sítí. Výkon může být zvýšen z napětí na generátoru na napětí v přenosové síti. Poněvadž generátor nemusí pracovat při frekvenci střídavé sítě, je dosažena mnohem vyšší pružnost. Tak např. zdrojem elektrické energie může být turbína, generátor větrné nebo vodní elektrárny. Je dobře známé, že značně vyšší část výkonu může být zachycena pro jak větrnou tak i vodní elektrárnu, když generátor není nucen pracovat při konstantní frekvenci.
Další aplikace elektronického transformátoru spočívá v provedení snižovací konfigurace převodu střídavého proudu na stejnosměrný pro stejnosměrné průmyslové procesy a v provedení zvyšovací konfigurace převodu střídavého proudu na stejnosměrný proud na výstupu střídavého generátoru k přímému přenosu stejnosměrného proudu.
Použitím způsobu DSCI při usměrnění střídavého proudu na stejnosměrný proud výkon může být zcela regulován k poskytnutí vysoce regulovaného výstupu s minimálním zvlněním výstupního stejnosměrného napětí. Energie v zařízení pro uschování náboje je rezonančně vybita do stejnosměrného výstupního koncového bodu.
Ve výhodném provedení třífázová dodávka střídavého proudu je aplikována na vstupní koncový bod zařízení RCTA, které • · • fl ♦
'4 · • · · « <
• · · · • · « » · ( * · · 4 produkuje kladný, záporný nebo bípolární stejnosměrný výstup. Na rozdíl od standardních technik používajících usměrňovacího můstku žádná izolace provedená transformátorem není žádoucí pro uzemňovací systém. Kromě toho, několik usměrňovačích modulů může pracovat paralelně s úplnou individuální regulací výkonu.
Znakem usměrňovače střídavého proudu na stejnosměrný proud je to, že výstupní polarita může být účinná ve velkém rozsahu stejnosměrného napětí s téměř okamžitou změnou polarity. Narozdíl od standardních usměrňovačích procesů, ve kterých výstupní napětí je omezeno na maximální hodnotu závisející na vstupním střídavým napětím, ve vynálezu výstup může být značně zesílen, přičemž je omezen pouze selekcí aktivních a pasivních komponent. Schopnost zesílení má za následek v mnoha operacích to, že standardní napětí mohou být použita s vyloučením transformátorů a rovněž konstantní výstupy mohou být udržovány dokonce se značným poklesem střídavého napájecího zdroje energie. Tento pokles může být buď jako cyklus nebo v prodloužené časové periodě.
Je možné provést několik následujících příkladů režimů napěťové regulace:
a) pulsní hustotní modulace zvýšením nebo snížením počtu nabíjecích a vybíjecích cyklů za předem stanovený časový interval,
b) regulace zbytkového napětí zařízení pro uschování náboje, typicky provedena v části vybíjecího cyklu zařízení pro uschování náboje,
c) regulace nabíjecí energie zařízení pro uschování náboje během nabíjecího cyklu, a
d) regulace vybíjecí energie zařízení pro uschování • · · · « · · · energie v průběhu vybíjecího cyklu.
Důležitým znakem všech výše uvedených regulací je to, že většina z těchto regulací nevyžaduje otevírací spínače a spadá do kategorie operací s tzv. jemnými spínači.
Zařízení RCTA se může rovněž použít ve střídači, tj. měniči stejnosměrného proudu na střídavý proud, obrácením převodu střídavého proudu na stejnosměrný proud.
Měnič stejnosměrného proudu na střídavý proud může sloučit střídavý napájecí zdroj elektrické energie s regulovanou napěťovou amplitudou, konstantní nebo proměnnou frekvencí a zvoleným fázovým úhlem. Mimoto energie může být převedena ze stejnosměrného napájecího zdroje elektrické energie na střídavý koncový bod, který má frekvenci a fázi určenou střídavým napájecím zdrojem elektrické energie. Měnič stejnosměrného proudu na střídavý proud může současně produkovat nejen činný výkon s zavedeným proudem jsoucím ve fázi s napětím, avšak rovněž generovat současně jalový výkon s proudem jsoucím v předstihu před tvarem vlny střídavého napětí nebo ve zpoždění za tvarem vlny střídavého napětí.
Jednou aplikaci, která využívá výhody duálního režimu usměrnění střídavého proudu na stejnosměrný a převodu stejnosměrného proudu na střídavý proud, je uschování energie v baterii. Energie se může vyjmout ze střídavého vstupu v průběhu dostupnosti elektrické energie na střídavé elektrické síti, a naopak uchovaná energie se může zpět vrátit do střídavé sítě, když je elektrická energie žádoucí.
Další aplikace spočívá v použití společně s motory s proměnnou rychlostí. Operace spočívající v převodu stejnosměrného napětí na střídavé napětí může uspokojovat požadavky motoru na jak činný výkon tak i jalový výkon.
Operace spočívající v usměrnění střídavého proudu na stejnosměrný proud je použitelná v průběhu regulovaného dynamického brzdění se střídačem poskytujícím činný výkon stejnosměrnému napájecímu zdroji.
Zařízení RCTA může být použito ke spojení více něž dvou výkonových koncových bodů se zařízením na uschování náboje k vytvoření vícebránového střídače. Všechny tyto brány mohou být konfigurovány tak, aby měly obousměrný tok energie, a mohou být kombinacemi střídavým nebo stejnosměrných složek, což umožňuje převod elektrické energie nebo energie z libovolné brány k libovolné jiné bráně. Do takového vícebránového střídače může být integrován transformátor. To by umožňovalo spojení výkonových koncových bodů , které mají rozdílné napěťové hodnoty. Vícebránový střídač má velké množství praktických aplikací. Za účelem poskytnutí redundantního zdroje mohou být použity dvě vstupní střídavé výkonové sběrnice. Podobné tříbránové konfigurace mohou být kombinovány se zařízením pro uschování náboje k poskytnutí nepřerušitelné dodávky elektrické energie.
Zařízení RCTA může být použito jako statický volampérový-reaktivní regulátor, kompenzátor harmonických složek, napěťový regulátor nebo regulátor blikání.
Stručný přehled obrázků na výkresech
Za účelem lepšího pochopení vynálezu v následující části této přihlášky vynálezu je uveden popis příkladů provedení vynálezu, ve kterém jsou činěny odkazy na přiložené výkresy, na kterých obr. 1 zobrazuje elektrické zapojení výkonového měniče s měničem frekvence a se schopností obousměrného toku výkonu,
obr. 2 zobrazuje typické tvary vln výkonového měniče zobrazeného na obr. 1 a pracujícího při jednotkovém vstupním a výstupním účinníku, obr. 3 zobrazuje typické tvary vln měniče zobrazeného na obr. 1, pracujícího při jednotkovém vstupním účinníku, napájecího jalovým výkonem a poskytujícího zesílení napětí, obr. 4 zobrazuje elektrické zapojení měniče stejnosměrného proudu na stejnosměrný proud se schopností obousměrného toku výkonu, obr. 5 zobrazuje blokový diagram vícefázového měniče se vstupy na střídavý proud a stejnosměrný proud a výstupy na střídavý proud a stejnosměrný proud, obr. 6 zobrazuje elektrické zapojení dalšího provedení výkonového měniče se současně probíhajícími vstupními a výstupními operacemi, obr. Ί zobrazuje elektrické kompenzátoru jalového výkonu, zapojení dynamického obr. 8 zobrazuje typické tvary vln dynamického kompenzátoru jalového výkonu, zobrazeného na obr. 7, se dvěma operačními cykly, obr. 9 zobrazuje transformátoru, který transformací napětí, elektrické kombinuje zapojeni regulaci elektronického frekvence s obr. 10 zobrazuje elektrické zapojení elektronického transformátoru se současně probíhajícími vstupními a výstupními operacemi, obr. 11 zobrazuje elektrické zapojení výkonového měniče používajícího tři kondenzátory, obr. 12 zobrazuje napětí na kondenzátoru a nabíjecí proudy výkonového měniče, používajícího tři kondenzátory a zobrazené na obr. 11, pro typický nabíjecí proces, obr. 13 zobrazuje několik cyklů napěťového a proudového vstupu pro výkonový měnič zobrazený na obr. 11, obr. 14 zobrazuje výstupní napětí v několika cyklech střídavého proudu výkonového měniče zobrazeného na obr. 11, obr. 15 zobrazuje napětí na kondenzátoru a nabíjecí proudy výkonového měniče se třemi kondenzátory, zobrazený na obr. 11, pro typický nabíjecí proces se zbytkovým napětím na kondenzátořech, obr. 16 zobrazuje elektrické zapojení dalšího provedení výkonového měniče se třemi kondenzátory, obr. 17 zobrazuje skupinu parametrických operačních křivek toku reálného výkonu v závislosti na fázovém úhlu zbytkového napětí pro výkonový měnič se třemi kondenzátory zobrazený na obr. 11 a 16, obr. 18 zobrazuje skupinu parametrických operačních křivek toku jalového výkonu v závislosti na fázovém úhlu zbytkového napětí pro výkonový měnič se třemi kondenzátory zobrazený na obr. 11 a 16, obr. 19 zobrazuje skupinu parametrických operačních křivek pro regulaci toku vstupního výkonu danou činným výkonem v závislosti na úhlu toku činného výkonu pro výkonový měnič se třemi kondenzátory zobrazený na obr. 11 a 16, obr. 20 zobrazuje graf skupiny parametrických operačních křivek pro regulaci toku výstupního výkonu danou jalovým výkonem v závislosti na úhlu toku jalového výkonu pro výkonový měnič se třemi kondenzátory zobrazený na obr. 11 a
16, a obr. 21 zobrazuje elektrické zapojení výstupní sekce výkonového měniče s dodatečnými komutačními indukčními cívkami k omezení proudového poměru změny komutačních spínačů.
Příklady provedení vynálezu
I. Výkonový měnič střídavého proudu na střídavý proud
a. Elektrické zapojení
Obr. 1 zobrazuje elektrické zapojení jednoho příkladu zařízení RCTA použitého jako výkonový měnič 5 střídavého proudu na střídavý proud s frekvenčním měničem a se schopností obousměrného toku energie. Na tomto měniči střídavého proudu na střídavý proud je níže popsána základní struktura zařízení RCTA, rovněž i podstata způsobu DSCI. Existuje několik provedení zařízení RCTA a způsobu DSCI, avšak všechny tyto provedení mají v podstatě stejnou základní strukturu resp. podstata jejich činnosti je v podstatě stejná.
Měnič střídavého proudu na střídavý proud může být přímo spojen se střídavou sítí bez použití transformátoru. To vylučuje transformátorové ztráty, rovněž i snižuje náklady na měnič, prostorové požadavky měniče a hmotnost měniče. Je zřejmé, že transformátor může být použit v případě, že je navrženo specifické zařízení, které vyžaduje rozdílné vstupní napětí.
Měnič 5 střídavého proudu na střídavý proud zahrnuje třífázový vstupní koncový bod 11 pro přijmutí třífázové ··**···♦·»· * · · · · « · • · · · ····« ·*· ·· «·· ··· *· ··· ·»·♦ 4« ··· střídavé dodávky elektrické energie, třífázový nízkopásmový vstupní filtr 10, vstupní spínačovou sekci 20, vstupní indukční sekci 22, zařízení 25 pro uschování náboje, výstupní indukční sekci .26, výstupní spínačovou sekci 30, třífázový nízkopásmový výstupní filtr 40 a třífázový výstupní koncový bod 12 pro dodávku výstupního napětí.
Třífázový nízkopásmový filtr 10 snižuje proudové zvlnění na nepatrnou hodnotu. Kromě toho, filtrace vysokých frekvencích snižuje jak kapacitní tak i induktivní hodnotu filtru. Třífázový nízkopásmový filtr 10 zahrnuje indukční cívky Lfil, Lfi2 a Lfi3 a kondenzátory Cfi/1, Cfi2/1 a CfÍ2/3 v konfiguraci L-C nebo konfiguraci delta. Rovněž by mohla být použita konfigurace hvězda. Při spínací frekvenci kolem 2000 Hz je mezní frekvence nízkopásmového vstupního filtru zvolena kolem asi 600 Hz.
Vstupní spínačová sekce 20 reguluje nabíjení zařízení 25 pro uschování náboje z fází třífázového napájecího zdroje elektrické energie. Vstupní spínačová sekce 20 zahrnuje šest vstupních spínačů Silp, Siln, Si2p, Si2n, Si3p a Si3n, přičemž ke každé vstupní fázi jsou připojeny dva spínače s opačnou polaritou. Tyto vstupní spínače mohou být tvořeny konvenčními tyristory. Vstupní indukční sekce 22 zahrnuje dvě indukční cívky Lal a La2. Indukční cívka Lal je zapojena do série mezi tři kladné vstupní spínače Silp, Si2p a Si3p a zařízení 25 pro uschování náboje, zatímco indukční cívka La2 je zapojena do série mezi tři záporné vstupní spínače Siln, Si2n a Si3n a zařízení 25 pro uschování náboje. Pouze jedna nabíjející cívka může být použita, avšak z důvodu symetrie jsou zobrazeny dvě.
Zařízení 25 pro uschování náboje uschovává náboj ze vstupních fází a vybijí uschovaný náboj k třífázovému • ···· · ·· ·· · ·· * «··· to · «« •4 · · · · · • · · · ·*··· ··· ·· «·· ··· «· ··· ···· ·· «« » výstupnímu koncovému bodu 12. V tomto provedení zařízení 25 pro uschování náboje zahrnuje kondenzátor Co zapojený do série s indukčními cívkami Lal a La2.
Výstupní indukční sekce 26 je jednou částí rezonančního vybíjecího obvodu tvořeného zařízením 25 pro uschování náboje. Výstupní induktivní sekce 26 zahrnuje dvě indukční cívky Lbl a Lb2. Pouze jedna nabíjecí indukční cívka může být použita, avšak z důvodu symetrie jsou zobrazeny dvě.
Výstupní spínačová sekce 30 reguluje vybíjení kondenzátoru Co. Výstupní spínačová sekce 20 zahrnuje šest výstupních spínačů Solp, Soln, So2p, So2n, So3p a So3n, přičemž každá výstupní fáze je spojena se dvěma spínači o opačné polaritě. Výstupní spínače mohou být tvořeny konvenčními tyristory.
Indukční cívka Lbl je zapojena do série mezi zařízení 25 pro uschování náboje a tři kladné výstupní spínače Solp, So2p a So3p, zatímco indukční cívka La2 je zapojena do série mezi zařízení 25 pro uschování náboje a tři záporné výstupní spínače Soln, So2n a So3n.
Třífázový nízkopásmový výstupní filtr 40 vyhlazuje libovolné zvlnění a poskytuje třífázový střídavý výstup téměř prostý harmonických složek. Třífázový nízkopásmový výstupní filtr 40 zahrnuje indukční cívky Lfol, Lfo2 a Lfo3 a kondenzátory Cfa3/1, Cfa2/1, Cfa2/3, Cfb3/1, Dfb2/1 a Cfb2/3 zapojené do konfigurace C-L-C nebo konfigurace Pí. V případě, že je zvolena konfigurace Pí, elektrický obvod má výbornou symetrii.
b. Způsob DSCI
Za účelem vysvětlení principu způsobu DSCI a vlastní
| komutace v | následující části | je popsána matematická teorie |
| pro operace | s jednotkovými vstupními a výstupními účinníky. | |
| Vstupní | a výstupní fázové napětí může být definováno | |
| následovně: | Vn = FoSinCflV) | (la) |
| Fc *= FoSÍn(ťoX - 2π/ 3) | (lb) | |
| Va ~ + 2λ7 3) | (lc) | |
| K.1 ~ VcvSitiíCŮcJ) | (2a) | |
| Va. = Vc/áoífiJait - 2n! 3) | (2b) | |
| Va x KevSiníťBe/ + 2λ7 3) | (2c) | |
| kde Vo | je špičkové vstupní | fázové napětí, ω je frekvence |
střídavé dodávky elektrické energie, Vn, Vi2 a Vi3 jsou vstupní fázová napětí vstupních fází 1, 2 resp. 3, Vou je špičkové fázové výstupní napětí, coou je frekvence výstupního napětí, a Vol, Vo2 a Vo3 jsou výstupní fázová napětí výstupních fází 1,2 resp. 3.
Mezi okamžitými vstupními fázovými napětími platí, že
IVxJ * 1^1 * a dvě ze třech vstupních sdružených napětí jsou definována jako Va = I ~ Vi;jl a Vb = | VU - Vilcb kde i,j a k mohou být fáze 1, 2 nebo 3.
Za účelem nabití kondenzátoru Co a dosažení vlastní komutace tyristoru v čase ť = ť0 tyristory odpovídají nejvyšší a nejnižší absolutní hodnotě fázových napětí, to znamená, že vstupní fáze i a k jsou aktivovány. Tudíž diferenciální napětí Vb je přiloženo na sériovou kombinaci kondenzátoru Co a indukčních cívek Lal a La2. Diferenciální
napětí Vb je přiloženo, dokud tyristor není sdružen se střední absolutní hodnotou fázového napětí, tj. dokud vstupní fáze j není aktivována v čase ť= t\.
Za předpokladu, že t0' je rovna 0, nabíjecí proud a kondenzátorové napětí pro t0'< ť< t/ jsou /«(/ j - Zosin(úW') 0a)
FXO-Fiíl-coKeV’)) (3b) kde
Z =
(4a) (4b)
4=^/2 (4c)
L “ Lal + La2. (4d)
Při t'= t/ tyristor fáze ”j je aktivován k přiložení diferenciálního napětí Va na kondenzátor Co. Kromě toho, přiložení napětí k opačnému konci tyristoru sdruženého s fází k způsobí, že tyristor sdružený s fází k dostane je vyveden z vlastní komutace.
Při ť= t2', kdy kondenzátor Co je zcela nabit na diferenciální napětí Vc(t2'), nabíjecí proud se stane nulovým a nabíjecí proces je dokončen. Napětí a proud v čase t/ > ť > t2. jsou dány rovnicemi (5) a (6).
IJť)=I^au(ť-ť,) + φ) (5)
Vt(t) = Vtf ,)+~ «Φ.Ρ -1,) + M (6) • · · kde /-=(^28+(Κ-η)’ϊΛ/ζ (7) ί>χ5ίη-,[/,Ζ/(71ίΖ’+(Γ.-Γι)Υ3] (8)
6«/',+(<-4>y® ^, = ^(/,) /, = /,(/,)(9) ^,(/,) = ^(/,)+/.Z(cos(tf+l).
(10)
Náboje odebrané z fází ’’k a j jsou dány
Qj = Ctf sin1^/,) + (K - Ve(ť, ))2p (1 ]a) a=CF,(z·,).
(Hb)
Za účelem odebrání výkonu prostého harmonických složek ze vstupu poměr mezi náboji odebranými z každé vstupní fáze musí být roven poměru mezi absolutními hodnotami vstupních fázových proudů. Poněvadž Qj = - (Q, = — (Qá + Qk) / čas t/ je zvolen tak, že poměr mezi náboji odebranými ze dvou fází ”j a ” k je stejný jako poměr mezi absolutními hodnotami vstupních fázových proudů j” a k. Z toho vyplývá, že správný náboj je rovněž odebrán ze vstupní fáze i.
Pro jednotkový vstupní účinník poměr mezi proudy je identický s poměrem vstupních fázových napětí. Z toho vyplývá, že (12)
Při řešení existuje jedna vstupní fázový rovnice (12) je nutné brát v specifická hodnota pro čas t/ úhel (ort) . Hodnota pro čas tý úvahu, že pro každý může být vypočtena a uložena v seznamu, načež je přečtena regulátorem, který aktivuje tyristory ve fázového úhlu.
vhodném čase podle vstupního
Pro jednotkový výstupní účinník vybíjecí operace je opakem výše popsané nabíjecí operace. To znamená, že výstupní tyristory, které odpovídají dvěma nejvyšším absolutním hodnotám výstupního napětí, jsou aktivovány, načež je aktivován tyristor, který odpovídá nejnižší absolutní hodnotě výstupního napětí, takže poměr mezi náboji zavedenými do výstupních fází je roven poměru mezí výstupními fázovými proudy.
c. Příklady způsobu DSCI
1. Operace s jednotkovým účinníkern
V této části bude popsán výše uvedený nabíjecí cyklus na příkladě provedení měniče střídavého proudu na střídavý proud zobrazeném na obr. 1. V tomto příkladě se náboj odebírá při jednotkovém účinníku, tudíž poměry mezi vstupními fázovými napětími jsou rovny poměrům mezi vstupními fázovými poměry. Pro snadné pochopení uvedené operace k popisu spínání budou použity vstupní fázová napětí spíše než vstupní fázové proudy.
Je zvolen vstupní fázový úhel 80 elektrických stupňů. Pro 480 v, 60 Hz a třífázový střídavý vstup fázová napětí jsou Vn = 386 V, Vi2 = -252 V a Vi3 = -134 V. ( viz. rovnice la-lc)
Nabíjecí proces je zahájen při t'= to z aktivování tyristoru Silp, který odpovídá nejvyšší absolutní hodnotě fázového napětí, a tyristor Si3n, který odpovídá nejnižší absolutní hodnotě fázového napětí. Tudíž sdružené napětí Vb = 520 V je přiloženo na vstupní indukční cívky Lal a La2. Počáteční napětí na kondenzátoru Co je 0 V (viz rovnice 3b) a nabíjecí proud lei protékající tímto kondenzátorem se začne odchylovat od sinusového tvaru vlny, jak je to zřejmé z obr. 2 (viz. rovnice 3a). Proud Ili vstupní fáze 1_ je stejný jako nabíjecí proud lei a proud I3i vstupní fáze 3 je opačný k proudu Ili pro první část nabíjecího cyklu.
Při čase t' = t/ tyristor Si2n, který odpovídá střední absolutní hodnotě fázového napětí, je aktivován. Napětí na vstupní fázi 2 rovné -252 V zpátky způsobí předpětí na tyristoru Si3n k uvedení do vlastní komutace, když není ve stavu vlastní komutace.
Pro druhou část nabíjecího cyklu diferenciální vstupní napětí Va = 638V. Poněvadž nabíjecí proud lei, protékající indukčními cívkami, a napětí Vc na kondenzátoru, nemohou nabíjet současně, proud lei a napětí Vc se nezmění, když tyristor Si2n je aktivován. Převod náboje pokračuje a je ukončen, když kondenzátor Co dosáhne maximálního napětí a nabíjecí proud protékající kondenzátorem se stane nulovým. Vodící tyristory Silp a Si2n jsou v tomto okamžiku vyvedeny z vlastní komutace.
Při použitá rovnice (12) a za předpokladu, že Co = 200 uF a Lal + La2= 50 μΗ, tyristor Si2n se aktivuje při t/= 136 με a vypíná v čase t2'= 334 με. Jak je to zřejmé z obr. 2, proud odebíraný z kladné vstupní fáze 1_ je součtem proudů dvou záporných vstupních fází 3 a 2 a opačných, pokud jde o polaritu. Spouštěcí čas t/ je zvolen tak, že poměr nábojů odebíraných z fází 2 a 3 je přímoúměrný vstupním fázovým napětím na fázích 2 a 3. To má rovněž za následek, že energie odebíraná ze vstupu je úměrná druhé mocnině vstupního napětí.
V následující části je popsána vybíjecí operace. V tomto příkladě, výstupní výkon je při jednotkovém účinníku, tudíž poměry výstupních fázových napětí jsou rovny poměrům výstupních fázových proudů. Pro lepší pochopení k popsání spínání jsou použity spíše výstupní fázová napětí, než výstupní fázové proudy.
Při výstupní frekvenci definované jako fou a napěťové amplitudě definované jako Vou může být stanoveno výstupní napětí. Tak např., pro výstupní fázový úhel 170 elektrických stupňů, tři výstupní fázová napětí jsou Vol = 69 V, Vo2 = 300 V a V03 = - 3 6 8 V (viz. rovnice 2a-2c).
Vybíjecí cyklus se zahájí po nabíjecím cyklu, jak je to zřejmé z obr. 2. Nejprve se vybijí dvě napětí s nejvyššími absolutními hodnotami. Jak je to zřejmé z obr. 2, tyristory So2p a So3n jsou aktivovány při t3' = 335 με. Tudíž celé napětí na kondenzátoru Co je přiloženo na výstupní fáze 2. a 3.
Vybíjecí proud Ico začíná se sinusovým tvarem vlny, přičemž tento tvar se změní v čase t/, ve kterém se tyristor Sol aktivuje pro spojení kladného vývodu kondenzátoru Co s fází o nejnižší absolutní hodnotě fázového napětí, tj . s fází .1. Poněvadž napětí na výstupní fázi 1^ je nižší, než je napětí na výstupní fázi 2, tyristor So2p se vyvede z vlastní komutace a vybíjení pokračuje na výstupních fázích 1^ a 3. Pro poměry nábojů zavedených do fází 2 a 1, které mají být
přímoúměrné k výstupním fázovým napětím výstupních fází 2 a je v tomto příkladě t4' = 579.
Když napětí na kondenzátoru Co klesne na nulu v čase t5, rekuperační spínač Swo je sepnut k zabránění inverzního opětovného nabití kondenzátoru Co. Zbytková energie uložená ve výstupních indukčních cívkách Lbl a Lb2 je tudíž zavedena do výstupních fází _3 a Kromě toho, když proud, protékající výstupními indukčními cívkami, se stane nulovým, tyristory Solp, So3n a Swo se uvedou vlastní komutace a zahájí se další nabíjecí cyklus.
2. Zavedení jalového výkonu a zesílení výstupního napětí
Ve výše uvedeném příkladě spouštění výstupního tyristoru Solp je zvoleno k dosažení vyrovnaného, harmonických složek-prostého, a jednotkového výstupního účinníku s žádoucí distribucí energie. To je speciální příklad a není typický, poněvadž většina zátěže odbírá činný výkon a měnič musí poskytovat dodávku činného výkonu. Kromě toho, žádoucí výstupní napětí může být vyšší než žádoucí vstupní napětí, což vede k požadavku, aby kondenzátor Co byl nabit na vyšší napětí.
V následujícím příkladě, zobrazeném na obr. 3, je popsána operace dodávky jalového výkonu a zvyšování napětí. Poněvadž v případě výstupu jalového výkonu poměry výstupních fázových napětí nejsou rovny poměrům výstupních fázových proudů, k popisu spínání budou použity síťové proudy.
Nabíjecí proces je podobný nabíjecímu procesu z předcházejícího procesu, poněvadž jsou odebírány pouze činné složky výkonu. Avšak, počáteční zbytkové napětí na kondenzátoru poskytuje zvýšení napětí. Poněvadž zbytkové napětí na kondenzátoru je - 100 V a není nulové, aktivování tyristoru Si2n je nepatrně posunuto z t/ = 136 με na t/ = 134 με.
Pro výstupní napětí, určené rovnicemi (2a) až (2c), a výstupní proud předcházející výstupní napětí o 30 elektrických stupňů (π/6) je požadavek na výstupní fázový proud následující
IO! “ IB^šoi(aaJ + rt/6) = -68.344 (13a) lo3 = I„&n(a}oJ - 2rt/3 + rt/6) - 196.96/4 (13b)
Ja2 = + 2rt/3 + rt/6) - 1 -128.56Λ (13c)
Fázové proudy jsou uspořádány následujícím způsobem I Io21 > | Io31 > 11011 . Poněvadž výstupní fáze 2^ vyžaduje proud s nejvyšší absolutní hodnotou a je kladná, tyristor So2p zůstává sepnut po celou dobu vybíjení, tyristory Soln a So3n se podílejí na vybíjecí periodě.
To je rozdílná vybíjecí spínací sekvence ve srovnání s předcházejícím příkladem kvůli požadavku na jalový výkon. V předcházejícím příkladě tyristor So3p zůstává sepnut pro celou dobu vybíjení, zatímco tyristory Sol a So2n se podílejí na vybíjecí periodě.
Další rozdíl spočívá v tom, že počáteční napětí kondenzátoru Co je -100 V. Toto regulované zbytkové napětí, které je ponecháno z předcházejícího nabití, zvyšuje vstupní energie, a tudíž zvyšuje výstupní výkon.
• 4 • »444 J •4 4 · 4 · · e « * » · 4 · 4 • ·· · 4 4·· ··· * · · 4 4 ··· ·· «·4 4444 44 4 4 4
Ještě další rozdíl spočívá v tom, že maximální napětí na kondenzátoru Co se zvýší z napětí 1194 V na napětí 1294 V, tento napěťový rozdíl je dán zápornou počáteční hodnotou zbytkového napětí na kondenzátoru. To vede ke zvýšení výstupní energie o asi 18 %. Za předpokladu provozu při konstantní frekvence měniče, výstupní výkon se zvýší o stejný činitel.
Kromě dodávky jalového výkonu, požadavek na výstupní napětí se zvýší o 10 % ke sdruženému výstupu 528 V rms. Tudíž výkon může být převeden z nízkonapěťové sítě na vysokonapěťovou síť, tj . v tomto případě z napětí 480V na napětí 528 V.
Tyristor So2p se aktivuje při čase t3' = 360 qs. Poněvadž tyristor So3n má zápornější napěťovou hodnotu, tento tyristor se rovněž aktivuje v čase t3'. V čase t„' = 578 qs se aktivuje tyristor Sol. Tento časový okamžik je zvolen, poněvadž je to časový okamžik, při kterém poměr nábojů odebíraných z výstupních fází 1^ a 3 je roven poměru výstupních proudů protékajících fázemi 1^ a 3. Poněvadž napětí na výstupní fázi 1. (68 V) je vyšší než napětí na výstupní fázi 3 (-368 V), tyristor So3n se vyvede z vlastní komutace.
V čase t5' = 704 qs se kondenzátor Co opětovně na bije na napětí -lOOv. Poněvadž toto napětí představuje zvolené zbytkové napětí pro další nabíjení, rekuperační spínač Swo se aktivuje k zablokování napětí a k zamezení dalšího opětovného nabíjení kondenzátoru. Pro operaci se záporným negativním zbytkovým napětím mezi kondenzátor Co a tyristor Swo musí být zapojena další dioda k zamezení opětovného nabití kondenzátoru skrze spínač Swo.
Kromě toho, když se spustí spínač Swo, zbytková energie ve vybíjecích indukčních cívkách Lbl a Lb2 se převede na »··· • · · « · · · * · · · ····· • · · · * r · # ··· ·· ’·* ···· ·« ·ν· výstup. Rekuperační proud se stane nulovým v čase t6'= 760 με a tyristory Swo, Soln a So2n se vyvedou z vlastní komutace.
To ukončí vybíjecí cyklus a umožní zahájení dalšího nabíjecího cyklu za stejných počátečních podmínek jako v předcházejícím cyklu, zejména se zbytkovým napětím -100 V.
Regulace zbytkového napětí má mnoho důsledků. Zbytkové napětí může být sníženo nebo zvýšeno spuštěním rekuperačního spínače Swo dříve nebo později. To způsobí, že výstupní energie za jeden cyklus se může buď zvýšit nebo snížit.
Mimoto regulací zbytkového napětí se energie muže převést z nízkonapěťového napájecího zdroje na vyšší napěťový koncový bod. Tento zesilující operace v podstatě umožňuje zvýšit napětí na libovolnou úroveň. Ve skutečnosti transformační poměr je omezen jmenovitými napětími tyristorů a kondenzátorů. Avšak měnič energie navržený pro konkrétní napětí může pracovat se slabým vstupním napájecím zdrojem a poskytovat jmenovitý výstupní výkon bez zatěžování elektrických komponent. Výkonový měnič může rovněž pracovat s kladným zbytkovým napětím. To snižuje výstupní energii na cyklus a vede k provozu výkonového měniče při frekvenci dostatečné k omezení hodnoty harmonických složek v průběhu snižování výstupního výkonu.
Kromě toho, činný a jalový výstupní výkon jsou zcela regulovatelné. Pro stejný fázový úhel výstupního napětí zavedený výstupní proud může být zcela ve fázi s výstupním napětím, zcela předbíhat nebo se zpožďovat za výstupním napětím o 90 elektrických stupňů, nebo mezi výstupním proudem a výstupním napětím může být libovolný fázový posuv. Avšak se zvyšujícím se fázovým úhlem se musí minimalizovat zbytkové napětí. Mimoto, když se fázový rozdíl stane 90°, zbytkové napětí bude stejné jako počáteční napětí, avšak bude mít opačnou polaritu, poněvadž se žádná síťová energie nepřevede.
Druhým rekuperačním spínačem Swor měnič energie může pracovat jako obousměrný měnič energie. Když tok energie proudí z levé strany na pravou stranu, kondenzátor Co se nabije kladně. Naopak, když tok energie proudí z pravé strany na levou stranu, kondenzátor Co se nabije záporně.
Spínač Swi může být použit v nabíjecí operaci s otvíracími vstupními spínači pro tok energie proudící z levé strany na pravou stranu, zatímco spínač Swir se použije s otvíracími spínači pro tok energie proudící z pravé strany na levou stranu.
d. Generalizovaná operace
Z výše uvedených případů může být sestaven generalizovaný způsob, který poskytuje vlastní komutaci spínačů. Generalizovaný způsob nabíjecího cyklu pro daný vstupní fázový úhel zahrnuje
1) spuštění vstupního tyristoru, který odpovídá vstupnímu fázovému proudu s nejvyšší absolutní hodnotou, a který má stejnou polaritu jako vstupní fázový proud s nejvyšší absolutní hodnotou,
2) ze dvou zbývajících vstupních fází, spuštění vstupního tyristoru, který má opačnou polaritou vůči vstupnímu tyristoru spuštěného ve stupni 1), a který odpovídá výstupní fázi mající méně kladnou hodnotu napětí, když uvedená opačná polarita je kladnou polaritou, nebo který odpovídá výstupní fázi mající méně zápornou hodnotu napětí, když uvedená opačná polarita je zápornou polaritou,
3) spuštění dalšího vstupního tyristoru, který má opačnou • · · · polaritu vůči vstupnímu tyristoru spuštěnému ve stupni 1, ze dvou zbývajících vstupních fází v okamžiku, ve kterém poměr náboje odebraného ze dvou zbývajících vstupních fázi je roven poměru vstupních proudů ze dvou zbývajících vstupních fází.
Generalizovaný způsob vybíjecího cyklu pro daný výstupní fázový úhel zahrnuje:
1) spuštění výstupního tyristoru, který odpovídá výstupnímu fázovému proudu majícímu nejvyšší absolutní hodnotu, a který má stejnou polaritu jako výstupní fázový proud mající nejvyšší absolutní hodnotu,
2) ze dvou zbývajících výstupních fází, spuštění výstupního tyristoru, který má opačnou polaritu vůči výstupnímu tyristoru spuštěnému ve stupni 1) a který odpovídá výstupní fázi mající více kladnou hodnotu napětí, když uvedená opačná polarita je kladnou polaritou, nebo který odpovídá výstupní fázi mající více zápornou hodnotu napětí, když uvedená opačná polarita je zápornou polaritou,
3) spuštění dalšího výstupního tyristoru, který má opačnou polaritu vůči výstupnímu tyristoru spuštěnému ve stupni 1), ze dvou zbývajících výstupních fází v čase, ve kterém poměr náboje zavedeného do dvou zbývajících výstupních fází je roven poměru výstupních proudů dvou zbývajících výstupních fází.
4) spuštění rekuperačního spínače, když napětí na kondenzátoru dosáhne předem nastavenou zbytkovou hodnotu.
II. Usměrňovač střídavého proudu na stejnosměrný proud
Zařízení RCTA se může použít jako usměrňovač střídavého proudu na stejnosměrný proud. Výstup na obr. 1 může být « · Λ ·
regulován tak, že napětí a proudy pro dvě výstupní fáze jsou vzájemně ekvivalentní, avšak mají opačnou polaritu.
Tak např., pro výstupní fázový úhel 60 elektrických stupňů, výstupní fázová napětí jsou Vol = + 0,87 Vou, Vo2 = 0,0 V a Vo3 = - 0,87 Vou (viz rovnice 2). Kontinuální operace při tomto výstupním fázovém úhlu produkuje stejnosměrný výstup, poněvadž kladný náboj je zaveden do první výstupní fáze, žádný náboj není zaveden do druhé výstupní fáze a záporný náboj je zaveden do třetí výstupní fáze. Poněvadž žádná energie nebo náboj není zaveden do druhé fáze, výstup má konfiguraci se dvěma koncovými body. To má za následek, že napětí mezi výstupní fází 1_ a výstupní fází 2 může být zachováno při konstantní hodnotě, a tudíž reprezentuje stejnosměrný napájecí zdroj.
Poněvadž není žádné galvanické spojení mezi vstupem a výstupem, buď kladný nebo záporný koncový bod může být vztažen k zemnímu potenciálu, takže je možné kladný a záporný stejnosměrný zdroj. Neprovedením uzemnění žádného ze dvou koncových bodů se dosáhne úplného uvolnění stejnosměrného napájecího zdroje.
Stejnosměrný vybíjecí proces je dílčím procesem střídavého vybíjecího procesu a zahrnuje pro výše uvedený případ spuštění tyristoru Sol a So2 při zahájení vybíjecího cyklu. Když kondenzátor dosáhne zvoleného zbytkového napětí, rekuperační spínač Swo se aktivuje, pokud jde o střídavý výstup. To zastaví opětovné nabíjení kondenzátoru Co a převede zbytkovou energii uloženou ve výstupních nabíjecích indukčních cívkách Lbl a Lbl k výstupním fázím 1_ a 3. Poněvadž výstupní proud se stane nulovým, ke všem třem tyristorům Sopl, Son3 a Swo se přiloží předpětí a všechny tyto tři tyristory se vyvedou z vlastní komutace.
• · • · ·
Zbývající spínače Soln, So2p, So2n a So3p se nepoužijí a mohou být vyloučeny z elektrického zapojení zobrazeného na obr. 1. Pro obousměrné operace dva tyristory Soln a So3p jsou žádoucí.
Typická maximální hodnota stejnosměrného výstupního napětí je kolem 60 % efektivní hodnoty střídavého vstupního napětí bez zesilující operace. Se zesilující operací výstupní napětí může být zvýšeno regulací zbytkového napětí. Kromě toho, výstupní fáze může být změněna z jednoho vybíjecího cyklu k dalšímu vybíjecímu cyklu o 180 elektrických stupňů, což poskytuje úplné obrácení stejnosměrné polarity.
Tento usměrňovač prostý harmonických složek má jednotkový účinník. Když se energie odebírá z indukčního generátoru, nabíjecí cyklus se může regulovat odebíráním jalového výkonu, což poskytuje žádoucí budící proud, nebo se může zlepšit účinník pro napájecí zdroj.
III. Měnič stejnosměrného proudu na střídavý proud
Tím, že usměrňovač střídavého proudu na stejnosměrný pracuje v obráceném směru, je dosažen měnič stejnosměrného proudu na střídavý proud s jak zesilovací schopností tak regulací jalového výkonu na střídavé straně.
Stejnosměrný nabíjecí proces je dílčím procesem střídavého nabíjecího procesu. Za předpokladu, že střídavý vstupní úhel je 60 elektrických stupňů, fázová napětí jsou Vn = + 0,87 Vo, Vi2 = 0,0 a Vi3 = -0,87 Vo (viz rovnice 1.) Pro jednotkový účinník, žádný náboj není odebrán z fáze 2 a vstupní napětí Va je 1,73 Vo Vybíjecí proces je zahájen aktivováním vstupních tyristorů Silp a Si3n při t'= 0.
Nabíjecí proces pokračuje podle rovnic 3a a 3b nahrazením • >
• · · napětí Vb napětím 1,73 Vo. Nabíjecí proces pokračuje, dokud se nabíjecí proud nestane nulovým při t2' = π/τπο. Podle rovnice 3b, maximální napětí na kondenzátoru se stane dvojnásobkem vstupního napětí mezi vstupní fází 1_ a 3_.
Stejné nabíjecí podmínky se mohou dosáhnout, když třífázová střídavá dodávka elektrické energie se nahradí stejnosměrným výkonovým zdrojem VDC, který má identické vstupní napětí 1,73 Vo. Kladný stejnosměrný koncový bod je spojen se vstupem tyristoru Silp a záporným koncovým bodem příslušným tyristoru Si3n.
Poněvadž žádné další tyristory nejsou použity v nabíjecím procesu, zbývající čtyři vstupní tyristory mohou být vyloučeny. Avšak pro dvousměrné operace tyristory Siln a Si3p jsou žádoucí.
IV. Měnič stejnosměrného proudu na stejnosměrný proud
Obvod zobrazený na obr. 1 se rovněž může použít jako měnič stejnosměrného proudu na stejnosměrný proud. Stejnosměrný nabíjecí proces je identický s nabíjecím procesem prováděným usměrňovačem střídavého proudu na stejnosměrný proud.
Obr. 4 zobrazuje základní zapojení měniče stejnosměrného proudu na stejnosměrný proud, který má obousměrnou schopnost. Stejnosměrný zdroj napájení je přiložen ke prvnímu stejnosměrnému koncovému bodu 50, který je spojen s druhou vstupní spínačovou sekcí 54 skrze vstupní filtr 52. Nabíjecí indukční cívky Lal a La2, kondenzátor Co, výstupní indukční cívky Lbl a Lb2 a rekuperační spínače Swor a Swo nejsou změněny. Druhá výstupní spínačová sekce 56 a druhý výstupní filtr 57 jsou identické s druhou vstupní spínačovou sekcí 54
a druhým vstupním filtrem 52.
Tyristory Siln, Si2p, Swor, Soln a So2p mohou být vyloučeny, když je žádoucí pouze jednosměrný tok energie. Kromě toho, když záporné koncové body pro vstup a výstup mohou být vztaženy ke stejnému potenciálu, všechny dodatečné komponenty a nízkonapěťová část obvodu se mohou vyloučit, čímž se velmi zjednoduší tento elektrický obvod.
Napěťový úbytek v propustném směru skrze dva spínače vytváří hlavní ztráty pro minimální hodnotu regulovanou převodem stejnosměrného proudu na stejnosměrný proud. Tato operace nevyžaduje žádné otevření spínáčů a tyristory mohou být použity s operací spočívající v jemném spínání a s vlastní komutací.
Stejná regulační pravidla se aplikují na tento měnič stejnosměrného proudu na stejnosměrný proud v případě regulace s měničem střídavého proudu na střídavého proudu. Výkon může být regulován jak měničem frekvence tak i zbytkovým napětím. Operací se zbytkovým napětím výkon může být převeden z nízkonapěťového stejnosměrného zdroje na vyšší stejnosměrný výstup. Nahrazením vstupních nebo výstupních nabíjecích indukčních cívek jednofázovým transformátorem, jak to je níže popsáno, se umožní stejnosměrný převod energie s vysokým napěťovým zesílením nebo zeslabením. Napěťový poměr je určen převodem transformátoru a dodatečnou regulační schopností měniče.
V. Vícebránový měnič
V měniči zobrazeném na obr. 1, jedna vstupní sekce (třífázový nízkopásmový filtr 10 a vstupní spínačová sekce
20) a jedna výstupní sekce (výstupní spínačová sekce 30 a
třífázový nízkopásmový výstupní filtr 40) jsou spojeny se zařízením 25 pro uschování náboje. Se dvěma rekuperačními spínači Swor a Swo obě sekce mohou být jako vstup nebo výstup. Jejich funkce se mohou přepínat z jednoho cyklu do dalšího cyklu.
Zařízení 25 pro uschování náboje, rekuperační spínače Swor a Swo, vstupní indukční sekce 22, výstupní indukční sekce 26 tvoří středovou sekci 33. Počet indukčních cívek může být snížen ze čtyř na jednu zapojením jedné jediné indukční cívky do série s kondenzátorem Co, což poskytuje stejnou rezonanční nabíjecí a vybíjecí periodu.
K vytvoření dodatečných vstupů, výstupů nebo dvousměrných sekcí může být poskytnuto více než dvě spojení se středovou sekcí 33. Obr. 5 zobrazuje vícebránový měnič mající tři střídavé koncové body, které jsou v zobrazeném provedení tvořeny prvním střídavým koncovým bod 62, druhým střídavým koncovým bodem 64 a třetím střídavým koncovým bodem 66, a které jsou spojeny se středovou sekcí 33 skrze vstupní/výstupní spínačovou sekci 20 a vstupní/výstupní třífázový nízkopásmový filtr. Kromě toho, za účelem spojení stejnosměrného napájecího výkonového zdroje a stejnosměrné zátěže dva stejnosměrné koncové body, které jsou v zobrazeném provedení tvořeny prvním stejnosměrným koncovým bodem 50 a druhým stejnosměrným koncovým bodem 59, jsou spojeny se středovou sekcí 33 skrze vstupní filtry .52, výstupní filtry 57, druhou vstupní spínačovou sekci 54 a druhou výstupní spínačovou sekci 56.
Tato konfigurace umožňuje použití mnohočetných výkonových zdrojů a zátěží. Výkon může být odebírán z mnohočetných výkonových zdrojů v časovém proloženém režimu nebo výkon může být převeden z jednoho výkonového zdroje na další výkonový • · · · zdroj pomalu nebo z jednoho nabíjecího cyklu na další nabíjecí cyklus. Poněvadž vícebránový měnič může pracovat se stejnosměrnými a střídavými výkonovými zdroji a zátěžemi, vícebránový měnič poskytuje maximální operační pružnost.
VI. Výkonový měnič se simultánní výměnou vstupního a výstupního náboje
Obr. 6 zobrazuje elektrické zapojení výkonového měniče se simultánní diferenciální a sekvenční výměnou náboje. Tento obvod je konfigurován jako měnič střídavého proudu na střídavý proud, avšak tento obvod může být stejně konfigurován jako usměrňovač střídavého proudu na stejnosměrný proud, měnič stejnosměrného proudu na střídavý proud a přímý měnič stejnosměrného proudu na stejnosměrný proud.
Činnost tohoto obvodu se odlišuje od činnosti obvodu zobrazeného na obr. 1 tím, že energie se přímo převádí ze vstupu na výstup s výjimkou prvního převodu ze vstupu na kondenzátor a v sekvenční operaci z kondenzátoru na výstup.
Tento obvod používá stejné vstupní spínače Silpu, Si2pu, Si3pu, Silni, Si2nl, Si3nl, výstupní spínače Solpu, So2pu, So3pu, Solní, Solní, So2nl, So3nl a spínačové operace jaké byly popsány v souvislosti s obvodem zobrazeným na obr. 1 pro proudový tok ve směru hodinových ručiček. Avšak druhá skupina vstupních spínačů Silnu, Si2nu, Si3nu, Silpl, Si2pl, Si3pl a výstupních spínačů Solnu, So2nu, So3nu, Solpl, So2pl, So3pl umožňuje regulaci proudového toku ve směru proti směru otáčení hodinových ručiček.
V operaci s proudovým tokem ve směru hodinových ručiček kladná fáze je sepnuta s jedním z tyristoru Silpu, Si2pu nebo • · · ·
Si3pu k hornímu mezilelému vstupnímu koncovému bodu Piu, zatímco horní mezilehlý výstupní koncový bod Pou je sepnut s jedním z tyristoru Solpu, So2pu nebo So3pu k jedné z výstupních fází. Pro dokončení obvodu spodní mezilehlý výstupní koncový bod Pol je spojen skrze jeden ze zpětných tyristoru Solní, So2nl nebo So3nl k další výstupní fázi, zatímco jeden z tyristoru Silni, Si2nl nebo Si3nl je spojen s druhou ze vstupních fází k spodnímu mezilehlému vstupnímu koncovému bodu Pil. Tím je uzavřen obvod skrze sériovou kombinaci kondenzátoru Csu a indukční cívky Lbl tvořící séruový rezonanční obvod. Druhý kondenzátor Csl a druhá indukční cívka Lb2 nejsou nutné, ašak jsou zapojeny k vytvoření symetrického obvodu a v některých aplikacích poskytují některé výhody, např. dodatečnou izolaci.
Selekce prvních dvou vstupních tyristoru a prvních dvou vstupních tyristoru je identická se selekcí v obvodě zobrazeném na obr. 1 pro příslušnou nabíjecí a vybíjecí operaci.
Se zobrazenou polaritou dvou kondenzátoru Csu a Csl proud proudící ve směru hodinových ručiček způsobí vyjmutí energie ze dvou spojených vstupních fázi a přímé uložení této energie do dvou spojených výstupních fází. V případě, že z jedné ze vstupních fází odebere dostatečné množství proudu, třetí vstupní fáze se spojí skrze zvolený vstupní spínač a nabíjecí proces pokračuje.
Stejným způsobem, když žádoucí náboj byl zaveden do jedné z výstupních fází, třetí výstupní fáze je připojena a nabíjecí proces pokračuje. K sepnutí třetího vstupního spínače může dojít před nebo po sepnutí třetího výstupního spínače v závislosti na vstupním a výstupním fázovém úhlu. Poněvadž nabíjecí proces ve směru hodinových ručiček pokračuje, zobrazená polarita kondenzátorů se obrátí a převod náboje pokračuje až k jeho ukončení. Převod náboje je funkcí počátečního napětí na kondenzátorů, v důsledku čehož převod náboje a energie na cyklus může být regulován s amplitudou napětí.
Když výstupní napětí je nižší, než vstupní napětí, ze základní teorie vyplývá, že konečné napětí na kondenzátorů je vyšší. Za účelem regulace tohoto přírůstku napětí rekuperační spínač Sofwc se aktivuje, čímž zastaví libovolné opětovné nabíjení a převádění zbývající indukční energie na výstup. Když proud se stane nulovým, zbývající tři spínače se vyvedou ze stavu vlastní komutace. Vstupní spínače se vypnou, když rekuperační spínač Sofwc se aktivuje.
Když výstupní napětí je vyšší než vstupní napětí, konečné napětí na kondenzátorů je nižší v případě, že se umožnění dokončení procesu. K udržení stejné napěťové amplitudy na kondenzátorů pro sekvenční operaci, zesilující spínač Siqcc se aktivuje před tím, než se proud indukční cívky stane nulovým. To ukončí další výstupní vybíjení, avšak, když je aktivován ve správném časovém okamžiku, to vede k nabíjení kondenzátor na žádoucí hodnotu. Spínače Sofwc a Siqcc umožňují regulaci napětí na kondenzátorů a tím toku energie.
Když se přeruší uvedený proud a polarita kondenzátorů je obrácena, operace probíhající proti směru hodinových ručiček se inicializuje spuštěním jednoho ze zvolených spínačů Silnu, Si2nu nebo Si3nu pro horní mezilehlý vstupní koncový bod Piu; Solnu, So2nu nebo So3nu pro horní mezilehlý výstupní koncový bod Pou; Solpl, Solpl, So2pl nebo So3pl pro spodní mezilehlý vstupní koncový bod Pil. Dva tyristory Sofwcc a Siqcc provádí rekuperaci a napěťovou regulací v operaci prováděnou proti směru hodinových ručiček.
····· · «· ·« • · · ···* · · • * · · 9 • · · · · · · » « · · a · t <
• · * · · a a a a a · · «·
Pro podmínky stejné jako podmínky popsané v souvislosti obr. 2, pro vstupní fázový úhel 80 elektrických stupňů a výstupní fázový úhel 170 elektrických stupňů, a pro střídavé napájecí napětí 480 V, okamžité hodnoty vstupních a výstupních napětí jsou následující Vn = 386 V, Vi2 = -252 V, vi3 = -134 V, voul = 68 V, Vou2 = 300 V a Vou3 = -368 V. Použitím stejné výše popsané metodiky, spínače Silpu, Si3nl, So2pu, So3nl se aktivují k zahájení sekvence probíhají po směru hodinových ručiček. Proud proudí od kladné vstupní fáze 1_ ke kladné výstupní fázi 2^ a vrací se od třetí záporné výstupní fáze 3_ k záporné vstupní fázi 2·
Při stejné rezonanční periodě definované kondenzátorem a indukčními cívkami, tyristor Si2nl se aktivuje v čase asi 136 με, čímž se vypne tyristor SÍ31. V čase asi 300 με do vybití kladný výstupní tyristor Solnp se spustí k vypnutí tyristoru So2pu.
Poněvadž při těchto fázových úhlech vstupní napětí je vyšší než výstupní napětí (| Vn | >| Vou3 |), rekuperační spínač Sofwc se aktivuje zastavením opětovného nabíjení dvou kondenzátorů. V tomto okamžiku se vstupní tyristory vypínají. V čase asi 334 με do trvání převodu energie výstupní proud se stane nulovým a zbývající spínače se vypnou. To uzavírá operaci probíhají ve směru hodinových ručiček.
Operace probíhají proti směru hodinových ručiček má identické vyjmutí energie ze vstupu a dodávku energie na výstup a používá opačnou polaritu tyristoru pro každé fázové spojení. V tomto procesu proud proudí proti směru hodinových ručiček a polarita kondenzátoru se nabije do původního stavu.
Cyklická operace umožňuje téměř 100 % cyklu převodu energie. Jak operační frekvence tak i napětí na kondenzátoru reguluje výstupní výkon. Poněvadž napětí může být regulováno ·«··· · ·· ·· • · « ·«·· «·· • · · » · · • · * · ··«· « » · · · · · ··· ·· «*····· · · · ve velkém rozsahu, výstupní výkon na cyklus je pouze omezen napěťovým a proudovým omezením aktivních a pasivních komponent. Tento obvod umožňuje intenzivní přeměnu frekvence nezávislou na výstupním výkonu, poněvadž výkon může být zcela regulován selekcí napětí na kondenzátoru. To má výhodu spočívající v udržení nízkého zvlnění frekvence na jak vstupu tak i na výstupu, když žádoucí výkon je nízký. Toto nízké zvlnění frekvence může být udržováno k nulovému výstupnímu výkonu s tím, že systém udržuje žádoucí napětí na výstupním filtru transformací jalového výkonu.
Porovnáním tohoto obvodu s obvodem níže popsaného dynamického kompenzátoru jalového výkonu (kompenzátor DVC) zobrazeného na obr. 7 je možné konstatovat, že tento obvod může pracovat jako kompenzátor DVC použitím výstupních tyristorů. Je zřejmé, že systém umožňuje nejen regulovat výstupní výkon, avšak úplně regulovat jalový vstupní výkon.
VII. Kompenzátor harmonických složek
Při nabíjecí operaci, zobrazené na obr. 2, měnič střídavého napětí na střídavé napětí produkuje sinusový proud ve fázi s výstupním fázovým napětí. Při nabíjecí operaci zobrazené na obr. 3 převod náboje je takový, že jedna složka výstupního proudu je ve fázi s výstupním napětím (činný výkon) a druhá složka výstupního proudu je mimo fázi s výstupním napětím (jalový výkon).
Napěťové složky se mohou měnit v souvislosti se střídavým výstupním fázovým napětím. Obecně při regulaci moderního mikroprocesoru a programovatelných logických zařízení libovolný reprodukovatelný tvar vlny výstupního proudu může se sestavit v rámci opravy výsledku měniče střídavého proudu • · · · ·· · ··· · « ««· • · · · · · · • ♦· · ··«·« « · · ·· · · · ··· «· »···*·· «· · · · na střídavý proud.
Nejobecnější proudový tvar vlny, který může být sestaven je dán Fourierovými řadami pro první výstupní fázový proud:
/01 - Σ». 1[A.cosÍQQoit) + B.sinOno-t)] (14)
Ostatní dvě fáze jsou definovány stejnou proudovou rovnicí, avšak jsou posunuty o 120 resp. 240 elektrických stupňů. Skupina všech třífázových proudů poskytuje v libovolném bodě výstupní fáze (coout) převod náboje všech tří výstupních fází.
Tudíž měnič střídavého proudu na střídavý proud může být konfigurován pro převod činného výkonu s Bz rovným nule a jako kompenzátor jalového výkonu s A, rovným nule.
Zařízení RCTA může být konfigurováni jako kompenzátor harmonických složek, který kompenzuje harmonické složky na vedení generované různými zátěžemi v systému. Tato kompenzace harmonických složek může být konfigurována několika způsoby. Tak např., kompenzátor harmonických složek může mít vstupní koncový bod spojený s napájecím zdrojem nebo s libovolným jiným zdrojem pro uschováni energie a výstupní koncový bod spojen se střídavým výstupním systémem, který má harmonické složky, které je žádoucí kompenzovat. Systém pro kompenzaci harmonických složek by poskytoval kolísání síťové harmonické energie v průběhu střídavého cyklu. Kromě toho harmonický proud může být odebrán současně se vstupním výkonem.
VIII. Kompenzace jalového výkonu (kompenzace VAR)
Zařízení RCTA může být rovněž použito jako dynamický kompenzátor jalového výkonu (kompenzátor DVC). Kompenzátor DVC je kompenzátorem jalového výkonu (kompenzátorem VAR) se schopností změnit jalový výkon v části střídavého cyklu. Kompenzátor DVC může přepnout tok jalového výkonu z úplného předstihu na úplné zpoždění v méně než desátém cyklu střídavé výkonové dodávky. Tato rychlost umožňuje použití kompenzátoru DVC jako kompenzátoru VAR pro regulaci blikání, napěťovou regulaci a standardní kompenzaci VAR.
Kompenzace DVC probíhá při vnitřní frekvenci značně vyšší než frekvence střídavé sítě. Ve spojení s malým nízkofrekvenčním vypínacím filtrem, proud odebíraný při kompenzaci DVC je prostý harmonických složek, čímž jsou splněny všechny požadavky jak standardu IEEE 519-1992 tak i standardu IEC 555-2.
Obvodové operace provádí měkké spínání a vlastní komutaci tyristorů s tím, že není žádoucí otevření spínačů a relativně nízký poměr dl/dt. Nízký poměr dl/dt je důležitý, poněvadž umožňuje použití standardního zařízení typu SCR s jak vysokým napětím tak vysokým výkonem. Tyto zařízení jsou používána od roku 1970 v elektrickém průmyslu pro přenosy vysokého stejnosměrného napětí a další aplikace. Dostupnost tyristorů na vysoké napětí a vysoký výkon umožňuje použití topologie kompenzace DVC nejen pro průmyslové aplikace, avšak rovněž i pro vícemegawattové vysokonapěťové aplikace.
Kromě toho, zařízení typu SCR je nízkonákladovým výkonovým elektronickým zařízením, má nejnižší ztráty vodivosti a může být jednoduchým způsobem zapojena do série k poskytnutí spínačů pro megavoltové operace. Aktivace takových spínačových sestava je zcela navrženo pro přímé spouštění • · · ·
nebo pro spouštění optickými vlákny.
Zbývající komponenty jsou rovněž standardní a nevyžadují žádné další nové technické řešení.
Kompenzátor DVC pracuje na stejných rezonančních principech způsobu DSCI stejně jako výše popsaný měnič střídavého proudu na střídavý proud. Pro měnič střídavého proudu na střídavý proud, první výměna náboje je nabíjecí operací kondenzátoru Co s energií odebranou z výkonového zdroje. Pro druhou výměnu náboje náboj na kondenzátoru je vybit do výstupního koncového bodu. Kompenzace DVC má rovněž dva stejné výměny náboje, avšak při stabilních stavových podmínkách žádná síťová energie není převedena mezi kondenzátorem Co a střídavým výkonovým koncovým bodem. Účinkem sítě je změna energie mezi třemi střídavými vedeními.
Obr. 7 zobrazuje elektrické zapojení dynamického kompenzátoru VAR. Existuje několik variací tohoto obvodu, avšak základní operace je stejná nebo podobná.
Kompenzátor DVC může být přímo spojen se střídavou sítí 70 bez použití transformátoru. To vylučuje transformátorové ztráty, náklady na izolační transformátor, prostorové požadavky a hmotnost izolačního transformátoru. Transformátor může být použit v případě, že je žádoucí rozdílné výstupní napětí.
Vnitřní operační optimalizace výkonu a nákladů. S provozní na základě a provozních Hz vypínací frekvence je zvolena minimalizace komponent frekvenci kolem 2400 frekvence kolem 600 Hz je zvolena pro nízkopásmový vstupní filtr 72 k omezení proudové zvlnění na nepatrnou hodnotu.
Filtrace vysokých frekvencí snižuje hodnoty jak kondenzátoru filtru tak i indukčních cívek. Komponenty filtru tvoří kondenzátory Cfi a indukční cívky Lfi. Kondenzátory filtru jsou zapojeny do konfigurace trojúhelník, avšak rovněž může být použita konfigurace hvězda.
Středovou komponentou je kondenzátor Co, tento kondenzátor se typicky nabije zbytkovým napětím na začátku nabíjecího cyklu. Existují dvě sekce pro výměnu náboje, z nichž každá je zobrazena na jedné straně kondenzátoru. Na levé straně je zobrazena první sekce 76 pro výměnu náboje a na pravé straně je zobrazená druhá sekce 78 pro výměnu náboje. Tyto dvě sekce alternativně obracejí polaritu napětí na kondenzátoru Co a v průběhu procesu odebírají jalový proud ze třech fází střídavé sítě 70.
První sekce 76 pro výměnu náboje začíná se záporným zbytkovým napětím na kondenzátoru Co. nabíjecí operace začíná aktivováním prvního spínače a druhého spínače z první skupiny 82 spínačů ke spojení první fáze a druhé fáze střídavého napájecího zdroje přes kondenzátor Co. V průběhu převodu náboje je definována hodnota indukčních cívek La (za předpokladu, že hodnota kondenzátoru Co je blokována dalšími podmínkami). Indukční cívka La jev první sekci 76 pro výměnu náboje tvořena dvěma indukčními cívkami Lal a La2. V druhé sekci 78 pro výměnu náboje je indukční cívka Lb tvořena dvěma indukčním cívkami Lbl a Lb2. Všechny čtyři indukční cívky mohou být nahrazeny jednou indukční cívkou zapojenou do série s kondenzátorem Co.
Převod náboje se zahájí jako polovina sinusového tvaru vlny. V části cesty skrze první sekci 76 pro výměnu náboje se dosáhne žádoucího převodu náboje druhé fáze a tyristor pro třetí fázi se následně spustí. Nabíjecí sekvence je zvolena tak, že aktivace tyristoru třetí fáze zpátky přiloží předpětí na tyristor druhé fáze k vyvedení tohoto tyristoru z vlastní • · 43 komutace. Převod náboje pokračuje a je ukončen, když proud skrze kondenzátor se stane nulovým. V tomto okamžiku dva vodící tyristory se vyvedou vlastní komutace k dokončení nabíjecího cyklu.
Druhá sekce 78 pro výměnu náboje je zahájena po nabíjecím cyklu. Druhá sekce 78 pro výměnu náboje je konfigurována k dosažení identické výměny náboje se střídavou sítí jako první sekce 76 pro výměnu náboje. Druhá sekce 78 pro výměnu náboje se odlišuje od první sekce 76 pro výměnu náboje tím, že spojení s kondenzátorem Co je obráceno vůči spojení první sekce 76 pro výměnu náboje. Kvůli tomuto obrácenému spojení napětí na kondenzátoru Co úplně obrací polaritu. Tudíž žádný výkon není odebírán ze sítě nebo převáděn do sítě, poněvadž energie v kondenzátoru Co se nemění.
Obr. á zobrazuje graf typického tvaru vlny při výměně náboje se dvěma cykly operace dynamického kompenzátoru VAR zobrazeného na obr. 7. Komponenty byly zvoleny pro frekvenci úplné výměny náboje rovnou 4000 Hz, čím se dokončí 2000 cyklů za sekundu pro první a druhou sekci pro výměnu náboje. Tato operace je dosažena s Co = 100 μΓ a La + Lb = 40 pF. Zvolené střídavé napětí je 480 V a tvary vln výměny náboje zobrazené na obr. 8 přísluší vstupnímu fázovému úhlu 40 elektrických stupňů. Rekuperační spínače Swa a Swb, zobrazené na obr. 7, nejsou žádoucí pro tuto operaci. Avšak spínače zapojené paralelně s kondenzátorem Co (Swal a Swbl) nebo sériově s kondenzátorem Co (Swa2 a Swb2) zvyšují regulační pružnost.
Vstupní napětí a jalový proud jsou definovány následujícími rovnicemi:
K, = Fosin(fflř) = 252F
A, = ^^^)=39.74 sin (cjř - 2π / 3) =-3 86F = Ko sin(fl)/ + 2 n / 3) = 134 V
1Λ = /,0<χ>δ(ωί-2π/3) = 59.6Α = Λο + 2λ7 3) = -99.34
Za předpokladu, že zbytkové napětí kondenzátoru Co je -1200 V, a to buď z předcházející operace nebo přednabitím se vstupním tvarem vlny, výměna náboje probíhá následujícím způsobem.
Použitím generalizované metody pro nabíjení vstupní tyristory Sa2p a Sa3n jsou aktivovány při ť =0, čímž se spojí fázová napětí V2 a V3 na kondenzátoru Co. Proud Ic protéká indukčními cívkami Lal a La2, čímž se náboj odebere z fáze 2 a stejný náboj se zavede do fáze 3, jak je to zobrazeno na obr. 8.
Částečně skrze nabíjecí cyklus v čase t/ se tyristor Salp aktivuje. Poněvadž napětí Vj je více kladné než V2, na tyristor Sa2p je zpětně přiloženo předpětí a tento tyristor je vyveden z vlastní komutace. Výměna náboje pokračuje s fází 1_ a fází 2. V čase t2' = 244 με proud klesne na nulu a na dva vodící tyristory Salp a Sa3n se zpětně přiloží předpětí a tyto tyristory se vyvedou z vlastní komutace.
Aktivace tyristorů v čase tl' je definováno velikostí jalového proudu třech fází Irl, Ir2 a Ir3. Aktivace tyristorů v čase tj'= 134 με poskytuje převod náboje úměrný požadavku na jalový proud a vede k napětí na kondenzátoru počátečnímu polaritu.
zbytkovému napětí, avšak majícímu rovnému opačnou
Dřívější aktivace tyristoru Salp vede k nabití kondenzátoru na vyšší napětí, čímž se kromě jalového výkonu
odebírá činný výkon. Toto zvýšení napětí na kondenzátoru může být žádoucí z hlediska ztrát komponent nebo kvůli zvýšení toku jalového výkonu, které nevyžaduje změnu frekvence kompenzátoru DVC. Naproti tomu, zpožděná aktivace vede k převodu části energie kondenzátoru zpět do střídavého výkonového systému. V případě skutečného systému čas t/ může být vypočten v reálném čase nebo předem vypočten a uložen do referenční tabulky. Uložená hodnota je funkci vstupního fázového úhlu a napětí na kondenzátoru.
Pro druhou sekcí 78 pro výměnu náboje je použit stejný generalizovaný způsob pro nabíjení. Výměna náboje v této sekci začíná v čase t3'= 250 με aktivací tyristorů Sb2p a Sb3n. To znovu spojí kondenzátor Co ve fázi 2 a fázi 3^ se správnou polaritou. Rozdíl operace probíhají v druhé sekci 78 pro výměnu náboje spočívá v tom, že proud protékající kondenzátorem má opačnou polaritu. Jak je to zobrazeno na obr. 8, proudový tok do fází během vybíjení v druhé sekci 78 pro výměnu náboje je identický s proudem odebíraným během výměny náboje probíhající v první sekci 76 pro výměnu náboje s tím, že žádný převod síťové energie netvoří střídavou dodávku elektrické energie.
V čase 134 με od zahájení vybíjecího cyklu, tj . v čase t4' = 384 με tyristor Sblp je aktivován, čímž se tyristor Sb2p uvede do vypnutého stavu, zatímco tyristor Sb3n zůstane zapnut. Vybíjecí proces pokračuje, dokud nenastane časový okamžik přibližně t5' = 494 με, ve kterém proud klesne na nulu a tyristory Sblp a Sp3n se vypnou, čímž se napětí na kondenzátoru ponechá v původním stavu.
Pro po sobě jdoucí převody náboje se síťová napětí a proudy cyklicky mění. Tudíž spouštěcí sekvence a časování musí být určeno podle fázového úhlu proudu. Průměrný jalový • · · · ♦ · · proud je náboj poskytnutý v průběhu časového intervalu mezi jednotlivými převody náboje. To způsobuje, že jalový proud může být regulován frekvencí. Kromě toho jalový proud je rovněž funkcí zbytkového napětí na kondenzátoru Co. Toto napětí může v podstatě vytvořit libovolnou hodnotu a je pouze omezeno jmenovitými napěťovými a proudovými hodnotami tyristorů a kondenzátoru Co. To je hlavní výhoda, poněvadž typicky požadavek na jalový výkon se zvyšuje s klesajícím síťovým napětím. Zapojením jednoduchých kondenzátorů vedle sebe jalový proud je úměrný s klesajícím napětím, zatímco při použití kompenzátoru DVC jalový proud se může zvýšit nezávisle na síťovém napětí.
Z hlediska účinnosti jalové proudy protékají skrze pouze jednu skupinu tyristorů na fázi. To nejen poskytuje zjednodušení a vyšší pružnost, avšak rovněž snižuje ztráty na minimum.
IX. Elektronický střídavý transformátor
a. Převod střídavého proud na střídavý proud
Měnič střídavého proudu na střídavý proud zobrazený na obr. 1 může poskytnout tvar vlny výstupního napětí, který splňuje požadavky na napětí, frekvenci a výstupní fázi. Když výstupní frekvence je stejná jako vstupní frekvence, měnič střídavého proudu na střídavý proud se může použít jako střídavý regulovaný zdroj elektrické energie.
Pro některé aplikace, jako např. střídavé motory s proměnou rychlostí, je žádoucí regulovat výstupní frekvenci a výstupní napětí. Ačkoliv měnič střídavého proudu na střídavý proud může měnit energii z nízkonapěťového koncového bodu na vysokonapěťový koncový bod, jeho transformace napětí je omezena. Standardní střídavý transformátor může být spojen se střídavým vstupem nebo střídavým výstupem k poskytnutí regulovaného střídavého výstupu s transformací napětí. Avšak tento systém má stále nevýhodu spočívající v tom, že má velký třífázový střídavý transformátor ve smyčce.
elektronického frekvence s zobrazen jako
Obr. 9 zobrazuje elektrické zapojení transformátoru, který kombinuje regulaci transformací napětí. Elektrický obvod je jednofázové zapojení s množinu šikmých linií indikujících počet fází nebo koncových bodů. Elektronický transformátor pracuje podle podobných principů jako měnič střídavého proudu na střídavý proud zobrazený na obr. 1. Hlavní rozdíl spočívá v tom, že jednofázový transformátor nahrazuje výstupní indukční cívky.
Střídavý zdroj elektrické energie je přiložen ke vstupnímu koncovému bodu 102, který je spojen s kondenzátorem Co skrze druhý vstupní filtr 104 a druhou vstupní spínačovou sekci 106. Hodnota vstupních indukčních cívek Lip a Lín určuje dobu trvání nabíjení.
Nabíjení ve vstupní sekci je identické s nabíjením ve vstupní sekci měniče střídavého proudu na střídavý proud zobrazeného na obr. 1.
Vybíjecí sekce je stejná jako vybíjecí sekce měniče střídavého proudu na střídavý proud zobrazeného na obr. 1 s tím, že má druhou výstupní spínačovou sekci 118 spojenou s výstupním koncovým bodem 120 skrze druhý výstupní filtr 119. Vybíjecí indukční cívky Lbl a Lb2 jsou nahrazeny transformátorem 117, který poskytuje indukčnost. Kromě toho, je přidán primární výstupní tyristor Sdch, který odpojuje transformátor 117 od kondenzátoru Co v průběhu nabíjecího cyklu. Primární a sekundární transformátorový poměr •· · · · » · ···· * * * · · · · * · · · ···*· • · · » · ··.
··* ·· ··· ·>·· ·· ·» výstupního transformátoru 117 je zvolen ke shodě žádoucího napěťového poměru mezi střídavým vstupním napětím a střídavým výstupním napětím. Kromě toho, svodová indukčnost, jak je to zřejmé z primární části transformátoru, je zvolena ke shodě hodnot výstupních indukčních cívek Lbl a Lb2 zobrazených na obr. 1.
Paralelní indukčnost transformátoru 117 může být zvolena tak, že je mnohem vyšší než rozptylová indukčnost. Tudíž paralelní indukčnost nemusí být brána v úvahu pro většinu operací v daném obvodě. Součet indukčností vinutí je efektivní hodnota svodové indukčnosti transformátoru a společně s kondenzátorem CO definuje vybíjecí periodu.
Energie kondenzátoru se vybíjí do střídavých výstupních fází stejným způsobem, jako tomu bylo v případě měniče střídavého proudu na střídavý proud.
Použitím obecného způsobu vybíjení tyristor Sdch je aktivován společně s kladným tyristorem Sop a záporným tyristorem Son fází s nejvyšším a druhým nejvyšším výstupním napětím za předpokladu jednotné výstupního účinníku. To vede ke spojení kondenzátoru Co s výstupními fázemi skrze druhý výstupní filtr 119 a transformátor 117. Když dostatečná energie je převedena do výstupní fáze s druhým nejvyšším výstupním napětím, tyristor s nejnižším výstupním napětím se spustí. To vypne tyristor pro druhý nejvyšší výstup a nabíjení pokračuje pro vedení s nejvyšším a nejnižším výstupem.
Rekuperační tyristor Swop může být aktivován k zamezení opětovného nabíjení kondenzátoru Co nebo k selekci zbytkového napětí na kondenzátoru Co. Tato aktivace převede energii ve svodové indukčnosti na výstup. Když se proud stane nulovým, komutující tyristory se vypnou a vybíjecí cyklus se dokončí.
• 4 *· 44 4 • 444
444 44
Napěťová transformace může mít zesilující, zeslabující nebo izolační charakter. Operace umožňuje změnu frekvence, změnu fáze nebo obojí. Výstup může být regulován k umožnění regulace jak činného tak i jalového výkonu s tím, že vstup je výhodně omezen na odebírání pouze jalového výkonu. Tudíž elektronický transformátor může být současně regulátorem napětí a kompenzátorem jalového výkonu. Kromě toho tento transformátor může odebírat vyrovnaný vstup dokonce, když výstup je nevyrovnaný. Poněvadž jednofázový transformátor pracuje při vysoké frekvenci, jeho průřez může být značně snížen ve srovnání s průřezem standardního transformátoru s frekvencí 50 nebo 60 Hz. Transformátor může být dokonce účinněji použit, když magnetický tok je obrácen pro každý vybíjecí cyklus. Z tohoto hlediska se nabízí několik řešení. Tak např. dvě vstupní sekce s šesti dodatečnými výstupními tyristory by poskytly téměř úplný transformátorový cyklus.
Tento typ transformátoru má několik dodatečných výhod. Tento transformátor poskytuje značné snížení jak hmotnosti tak objemu a poskytuje dodatečné operační výhody ve srovnání s konvenčním výkonovým transformátorem. Narozdíl od obvyklého transformátoru odebírajícího nepřetržitý magnetizační proud tento transformátor je magnetizován pouze v průběhu převodu energie. To má za následek to, že ztráty v tyristorech a transformátoru jsou konstantní částí okamžitého výkonu. Poněvadž nejpouživanější transformátory mají průměrný zatěžovatel nižší než 30 % špičkové zatěžovatele, elektronický transformátor nejen zvyšuje kvalitu výkonu vlastní regulací a kompenzuje jalový výkon ze zátěže, avšak rovněž dosahuje vyšší účinnost pro většinu aplikací.
b. Převod střídavého proudu na stejnosměrný proud a převod stejnosměrného proudu na střídavý proud • · · · · • · · · ·
Zapojení elektronického transformátoru zobrazené na obr. 9 umožňuje obnovu střídavého výstupu. Kladné napětí může být obnoveno na jedné výstupní fázi a záporné napětí na druhé fázi, jak je to popsáno v souvislosti s výše uvedeným měničem střídavého proudu na stejnosměrný proud, k poskytnutí stejnosměrného napájecího zdroje na výstupu.
Použitím usměrňovače střídavého proudu na stejnosměrný proud jisté výstupní spínače na sekundární straně transformátoru mohou být vyloučeny. Kromě toho, dva výstupní spínače mohou být nahrazeny diodami, poněvadž výstupní spínání je provedeno na primární straně transformátoru tyristorem Sdch. Když napětí na výstupu sekundární strany transformátoru je obráceno v průběhu operace s duálními vstupními moduly, obnova poloviny tvaru vlny na výstupu je nahrazena úplnou usměrňovači konfigurací na bázi jednofázového můstku.
Pro převod stejnosměrného proudu na střídavý proud platí, že modifikace vstupního obvodu probíhá tak, jak je to popsáno v předcházející části. To umožňuje využití stejnosměrného napájecího zdroje a obnovu střídavého tvaru vlny nebo zavedení energie do střídavého napájecího zdroje.
Tento transformátor umožňuje dosáhnout značně vyššího napěťového rozdílu mezi vstupem a výstupem. Zesilovací nebo zeslabovací poměr je volitelný transformátorovým poměrem jednofázového transformátoru.
Další rozšíření tohoto obvodu se provede za účelem přímého převodu stejnosměrného proudu na stejnosměrný proud ve velkém rozsahu stejnosměrného vstupního napětí.
Kromě toho využití transformátoru umožňuje úplnou galvanickou izolaci mezi vstupem a výstupem pro všechny výše • · · · • β · · • · · I- * ··· ·· · · · • ·♦ «· · · · · · ·· ·· ··· popsané převody.
X. Elektronický transformátor se současnou výměnou náboje mezi vstupem a výstupem
Elektronický transformátor zobrazený na obr. 9 používá dvě operace na bázi způsobu DSCI s mnohočetnými koncovými body, přičemž jedna z těchto operací je určena k nabíjení kondenzátoru Co a následně druhá z těchto operací je určena k vybíjení kondenzátoru Co. Tyto operace se střídají, a tudíž elektronický transformátor má užitečný cyklus asi 50 %.
Přibližně polovina doby je použita pro nabíjení a druhá polovina pro vybíjení. Kromě toho náboj na fázi protéká v průměru skrze 2,5 tyristory.
Obr. 10 zobrazuje další provedení elektronického transformátoru. Tento transformátor značně zvyšuje výstupní výkon. Užitečný cyklus je téměř 100% a výkon prochází skrze jeden tyristor, čímž se poskytuje vyšší účinnost.
Tento modifikovaný transformátor se liší od výše uvedeného elektronického transformátoru tím, že nabíjecí operace a vybíjecí operace probíhají současně. Náboj odebíraný ze střídavého vstupního koncového bodu je přímo převeden do střídavého výstupního koncového bodu.
Tento modifikovaný elektronický transformátor je založen na výkonovém měniči se současnou výměnou náboje mezi vstupem a výstupem zobrazeným na obr. 6 a nahrazuje výstupní indukční cívky jednofázovým transformátorem, jako tomu je u elektronického transformátoru zobrazeného na obr. 9. Modifikovaný elektronický transformátor zobrazený na obr. 9 je zobrazen s jedním transformátorem, poněvadž jednofázový transformátor poskytuje úplnou galvanickou izolaci mezi • · · · vstupem a výstupem. Jednofázový transformátor nejen má žádoucí převod pro napěťovou transformaci, avšak rovněž je navržen tak, že má svodovou indukčnost k duplikaci rezonanční funkce indukčních cívek Lbl a Lb2 zobrazených na obr. 6.
Jak je tomu u obvodu zobrazeného na obr. 6, ke vstupním a výstupním operacím dochází ve stejném cyklu, čímž se současně provede dříve uvedená operace na bázi způsobu DSCI. Aktivační sekvence pro jak vstupní tak i výstupní tyristory je shodná s výše popsanými aktivačními sekvencemi.
Jednofázový transformátor zobrazený na obr. 10 je zvolen k poskytnutí žádoucího převodu pro napěťovou transformaci a k poskytnutí svodové indukčnosti, která definuje ve spojení s kondenzátorem Cs rezonanci a periodu převodu energie.
Dvě skupiny tyristorů jsou spojeny s každým vstupním a výstupním koncovým bodem. Použitím fázového úhlu 80 elektrických stupňů pro vstup a 170 elektrických stupňů pro výstup a záporné polarity kondenzátoru Cs stejné vstupní tyristory Silpu a Si3nl současně se dvěma výstupními tyristory So2pu a So3nl se aktivují k zahájení operace probíhají ve směru hodinových ručiček. V průběhu jedné části periody převodu tyristor 5i2nl se spustí k vypnutí tyristorů Solnp, zatímco aktivace tyristorů Solnp ve správném časovém okamžiku vypíná výstupní tyristor So2pu. Rekuperační spínač Sfwc znovu reguluje napětí na kondenzátoru Cs dosažené opětovným nabitím a umožňuje převod energie ve svodové indukčnosti jednofázového transformátoru k výstupu.
Za předpokladu selekce vhodného převodu transformátoru funkce spínačů Siqcc a Siqccc zobrazených na obr. 6 může být vyloučena, čímž se omezí počet žádoucích komponent, poněvadž vstupní napětí je vyšší než efektivní výstupní napětí při pohledu z primární strany transformátoru.
• ·
• Λ i
• ·
Na konci převodu energie probíhajícího ve směru hodinových ručiček polarita kondenzátoru je obrácena a všechny tyristory jsou vypnuty. V tomto časovém okamžiku proudový tok proti směru hodinových ručiček je inicializován následující stejnou operaci, avšak vstupní napětí, výstupní napětí a magnetický tok transformátoru jsou obráceny. Kromě toho poněvadž výkonový požadavek je snížen, spodní invertující frekvence nebo napětí na kondenzátoru může být zvoleno. V důsledku toho narozdíl od obvyklého transformátoru, u kterého magnetizační ztráty zůstávají stejné, ztráty transformátoru jsou sníženy s převodem energie. Důsledkem je téměř konstantní účinnost v úplném rozmezí zatěžovatele elektronického transformátoru.
Pro převod střídavého proudu na střídavý proud, stejný obvod je aplikovatelný a pouze dva výstupní koncové body jsou žádoucí. Pro kladné napětí na výstupní fázi γ a pro záporné napětí na výstupní fázi 2 Íen výstupní tyristory Solpu, Solpl, So3nu a So3nl jsou žádoucí a zbývajících osm výstupních tyristorů může být vyloučeno.
Podobně pro převod stejnosměrného proudu na střídavý proud a pro převod stejnosměrného proudu na stejnosměrný proud jen vstupní tyristory Silpu, Silpl, Si3nu a 5i3nl jsou žádoucí. Pro cyklus ve směru hodinových ručiček tyristory Solpu a So3nl jsou aktivovány a zůstávají pro cyklus ve směru hodinových ručiček, zatímco tyristory Solpl a So3nu jsou použity pro cyklus proti směru hodinových ručiček. Tyto tyristory jsou vyvedeny z komutace na konci každého příslušného nabíjecího cyklu a převodu energie.
Sériový kondenzátorový rezonanční obvod zobrazený na obr.
může být modifikován k poskytnutí elektronického transformátoru zobrazeného na obr. 10. Tento obvod poskytuje
s vhodnou regulací odebírání proudu prostého harmonických složek a dodávku výkonu prostého harmonických složek. Při střídavém výkonu nejen činný výkon je regulován, avšak jalový výkon může být současně odebírán k poskytnutí selektivně předbíhajícího nebo zpožděného vstupního proudu. Převod jednofázového transformátoru umožňuje buď zesílení nebo zeslabení výstupního výkonu. Narozdíl od obvyklého střídavého transformátoru výstup není omezen na střídavou vstupní frekvenci a fázi, přičemž výstupní napětí může být regulováno. Kromě toho vstup a výstup není omezen na střídavý proud, což umožňuje rovněž převod stejnosměrného proudu na střídavý proud, převod střídavého proudu na stejnosměrný proud, rovněž i přímý převod stejnosměrného proudu na stejnosměrný proud.
XI. Výkonový měnič v alternativní operační konfiguraci
a. Obvod a jednosměrná operace
Způsob DSCI není omezen na zařízení pro uschování náboje s jedním jediným kondenzátorem, třífázový vstup nebo třífázový výstup. Operace na bázi způsobu DSCI může být použita se konfigurací pro rezonanční výměnu náboje, tj. s kondenzátorem sdruženým s každým vstupním koncovým bodem nebo výstupním koncovým bodem. Standardní technika rezonanční výměny je popsána, např. v patentu US 5,764,501.
Obr. 11 zobrazuje elektrické zapojení alternativního provedení měniče střídavého proudu na střídavý proud. Třífázový napájecí zdroj je spojen s nízkopásmovým vstupním filtrem 150, který zahrnuje sériové kombinace indukčních cívek Lfi a bočníkových kondenzátorů Cfi na jednu fázi.
• · * • i · • · « · · · «· ······« u
Kondenzátory mohou být buď zapojeny do konfigurace hvězda nebo konfigurace trojúhelník. Na výstupu je použit stejný nízkopásmový výstupní filtr 168. Tento filtr je tvořen typickým filtrem na bázi Π-článku a zahrnuje kondenzátory Cfa a Cfb a indukční cívku Lfo.
Činnost výkonového měniče zahrnuje dva operační cykly, první cyklus je nabíjecím cyklem, během kterého se energie odebírá ze střídavého napájecího zdroje a nabíjí se kondenzátory Cl, C2 a C3. Pro tyto účely ve třetí spínačové sekci 152 je použito šest tyristorů Silp, Si2p, Si3p, Siln, Si2n, Si3n.
Vstupní spínačová sekce 152 zapojená mezi nízkopásmový filtr 150 a druhou vstupní indukční sekci 158 mající indukční cívky Lip a Lín provádí selekci výkonu odebíraného z vedení střídavého napájecího zdroje. Tyto tyristory vstupní spínačové sekce 152 jsou dále označovány jako vstupní spínače.
Druhá skupina tyristiorů Sclp, Sc2p, Sc3p, Sein, Sc2n, Sc3n kondenzátorové selekční sekce 154 je zapojena mezi druhou vstupní indukční sekci 158 a kondenzátorovou sekci 160, která má kondenzátory Cl, C2 a C3. Tyto tyristory jsou dále označovány jako kondenzátorové selekční spínače. Kondenzátorové selekční spínače určují polaritu a hodnotu napětí, na kterou jsou nabity kondenzátory Cl, C2 a C3. Kondenzátorové selekční spínače jsou zobrazeny jako tyristory, avšak další spínače mohou být použity. Je třeba upozornit na důležitou skutečnost, že žádné otevření spínačů není žádoucí v tomto obvodě, ačkoliv otvírací spínače mohou být použity ke zjednodušení některých operací za cenu zvýšení nákladů a spínačových ztrát.
Pro normální převod střídavého proudu na střídavý proud je žádoucí odebírat vstupní výkon prostý harmonických složek při jednotkovém účinníku. Tudíž energie, která je úměrná druhé mocnině okamžitého vstupního napětí, je odebrána z každého vstupního vedení. Opakování tohoto procesu při vysoké frekvenci, což je protiklad ke vstupní síťové frekvenci, vstupní filtr činí průměr toku energie, čímž poskytuje sinusový vstupní proud a vstupní výkon.
Rovněž výstupní výkon může být regulován změnou operační frekvence. Tato operace má v průběhu jednoho nabíjecího cyklu nebo případně několika nabíjecích cyklů odebrat takové množství energie, že průměrný výkon je úměrný druhé mocnině vstupního napětí. Požadavek na odebrání energie je funkcí vstupního fázového úhlu cot, kde ω je vstupní síťová úhlová frekvence. K obnovení sinusového výstupu je žádoucí nabití každého ze tří pracovních kondenzátorů na napětí úměrné výstupnímu tvaru vlny definovanému výstupním fázovým úhlem co't, kde ωζ je úhlová výstupní frekvence. V průběhu několika cyklů nabíjecí proces může odebírat energii ze vstupu s úhlem od nuly do 360 elektrických stupňů a musí nabít kondenzátory na napětí a polaritu, která představuje libovolný výstupní fázový úhel v rozsahu od 0 do 360 elektrických stupňů. Tento proces je popsán v souvislosti s obr. 11, přičemž tvary vln napětí a proudu jsou zobrazeny na obr. 12 a jejich hodnoty uvedeny v tabulce 1.
Za účelem lepšího pochopení je zvolen okamžitý vstupní úhel 80 elektrických stupňů a výstupní úhel 170 elektrických stupňů. Pro tři fáze a střídavý systém s napětím 480 V
První vstupní jsou záporná, vstupní fázová napětí jsou zobrazena v tab. 1 vedení je kladné, zatímco další dvě vedení přičemž součet třech napětí je roven nule. Součet třech napětí je vždy roven nule ve vyrovnaném vedení a stejné pravidlo se rovněž aplikuje na proud. Výkon prostý « 9 t
• · ·
harmonických složek je odebrán. Nabíjecí energie na vedení je uvedena v třetím sloupci v procentech celkové nabíjecí energie. Avšak s nízkopásmovým filtrem existuje možnost volby průměrných proudů v několika cyklech.
Požadavek na výstupní napětí je uveden ve čtvrtém sloupci tabulky 1 pro výstupní tvar vlny třífázového systému s napětím 480 V a okamžitým fázovým úhlem 170 elektrických stupňů. V tomto příkladě, první dvě výstupní fáze jsou kladné a třetí výstupní fáze je záporná. Součet tří výstupních fází je roven opět nule.
Ke správnému nabití kondenzátoru a dosažení vyrovnaného toku energie ve třech kondenzátorech musí být vztaženy jedna k druhé druhou mocninou specifikovaného výstupního napětí. Tato nabíjecí energie je uvedena v posledním sloupci tabulky 1. Typicky k umožnění úplného výboje nabitých kondenzátoru do výstupního filtru, polarity kondenzátoru musí být identické k polaritě výstupního napětí a nabíjecí napětí každého kondenzátoru by mělo být proporcionální k napěťovému požadavku odpovídající výstupní fáze a více než dvojnásobku tohoto napěťového požadavku. Když nabíjecí napětí není dostatečně vysoké, k úplnému vybití nemůže dojít.
Následující operace popisuje nabíjení skupiny třech kondenzátoru, které jsou ve shodě s výstupním fázovým úhlem, ze vstupních koncových bodů. Tato operační sekvence je zvolena kvůli tomu, že umožňuje použití spínačů, které nemusí být aktivací otevřeny. Tento obvod umožňuje takovou vlastní komutaci zařízení, že se k tyristorům, které se vypnou, nato přiloží předpětí.
Použitím generalizovaného způsobu pro nabíjení se tyristor Slp aktivuje, poněvadž fáze 1^ má nejvyšší absolutní hodnotu fázového napětí. Ze dvou zbývajících vstupních fází
tyristor Si3n je aktivován, poněvadž má opačnou polaritu vůči tyristoru Silp a má méně zápornou hodnotu napětí. Tím je na vstup horní indukční cívky Lip přiloženo napětí +385.9 V, zatímco napětí spodní vstupní indukční cívky Lín se stane
-134,0 V.
Tabulka 1: vstupní a výstupní napětí a energie
| vštip napětí při 80° | vstupní energie (%) | vyštípni napětí při 170° | vyštípni energie (%) | |
| fáze 1 | 385.9 V | 64.7 % | 68.1 V | 2.0 % |
| fáze 2 | -251.9 V | 27.5 % | 300.2 V | 39.1 % |
| fáze 3 | -134.0 V | 7.8 % | -368.3 V | 58.9% |
Poněvadž kondenzátor C3 vyžaduje nejvyšší absolutní hodnotu napětí a má zápornou hodnotu, tyristor Sc3n je aktivován ke spojení kondenzátoru C3 se zápornou indukční cívkou. Kromě toho buď kondenzátor Cl nebo C2 může být spojen se zápornou indukční cívkou Lpi. Pro operaci s nejvyšším výkonem a s omezenou nabíjecí dobou je připojen kondenzátor vyžadující nízkou výstupní energii. Pro např. proud, tyristor Sclp se aktivuje k zapojení kondenzátoru Cl do série s kondenzátorem C3.
Alternativně tyristor Sc2p může být aktivován za účelem umožnění maximální hodnoty rekuperační doby tyristorového spínače. V obou případech jsou tyristory vyvedeny z vlastní komutace.
·*««· · ·· ·· · • · 4 · · · · ··«· • · · v · · · • · * · · · · · · ·«· · · «·· • · · ·* «<··«·· « · · · ·
Uzavřením čtyř spínačů Sclp se rezonanční LC obvod zapojí mezi vstupní fáze 1 a 3. Indukční hodnota je součtem hodnot indukčních cívek Lip a Lín, přičemž hodnota kondenzátoru je polovinou hodnoty samostatného kondenzátoru, poněvadž kondenzátory jsou zapojeny do série. Napětí a proud jsou popsány z hlediska času následujícími rovnicemi:
/,(0 = /esin(<»e0 (15)
Vcft) = -Vcft) = (Vp, - rAXl - 005(0,./))/ 2 (16) kde = (Va - Vp,y4c. / 2(Lip+ Lin) = i/.
Nabíjecí napětí a nabíjecí proud pro kondenzátor mohou být přesně stanoveny. Doba, kterou kondenzátor vyžaduje k dosažení žádoucího napětí mohou být vypočteny použitím inverzních trigonometrických funkcí.
S výše uvedenou spínačovou selekcí kondenzátor Cl se nabije na dvojnásobek napětí výstupní fáze _1. Toto napětí je dosaženo v čase tj = 66 με s jmenovitou indukčností 80 μΗ a jmenovitou kapacitou 100 μΕ, jak je to uvedeno v tabulce 2.
V čase t3 se kladný kondenzátorový selekční spínač Sc2p aktivuje. Nabíjení kondenzátoru C2 se započne, zatímco nabíjení kondenzátoru C3 pokračuje. Výkon se dosud odebírá ze ·
• · · « ·«·«· * * · · · *·· • · · · ·····*· « · A · · stejných dvou vstupních fází 1 a 3.
Poněvadž napětí kondenzátoru C2 je nižší než napětí na kondenzátoru Cl, na spínač Sclp je zpětně přiloženo předpětí a tento spínač přestane vodit, když je to nesměrový spínač, jako např. tyristor. Tudíž místo spínačů, které vyžadují aktivování pro vypnutí, mohou být použity řízené křemíkové usměrňovače (SCR).
Tabulka 2: Spínací čas, proud a napětí na kondenzátoru
| čas (psec) | prcu3 (A) | Vel (V) | Vc2 (V) | Vc3 (V) | vstupní jinače | selekční jinače |
| 0+ | 0 | 0 | 0 | 0 | Si 1 p-Si3n | Sclp-Sc3n |
| 66 | 360.1 | 131 | 0 | -131 | Si 1 p-Si3n | Sc2p-Sc3n |
| 93 | 455.4 | 131 | 111 | -242 | Silp-Si2n | Sc2p-Sc3n |
| 222 | 0 | 131 | 574 | -705 |
Obr. 12 zobrazuje tvary vln napětí Vel, Vc2 a Vc3 na kondenzátoru a tvar vlny nabíjecího proudu Ich. Výpočet nabíjecího proudu a napětí na kondenzátoru vychází ze stejných matematických rovnic s tím, že proud z první části vybíjení a napětí na kondenzátoru C3, z prvního nabíjecího segmentu jsou použity jako výchozí podmínky.
V čase t2 = 93 ps energie, která je odebrána ze vstupní fáze 3 a je integrálem nabíjecího proudu vynásobeného napětím na vstupní fázi 3, dosahuje předem stanovené hodnoty a aktivuje vstupní spínač Si2n. Poněvadž napětí na vstupní fázi ·«· · · * « · «· ·· «···*·· · · »· · je více záporné než napětí na vstupní fázi 3, na vstupní spínač Si3n je zpětně přiloženo předpětí a řízený křemíkový usměrňovač je vyveden z vlastní komutace. Nabíjecí napětí v tomto okamžiku je rozdíl mezi napětími na vstupní fázi 1_ a vstupní fázi 2. Nová počáteční podmínka v čase t2 určí zbývající proud a nabíjecí napětí pro kondenzátory C2 a C3.
V čase t3 = 222 με se nabíjecí proud stane nulovým a na všechny čtyři spínače Silp, Si2n, Sc2p a Sc3n se zpětně přiloží předpětí a tyto spínače se vyvedou z vlastní komutace. Aktivační body tx a t2 se vypočtou tak, že poměr energie nabitých kondenzátoru je úměrný druhé mocnině poměru výstupního napětí.
Na vstupní straně zvolená aktivační sekvence a aktivační časování vycházející z časů tx a t2 definují správnou vstupní energii na všech třech fází. Nabíjecí energie je úměrná okamžitému výkonu vyrovnaného třífázového vedení při specifikovaném vstupním fázovém úhlu. Vstupní distribuce energie je definována aktivační dobou třetího vstupního nabíjecího spínače (v tomto případě spínače Si2n v čase t2). Správná distribuce náboje kondenzátoru je definována časování třetího kondenzátorového selekčního spínače (v tomto příkladě spínače Sc2p v čase tx) .
Stejná procedura je použita pro ostatní fázové úhly v rozmezí od 0 do 360 elektrických stupňů a ostatní výstupní fázové úhly. Ve všech případech aktivace spínačů v časech t0, tx a t2 je žádoucí s výjimkou případů, ve kterých buď vstupní nebo výstupní fáze je nulová. V předcházejícím případě ke spínání distribuční sekce došlo před spínáním vstupním sekce. K tomu dojde pouze 50 % času, zatímco v ostatních časech se kondenzátor změní po tom, co se vstupní fáze změní. Výpočet aktivačních časů tx a t2 může být proveden buď v reálném čase • · · · » • · · · · nebo časování může být uloženo do dvourozměrné referenční tabulky, jakou je matice vstupních a výstupních fázových úhlů.
S nabitými kondenzátory výstupní spínače výstupní sekce 162 mohou být aktivovány současně k rezonančnímu vybití třech kondenzátorů do výstupních fází. Vybíjecí perioda je určena hodnotami kondenzátorů ve spojení s vybíjecími indukčními cívkami Lol, Lo2 a Lo3. Poněvadž součty kladných nábojů a záporných nábojů jsou si rovny, není žádoucí spojení tří kondenzátorů k neutrálnímu vodiči. Když napětí na třech kondenzátorech jsou identická s asi dvojnásobkem výstupního koncového napětí, výstupní proud se stává nulovým současně s napětím na kondenzátoru klesajícím k nulové hodnotě.
Poněvadž tato podmínka může výjimečně splněna, tři ze šesti rekuperačních spínačů rekuperační spínací sekce 164 jsou aktivovány. To zamezuje opětovnému nabití kondenzátorů a převedení zbývající energie, uložené ve třech výstupních indukčních cívkách, do výstupních fází. Ve stejném časovém okamžiku výstupní spínače jsou vyvedeny z vlastní komutace a tyto spínače umožňují v průběhu úplné spínačové rekuperace opětovné nabití kondenzátorů. Pro další nabíjecí a vybíjecí proces se jak vstupní fázový úhel tak i výstupní fázový úhel změní v důsledku časového přírůstku Át, kde Át je časový interval mezi po sobě jdoucími nabíjecími a vybíjecími sekvencemi.
Použitím nabíjecí sekvence energie odebraná ze vstupu je úměrná energii poskytnuté za podmínky vyrovnané zátěže. Na rozdíl od nabíjení třech samostatných kondenzátorů ze třech samostatných vstupních vedení, při kterém celkové nabíjecí energie jsou vždy identické, nabíjecí sekvence produkují malé rozdíly v celkové nabíjecí energii od jednoho nabité ke druhému. Energie na náboj může být popsána následujícími rovnicemi
Ε(ν~,ω,ω') = Γ(ω,ύ/)Ε(2,~)
E(^)=2C2L
Parametr Γ (m,m') je jak funkcí mam' tak i má kolísání amplitudy stejné jako nefiltrované usměrněné výstupní stejnosměrné napětí.
Průměrný výstupní výkon je dán rovnicí = Εφ^Γ^ω) (19) kde f je průměrný náboj nebo vybíjecí frekvence. Parametr Γ (m,m') je kontinuální funkcí vstupních a výstupních fázových úhlů a může být buď vypočten nebo uložen ve stejné referenční tabulce jako časy t} a t2 a nabíjecí sekvence.
Časový interval mezi vybíjecími cykly je dán funkcí průměrného výkonu
Δ/ = V„, a, ω') / , ai))
• · · *
Poněvadž výstupní výkon a výstupní frekvence mohou být změněny od jednoho nabíjecího cyklu k dalšímu, ke změně může dojít v části střídavého cyklu. Omezující faktory jsou odezvami nízkopásmových vstupních a výstupních filtrů.
S nabíjecí periodou 220 με a vybíjecí periodou 180 με měnič může pracovat při frekvenci 2500 Hz. Pro specifikovanou hodnotu kondenzátoru to poskytuje výstupní výkon 115 kW.
V průběhu operace při frekvenci měniče, která je vysoká ve srovnání se vstupní nebo obnovenou výstupní fázovou frekvencí, malý nízkopásmový vstupní/výstupní filtry vyhlazují tvar vlny produkovaný při přerušovaným nabíjecím procesu měniče. Obr. 13 zobrazuje jak třífázové proudy tak i napětí s jednoduchým L-C vstupním filtrem při frekvenci měniče 1800 Hz. Komponenty filtru jsou zvoleny k umožnění odebírání takového omezeného vstupního výkonu, že zvlněný proud je značně nižší než zvlněný proud doporučený směrnicemi IEEE 519 a IEC 555-2.
Normální provozní podmínky jsou dosaženy v méně než čtvrtině vstupního cyklu. Proud je sinusový s výjimkou nízkoúrovňového zvlnění při frekvenci měniče.
Vstupní proud je nejen sinusový, avšak je téměř ve fázi se vstupním napětím, což poskytuje téměř jednotkový vstupní výkonový faktor. Dochází pouze k nepatrnému fázovému posunu způsobenému vstupní filtrační sekcí. Jak to bude níže popsáno, tvar vstupního proudu může být modifikován a při operaci nepatrně více komplexní k regulaci měnič odebírá jak regulované činné tak i jalové složky výkonu.
Jako výstupní filtr může být zvolen nízkopásmový filtr ve formě Π-článku. Ten má větší útlum než LC vstupní filtr, avšak vyžaduje dva filtrové kondenzátory pro každou fázi.
····» · ·· «· * •· * «··· «»·· • · · · · · ♦ • · 9 · ·«··· ·«· ·· ··· ··· ·© ··· ··«· ·· ···
Obr. 14 zobrazuje výstupní koncové napětí při obnovovací frekvenci pro vstupní podmínku zobrazenou na obr. 13. Tvary vln napětí a tvary vln proudu jsou téměř identické. Ve výstupních fázových napětí je zřetelná harmonická složka. Výstupní zátěž, jakou je např. motor, by detekovala čistá terminálová napětí, jako kdyby tato napětí byla produkována rotačním generátorem. To je relativně důležité, poněvadž standardní motory, které jsou v současnosti v provozu, není nutné nahrazovat speciálními motory pro provoz ve spojení s pohony s variabilními pohony.
b. Obousměrný výkonový tok s regulací zbytkového napětí je vratných, pokud To je rovněž případ
Většina procesů ve skutečnosti energetické ztráty jsou zanedbatelné měniče. V souvislosti s obr. 11 nabíjení třech kondenzátorů Cl, Cl a C3 může být provedeno z fázového napěťového koncového bodu na pravé straně kondenzátorů, na které je dopředně aktivováním třech přiloženo předpětí.
Indukční cívka Lox a kondenzátor Cx tvoří rezonanční obvod, který nabíjí kondenzátor na dvojnásobek síťového koncového napětí. To je inverze výše popsaného vybíjecího cyklu. Komponenty, které nejsou použity, jsou pouze rekuperační spínače. Poněvadž výkonový tok proudí v opačném směru, je zřejmé, že pro výstupní fázový úhel jsou použity spínače, které byly jalové při stejném fázovém úhlu a toku energie v opačném provozním směru. Kondenzátory jsou nabity na stejnou polaritu jako ve vstupní fází. Tento náboj vyjadřuje napětí elektrického fázového úhlu na levém střídavém koncovém bodě.
K vybíjení těchto kondenzátorů se použije inverzní proces. V souvislosti s obr. 12 a tabulkou 2 je nutné uvést, že aktivováním tyristoru Sc2n se spojí nejvíce kladně nabitý kondenzátor C2 se spodní indukční cívkou Lín a aktivováním tyristorů Sc3p se spojí záporný kondenzátor C3 s horní indukční cívkou Lip. Ve stejném okamžiku se aktivují tyristory Siln a Si2p k uložení energie do kladné fáze 1_ a záporné fáze )2 za předpokladu, že stejný fázový úhel na levé straně je 80 elektrických stupňů. Když energie uložená do fáze 2 dosáhne předem stanovené hodnoty, tyristor Si3 se spustí ke spojení záporné fáze 3_ a přiložení zpětného předpětí na tyristor Si2p. Krátký okamžik potom, co napětí na kondenzátoru C2 se stane nulovýma, druhý kladný kondenzátor se spojí skrze spínač Sein, vybíjení pokračuje a, poněvadž se proces zahájil s vyrovnaným vedením, napětí na obou kondenzátorech se stane současně nulovým. S dodatečnou energií ve dvou indukčních cívkách spínač Swa spojený skrze indukční cívku Lip a Lín, se aktivuje. To spojí dvě indukční sekce a zamezuje částečnému opětovnému nabití kondenzátorů. Když se proud stane nulovým, tento spínač se vyvede z vlastní komutace a další kondenzátorový cyklus může být zahájen.
Ke zvýšení výstupního výkonu, kondenzátor C2 se opětovně nabije na záporné napětí, např. na napětí tvořící 30 % vstupního fázového napětí. Kromě toho spuštění spínače Swa je zpožděno, takže kondenzátory Cl a C3 se rovněž opačně nabijí na stejný procentní podíl jejich vstupního napětí. Toto zbytkové napětí je počátečním napětím pro další nabíjecí cyklus a zvyšuje vstupní nabíjecí energii. Jak to bylo výše uvedeno, tato regulace zbytkového napětí umožňuje regulaci výstupního výkonu při daném inverzním frekvenčním poměru. Kromě toho, výkon může být převeden z nízkonapěťového třífázového systému na vyšší třífázový systém.
Obr. 15 zobrazuje pro stejný fázový úhel 80 elektrických stupňů a výstupní fázový úhel 170 elektrických stupňů napětí na kondenzátoru a nabíjecí proud. Tento výsledek by měl být • · · · porovnán s podmínkou zbytkového napětí při stejných fázových úhlech, jak je to zobrazeno na obr. 12. Časování je identické a energie odebraná ze vstupního o koncového bodu se zvýší o 30 %. Vyšší kondenzátorové napětí umožňuje převedení energie na vyšší výstupní koncový bod. Při zvolených invertujících komponentách maximální frekvence je definována a výstupní výkon je při maximální hodnotě. Avšak provedení regulace zbytkového napětí umožňuje zesílení výstupu. Zesilující činitel je pouze omezen napěťovými a proudovými omezeními zvolených komponent.
V případě úbytku napětí na vstupu o 50 % zesilovací režim operace umožňuje udržet výstupní napětí a výkon s omezeným zatížením elektrických komponent.
Měnič může pracovat v obou směrech s přidáním rekuperačního spínače. Regulace zbytkového napětí umožňuje převod regulovaného výkonu z nízkonapěťového koncového bodu na vysokonapěťový koncový bod. Z toho vyplývá, že tato konfigurace může být použita pro motory s proměnou rychlostí, které poskytují dynamické brzdění s úplným výkonem.
c. Vícebránová operace
Tento výkonový měnič má středovou část zahrnující tři kondenzátory Cl, C2 a £3. Na levé straně vstupní/výstupní brána je spojena se třemi kondenzátory používající částečně sekvenční proces. Tento obvod je dále označován jako sekvenční brána SP. Tato brána zahrnuje nízkopásmovou filtrovací sekci. Na pravé straně je sekce paralelních bran PP, poněvadž buď nabíjení nebo vybíjení všech kondenzátoru je provedeno výhodně současně. Jedna může spojovat kondenzátory několika sekvenčních bran SP nebo několika paralelních bran • · · · · · · ·· « · · · · · · • · · · · • » · · · · ·
PP. To by umožnilo spojení několika napájecích zdrojů rovněž i spojení zátěží ke stejnému společnému bodu. Výkon může být selektivně regulován od sekvenčních bran SP do paralelních bran PP nebo od paralelních bran PP k sekvenčním branám SP, což činí tak vícebránový měnič. Žádný tvar vlny nemůže být při paralelní bráně PP obnoven od napájecího zdroje paralelní brány PP, pokud vstup a výstup jsou ve fázi. Tato regulace může být žádoucí pro několik aplikací, jakou je např. aplikace UPS.
XII. Alternativní elektrická konfigurace
Další provedení měniče střídavého proudu na střídavý proud je zobrazena na obr. 16. Jeho výhoda ve srovnání s měničem střídavého proudu na střídavý proud zobrazeným na obr. 11 spočívá v omezených spínačových ztrátách.
S výkonovým měničem zobrazeným na obr. 11 jak kladný proud tak i záporný proud musí procházet skrze dva tyristory pro nabíjecí cyklus. Poněvadž standardní tyristor má napětový spád v dopředném směru 1,6 V, typické tyristorové ztráty jsou řádově 4,8 V. To vede k tyristorovým ztrátám 1,5 % pro měnič střídavého proudu na střídavý proud s napětím 480 V. Provedení zobrazené na obr. 16 omezuje nabíjecí ztráty o jednu polovinu, poněvadž proud prochází skrze pouze jeden tyristor namísto dvou tyristorů. Tato zvýšená účinnost omezuje tyristorové ztráty z 1,5 % na 1,0 %. Pro měnič s výkonem 100 kW tyto omezené ztráty vytváří výkon 500 W. Za předpokladu ceny 10$/W zařízení pracující přes 20 let ušetří 5,000 $.
Ze srovnání provedení zobrazené na obr. 11 s provedením zobrazeným na obr. 16 je zřejmé, že cena by měla jít nahoru,
poněvadž počet tyristorů byl zvýšen z 12 na 18. Avšak počet tyristorů je zavádějící. Velikost tyristorů je rovněž funkcí povrchové plochy tyristorů. Tyristor je omezen na rozptyl výkonu 80/cm2. Z toho vyplývá, že pro tuto konfiguraci požadavek na vstupní plochu tyristorů klesá z 13 cm2 na 6,5 cm2. Šest dodatečných aktivačních systémů zvyšuje náklady, avšak, poněvadž se velikost tyristorové sestavy nezvyšuje, celkové náklady na zařízení jsou stejné.
S výjimkou omezených ztrát provedení na obr. 16 je podobné, pokud jde o provoz, obvodu zobrazenému na obr. 11. Pro stejný vstupní a výstupní fázový úhel se operace zahájí spojením kladné vstupní fáze 1^ s kondenzátorem Cl a záporné vstupní fáze 2 s kondenzátorem C3 aktivací tyristorů Slpl a S3n3. V čase tT = 66 με se kondenzátor Cl nabije na žádoucí napětí a kondenzátor C2 se spojí s kladnou vstupní fází 1^ aktivací tyristorů Slp2. V čase t2 = 93 με z fáze 3 je odebrána žádoucí energie. Tudíž tyristor S2n3 se spustí ke spojení záporné vstupní fáze 2_ s kondenzátorem C3.
Další rozdíl od obvodu zobrazeného na obr. 11 spočívá v použiti dvou spojených indukčních cívek Li a Lín se třemi těsně spojenými vinutími na jednu indukční cívku. V průběhu nabíjecího cyklu se použije pouze vodič 6 u spodní indukční cívky Lín, zatímco u horní indukční cívky spínač je vytvořen od vodiče 1_ k vodiči 2. v čase t1. Tyristor Slpl přestane být ovládán kvůli spojení indukčnosti ve vodiči 1^ se vstupním napětím na vodiči 2.
Celkový proud skrze horní nebo spodní indukční cívku se nezměnil pro dvě konfigurace a význam indukční cívky se trochu ovlivnil.
Změna na výstupu tohoto výkonového měniče byla učiněna vyloučením filtrové indukční cívky a druhého filtrového • · · · · · · · · · • · « · · · « «·· kondenzátoru. Výstupní filtrová konfigurace je cenově účinná pro pohony s proměnou rychlostí částečném použití indukčnosti motoru jako filtru. To je učiněno skrze vyloučení části filtru, který má napěťové zvlnění při základní invertující frekvenci s hloubkou modulace asi 15 %, avšak to je řádově ve velikosti nižší než pro měnič typu PWM a o několik řádů nižší než v dV/dt a tudíž je poskytnut dostatečný výkon jako pohon s proměnou rychlostí.
Vybíjecí operace je stejná jako vybíjecí operace popsaná v souvislosti s obr. 11. Tento měnič může rovněž pracovat v opačném směru, avšak jsou žádoucí dodatečné rekuperační spínače.
XII. Regulace toků činného a jalového výkonu.
a. Úvod
Energie do pracovního kondenzátoru sekce paralelního portu PP, jak to bylo popsáno v předcházející části, se může buď zvyšovat nebo snižovat regulací zbytkového napětí na kondenzátoru. To stejné lze aplikovat na sekci sekvenční brány. Poněvadž sekce paralelní brány může pracovat jako jak vstupní sekce tak i výstupní sekce, regulace toku činného a jalového výkonu sekce paralelní brány je popsána na vstupní a výstupní bráně. Tato teoretická implementace popisuje nejen pružnost systému obvodu, avšak rovněž i specifické techniky žádoucí ke splnění požadavků na regulaci toku činného a jalového výkonu pro reálné zátěže, jakou je např. indukční motor. Následující popis začíná s regulací toku činného výkonu za předpokladu, že sekce paralelní brány je spojena s třífázovým střídavým napájecím zdrojem. Avšak, poněvadž paralelní brána je dvousměrná, tato regulace je aplikována rovněž na výstupní sekci sekvenční brány.
Po vybíjecím cyklu regulace toku činného výkonu zbytkové napětí je ve fázi nebo mimo fázi o 180 elektrických stupňů s napětím na třífázovém systému. Distribuce zbytkového napětí odlišná od distribuce fázového úhlu odebírá jalový výkon.
b. Regulace toku činného výkonu použitím regulace počátečního napětí
Vstupní napětí na první fázi je dáno rovnicí (21) a vstupní proud je dán rovnicí (22) ξ, =Ksin(o>ř) (21) /(/) = 7sin(flX). (22)
I = Io (1 + γ) , kde Io je proudová amplituda a kde γ je parametr, který popisuje množství zbytkového napětí na kondenzátoru. Z toho vyplývá, že s počátečním napětím na kondenzátoru rovným nulového hodnotě žádoucí proud je dosažen regulací frekvence měniče, jak je to dáno rovnicí (23)
/. = 2C/r„.
Upravená rovnice (22) je následující /(/) = 7.(1 + X)sin(a>0
(t) = 2FxCy(l + x)sÍn(flX).
(24a)
Hodnota γ definuje počáteční napětí na kondenzátoru, co se týče vstupního napětí daného rovnicí (25) . To se použije pro všechny vstupní fáze.
(25)
Výstupní výkon je potom určen,
P(l) = “ 2C/7 + y)V.2sin2(a/) = Pdt)(I + l) 26)
Podle rovnic (25) a (26) platí, že výstupní výkon může být regulován regulací vstupního napětí na kondenzátoru bez nabíjecí frekvence f měniče. To stejné se aplikuje na ostatní dvě fáze, takže výstupní výkon je nezávislý na čase. Je důležité, že výstup se může měnit ve velkém rozsahu. Pro operaci se zvýšeným výkonem hodnota γ je kladná, což poskytuje zesílení výkonu a vyžaduje, podle rovnice (25) záporné zbytkové napětí. Pro operaci se sníženým výkonem je žádoucí záporná hodnota γ. To snižuje výstupní výkon, v souladu s rovnicí (26), a vyžaduje zbytkové napětí o stejné polaritě jako vstupní napětí. Poněvadž γ se stane -1, zbytkové napětí se stane identickým se vstupním napětím a žádný výkon neproudí. Z toho plyne, že pro rozmezí -1 <Πγ< 0 výstupní výkon se může regulovat při frekvenci měniče omezené operačním podmínkami, které omezují výstupní harmonické složky na zvolenou hodnotu. Na druhém konci rozmezí výkonu, kde se uskutečňuje činnost při maximální frekvenci, γ > 0, se operace provádí při režimu zesíleného výkonu a výkon se muže zvýšit. Tento zesilující režim je rovněž použit k převodu výkonu z nízkonapěťového koncového bodu na vysokonapěťový koncový bod.
»·* · ··· ·»*·
c. Kombinovaná regulace činného a jalového výkonu
V předcházející sekci zesilující a zeslabující režimy byly popsány s γ < 0 resp. γ > 0. Když se hodnota γ definuje rovnicí γ = r.cos(P), podmínka na zbytkové napětí při zesilujícím režimu se může definovat jako γ = - r, β = π a r=Vi/V0, zatímco tato podmínka v zeslabujícím režimu je dána γ= r a β = 0.
Hodnota β rovná 0 a π vede k regulaci toku činného výkonu s jalovým výkonem rovným nulové hodnotě. Hodnota β je fázový úhel mezi počátečním napětím a vstupním napětím.
Poněvadž je možné regulovat fázový úhel v průběhu opětovné distribuce, existuje volba opětovné distribuce celkové zbytkové energie pro fázový úhel.
Zbytkové napětí na třech kondenzátorech definováno následovně múze být £=3Ο?=3Ο>’.
(27)
Počáteční napětí na první fázi muže být dáno rovnicí
F/f) = K/sin(fi>í + ^)· (28) ·· ·» • · · t · ·«··
Výměna náboje mezi kondenzátorem a vstupním koncovým bodem je dána rovnicí
Δβ= C(Fz-K() = 2CK,(sin(fl)/)-rsin(<o/ + ^)). (29)
Vynásobením druhého členu frekvencí f měniče se dosáhne průměrný síťový proud /(/) = ICVJkQ - r cos(/?)) sin(ť»/) - r sin (β) cos(<uf)). (3 0)
Je zjištěno, že první proudový člen je ve fázi se vstupním napětím a je nyní jak funkcí poměru r zbytkového napětí tak i fázového úhlu β. Druhý člen je mimo fázi se vstupním napětím a představuje jalový proud. Tento proud je přímoúměrný zbytkovému napětí. Při fázovém úhlu 0 nebo π jalový výkon je nulový a nastane operace v zesilujícím resp. zeslabujícím režimu.
Vynásobením proudu napětím a sečtením se všemi třemi členy se dosáhne tok činného výkonu
P(r,p> = 3 rCKj/(l - r cos(/?)). (31)
To omezí výkonový tok zeslabujícího režimu β = 0 a výkonový tok zesilujícího režimu pro β = π.
Pro rovnice (30) a (31) se rovněž dosáhne toho, že členy činného proudu a jalového výkonu se stanou nulovými, když . · · 4 « 4 4 4 • 4 · > · 4 4 4 4 · 4 4 ·· · · * β = cos'1 (1 / r). (32)
Poněvadž člen druhého proudu není nulový, znamená to, že se odebírá pouze jalový výkon a že se úplná energie ve všech třech kondenzátorech nemění. To poskytuje operaci používající statický kompenzátor jalového napětí.
Člen jalového výkonu na fázi je dán rovnicí
Qf = -2CF’/(2sinO?)sinsÍn(ú>f)cos(a>/)). (33)
Kromě toho tato regulace a výkon jsou dosaženy bez produkce harmonických složek. Obr. 17 zobrazuje tok činného výkonu jako funkci rozmezí od 0 do 2,0. Tok záporného výkonu vytváří obrácení výkonu. To umožňuje regulaci obousměrného toku výkonu. Je zřejmé, že pro nulový fázový úhel výkon může být regulován zcela s poměrem zbytkového napětí od 0 do 1. Poněvadž zbytkový poměr r se stane vyšším, tok výkonu proudí v opačném směru. Při fázovém úhlu 180 elektrických stupňů výstup může být teoreticky zesílen na libovolnou hodnotu.
Obr. 18 zobrazuje tok jalového výkonu v závislosti na fázovém úhlu. Se stejnou zbytkovou energií je možné dosáhnout skoku z regulace úplného předbíhajícího jalového výkonu na regulaci úplného zpožděného jalového výkonu selekcí opětovné distribuce uhlu β. Otázkou je, proč je důležité regulace jalového výkonu. Jedním důležitým důvodem je to, že se spřádacím indukčním strojem, jakým je např. generátor nebo motor se setrvačníkem, který může vyžadovat okamžitý výkonový výstup, vytvoření napětí a zvýšení úplného výkonu spotřebovává dlouhou časovou periodu. Avšak, když se jalový výkon zavede do stroje pro případ odebírání vysokého výkonu, úplný výstupní výkon může být odebrán okamžitě. Když žádný jalový výkon neproudí skrze vinutí stroje, existuje možnost volby použití výkonu z jiného zdroje, např. baterie, k produkování jalového výkonu v několika cyklech a získání schopnosti dosažení rychlého vzestupu činného výstupního výkonu z indukčního generátoru.
Poněvadž jak fázový úhel tak i poměr r mezi zbytkovým a počátečním napětím jsou regulačními faktory pro činný a jalový výkon, činný výkon je vynese na obr. 19 tak, jako by byl závislý na jalovém výkonu. Je zřejmé, že je možné dosáhnout současně regulace libovolného toku činného a jalového výkonu se selekcí vhodných hodnot r a β. Bod (0,1), kde r = 0, představuje normální režim operace, kde výstupní výkon je regulován frekvencí měniče. Pohyb přímo nahoru představuje operaci v zesilujícím režimu s β = π. Pohyb dolů představuje operaci v zeslabujícím režimu s β = 0. Pohyb podél osy x se dosáhne pouze podmínka regulace toku jalového výkonu. Tomu odpovídá řešení rovnice (33). Obr. 19 zobrazuje regulaci toku vstupního výkonu pro žádoucí vstupní výkon odebíraný z buď generátoru nebo libovolného jiného systému s více koncovými body. Parametr r a fázový úhel β odpovídají napěťové a fázové konfiguraci na vnitřních kondenzátorech měniče. To umožňuje nepřetržitou regulaci žádoucího výstupního výkonu vyžadovanou zátěží a rovněž dovoluje současné odebírání jalového výkonu z generátoru k dosažení optimálních operačních podmínek. Operátor elektrárny má možnost volby nastavení budícího napětí generátoru k dosažení shody s fázovým úhlem generátoru a napájení jalového výkonu sítě. To není případ indukčního generátoru, se kterým je žádoucí dosáhnout shody se zátěží generátoru pro optimální
výkon, poněvadž indukční generátor rovněž pracuje jako regulovatelný generátor jalového výkonu.
Výstupní konec měniče střídavého proudu na střídavý proud nebo měniče stejnosměrného proudu na střídavý proud pracuje stejně jako vstup měniče střídavého proudu na střídavý proud nebo vstup měniče střídavého proudu na stejnosměrný proud. Aplikují se stejné dynamické procesy, avšak napětí na kondenzátoru musí být vyšší než výstupní napětí na vedení k usnadnění převodu kladného výkonu. Když se ponechá poměr r rovný počátečnímu napětí na kondenzátoru normalizován k výstupnímu napětí na vedení, dosáhne se podobný diagram. Je rovněž definován úhel α jako úhel mezi výstupním fázovým úhlem a úhlem kondenzátorové distribuce a je možné potom vytvořit diagram převodu činného a jalového výkonu. Obr. 20 zobrazuje diagram převodu činného a jalového výkonu pro různé počáteční hodnoty R. Pouze část diagramu, ve které tok činného výkonu je kladný, je předmětem zájmu, avšak jiná část je rovněž aplikovatelná pro obousměrný tok. Tento diagram je stejný jako diagram zobrazený na obr. 19, avšak převrácený kolem osy x.
Na kladné ose y, s fázovým úhlem α rovným nula a žádný výkon není převeden. Při R = 2 a oc= 0 úplný výkon je převede s celou energií, která je vybita. Když se napětí na kondenzátoru zvyšuje, převod se zvyšuje lineárně, zatímco uschovaná energie se zvyšuje s mocninou napětí. Rozdíl v energii zůstává jako zbytkové napětí na kondenzátoru a může být použit jako počáteční podmínka dalšího nabíjecího cyklu. Pro r > 2 zbytkové napětí na kondenzátorech je opak počátečního napětí. Pro 1 > r > 2 převod úplné energie kondenzátoru není energeticky možný a zbytkové napětí má stejnou polaritu jako počáteční napětí. Toto zbytkové napětí může být nástrojem pro odebrání dodatečné energie na další nabíjecí cyklus, což poskytuje vyšší napětí k umožnění převodu zvýšeného výkonu.
Operace pro činný výkon > 1 může být modifikována s použitím rekuperační operace. Poněvadž napětí na kondenzátoru dosahuje nuly nebo v libovolném pozdějším čase, nabíjení kondenzátoru může být zabráněno nebo zastaveno, a energie ve výstupní indukční cívce může být úplně převedena na výstupní koncové napětí. Aktivací při správném čase je možné zvolit zbytkové napětí, a počáteční energii pro další nabíjecí cyklus. Tím je dosažena žádoucí regulace výstupního výkonu a regulace vstupního jalového výkonu.
Poněvadž velmi málo zátěží je čistě odporový charakter, je výhodné dodávat jak činný tak i jalový výkon opětovnou distribucí úplné energie přetrvávající z předcházejícího nabíjecího cyklu se specifickým úhlem a. Tento úhel odpovídá úhlu naměřenému vzhledem ke kladné ose y a zvětšuje se ve směru proti směru hodinových ručiček. Poněvadž se tento úhel zvětšuje, jalový výkon se zvyšuje, zatímco činný výstupní výkon se snižuje. Existují dva body, ve kterých činný výkon je nulový a měnič produkuje pouze jalový výkon s buď předbíhajícím nebo zpožděným fázovým úhlem. Jak nabíjecí cyklus tak i vybíjecí cyklus je žádoucí koordinovat. Regulace operace může být provedena regulací probíhající v reálném čase. Avšak žádoucí výpočet může být značně omezen použitím předem sestavených referenčních tabulek. Optimální regulační architektura je předmětem selekce regulačních algoritmů, výpočtů a složitosti zvolených operačních podmínek.
XIV. Způsob DSCI s další obvodovou topologií
Zařízení RCTA a způsob DSCI jsou univerzální a mohou být použity s velkým počtem zařízení pro uschování energie, jak je to zobrazeno na obr. 11, nebo s transformátorem, jak je to • ·
zobrazeno na obr. 9 a 10. Zařízení RCTA a způsob DSCI mohou být použity jako část vstupu nebo výstupu takových hybridních obvodů. Ve skutečnosti zařízení RCTA a způsob DSCI mohou být nabíjecím zdrojem libovolného přenosového vedení nebo impulsy-vytvářejícího obvodu. Podobně, zařízení RCTA a způsob DSCI mohou být použity ve spojení s určitým počtem násobiček/děliček s tím, že nabíjejí tato zařízení buď přímo nebo skrze magneticky spojená zařízení. Zařízení pro uschování energie může být tvořeno jediným kondenzátorem, jak je to zobrazeno na obr. 1, nebo sériově zapojenou konfigurací zobrazenou na obr. 10, nebo může být tvořeno množinou kondenzátorů integrovanou společně s pasivními a aktivními elektrickými nebo elektronickými zařízeními.
Atraktivní znaky topologie způsobu DSCI mohou být kombinovány s velkým počtem obvodů pro násobení napětí. Zatímco obvody pro násobení napětí značně deformují tvar vlny střídavého vstupu, zařízení odebírá výkon prostý harmonických složek při jednotkovém nebo zvoleném účinníku. Kromě toho obvod pracující podle způsobu DSCI dodává výkon do násobícího obvodu při mnohem vyšší frekvenci a tudíž používá mnohem více elektrických komponent násobícího obvodu, čímž se redukuje hmotnost a objem takového zařízení pro danou hodnotu výkonu. Kombinace vstupu s výkonem prostým harmonických složek a použití velkého počtu komponent činí napěťovou násobičku modifikovanou použitím způsobu DSCI aplikovatelnou pro větší počet výkonových aplikací.
Zejména důležitá je integrace topologie obvodu na bázi způsobu DSCI s obvody popsanými v patentových dokumentech přihlašovatele Limpaecher. Způsob DSCI může být součástí nabíjecí nebo vybíjecí operace v těchto obvodech. Tento způsob může být rovněž použit jako součást cyklické operace mezilehlého zařízení.
Narozdíl od zařízení používajících topologii obvodu na bázi způsobu DSCI, která vyžaduje aktivování spínačů s pevnými stavy, tato technologie je relativně pokročilá a může být použito neomezené množství kombinací analogových, digitálních nebo hybridních regulačních obvodů. Pro většinu aplikací je žádoucí monitorovat vstupní, výstupní a operační stav obvodu k optimalizaci výkonu a přijetí správné činnosti v případě výskytu chyby. Je žádoucí dodatečná komunikace k umožnění dálkového monitorování regulace operačního stavu.
XV. Komunikační regulace
Pro jak třífázový nabíjecí a vybíjecí cyklus obvodu zobrazeného na obr. 1 pouze jeden tyristor má úplnou polovinu sinusové vlny. Maximum dl/dt je při začátku nebo konci poloviny sinusové vlny a je dáno součinem ωΙο. Pro maximální hodnotu amplitudy proudu Io rovnou 1 kA a rezonanční nabíjecí periodu rovnou 250 ps je dl/dt = 12,6 A/ps. To je uvnitř tyristorů s maximem dl/dt = 500 Α/με, s doporučeným opakováním dl/dt = 200 Α/με. Proudy ostatních dvou vodících tyristorů jsou částí stejné sinusové vlny a proud sleduje, jak je to zřejmé z obr. 8, převod vodivosti z jednoho tyristorů na druhý tyristor v čase t/. To poskytuje vysokou zapínací a vypínací hodnotu dl/dt, která by mohla poškodit tyristory a zvýšit tyristorové ztráty. Byl učiněn pokus o regulaci tyristorové komunikace v převodu střídavého proudu na střídavý proud a stejnosměrného proudu na střídavého proudu instalací komunikačních indukčních cívek Lm, zobrazených na obr. 21.
Pro každou výstupní fázi malá komutační indukční cívka Lm je zapojena mezi tyristorovou sestavu a výstupní filtrační kondenzátory. Tyto indukční cívky jsou typicky řádově nižší o % ve srovnání s výstupními indukčními cívkami Lb a dvě z nich jsou částí rezonančního vybíjecího obvodu ve všech časových okamžicích. S těmito indukčními cívkami komutace dl/dt je dána Δ V/(2Lm), kde Δ V je napěťový rozdíl mezí dvěma napětími na výstupních kondenzátorech začleněných do komutačního procesu. Regulační systém vyžaduje vzít v úvahu komutační čas a aktivuje poslední tyristor dříve o jednu polovinu komutační periody. Předaktivační doba je jednoduše stanovena jako tpr = Lm * Idc/Δ V, kde Idc je vybíjecí proud v komutační době. Použití tohoto přístupu vyžaduje malé indukční cívky, které jednoduše omezují dl/dt na 50 Α/με.
dl/dt rekuperačního tyristorů může být omezena rovněž zapojením malé indukční cívky do série. S rekuperačním proudem jsoucím obvykle částí úplné amplitudy tato komutační indukční cívka může být menší. Kromě toho je výhodné zvolit dl/dt tyristorů blíže k maximální hodnotě dl/dt specifikace tyristorů s pravidelně opakujícím se impulsem k omezení obracení napětí na kondenzátoru. Tato hodnota dl/dt indukčnosti rekuperačního obvodu a zpoždění vypnutí tyristorů vede k danému obrácení napětí na kondenzátoru Co. Tato skutečnost není zanedbatelná, avšak nevytváří žádný problém, když tyto účinky jsou brány v úvahu regulačním algoritmem.
XVI. Regulace
Za účelem vysvětlení regulace výstupního výkonu v následující části je ve stručnosti popsána regulace frekvence měniče a regulace zbytkového napětí. Při regulaci frekvence výstupní výkon nebo proud se zvýší buď zvýšením poměru energie nebo výměnou energie, ke které dochází v průběhu jednoho cyklu výměny energie. Typicky energie na jeden nabíjecí cyklus, rozdělený mezipulsní periodou na po sobě
jdoucí vybíjecí operace, poskytuje žádoucí výstupní výkon.
Naproti tomu regulace zbytkového napětí umožňuje regulaci množství energie nebo výměny náboje na další operaci výměny náboje. Z toho vyplývá, že regulace zbytkového napětí umožňuje takovou regulaci nabíjecí energie na jeden nabíjecí cyklus, že výstupní výkon při libovolné frekvenci měniče může být regulován zbytkovým napětím.
Oba operační režimy mohou být kombinovány k dosažení nejvyšší operační pružnosti. Regulační operace může být provedena zařízeními s pevnými stavy, které nejsou otvíracími spínači, a operace může být klasifikována jako měkké spínání, kde k zapnutí nebo vypnutí dochází při nulové hodnotě. Měkké spínání typicky snižuje spínačové ztráty, vylučuje požadavek na tlumení a omezuje požadavek na dl/dt obvodu a spínačů. To umožňuje použít vyzkoušené a sofistikované tyristory s vyšším jmenovitým operačním napětím, vyšším jmenovitým operačním proudem, nižšími ztrátami, nižší cenou a vyšší pružností ve srovnání s libovolným spínačem dostupným na trhu nebo ve výzkumu. Spínače, které mají jak otvírací tak i zavírací schopnost mohou být nahrazeny libovolným spínačem poskytujícím v obvodě uzavírající spínačovou operační funkci. Ve skutečnosti existuje aplikace, kde tyto spínače mohou být žádoucí k dosažení vyšší rychlosti, dodatečné regulační pružnosti nebo rychlejší spínačové rekuperace.
Tato regulace není omezena pouze na regulaci frekvence nebo regulaci zbytkového napětí. Odborníkovi v daném oboru je zřejmé, že dodatečná regulace může být dosažena v libovolném z popsaných obvodů, když výměna náboje je regulována přímo vstupním spínači. Regulací vstupní energie nebo velikosti výměny náboje tok výkonu nebo proudu může být rovněž regulován. Takový typ regulace by ve většině případů vyžadoval použití regulovaných otvíracích spínačů a nevedl by k měkkému spínání. Avšak dodatečná regulační pružnost nebo ostatní užitečné operace mohou vést k preferenční selekci dodatečné sekce vstupních spínačů.
K regulaci operace je žádoucí regulátor, který monitoruje vstupní a výstupní koncové body kromě měniče napětí a proudu, ke správné činnosti spínačů. Tato regulační funkce může být provedena buď, např. analogovými obvody, digitálními regulátory nebo mikroprocesory. V jednom výhodném provedení je použito programovatelné logické zařízení integrované s digitálními vyhledávacími tabulkami. Tyto vyhledávací tabulky mohou obsahovat většinu rozhodujících časových hodnot, které mohou být použity programovatelným logickým zařízením. Mikroprocesor může být použit pro monitorování operace a měření vstupních a výstupních analogových parametrů. Tento mikroprocesor může provádět všechny výpočty pro regulaci v reálném čase, avšak většinová část operace může být uložena do vyhledávací tabulky. Údaje ve vyhledávací tabulce mohou mít formu vícerozměrné tabulky nebo takovou formu, že součinitel polynomu může být použit ke generování vyhledávacích tabulkových hodnot.
Správná operace nabíjecího cyklu závisí pouze na správném časování jednoho jediného spínače. Když se nabíjecí cyklus dokončí, procesor může přesně určit chybu toho spínacího případu. Podobně pro vybíjecí operaci správné časování závisí zejména na aktivaci třetích výstupních spínačů. Kromě toho správné zbytkové napětí závisí na správné aktivaci rekuperačního spínače. Když vybíjení je dokončeno, mikroprocesor může vypočítat na základě naměřeného převodu náboje a zbytkového napětí na kondenzátoru chyby operace se dvěma spínači. Ve skutečnosti vypočítat přesný výkon může být obtížné a tento výkon se může měnit v důsledku teplotních účinků pasivních výkonových komponent a zpoždění a jiných parametrů změn aktivních spínačů. Mikroprocesor může monitorovat výkon a modifikovat uloženou vyhledávací tabulku k aktivnímu minimalizování chyby pro změny vstupu, výstupu nebo vnitřních operačních podmínek měniče na kontinuální bázi, a tím ke generování v reálném čase zlepšené vyhledávací tabulky s mnohem vyšším rozlišením.
Výše uvedená provedení vynálezu jsou pouze příkladná a odborníkovi v daném obor jsou zřejmé rovněž i další modifikace těchto provedení. Rozsah ochrany není omezen výše uvedenými příklady provedení a je určen následujícími přiloženými patentovými nároky.
Claims (52)
- PATENTOVÉ NÁROKY1. Způsob převedení elektrického náboje mezi zařízením pro uschování náboje a prvním výkonovým terminálem majícím první množinu uzlových bodů, vyznačený tím, že zahrnuje vzájemnou výměnu náboje mezi zařízením pro uschování náboje a prvním uzlovým bodem z první množiny uzlových bodů skrze indukční sekci; nahrazení prvního uzlového bodu z první množiny uzlových bodů druhým uzlovým bodem z první množiny uzlových bodů, když předem stanovený náboj byl vyměněn mezi zařízením pro uschování náboje a prvním uzlovým bodem z první množiny uzlových bodů; a vzájemnou výměnu náboje mezi zařízením pro uschování náboje a druhým uzlovým bodem z množiny prvních uzlových bodů skrze indukční sekci.
- 2. Způsob nároku podle 1, kde druhý výkonový terminál, má množinu druhých uzlových bodů, vyznačený tím, že zahrnuje vzájemnou výměnu náboje mezi zařízením pro uschování náboje a prvním uzlovým bodem z druhé množiny uzlových bodů skrze indukční sekci; nahrazení prvního uzlového bodu z druhé množiny uzlových bodů druhým uzlovým bodem z druhé množiny uzlových bodů, když předem určený náboj byl vyměněn mezi zařízením pro uschování náboje a prvním uzlovým bodem z druhé množiny uzlových bodů; a vzájemnou výměnu náboje mezi zařízením pro uschování náboje a druhým uzlovým bodem z druhé množiny uzlových bodů skrze indukční sekci.
- 3. Způsob podle nároku 2, vyznačený tím, že dále zahrnuje konfigurování prvního výkonového terminálu do formy výkonového terminálu pro střídavý proud a konfigurování druhého výkonového terminálu do formy výkonového terminálu pro střídavý proud.
- 4. Způsob podle nároku 2, vyznačený tím, že dále zahrnuje konfigurování prvního výkonového terminálu do formy výkonového terminálu pro střídavý proud a konfigurování druhého výkonového terminálu do formy výkonového terminálu pro stejnosměrný proud.
- 5. Způsob podle nároku 2, vyznačený tím, že dále zahrnuje konfigurování prvního výkonového terminálu do formy výkonového terminálu pro stejnosměrný proud a konfigurování druhého výkonového terminálu do formy výkonového terminálu pro stejnosměrný proud.
- 6. Způsob podle nároku 2, kde množina výkonových terminálů zahrnuje první výkonový terminál a druhý výkonový terminál, vyznačený tím, že vzájemná výměna náboje mezi zařízením pro uschování náboje a prvním výkonovým terminálem se uskutečňuje mezi libovolným jedním výkonovým terminálem z množiny výkonových terminálů a zařízením pro uschování náboje, a vzájemná výměna náboje mezi zařízením pro uschování náboje a druhým výkonovým terminálem se uskutečňuje mezi libovolným jedním výkonovým terminálem z množiny výkonových terminálů a zařízením pro uschování náboje.
- 7. Způsob podle nároku 2, vyznačený tím, že první výkonový terminál a druhý výkonový terminál jsou stejné • · » · · « « · · · ♦ ··«···· 4 · výkonové terminály.
- 8. Způsob podle nároku 2, vyznačený tím, že vzájemná výměna náboje mezi zařízením pro uschování náboje a prvním výkonovým terminálem se střídá se vzájemnou výměnou náboje mezi zařízením pro uschování náboje a druhým výkonovým terminálem.
- 9. Způsob podle nároku 2, vyznačený tím, že vzájemná výměna náboje mezi zařízením pro uschování náboje a prvním výkonovým terminálem probíhá současně se vzájemnou výměnou náboje mezi zařízením pro uschování náboje a druhým výkonovým terminálem.
- 10. Způsob podle nároku 1, vyznačený tím, že zařízení pro uschování náboje je tvořeno množinou kondenzátorů.
- 11. Způsob podle nároku 1, vyznačený tím, že zařízení pro uschování náboje je tvořeno jedním jediným kondenzátořem.
- 12. Způsob podle nároku 1, vyznačený tím, že indukční sekce je tvořena množinou indukčních cívek.
- 13. Způsob podle nároku 1, vyznačený tím, že indukční sekce je tvořena jednou jedinou indukční cívkou.
- 14. Způsob podle nároku 1, vyznačený tím, že indukční sekce je tvořena vinutím jednofázového transformátoru.
- 15. Způsob podle nároku 1, vyznačený tím, že poměr předem stanoveného náboje vyměněného mezi uschování náboje a prvním uzlovým bodem z uzlových bodů ku náboji vyměněnému mezi uschování náboje a druhým uzlovým bodem z uzlových bodů je roven poměru proudu odebíraného z prvního uzlového bodu z množiny prvních uzlových bodů ku proudu odebíraného z druhého uzlového bodu z první množiny uzlových bodů.zařízením pro první množiny zařízením pro první množiny
- 16. Způsob podle nároku 2, vyznačený tím, že poměr předem stanoveného náboje vyměněného mezi zařízením pro uschování náboje a prvním uzlovým bodem z uzlových bodů ku náboji vyměněného mezi uschování náboje a druhým uzlovým bodem z uzlových bodů je rovna poměru proudu zavedeného do prvního uzlového bodu z druhé množiny uzlových bodů ku proudu zavedeného do druhého uzlového bodu z druhé množiny uzlových bodů.druhé množiny zařízením pro druhé množiny
- 17. Zařízení pro převedení náboje, vyznačené tím, že zahrnuje indukční sekci; zařízení pro uschování náboje spojené s indukční sekcí k vytvoření rezonančního obvodu s indukční sekcí; první výkonový terminál mající první množinu uzlových bodů; první množinu spínačů spojujících první výkonový terminál s rezonančním obvodem; a regulační jednotku pro regulování operace první množiny spínačů ke vzájemné výměně prvního předem stanoveného množství náboje mezi prvním uzlovým bodem z první množiny uzlových bodů a zařízením pro uschování náboje a ke vzájemné výměně druhého předem stanoveného množství náboje mezi druhým uzlovým bodem z první množiny uzlových bodů a zařízením pro uschování náboje, přičemž poměr prvního předem stanoveného množství náboje vyměněného mezi zařízením pro uschování náboje a prvním uzlovým bodem ku druhému předem stanovenému množství náboje vyměněného mezi zařízením pro uschování náboje a druhým uzlovým bodem je rovný poměru proudu odebíraného z prvního uzlového bodu ku proudu odebíraného z druhého uzlového bodu.
- 18. Zařízení pro přenos náboje, vyznačené tím, že zahrnuje indukční sekci; zařízení pro uschování náboje spojené s indukční sekcí k vytvoření rezonančního obvodu s indukční sekcí; první výkonový terminál mající první množinu uzlových bodů; první množinu spínačů spojujících první výkonový terminál s rezonančním obvodem; regulační jednotku pro regulování operace první množiny spínačů ke vzájemné výměně prvního předem stanoveného množství náboje mezi prvním uzlovým bodem z první množiny uzlových bodů a zařízením pro uschování náboje a ke vzájemné výměně druhého předem stanoveného množství náboje mezi druhým uzlovým bodem z první množiny uzlových bodů a zařízením pro uschování náboje, přičemž poměr prvního předem stanoveného množství náboje vyměněného mezi zařízením pro uschování náboje a prvním uzlovým bodem ku druhému předem stanovenému množství náboje vyměněného mezi zařízením pro uschování náboje a druhým uzlovým bodem je roven poměru proudu odebraného z prvního uzlového bodu ku proudu odebraného z druhého uzlového bodu; druhý výkonový terminál mající druhou množinu uzlových bodů;druhou množinu spínačů spojující druhý výkonový terminál s rezonančním obvodem; a regulační jednotku pro regulování operace druhé množiny spínačů ke vzájemné výměně třetího předem stanoveného množství náboje mezi prvním uzlovým bodem z druhé množiny uzlových bodů a zařízením pro uschování náboje a ke vzájemné výměně čtvrtého předem stanoveného množství náboje vyměněného mezi druhým uzlovým bodem z druhé množiny uzlových bodů a zařízením k uschování náboje, přičemž poměr třetího předem stanoveného množství náboje vyměněného mezi zařízením pro uschování náboje a prvním uzlovým bodem z druhé množiny uzlových bodů ku čtvrtému předem stanovenému množství náboje vyměněného mezi zařízením pro výměnu náboje a druhým uzlovým bodem z druhé množiny uzlových bodů je roven poměru proudu zavedeného do prvního uzlového bodu ku proudu zavedeného do druhého uzlového bodu.
- 19. Zařízení pro převedení náboje podle nároku 18, vyznačené t í m, že náboj převedený z prvního výkonového terminálu na zařízení pro uschování náboje je střídavě následován nábojem převedeným ze zařízení pro uschování náboje na druhý výkonový terminál.
- 20. Zařízení pro převedení náboje podle nároku 18, vyznačené t í m, že první výkonový terminál je konfigurován pro přijmutí vícefázové výkonové dodávky a druhý výkonový terminál je konfigurován pro napájení vícefázové výkonové zátěže.
- 21. Zařízení pro převedení náboje podle nároku 18, vyznačené t í m, že regulační jednotka reguluje druhou množinu spínačů pro rekonstrukci tvaru vlny střídavého proudu na druhém výkonovém terminálu.
- 22. Zařízení pro převedení náboje podle nároku 18, vyznačené t í m, že první výkonový terminál je konfigurován pro přijmutí vícefázové dodávky střídavého proudu a druhý výkonový terminál je konfigurován pro přivedení zátěže na střídavý proud.
- 23. Zařízení pro převedení náboje podle nároku 18, vyznačené t í m, že první výkonový terminál je konfigurován pro přijmutí dodávky stejnosměrného proudu a druhý výkonový terminál je konfigurován pro napájení vícefázové zátěže na střídavý proud.
- 24. Zařízení pro převedení náboje podle nároku 18, vyznačené t í m, že první výkonový terminál je konfigurován pro přijmutí dodávky stejnosměrného proudu a druhý výkonový terminál je konfigurován pro napájení zátěže na stejnosměrný proud.
- 25. Zařízení pro převedení náboje podle nároku 18, vyznačené t í m, že první výkonový terminál je konfigurován pro přijmutí vícefázové dodávky střídavého proudu a regulační jednotka reguluje druhou množinu spínačů k produkování středního proudu popsaného Fourierovými řadami.
- 26. Zařízení pro převedení náboje podle nároku 25, vyzná92 • · · · · · · • * « · ····· ··· ·· · · · ··· ·· «·· ···· ·· ·φ· č e η é t í m, že jedna z Fourierových složek je taková, že střední proud je ve fázi s napětím vícefázové dodávky střídavého proudu.
- 27. Zařízení pro převedení náboje podle nároku 25, vyznačené t í m, že jedna z Fourierových složek je taková, že střední proud je mimo fázi o 90 elektrických stupňů s napětím vícefázové dodávky střídavého proudu.
- 28. Zařízení pro převedení náboje podle nároku 25, vyznačené t í m, že Fourierova složka je tvořena harmonickou složkou základní frekvence vícefázové dodávky střídavého proudu tak, že střední proud poskytuje složku toku harmonického proudu.
- 29. Zařízení pro převedení náboje podle nároku 18, vyznačené t í m, že první výkonový terminál a druhý výkonový terminál jsou stejné a spojené se sítí střídavého proudu, přičemž regulační jednotka reguluje první množinu spínačů a druhou množinu spínačů k regulování jalového proudu sítě střídavého proudu.
- 30. Zařízení pro převedení náboje podle nároku 18, vyznačené t í m, že dále zahrnuje rekuperační spínač spojený se zařízením pro uschování náboje, přičemž regulační jednotka reguluje rekuperační spínač pro regulování zbytkového napětí zařízení pro uschování náboje.
- 31. Zařízení pro převedení náboje k přímému převedení energie ze vstupního terminálu majícího množinu vstupních uzlových bodů na výstupní terminál mající množinu výstupních uzlových bodů, vyznačené tím, že zahrnuje množinu vstupních spínačů spojených se vstupními uzlovými body, množinu výstupních spínačů spojených s výstupními uzlovými body; zařízení pro uschování náboje zapojené do série mezi množinu vstupních spínačů a množinu výstupních spínačů; indukční sekci zapojenou do série se zařízením pro uschování náboje tak, že indukční sekce a zařízení pro uschování náboje tvoří sériový rezonanční obvod; a regulační jednotku pro regulování množiny vstupních spínačů a množiny výstupních spínačů, přičemž regulační jednotka současně sepne dva vstupní spínače a dva výstupní spínače k vytvoření spojení mezi dvěma vstupními uzly a dvěma výstupními uzly s indukční sekcí a zařízením pro uschování energie zapojenými do série, přičemž, když předem stanovený náboj byl odebrán z jednoho ze dvou vstupních uzlů, regulační jednotka sepne třetí vstupní spínač, a, když dostatečný náboj byl zaveden do jednoho ze dvou výstupních uzlů, regulační jednotka sepne třetí výstupní spínač.
- 32. Zařízení pro převod náboje podle nároku 31, vyznačené t í m, že dále zahrnuje rekuperační spínač zapojený přes indukční sekci, přičemž regulační jednotka se obrací na rekuperační spínač ke způsobení převodu zbytkové energie indukčního prvku na výstupní terminál.
- 33. Zařízení pro převod náboje podle nároku 31, vyznačené t í m, že regulační jednotka reguluje množinu vstupních spínačů a množinu výstupních spínačů k převodu náboje ze vstupního terminálu k výstupnímu terminálu a, na následný nabíjecí/vybíječí cyklus, k obrácení polarity napětí na zařízením pro uschování polarity.
- 34. Zařízení pro převod náboje podle nároku 31, vyznačené t í m, že vstupní terminál je konfigurován k přijmutí napájecího zdroje střídavého proudu a výstupní terminál je konfigurován k napájení zátěže na střídavý proud.
- 35. Zařízení pro převod náboje podle nároku 31, vyznačené t í m, že regulační jednotka reguluje množinu vstupních spínačů a množinu výstupních spínačů k rekonstrukci tvaru střídavého proudu při výstupním terminálu.
- 36. Zařízení pro převod náboje podle nároku 31, vyznačené t í m, že vstupní terminál je konfigurován pro přijmutí napájecího zdroje střídavého proudu a výstupní terminál je konfigurován k napájení zátěže na stejnosměrný proud.
- 37. Zařízení pro převod náboje podle nároku 31, vyznačené t í m, že vstupní terminál je konfigurován k přijmutí napájecího zdroje stejnosměrného proudu a výstupní terminál je konfigurován k napájení zátěže na střídavý proud.
- 38. Zařízení pro převod náboje podle nároku 31, vyznačené t í m, že vstupní terminál je konfigurován k přijmutí napájecího zdroje stejnosměrného napětí a výstupní terminál je konfigurován k napájení zátěže na stejnosměrný proud.
- 39. Zařízení pro převod náboje podle nároku 31, vyznačené t í m, že indukční sekce je tvořena jednofázovým transformátorem majícím primární vinutí spojené se zařízením pro uschování náboje a sekundární vinutí spojené s množinou výstupních spínačů.
- 40. Zařízení pro převod náboje podle nároku 39, vyznačené t í m, že jednofázový transformátor je tvořen izolačním transformátorem.
- 41. Zařízení pro převod náboje podle nároku 39, vyznačené t í m, že jednofázový transformátor je tvořen autotransformátořem.
- 42. Elektronický transformátorový obvod pro transformaci výkonu ze vstupního terminálu majícího množinu vstupních uzlových bodů na výstupní terminál mající množinu výstupních uzlů, vyznačený tím, že zahrnuje množinu vstupních spínačů spojených se vstupním uzlovým bodem; indukční sekci spojenou s množinou vstupních spínačů; zařízení pro uschování náboje zapojené do série s indukční sekcí; jednofázový transformátor mající primární vinutí a sekundární vinutí, přičemž primární vinutí je zapojeno paralelně se zařízením pro uschování náboje; množinu výstupních spínačů, přičemž sekundární vinutí je zapojeno do série s množinou výstupních spínačů; a regulační jednotku pro regulování množiny ♦ · « » · ··· · · ······· vstupních spínačů a množiny výstupních spínačů, přičemž regulační jednotka střídavě spíná množinu vstupních spínačů k převedení náboje ze vstupního terminálu na zařízení pro uschování náboje a na množinu výstupních spínačů k převedení náboje ze zařízení pro uschování náboje skrze jednofázová transformátor na výstupní terminál.
- 43. Elektronický transformátorový obvod podle nároku 42, v yznačený tím, že dále zahrnuje převodní spínač zapojený paralelně se zařízením pro uschování náboje.
- 44. Elektronický transformátorový obvod podle nároku 42, vyznačený tím, že vstupní terminál je konfigurován pro přijmutí vícefázového napájecího zdroje střídavého proudu, přičemž regulační jednotka nejprve sepne dva ze vstupních spínačů a, když předem stanovený náboj byl odebrán z jednoho ze dvou vstupních uzlů, regulační jednotka sepne třetí vstupní spínač.
- 45. Elektronický transformátorový obvod podle nároku 42, vyznačený tím, že výstupní terminál je konfigurován k napájení vícefázového terminálu na střídavý proud, přičemž regulační jednotka nejprve sepne dva z výstupních spínačů a, když dostatečný náboj byl převeden na jeden z výstupních uzlů, regulační jednotka sepne třetí výstupní spínač.
- 46. Elektronický transformátorový obvod podle nároku 42, v yznačený tím, že vstupní terminál je konfigurován do formy terminálu na stejnosměrný proud.
- 47. Elektronický transformátorový obvod podle nároku 42, v yznačený tím, že výstupní terminál je konfigurován do formy terminálu na stejnosměrný proud.
- 48. Elektronický transformátorový obvod podle nároku 42, v yznačený tím, že dále zahrnuje rekuperační spínač zapojený přes zařízení pro uschování náboje, přičemž regulační jednotka reguluje zbytkové napětí na zařízení pro uschování náboje v průběhu převodu napětí ze zařízení pro uschování náboje na výstupní terminál.
- 49. Elektronický transformátorový obvod podle nároku 42, v yznačený tím, že jednofázový transformátor je tvořen izolačním transformátorem.
- 50. Elektronický transformátorový obvod podle nároku 42, v yznačený tím, že jednofázový transformátor je tvořen autotransformátořem.
- 51. Elektronický transformátorový obvod podle nároku 42, v yznačený tím, že jednofázový transformátor je tvořen zvyšovacím transformátorem.Zastupuje:
- 52. Elektronický transformátorový obvod podle nároku 42, v yznačený tím, že jednofázový transformátor je tvořen snižovacím transformátorem.
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/329,596 US6118678A (en) | 1999-06-10 | 1999-06-10 | Charge transfer apparatus and method therefore |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CZ20014300A3 true CZ20014300A3 (cs) | 2002-05-15 |
| CZ298857B6 CZ298857B6 (cs) | 2008-02-27 |
Family
ID=23286161
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CZ20014300A CZ298857B6 (cs) | 1999-06-10 | 2000-06-09 | Zpusob prevedení elektrického náboje a zarízení kprovádení tohoto zpusobu |
Country Status (26)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6118678A (cs) |
| EP (1) | EP1192625B1 (cs) |
| JP (1) | JP4598334B2 (cs) |
| KR (1) | KR100694683B1 (cs) |
| CN (1) | CN100354993C (cs) |
| AT (1) | ATE373311T1 (cs) |
| AU (1) | AU764384B2 (cs) |
| BR (1) | BR0011735A (cs) |
| CA (1) | CA2376185C (cs) |
| CZ (1) | CZ298857B6 (cs) |
| DE (1) | DE60036378T2 (cs) |
| EA (1) | EA008239B1 (cs) |
| ES (1) | ES2293910T3 (cs) |
| HK (1) | HK1045757B (cs) |
| HU (1) | HUP0202069A3 (cs) |
| IL (2) | IL146848A0 (cs) |
| MX (1) | MXPA01012673A (cs) |
| MY (1) | MY120620A (cs) |
| NO (1) | NO20015948L (cs) |
| NZ (1) | NZ515904A (cs) |
| PL (1) | PL353824A1 (cs) |
| TR (1) | TR200103563T2 (cs) |
| TW (1) | TW498597B (cs) |
| UA (1) | UA83615C2 (cs) |
| WO (1) | WO2000077802A1 (cs) |
| ZA (1) | ZA200109962B (cs) |
Families Citing this family (102)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1080949C (zh) * | 1996-10-08 | 2002-03-13 | 松下电器产业株式会社 | 电源设备与电压转换器 |
| US6208098B1 (en) * | 1998-03-02 | 2001-03-27 | Yaskawa Electric America, Inc. | Variable frequency drive noise attenuation circuit |
| CA2350745C (en) * | 1998-11-26 | 2003-11-11 | Aloys Wobben | Azimuthal driving system for wind turbines |
| US6118678A (en) * | 1999-06-10 | 2000-09-12 | Limpaecher; Rudolf | Charge transfer apparatus and method therefore |
| US6414853B2 (en) * | 1999-11-24 | 2002-07-02 | American Superconductor Corporation | Method and apparatus for controlling a phase angle of AC power to keep DC voltage from an energy source constant |
| EP1290343B1 (de) * | 2000-05-12 | 2006-03-08 | Aloys Wobben | Azimutantrieb für windenergieanlagen |
| US6438006B1 (en) * | 2000-09-25 | 2002-08-20 | L-3 Communications Corporation | Miniature, high voltage, low ripple, high efficiency, high reliability, DC to DC converter |
| US6631080B2 (en) * | 2001-06-06 | 2003-10-07 | Hybrid Power Generation Systems Llc | Systems and methods for boosting DC link voltage in turbine generators |
| GB2376357B (en) * | 2001-06-09 | 2005-05-04 | 3D Instr Ltd | Power converter and method for power conversion |
| EP1296441B1 (de) * | 2001-09-25 | 2006-08-16 | ABB Schweiz AG | Energieerzeugungseinrichtung |
| US6556457B1 (en) * | 2002-01-03 | 2003-04-29 | Kokusan Denki Co., Ltd. | Method of controlling inverter power generation apparatus |
| US6937483B2 (en) * | 2002-01-16 | 2005-08-30 | Ballard Power Systems Corporation | Device and method of commutation control for an isolated boost converter |
| TWI237916B (en) * | 2002-05-13 | 2005-08-11 | Sun Bridge Corp | Cordless device system |
| GB2389250B (en) * | 2002-05-31 | 2005-12-21 | Bowman Power Systems Ltd | High-frequency generator |
| US6703719B1 (en) * | 2002-08-28 | 2004-03-09 | General Electric Company | Systems and methods for managing a battery source associated with a microturbine power generating system |
| EP1467094B2 (en) * | 2003-04-08 | 2017-03-01 | GE Energy Power Conversion GmbH | A wind turbine for producing electrical power and a method of operating the same |
| US6836098B1 (en) * | 2003-06-10 | 2004-12-28 | O'brien Robert Neville | Battery charging method using supercapacitors at two stages |
| JP4596866B2 (ja) * | 2003-09-09 | 2010-12-15 | パナソニック株式会社 | モータ駆動装置 |
| JP4021431B2 (ja) * | 2004-08-10 | 2007-12-12 | ファナック株式会社 | コンバータ装置、インバータ装置及びｄｃリンク電圧の制御方法 |
| US8572945B2 (en) * | 2004-08-30 | 2013-11-05 | Aerojet Rocketdyne, Inc. | High voltage multiple phase power supply |
| US7631482B2 (en) * | 2004-08-30 | 2009-12-15 | Aerojet-General Corporation | Multiple phase power supply for rocket engines |
| JP4056512B2 (ja) * | 2004-09-28 | 2008-03-05 | ファナック株式会社 | モータ駆動装置 |
| WO2006074457A2 (en) * | 2005-01-03 | 2006-07-13 | Aci Power Systems, Inc. | Ac voltage regulation system and method |
| US7402983B2 (en) * | 2005-02-04 | 2008-07-22 | Princeton Power Systems, Inc. | Method for use of charge-transfer apparatus |
| US7659700B2 (en) * | 2005-02-04 | 2010-02-09 | Princeton Power Systems, Inc. | Charge-transfer apparatus and method |
| US8514601B2 (en) | 2009-08-17 | 2013-08-20 | Ideal Power Converters, Inc. | Power conversion with added pseudo-phase |
| US7599196B2 (en) * | 2006-06-06 | 2009-10-06 | Ideal Power Converters, Inc. | Universal power converter |
| US9397580B1 (en) * | 2006-06-06 | 2016-07-19 | Ideal Power, Inc. | Dual link power converter |
| FR2903247B1 (fr) * | 2006-06-29 | 2008-09-12 | Valeo Equip Electr Moteur | Procede et dispositif de charge d'un element de stockage d'energie electrique, notamment un ultracondensateur |
| US8863540B2 (en) * | 2006-11-15 | 2014-10-21 | Crosspoint Solutions, Llc | HVAC system controlled by a battery management system |
| US8030880B2 (en) * | 2006-11-15 | 2011-10-04 | Glacier Bay, Inc. | Power generation and battery management systems |
| US8381540B2 (en) * | 2006-11-15 | 2013-02-26 | Crosspoint Solutions, Llc | Installable HVAC systems for vehicles |
| US7612531B2 (en) * | 2007-01-31 | 2009-11-03 | Spx Corporation | Deep discharge battery dynamic charging system and method |
| US7633261B2 (en) * | 2007-03-27 | 2009-12-15 | Honeywell International Inc. | Primary battery with internal voltage regulator |
| US8577508B2 (en) * | 2007-05-04 | 2013-11-05 | University Of Alabama | Converter control of variable-speed wind turbines |
| US7738271B1 (en) * | 2007-06-08 | 2010-06-15 | Science Applications International Corporation | Controlled resonant charge transfer device |
| US7800348B2 (en) * | 2007-11-21 | 2010-09-21 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | Motor drive with VAR compensation |
| ATE544220T1 (de) * | 2008-04-18 | 2012-02-15 | Abb Research Ltd | Vorrichtung und verfahren zur übertragungsleitungssteuerung |
| US8274405B2 (en) * | 2008-09-03 | 2012-09-25 | GM Global Technology Operations LLC | System and method for device management on a dedicated short-range communication network |
| US8120206B2 (en) * | 2008-09-10 | 2012-02-21 | Hamilton Sundstrand Corporation | Method of detecting a sustained parallel source condition |
| DE102008056748A1 (de) * | 2008-11-11 | 2010-05-20 | Austriamicrosystems Ag | Spannungskonverter |
| US8352091B2 (en) * | 2009-01-02 | 2013-01-08 | International Business Machines Corporation | Distributed grid-interactive photovoltaic-based power dispatching |
| AU2009345031B2 (en) * | 2009-04-23 | 2013-08-29 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion device |
| WO2010136033A1 (en) * | 2009-05-25 | 2010-12-02 | Vestas Wind System A/S | Converter system for a wind turbine |
| US20100321968A1 (en) * | 2009-06-18 | 2010-12-23 | Hamilton Sundstrand Corporation | Load fault handling for switched reluctance or induction type machines |
| KR20120130158A (ko) | 2009-06-29 | 2012-11-29 | 아이디얼 파워 컨버터스, 인코포레이티드 | 에너지 전송 리액턴스를 단락시키는 크로바 스위치를 이용한 전력 전송 장치, 방법, 및 시스템 |
| US8421271B2 (en) * | 2009-08-31 | 2013-04-16 | General Electric Company | Apparatus for transferring energy using onboard power electronics and method of manufacturing same |
| US8030884B2 (en) * | 2009-08-31 | 2011-10-04 | General Electric Company | Apparatus for transferring energy using onboard power electronics and method of manufacturing same |
| US7923862B2 (en) * | 2009-10-06 | 2011-04-12 | General Electric Company | Reactive power regulation and voltage support for renewable energy plants |
| GB0921909D0 (en) * | 2009-12-16 | 2010-01-27 | Psymetrix Ltd | Generator control apparatus and method |
| US8000118B1 (en) | 2010-03-15 | 2011-08-16 | Varentec Llc | Method and system for delivering a controlled voltage |
| US8339110B2 (en) * | 2010-04-05 | 2012-12-25 | International Business Machines Corporation | Single stage hybrid charge pump |
| EP2577833B1 (en) * | 2010-06-01 | 2018-03-14 | ABB Schweiz AG | Interface arrangement between ac and dc systems using grounding switch |
| US9391554B2 (en) | 2010-08-25 | 2016-07-12 | University Of Alabama | Control of a permanent magnet synchronous generator wind turbine |
| US20120114009A1 (en) * | 2010-11-04 | 2012-05-10 | Jeffrey Melvin | Forward-flyback power supply using an inductor in the transformer primary and method of using same |
| US9290097B2 (en) | 2010-11-05 | 2016-03-22 | Robert Louis Steigerwald | Apparatus for transferring energy using onboard power electronics with high-frequency transformer isolation and method of manufacturing same |
| MY161374A (en) | 2010-11-30 | 2017-04-14 | Ideal Power Converters Inc | Photovoltaic array systems, methods, and devices with bidirectional converter |
| JP5649440B2 (ja) * | 2010-12-28 | 2015-01-07 | 株式会社東芝 | 電力制御システム |
| US9762115B2 (en) * | 2011-02-03 | 2017-09-12 | Viswa N. Sharma | Bidirectional multimode power converter |
| US8531858B2 (en) | 2011-02-18 | 2013-09-10 | Ideal Power, Inc. | Power conversion with current sensing coupled through saturating element |
| US8779711B2 (en) | 2011-04-20 | 2014-07-15 | Princeton Power Systems, Inc. | Induction motor driver |
| KR101813011B1 (ko) | 2011-05-27 | 2017-12-28 | 삼성전자주식회사 | 무선 전력 및 데이터 전송 시스템 |
| US8988900B2 (en) | 2011-06-03 | 2015-03-24 | Texas A&M University System | DC capacitor-less power converters |
| US9543853B2 (en) | 2011-06-03 | 2017-01-10 | The Texas A&M University System | Sparse and ultra-sparse partial resonant converters |
| US20120326679A1 (en) * | 2011-06-27 | 2012-12-27 | James Lau | Device for optimizing energy usage in multiphase ac power source |
| US8379417B2 (en) | 2011-07-06 | 2013-02-19 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | Power converter and integrated DC choke therefor |
| FR2980053B1 (fr) * | 2011-09-13 | 2013-10-04 | Renault Sa | Procede de surveillance du filtre capacitif d'un chargeur de batterie. |
| US9391538B2 (en) | 2011-09-21 | 2016-07-12 | Princeton Power Systems, Inc. | Switched power converter |
| US10236817B2 (en) * | 2011-11-11 | 2019-03-19 | The Boeing Company | Integrated control architecture and method for a bi-directional AC-to-AC converter |
| WO2013095685A1 (en) | 2011-12-23 | 2013-06-27 | North Carolina State University | Switched-capacitor dc-dc converter |
| US9531289B2 (en) * | 2012-04-27 | 2016-12-27 | Raytheon Company | Electro-mechanical kinetic energy storage device and method of operation |
| US8824179B2 (en) | 2012-08-14 | 2014-09-02 | Rudolf Limpaecher | Soft-switching high voltage power converter |
| US10782721B2 (en) * | 2012-08-27 | 2020-09-22 | Stem, Inc. | Method and apparatus for balancing power on a per phase basis in multi-phase electrical load facilities using an energy storage system |
| US20140254223A1 (en) * | 2013-03-07 | 2014-09-11 | Rudolf Limpaecher | Method and system for a high speed soft-switching resonant converter |
| US9373963B2 (en) | 2013-05-24 | 2016-06-21 | Raytheon Company | Energy transfer and storage apparatus for delivery of pulsed power |
| EP2808996B1 (en) * | 2013-05-27 | 2017-04-19 | HS Aerospace Dijon | Voltage-controlled DC link for variable frequency generator excitation |
| JP2016538822A (ja) | 2013-11-18 | 2016-12-08 | レンセラール ポリテクニック インスティテュートＲｅｎｓｓｅｌａｅｒ Ｐｏｌｙｔｅｃｈｎｉｃ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ | 多端末電力システムを形成および作動させる方法 |
| DE102014008536A1 (de) * | 2014-06-16 | 2015-12-17 | Rwe Deutschland Ag | Elektrische Hausanschlussleitung |
| US9287701B2 (en) * | 2014-07-22 | 2016-03-15 | Richard H. Sherratt and Susan B. Sherratt Revocable Trust Fund | DC energy transfer apparatus, applications, components, and methods |
| US9494139B2 (en) * | 2014-07-31 | 2016-11-15 | General Electric Company | System and method for controlling a power output of a wind turbine generator |
| KR101809787B1 (ko) * | 2015-03-10 | 2017-12-15 | 엘에스산전 주식회사 | 배터리 전력 공급 시스템을 포함하는 전력 공급 시스템 |
| JP2016195509A (ja) * | 2015-04-01 | 2016-11-17 | 富士電機株式会社 | ループコントローラ及び配電系統管理システム |
| WO2017027681A1 (en) * | 2015-08-11 | 2017-02-16 | Barthold Lionel O | Column-switched multi-module dc-to-dc power transformation system |
| US9755538B2 (en) * | 2015-11-12 | 2017-09-05 | Abb Schweiz Ag | Active AC-link power converter |
| WO2017201125A1 (en) * | 2016-05-18 | 2017-11-23 | The Regents Of The University Of California | Battery energy storage control systems and methods |
| EP3488500A4 (en) | 2016-07-21 | 2020-04-15 | Tolga Dinc | NON-RECIPROCAL CIRCUITS FREE OF MAGNETIC FIELDS BASED ON A SUBHARMONIC SPATIO-TEMPORAL CONDUCTANCE MODULATION |
| WO2018215071A1 (en) * | 2017-05-25 | 2018-11-29 | Abb Schweiz Ag | Energy storage system |
| EP4277104A3 (en) | 2017-07-21 | 2024-01-03 | Solaredge Technologies Ltd. | Multiple-output converter and control thereof |
| TWI643445B (zh) * | 2017-07-23 | 2018-12-01 | 光寶科技股份有限公司 | 電源供應裝置 |
| US11183846B2 (en) | 2017-12-22 | 2021-11-23 | Raytheon Company | System and method for modulating high power in a submersible energy storage vessel utilizing high voltage DC transmission |
| TWI662779B (zh) * | 2018-07-27 | 2019-06-11 | 台達電子工業股份有限公司 | 逆變器裝置及其控制方法 |
| US11588380B2 (en) | 2019-09-23 | 2023-02-21 | Seabourne Solutions, Llc | Power generator |
| CN110557025B (zh) * | 2019-09-29 | 2021-01-26 | 三峡大学 | 一种适用于直流微网的多端口双向dc-dc变换器 |
| JP7518092B2 (ja) * | 2019-11-28 | 2024-07-17 | ローム株式会社 | コンパレータ回路およびａｄコンバータ |
| US11418031B2 (en) | 2020-05-08 | 2022-08-16 | Raytheon Company | Actively-controlled power transformer and method for controlling |
| US11677264B2 (en) | 2020-11-09 | 2023-06-13 | Electronic Power Design, Inc. | System and method for a backup power supply |
| CN112630821B (zh) * | 2020-12-30 | 2024-01-12 | 核工业北京地质研究院 | 一种应用于地震数据采集的变频控制装置及其控制方法 |
| CN113030540B (zh) * | 2021-03-01 | 2022-07-26 | 湖南大学 | 一种分布式新能源并网的基波和谐波电能双向计量方法 |
| CN113285454B (zh) * | 2021-04-22 | 2022-11-11 | 广西大学 | 一种宽频带动态谐波能量存储与利用方法 |
| JP7681475B2 (ja) | 2021-09-06 | 2025-05-22 | 株式会社日立製作所 | 送電網監視システム及び送電網監視方法 |
| TWI814174B (zh) * | 2021-12-13 | 2023-09-01 | 國立臺灣科技大學 | 電壓控制方法 |
| GB2619616B (en) * | 2022-06-10 | 2024-09-25 | Eta Green Power Ltd | A motor control controller system and methods |
Family Cites Families (33)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1083139A (en) * | 1963-10-10 | 1967-09-13 | Atomic Energy Authority Uk | Improvements in or relating to electrical pulse generators |
| US3663940A (en) * | 1970-05-21 | 1972-05-16 | Nasa | Controllable, load insensitive power converters |
| US3849717A (en) * | 1970-08-13 | 1974-11-19 | R Ostreicher | Circuit for operation of gas discharge lamps |
| FR2133206A5 (cs) * | 1971-04-13 | 1972-11-24 | Comp Generale Electricite | |
| US3839666A (en) * | 1971-04-26 | 1974-10-01 | Ni Elektrotekhnichesky I Z Ura | Polyphase high voltage inverter |
| US3743914A (en) * | 1972-01-17 | 1973-07-03 | Burroughs Corp | Half wave voltage divider |
| JPS48101517A (cs) * | 1972-04-07 | 1973-12-20 | ||
| US3849670A (en) * | 1973-04-13 | 1974-11-19 | Webster Electric Co Inc | Scr commutation circuit for current pulse generators |
| FR2264431B1 (cs) * | 1974-03-14 | 1976-12-17 | Comp Generale Electricite | |
| US3953779A (en) * | 1974-05-30 | 1976-04-27 | Francisc Carol Schwarz | Electronic control system for efficient transfer of power through resonant circuits |
| US3982167A (en) * | 1975-07-31 | 1976-09-21 | General Electric Company | Current control system for high frequency link cycloconverter |
| IT1118548B (it) * | 1979-04-04 | 1986-03-03 | Wabco Westinghouse Spa | Convertitore statico autorisonante a regolazione estesa |
| US4274134A (en) * | 1979-04-09 | 1981-06-16 | Megapulse Incorporated | Method of and apparatus for high voltage pulse generation |
| US4473875A (en) * | 1982-01-21 | 1984-09-25 | The United States Of America As Represented By The United States Department Of Energy | Inductive storage pulse circuit device |
| JPS6077679A (ja) * | 1983-09-30 | 1985-05-02 | Toshiba Corp | 多倍圧整流回路 |
| US4523269A (en) * | 1983-11-16 | 1985-06-11 | Reliance Electric Company | Series resonance charge transfer regulation method and apparatus |
| US4613765A (en) * | 1984-06-05 | 1986-09-23 | The United States Of America As Represented By The United States Department Of Energy | Series-counterpulse repetitive-pulse inductive storage circuit |
| US4642476A (en) * | 1984-06-05 | 1987-02-10 | The United States Of America As Represented By The United States Department Of Energy | Reversing-counterpulse repetitive-pulse inductive storage circuit |
| US4885974A (en) * | 1984-09-28 | 1989-12-12 | The United States Of America As Represented By The United States Department Of Energy | Overpulse railgun energy recovery circuit |
| FR2585196B1 (fr) * | 1985-07-22 | 1987-10-23 | Anvar | Dispositif statique de reglage des echanges d'energie entre des systemes electriques generateur et/ou recepteur |
| US4636930A (en) * | 1985-10-01 | 1987-01-13 | Maxim Integrated Products, Inc. | Integrated dual charge pump power supply and RS-232 transmitter/receiver |
| US4649468A (en) * | 1985-11-06 | 1987-03-10 | At&T Information Systems Inc. | Voltage divider circuit |
| US4797899A (en) * | 1986-12-15 | 1989-01-10 | Maxim Integrated Products, Inc. | Integrated dual charge pump power supply including power down feature and rs-232 transmitter/receiver |
| US4812961A (en) * | 1987-05-15 | 1989-03-14 | Linear Technology, Inc. | Charge pump circuitry having low saturation voltage and current-limited switch |
| US4807104A (en) * | 1988-04-15 | 1989-02-21 | Motorola, Inc. | Voltage multiplying and inverting charge pump |
| US5010471A (en) * | 1989-06-26 | 1991-04-23 | Robert F. Frijouf | Three-phase AC-to-AC series resonant power converter with reduced number of switches |
| US5270914A (en) * | 1992-01-10 | 1993-12-14 | Lauw Hian K | Series resonant converter control system and method |
| US5270913A (en) * | 1992-04-06 | 1993-12-14 | D.C. Transformation, Inc. | Compact and efficient transformerless power conversion system |
| US5412557A (en) * | 1992-10-14 | 1995-05-02 | Electronic Power Conditioning, Inc. | Unipolar series resonant converter |
| US5602725A (en) * | 1994-09-21 | 1997-02-11 | The Research And Development Institute At Montana State University | Special purpose power control devices using 3-phase PWM converters for three phase AC power |
| US5559685A (en) * | 1994-10-12 | 1996-09-24 | Electronic Power Conditioning, Inc. | Voltage clamped parallel resonant converter with controllable duty cycle |
| US5943223A (en) * | 1997-10-15 | 1999-08-24 | Reliance Electric Industrial Company | Electric switches for reducing on-state power loss |
| US6118678A (en) * | 1999-06-10 | 2000-09-12 | Limpaecher; Rudolf | Charge transfer apparatus and method therefore |
-
1999
- 1999-06-10 US US09/329,596 patent/US6118678A/en not_active Expired - Lifetime
-
2000
- 2000-06-06 MY MYPI20002529A patent/MY120620A/en unknown
- 2000-06-09 HK HK02106776.5A patent/HK1045757B/en not_active IP Right Cessation
- 2000-06-09 AT AT00944643T patent/ATE373311T1/de not_active IP Right Cessation
- 2000-06-09 MX MXPA01012673A patent/MXPA01012673A/es active IP Right Grant
- 2000-06-09 CZ CZ20014300A patent/CZ298857B6/cs not_active IP Right Cessation
- 2000-06-09 IL IL14684800A patent/IL146848A0/xx active IP Right Grant
- 2000-06-09 KR KR1020017015882A patent/KR100694683B1/ko not_active Expired - Fee Related
- 2000-06-09 TR TR2001/03563T patent/TR200103563T2/xx unknown
- 2000-06-09 ES ES00944643T patent/ES2293910T3/es not_active Expired - Lifetime
- 2000-06-09 EA EA200200024A patent/EA008239B1/ru not_active IP Right Cessation
- 2000-06-09 BR BR0011735-8A patent/BR0011735A/pt not_active IP Right Cessation
- 2000-06-09 TW TW089111253A patent/TW498597B/zh not_active IP Right Cessation
- 2000-06-09 DE DE60036378T patent/DE60036378T2/de not_active Expired - Lifetime
- 2000-06-09 JP JP2001503188A patent/JP4598334B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2000-06-09 PL PL00353824A patent/PL353824A1/xx unknown
- 2000-06-09 CA CA2376185A patent/CA2376185C/en not_active Expired - Fee Related
- 2000-06-09 EP EP00944643A patent/EP1192625B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2000-06-09 AU AU58709/00A patent/AU764384B2/en not_active Ceased
- 2000-06-09 HU HU0202069A patent/HUP0202069A3/hu unknown
- 2000-06-09 NZ NZ515904A patent/NZ515904A/en not_active IP Right Cessation
- 2000-06-09 WO PCT/US2000/016018 patent/WO2000077802A1/en active IP Right Grant
- 2000-06-09 CN CNB008087245A patent/CN100354993C/zh not_active Expired - Fee Related
- 2000-09-06 UA UA2002010285A patent/UA83615C2/ru unknown
-
2001
- 2001-11-29 IL IL146848A patent/IL146848A/en not_active IP Right Cessation
- 2001-12-04 ZA ZA200109962A patent/ZA200109962B/en unknown
- 2001-12-05 NO NO20015948A patent/NO20015948L/no not_active Application Discontinuation
Also Published As
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CZ20014300A3 (cs) | Způsob převedení elektrického náboje a zařízené k provádění tohoto způsobu | |
| US6236580B1 (en) | Modular multi-level adjustable supply with series connected active inputs | |
| US5905371A (en) | Sequential discharge and its use for rectification | |
| CA2558001C (en) | Multilevel converter based intelligent universal transformer | |
| US7659700B2 (en) | Charge-transfer apparatus and method | |
| JP5836412B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| US8824179B2 (en) | Soft-switching high voltage power converter | |
| CZ238994A3 (en) | Compact transformer-free voltage converter | |
| US5986907A (en) | Method and apparatus for rectification derectification and power flow control | |
| US20140254223A1 (en) | Method and system for a high speed soft-switching resonant converter | |
| WO1997001213A9 (en) | Rectification, derectification and power flow control | |
| CN109004866A (zh) | 六边形结构的能馈型三端口级联变换器拓扑及控制方法 | |
| EP0440988B1 (en) | Three-phase voltage stiff convertor | |
| WO2024261054A1 (en) | A system and method for providing ac phase voltages and currents with reduced loss | |
| RU2124263C1 (ru) | Вентильный преобразователь | |
| Ismail et al. | Local AC network support via HVDC tapping | |
| RU2089035C1 (ru) | Двенадцатифазный обратимый самокоммутируемый преобразователь | |
| SU1179499A1 (ru) | Однофазный реверсивный преобразователь с искусственной коммутацией | |
| Yancey | Performance Evaluation of a Multi-Port DC-DC Current Source Converter for High Power Applications | |
| Murugan et al. | Digital Simulation of DVR With H Bridge Inverter Using Simulink | |
| JPH01264569A (ja) | 電力変換装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MM4A | Patent lapsed due to non-payment of fee |
Effective date: 20140609 |