JP2003324964A - 電源開閉制御装置および制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】電源と負荷との間を開閉する際に、開閉するス
イッチ部における電力損失を低減させる。 【解決手段】バッテリ１２とインバータ２８との間にＮ
チャネル半導体スイッチからなるスイッチ部５０を設け
る。インバータ２８またはモータ２０２に連動して発生
する誘起電圧Ｖａから交流変換ハイサイド電圧Ｖｈａを
生成する交流変換ハイサイド電源部５８を設ける。バッ
テリ１２と絶縁して直流変換ハイサイド電圧Ｖｈｂを生
成する直流変換ハイサイド電源部６０を設ける。供給電
圧選択部６２により交流変換ハイサイド電圧Ｖｈａまた
は直流変換ハイサイド電圧Ｖｈｂのいずれか一方を選択
して、Ｎチャネル半導体スイッチ駆動部５４およびスイ
ッチ部５０に供給する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電源開閉制御装置
および制御方法に関し、特に、電源と負荷との間を開閉
する電源開閉制御装置および制御方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、バッテリの電力によりモータを駆
動させて走行する電気自動車やコミュータなどの電動車
両が開発されている。これらの電動車両では、バッテリ
の電力消費を極力抑える必要があるので、制動時にモー
タを発電機として使用し、発電した電力を充電する、所
謂、回生制動が行われている。

【０００３】電動車両を急加速するときには、バッテリ
は急速放電し、急減速するときには、回生制動によって
急速充電する。

【０００４】ところが、バッテリは内部インピーダンス
が比較的大きく、急速放電および急速充電する場合には
内部インピーダンスの小さいキャパシタを併用してい
る。

【０００５】このバッテリとキャパシタとを併用した電
動車両では、運転状態に応じてバッテリとモータとの
間、並びにキャパシタとモータとの間で電力線を切り換
える必要があり、この切換手段として機械的接点をもつ
リレーやコンタクタが用いられている。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】ところが、上記の従来
技術におけるリレーおよびコンタクタは、機械的接点に
よって電源の切り換えが行われるので、機械的接点に特
有のチャタリングおよびサージノイズが発生することが
ある。また、リレーおよびコンタクタでは接点のオン抵
抗（または接触抵抗）が比較的大きく、駆動電流（また
は励磁電流）も比較的大きいので電力損失が無視できな
い。

【０００７】このため、リレーおよびコンタクタの代替
手段として、Ｐチャネル型半導体をスイッチ手段として
用いる実施形態が考えられる。Ｐチャネル型半導体は、
チャタリングおよびサージノイズの発生を防止でき、ま
た、駆動電流が極めて小さいという特徴がある。しかし
ながらＰチャネル型半導体は、オン抵抗が比較的大きい
ので、このオン抵抗により電力損失が発生する。

【０００８】一方、Ｎチャネル型半導体は、オン抵抗が
小さいという特徴があるが、駆動電圧としてゲートに引
加する電圧はソース端子の電圧より大きい必要がある。
この電圧を生成するためには電圧の昇圧変換器が必要で
あるが、一般の昇圧変換器はＮチャネル型半導体を駆動
することのみに用いるには容量が大きすぎ、また高コス
トである。さらには、昇圧変換器自体にも電力損失があ
るので、不用意に昇圧変換器を用いることはできない。

【０００９】本発明はこのような課題を考慮してなされ
たものであり、電源と負荷との間を導通させる際に、導
通させるスイッチ部における電力損失を低減させるとと
もに、スイッチ部を駆動させる電源回路を簡便かつ低コ
ストで構成することを可能にする電源開閉制御装置およ
び制御方法を提供することを目的とする。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明に係る電源開閉制
御装置は、電源と負荷との間に設けられ、Ｎチャネル半
導体スイッチにより開閉動作を行うスイッチ部と、前記
負荷の動作に連動して発生する交流電圧から電源電圧よ
り高い電圧の交流変換ハイサイド電圧を生成する交流変
換ハイサイド電源部と、前記電源に基づいて、前記電源
と電気的に絶縁して電源電圧より高い電圧の直流変換ハ
イサイド電圧を生成する直流変換ハイサイド電源部と、
前記交流変換ハイサイド電圧または前記直流変換ハイサ
イド電圧のいずれか一方を選択する供給電圧選択部と、
前記供給電圧選択部から供給される前記交流変換ハイサ
イド電圧または前記直流変換ハイサイド電圧を用いて前
記スイッチ部を開閉させるＮチャネル半導体スイッチ駆
動部とを有することを特徴とする。

【００１１】このように交流変換ハイサイド電圧または
直流変換ハイサイド電圧を生成することにより、オン抵
抗の小さいＮチャネル半導体スイッチを用いることがで
きるので、結果として電力損失を低減させることができ
る。

【００１２】この場合、前記負荷は、直流電流を交流電
流に変換するインバータと、前記インバータに接続され
たモータとを含み、前記交流電圧は、前記インバータの
出力電圧または前記モータの巻線に誘起する誘起電圧を
用いるようにすると、負荷の動作中で交流電圧を容易に
得ることができる。

【００１３】前記供給電圧選択部は、前記モータの始動
時に前記直流変換ハイサイド電圧を選択し、前記モータ
の始動後に前記交流変換ハイサイド電圧を選択する構成
としてもよい。これにより、モータの始動開始時のよう
な負荷の停止中もスイッチ部を駆動することができる。

【００１４】前記交流変換ハイサイド電源部は、交流電
圧を入力し該交流電圧の直流成分を除去する第１キャパ
シタと、前記第１キャパシタにより直流成分を除去した
交流電圧の基準値を設定する第１ダイオードと、前記第
１ダイオードにより基準値の設定された交流電圧を整流
する第２ダイオードと、前記第２ダイオードにより整流
された電圧を充電する第２キャパシタとを有する構成で
あってもよい。

【００１５】前記直流変換ハイサイド電源部は、前記電
源によって発光する発光素子と、前記発光素子の発する
光を受光し、光起電力効果によって前記直流変換ハイサ
イド電圧を生成する発電素子とを有する構成であっても
よい。

【００１６】このようにすることにより、交流変換ハイ
サイド電源部および直流変換ハイサイド電源部を簡便か
つ廉価に構成することができる。

【００１７】また、本発明に係る電源開閉制御装置は、
電源と負荷との間に設けられ、Ｎチャネル半導体スイッ
チにより開閉動作を行うスイッチ部と、前記負荷に連動
して発生する負荷連動交流電圧を入力する負荷連動交流
電圧入力部と、前記負荷と非連動に発生する負荷非連動
交流電圧を入力する負荷非連動交流電圧入力部と、前記
負荷連動交流電圧入力部および前記負荷非連動交流電圧
入力部に接続され、前記負荷連動交流電圧または前記負
荷非連動交流電圧のいずれか一方を選択する入力電圧選
択部と、前記入力電圧選択部から入力される負荷連動交
流電圧または負荷非連動交流電圧に基づいて電源電圧よ
り高い電圧の交流変換ハイサイド電圧を生成する交流変
換ハイサイド電源部と、前記交流変換ハイサイド電源部
から供給される交流変換ハイサイド電圧を用いて前記ス
イッチ部を開閉させるＮチャネル半導体スイッチ駆動部
とを有することを特徴とする。

【００１８】このようにすることにより、負荷連動交流
電圧と負荷非連動交流電圧とを選択的に用いることがで
き、結果として、負荷の状態に影響を受けずに、交流変
換ハイサイド電源部を簡便かつ廉価に構成することがで
きる。

【００１９】さらに、本発明に係る電源開閉制御方法
は、電源に基づいて、前記電源と電気的に絶縁して電源
電圧のより高い電圧の直流変換ハイサイド電圧を生成す
るステップと、前記直流変換ハイサイド電圧を駆動電源
として用い、前記電源とモータとの間に設けられたスイ
ッチ部を導通させて前記モータを始動させるステップ
と、前記モータに連動して発生する交流電圧から電源電
圧より高い電圧の交流変換ハイサイド電圧を生成するス
テップと、前記スイッチ部の駆動電源を、前記直流変換
ハイサイド電圧から前記交流変換ハイサイド電圧に切り
換えるステップとを有することを特徴とする。

【００２０】

【発明の実施の形態】以下、本発明に係る電源開閉制御
装置および制御方法の実施の形態例を、図１〜図７を参
照しながら説明する。

【００２１】まず、第１の実施形態に係る電源開閉制御
装置１０ａおよびこの電源開閉制御装置１０ａを用いた
電源開閉制御方法について図１〜図４を参照しながら説
明する。

【００２２】図１に示すように、第１の実施形態に係る
電源開閉制御装置１０ａは、電動車両２００に対して適
用されている。電動車両２００は、交流用のモータ２０
２を動力源として走行するものであり、モータ２０２の
回転軸が、変速機能をもつディファレンシャルギア２０
４に接続されている。モータ２０２の回転は、ディファ
レンシャルギア２０４および車軸２０６を介して前輪２
０８に伝えられる。

【００２３】電源開閉制御装置１０ａは、マイコン２０
の制御下において、鉛蓄電池であるバッテリ１２から電
力を電源制御回路１６ａを介してインバータ２８へ供給
するとともに、回生制動時にインバータ２８から供給さ
れる電流を回生キャパシタ（またはコンデンサ）１４へ
充電させる働きを有する。回生キャパシタ１４は、例え
ば、電気二重層キャパシタ等を用いると、大電流の充放
電特性およびサイクル寿命に優れているので好適であ
る。

【００２４】マイコン２０の制御を行うＣＰＵ２０ａ
は、プログラム２０ｂを実行し、電源制御回路１６ａを
制御する制御信号Ｃ１、Ｃ２およびＣ３を出力する。制
御信号Ｃ１、Ｃ２およびＣ３は、それぞれ論理値「０」
または論理値「１」となって電源制御回路１６ａを制御
する。制御信号Ｃ１、Ｃ２およびＣ３の論理値を決定す
る手順については後述する。なお、実体的には、論理値
「０」は０［Ｖ］であり、論理値「１」は、所定のプラ
スの電圧値である。

【００２５】また、ＣＰＵ２０ａは、モータ２０２の磁
極位置を検出する磁極位置検出部２２の信号を、ロジッ
ク回路で構成される第１入力インターフェース（Ｉ／
Ｆ）２４を介して読み込む。ＣＰＵ２０ａは、読み込ん
だ磁極位置に基づいてモータ２０２に与える電流値およ
びタイミングを算出し、指令信号として、ロジック回路
から構成される第１出力インターフェース２６に供給す
る。第１出力インターフェース２６は、指令信号をイン
バータ２８へ供給する。インバータ２８は、指令信号に
基づきモータ２０２を駆動する。

【００２６】さらに、ＣＰＵ２０ａは、図示しないアク
セルやハンドルの状態をスイッチ、ボリューム等により
ロジック回路から構成される第２入力インターフェース
３０を介して読み込む。ＣＰＵ２０ａは、第２入力イン
ターフェース３０から読み込んだ信号を、所定の信号変
換を行った後に、アナログ回路から構成される第２出力
インターフェース３２に出力する。第２出力インターフ
ェース３２は、供給された信号に基づいてメータ類に信
号表示を行う。

【００２７】図２に示すように、電源制御回路１６ａ
は、バッテリ１２とインバータ２８との間に設けられて
いる。電源制御回路１６ａには、バッテリ１２の「＋」
電極（１２［Ｖ］の電圧とする。）とインバータ２８の
端子Ｐとの間を開閉（導通および遮断）するＮチャネル
半導体を用いたスイッチ部５０と、該スイッチ部５０を
開閉させるＮチャネル半導体スイッチ駆動部５４とを有
する。また、電源制御回路１６ａは、モータ２０２の回
転に連動して発生する交流電圧に基づいてバッテリ１２
の「＋」電極より高い電圧の交流変換ハイサイド電圧Ｖ
ｈａを生成する交流変換ハイサイド電源部５８と、バッ
テリ１２の電圧を電気的に絶縁してバッテリ１２の
「＋」電極より高い電圧の直流変換ハイサイド電圧Ｖｈ
ｂを生成する直流変換ハイサイド電源部６０とを有す
る。さらに、電源制御回路１６ａは、交流変換ハイサイ
ド電圧Ｖｈａまたは直流変換ハイサイド電圧Ｖｈｂのい
ずれか一方を選択してＮチャネル半導体スイッチ駆動部
５４に供給する供給電圧選択部６２と、回生キャパシタ
１４のマイナス側電極とバッテリ１２の「−」電極との
間を開閉する回生キャパシタスイッチ部６４とを有す
る。

【００２８】バッテリ１２の「−」電極はグランドライ
ンＧとしてインバータ２８の端子Ｎと接続されている。

【００２９】以下に述べるように、電源制御回路１６ａ
は、バッテリ１２の「＋」電極とインバータ２８の端子
Ｐとの間に、スイッチ素子としてＮチャネル半導体スイ
ッチを採用することにより、効率よく開閉を行うことが
できる。また、Ｎチャネル半導体スイッチを駆動するた
めに必要な電圧を簡便かつ廉価に実現することができ
る。

【００３０】スイッチ部５０は、大容量でＮチャネル型
ＭＯＳＦＥＴのＦＥＴ７０および７２を有する。ＦＥＴ
７０のソース端子はバッテリ１２の「＋」電極と接続さ
れており、ＦＥＴ７２のソース端子はインバータ２８の
端子Ｐと接続されている。ＦＥＴ７０および７２のドレ
イン端子は互いに接続されている。また、ＦＥＴ７０お
よび７２のゲート端子は、それぞれＮチャネル半導体ス
イッチ駆動部５４と接続されている。

【００３１】スイッチ部５０においては、ＦＥＴ７０お
よび７２を逆向きの直列接続としているので、バッテリ
１２とインバータ２８との間で双方向の電流遮断が可能
である。

【００３２】Ｎチャネル半導体スイッチ駆動部５４は、
ＦＥＴ７０を駆動するＰチャネル型ＭＯＳＦＥＴのＦＥ
Ｔ７４と、ＦＥＴ７２を駆動するＰチャネル型ＭＯＳＦ
ＥＴのＦＥＴ７６と、ＦＥＴ７４および７６を同時に開
閉させるＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴのＦＥＴ７８とを有
する。ＦＥＴ７４のドレイン端子はＦＥＴ７０のゲート
端子と接続されており、ＦＥＴ７６のドレイン端子はＦ
ＥＴ７２のゲート端子と接続されている。ＦＥＴ７４お
よび７６のゲート端子はＦＥＴ７８のドレイン端子と接
続されており、ＦＥＴ７４および７６のソース端子は前
記供給電圧選択部６２と接続されている。

【００３３】ＦＥＴ７８のソース端子はグランドライン
Ｇと接続されている。また、ＦＥＴ７８のゲート端子に
はマイコン２０から出力される制御信号Ｃ１が入力され
る。

【００３４】交流変換ハイサイド電源部５８は、モータ
２０２の巻線に誘起する交流の誘起電圧（負荷連動交流
電圧）Ｖａを入力して直流成分を除去する第１キャパシ
タ（またはコンデンサ）８８と、第１キャパシタ８８に
より直流成分を除去した交流電圧の基準値を設定する第
１ダイオード９０と、第１ダイオード９０により基準値
の設定された交流電圧を整流する第２ダイオード９２
と、第２ダイオード９２により整流された電圧を充電す
る第２キャパシタ（またはコンデンサ）９４とを有す
る。第２キャパシタ９４のマイナス端子および第１ダイ
オード９０のアノード端子は、インバータ２８の端子Ｐ
と前記スイッチ部５０とを接続する電源供給ラインＡと
接続されている。このように交流変換ハイサイド電源部
５８は、電源供給ラインＡを基準として、所謂、倍電圧
整流回路を構成している。

【００３５】直流変換ハイサイド電源部６０は、光電変
換機能をもつフォトカプラ９６と、前記制御信号Ｃ２に
基づきフォトカプラ９６を有効または無効にするＮチャ
ネル型ＭＯＳＦＥＴのＦＥＴ９８と、フォトカプラ９６
の入力側アノード端子９６ａと接続されフォトカプラ９
６への入力電流を設定する抵抗１００とを有する。

【００３６】ＦＥＴ９８のソース端子はグランドライン
Ｇと接続されている。ＦＥＴ９８のゲート端子にはマイ
コン２０から出力される制御信号Ｃ２が入力されてい
る。ＦＥＴ９８のドレイン端子はフォトカプラ９６の入
力側カソード端子９６ｂと接続されている。

【００３７】フォトカプラ９６の出力側アノード端子９
６ｃは、供給電圧選択部６２と接続され、出力側カソー
ド端子９６ｄは、前記電源供給ラインＡと接続されてい
る。

【００３８】フォトカプラ９６は、内部に発光ダイオー
ド（発光素子）１０２と、該発光ダイオード１０２の発
する光（赤外光等を含む）を受光して光起電力効果によ
り起電力を発生するフォトダイオード（発電素子）１０
４とを有し、所謂、フォトボルとして機能する。発光ダ
イオード１０２は、入力側アノード端子９６ａと入力側
カソード端子９６ｂの間に備えられ、フォトダイオード
１０４は、出力側アノード端子９６ｃと出力側カソード
端子９６ｄの間に備えられている。実際、フォトダイオ
ード１０４はアレイ状に複数個が直列接続されており、
前記ＦＥＴ７０、７２を駆動するために十分な起電力を
発生することができる。フォトダイオード１０４は、具
体的には、Ｓｉ型、ＧａＡｓ型等で、光起電力効果を発
揮するｐｎ接合部を有する素子を用いることができる。

【００３９】供給電圧選択部６２は、アノード端子が前
記交流変換ハイサイド電源部５８に接続された第３ダイ
オード１０６と、アノード端子が前記直流変換ハイサイ
ド電源部６０に接続された第４ダイオード１０８とを有
する。第３および第４ダイオード１０６、１０８のカソ
ード端子は互いに接続して、Ｎチャネル半導体スイッチ
駆動部５４と接続されている。

【００４０】回生キャパシタスイッチ部６４は、Ｎチャ
ネル型ＭＯＳＦＥＴのＦＥＴ１１０を有する。ＦＥＴ１
１０のドレイン端子は回生キャパシタ１４と接続されて
おり、ソース端子はグランドラインＧと接続されてい
る。また、ＦＥＴ１１０のゲート端子にはマイコン２０
から出力される制御信号Ｃ３が入力されている。

【００４１】次に、スイッチ部５０およびＮチャネル半
導体スイッチ駆動部５４の動作について説明する。

【００４２】制御信号Ｃ１が論理値「１」のとき、ＦＥ
Ｔ７８におけるゲート端子の電圧がソース端子、つまり
グランドラインＧより高い電圧になるので、ＦＥＴ７８
は導通となる。逆に、制御信号Ｃ１が論理値「０」のと
きにＦＥＴ７８は遮断となる。ＦＥＴ７８が導通のと
き、ＦＥＴ７４および７６のゲート端子は論理値「０」
となるので、ＦＥＴ７４および７６は導通となる。ＦＥ
Ｔ７４および７６が導通のとき、供給電圧選択部６２で
選択された交流変換ハイサイド電圧Ｖｈａまたは直流変
換ハイサイド電圧ＶｈｂがＦＥＴ７０および７２のゲー
ト端子に印加される。交流変換ハイサイド電圧Ｖｈａま
たは直流変換ハイサイド電圧Ｖｈｂは、ＦＥＴ７０およ
び７２のソース端子の印加電圧より高い電圧なので、結
果としてＦＥＴ７０および７２は導通となる。

【００４３】制御信号Ｃ１が論理値「０」のときには、
ＦＥＴ７８が遮断となる。これによりＦＥＴ７０、７
２、７４および７６は遮断となる。

【００４４】次に、交流変換ハイサイド電源部５８の動
作について図２および図３を参照しながら説明する。な
お、交流変換ハイサイド電源部５８は、モータ２０２の
回転中に動作するものである。以下の説明においてもモ
ータ２０２は回転中であるものとする。

【００４５】第１キャパシタ８８は、モータ２０２の巻
線に誘起した誘起電圧Ｖａを入力し、この誘起電圧Ｖａ
の直流成分を除去する。第１キャパシタ８８により直流
成分を除去した交流電圧は、第１ダイオード９０により
基準値が設定される。つまり、第１ダイオード９０のア
ノード端子は、モータ２０２の回転中はバッテリ１２の
１２［Ｖ］の「＋」電極と導通しているので、第１ダイ
オード９０の順方向電圧０．６［Ｖ］を差し引いた１
１．４［Ｖ］が基準値となる。

【００４６】従って、図３に示すように、誘起電圧Ｖａ
の振幅値をＶｐ［Ｖ］とすれば、第１ダイオード９０の
カソード端子の電圧は１１．４〜１１．４＋Ｖｐ［Ｖ］
の範囲の交流電圧３００となる。

【００４７】基準値の設定された交流電圧３００は、第
２ダイオード９２によって整流され、第２ダイオード９
２の順方向電圧０．６［Ｖ］がカットされる。つまり、
破線３０２の部分がカットされる。これにより、実線の
１２〜１１．４＋Ｖｐ［Ｖ］の電圧が第２キャパシタ９
４によって充電される。第２キャパシタ９４によって充
電された電荷が交流変換ハイサイド電圧Ｖｈａとして供
給電圧選択部６２に供給される。

【００４８】交流変換ハイサイド電圧Ｖｈａは、交流電
圧３００の電圧がピークを経過した後、次のピーク時ま
では、第２キャパシタ９４に充電された電荷によりＦＥ
Ｔ７４および７６に駆動電力を供給するが、この駆動電
力および第２キャパシタ９４の漏れ電力は微小値なの
で、電圧ドロップδも微小である。従って、交流変換ハ
イサイド電圧Ｖｈａは、電圧値がおおよそ１１．４＋Ｖ
ｐ［Ｖ］の直流電圧となる。ここで、誘起電圧Ｖａの振
幅値Ｖｐ［Ｖ］は十分に大きい値なので、結果として、
交流変換ハイサイド電圧Ｖｈａは１２［Ｖ］より十分に
大きい値になる。また、交流変換ハイサイド電源部５８
には抵抗素子がないので、交流変換ハイサイド電源部５
８内における電力損失は極めて小さい。

【００４９】次に、直流変換ハイサイド電源部６０の動
作について図２を参照しながら説明する。

【００５０】制御信号Ｃ２が論理値「１」のとき、ＦＥ
Ｔ９８におけるゲート端子の電圧がソース端子、つまり
グランドラインＧより高い電圧になるので、ＦＥＴ９８
は導通となる。逆に、制御信号Ｃ２が論理値「０」のと
きにＦＥＴ９８は遮断となる。ＦＥＴ９８が導通のと
き、フォトカプラ９６の発光ダイオード１０２は、順方
向の電流が流れることにより発光する。このとき流れる
電流は、抵抗１００により適切な電流値に設定されてい
る。この電流値は、数十ｍＡという微小な値である。

【００５１】フォトダイオード１０４は、発光ダイオー
ド１０２の発する光を受光して起電力を生じる。この機
能は光起電力効果を利用するものであり、太陽電池と同
じ原理である。発生した起電力は、出力側カソード端子
９６ｄの電位を基準とした電圧として出力側アノード端
子９６ｃから出力される。この出力側アノード端子９６
ｃは、入力端子の入力側アノード端子９６ａおよび入力
側カソード端子９６ｂと電気的に絶縁されており、しか
も、出力側カソード端子９６ｄは電源供給ラインＡと接
続されているので、結果として、出力側アノード端子９
６ｃの電圧は、電源供給ラインＡの電圧を基準にフォト
ダイオード１０４の生成する起電力が上積みされた電圧
となる。フォトダイオード１０４はアレイ状に複数個が
直列接続されているので、出力側アノード端子９６ｃの
電圧は、前記ＦＥＴ７０、７２を駆動するのに十分大き
い電圧となる。この出力側アノード端子９６ｃの電圧
は、直流変換ハイサイド電圧Ｖｈｂとして供給電圧選択
部６２へ供給される。

【００５２】次に、供給電圧選択部６２は、交流変換ハ
イサイド電圧Ｖｈａと直流変換ハイサイド電圧Ｖｈｂの
うち電圧の高い方を選択してＮチャネル半導体スイッチ
駆動部５４へ供給する。

【００５３】具体的には、交流変換ハイサイド電圧Ｖｈ
ａが直流変換ハイサイド電圧Ｖｈｂより大きいときに
は、交流変換ハイサイド電圧Ｖｈａが第３ダイオード１
０６を通じてＮチャネル半導体スイッチ駆動部５４へ供
給される。このとき、第４ダイオード１０８は、カソー
ド側がアノード側より電圧が高い逆方向電圧が印加され
ることから非導通となり、直流変換ハイサイド電圧Ｖｈ
ｂを遮断する。また、直流変換ハイサイド電圧Ｖｈｂが
交流変換ハイサイド電圧Ｖｈａより大きいときには、直
流変換ハイサイド電圧Ｖｈｂが第４ダイオード１０８を
通じてＮチャネル半導体スイッチ駆動部５４へ供給され
る。このとき、第３ダイオード１０６に逆方向電圧が印
加され、交流変換ハイサイド電圧Ｖｈａを遮断する。

【００５４】このように、供給電圧選択部６２は、第３
および第４ダイオード１０６、１０８の機能により、交
流変換ハイサイド電圧Ｖｈａと直流変換ハイサイド電圧
Ｖｈｂのうち電圧の高い方を自動的に選択することがで
きる。このとき選択指示の信号等は不要である。

【００５５】次に、回生キャパシタスイッチ部６４の動
作について説明する。

【００５６】回生キャパシタスイッチ部６４は、ＦＥＴ
１１０により、回生キャパシタ１４のマイナス側電極と
グランドラインＧとの間を開閉させ、回生キャパシタ１
４の充放電機能を有効または無効にする機能をもつ。

【００５７】制御信号Ｃ３が論理値「１」のとき、ＦＥ
Ｔ１１０におけるゲート端子の電圧がソース端子、つま
りグランドラインＧより高い電圧になるので、ＦＥＴ１
１０は導通となる。逆に、制御信号Ｃ３が論理値「０」
のときにＦＥＴ１１０は遮断となる。ＦＥＴ１１０が導
通のときは、回生キャパシタ１４のマイナス側電極とバ
ッテリ１２の「−」電極との間が導通するので、回生キ
ャパシタ１４はインバータ２８の端子ＰおよびＮの間に
接続されることとなり、回生キャパシタ１４の充放電機
能が有効になる。ＦＥＴ１１０が遮断のときには、回生
キャパシタ１４は、充電した電荷を保持したまま、それ
以上の充電および放電が無効になる。

【００５８】次に、このように構成される電源開閉制御
装置１０ａを用いて電源開閉制御を行い、さらに電動車
両２００を走行させる方法について、図２および図４を
参照しながら説明する。

【００５９】なお、図４に示される処理は、実際上は主
にＣＰＵ２０ａがプログラム２０ｂに従って行う処理で
あり、微小時間毎に繰り返し実行される。

【００６０】ステップＳ１において、ＣＰＵ２０ａは、
第１および第２入力インターフェース２４、３０を介し
て電動車両２００に関する情報を読み込む。

【００６１】次に、ステップＳ２において、読み込んだ
情報から電動車両２００の走行状態を判断する。電動車
両２００が停止中であればステップＳ７へ移り、走行中
および走行開始時であるときには次のステップＳ３に移
る。

【００６２】ステップＳ３においては、電動車両２００
の走行状態をさらに詳細に判断し、電動車両２００が走
行開始時であるときにはステップＳ４へ移る。また、電
動車両２００が通常走行中であるときにはステップＳ５
へ移る。さらに、電動車両２００が回生動作中であると
きにはステップＳ６へ移る。

【００６３】これらの判断は、読み込んだアクセルやハ
ンドルの状態およびモータ２０２の磁極位置等から総合
的に判断する。

【００６４】ステップＳ３からステップＳ５へ移る条件
として、交流変換ハイサイド電圧Ｖｈａを抵抗分圧する
などして、マイコン２０でこの分圧値を読み込みおよび
確認してから移行するようにしてもよい。

【００６５】ステップＳ４、つまり電動車両２００の走
行開始時においては、制御信号Ｃ１を論理値「１」、制
御信号Ｃ２を論理値「１」、制御信号Ｃ３を論理値
「０」としてそれぞれ出力する。

【００６６】制御信号Ｃ２が論理値「１」なので、直流
変換ハイサイド電源部６０が直流変換ハイサイド電圧Ｖ
ｈｂを生成し、この直流変換ハイサイド電圧Ｖｈｂが供
給電圧選択部６２に供給される。このとき、誘起電圧Ｖ
ａは誘起されていないので、交流変換ハイサイド電源部
５８は無効であり、交流変換ハイサイド電圧Ｖｈａは生
成されない。従って、供給電圧選択部６２では直流変換
ハイサイド電圧Ｖｈｂが選択されてＮチャネル半導体ス
イッチ駆動部５４に供給される。

【００６７】Ｎチャネル半導体スイッチ駆動部５４で
は、制御信号Ｃ１が論理値「１」なので、ＦＥＴ７４お
よび７６は導通となる。従って、Ｎチャネル半導体スイ
ッチ駆動部５４に供給された直流変換ハイサイド電圧Ｖ
ｈｂは、ＦＥＴ７４および７６を通じてスイッチ部５０
のＦＥＴ７０および７２に供給される。これにより、ス
イッチ部５０、つまりＦＥＴ７０および７２は導通とな
り、バッテリ１２の「＋」電極がインバータ２８の端子
Ｐと導通する。

【００６８】インバータ２８は、バッテリ１２から供給
される直流電琉を交流電琉に変換し、変換した交流電圧
をモータ２０２に供給するので、モータ２０２が回転を
開始し、電動車両２００が走行を開始する。また、回生
キャパシタスイッチ部６４は遮断となる。

【００６９】このようにステップＳ４においては、直流
変換ハイサイド電圧Ｖｈｂを用いてスイッチ部５０の開
閉動作を行うことができる。従って、交流変換ハイサイ
ド電圧Ｖｈａが生成されていない状態でもモータ２０２
を回転させることができる。

【００７０】スイッチ部５０は、ＮチャネルのＦＥＴ７
０および７２により開閉動作を行うので、オン抵抗が非
常に小さい。従って、スイッチ部５０における電力損失
が小さい。

【００７１】ステップＳ５、つまり電動車両２００の通
常走行時においては、制御信号Ｃ１を論理値「１」、制
御信号Ｃ２を論理値「０」、制御信号Ｃ３を論理値
「０」としてそれぞれ出力する。

【００７２】制御信号Ｃ２が論理値「０」なので、直流
変換ハイサイド電源部６０は直流変換ハイサイド電圧Ｖ
ｈｂを生成しない。一方、モータ２０２の回転に伴って
誘起電圧Ｖａが誘起されているので、交流変換ハイサイ
ド電源部５８が有効となって交流変換ハイサイド電圧Ｖ
ｈａが生成される。従って、供給電圧選択部６２では、
交流変換ハイサイド電圧Ｖｈａが選択されてＮチャネル
半導体スイッチ駆動部５４に供給される。

【００７３】Ｎチャネル半導体スイッチ駆動部５４で
は、制御信号Ｃ１が論理値「１」なので、ＦＥＴ７４お
よび７６は導通となる。従って、Ｎチャネル半導体スイ
ッチ駆動部５４に供給された交流変換ハイサイド電圧Ｖ
ｈａは、ＦＥＴ７０および７２に供給される。これによ
り、スイッチ部５０、つまりＦＥＴ７０および７２は導
通となり、バッテリ１２の「＋」電極とインバータ２８
の端子Ｐとの導通状態が保たれる。これにより、インバ
ータ２８に電力が供給されるので、モータ２０２は回転
し続けることができる。また、回生キャパシタスイッチ
部６４は遮断となる。

【００７４】このようにステップＳ５においては、モー
タ２０２が回転中であることから、交流変換ハイサイド
電源部５８が有効になり、交流変換ハイサイド電源部５
８が出力する交流変換ハイサイド電圧Ｖｈａを用いてス
イッチ部５０の開閉動作を行うことができる。

【００７５】また、ステップＳ５においては、直流変換
ハイサイド電圧Ｖｈｂは不要であり、制御信号Ｃ２を論
理値「０」にすることで発光ダイオード１０２を消灯さ
せて電力消費を抑えることができる。なお、発光ダイオ
ード１０２および抵抗１００の電力消費が問題とならな
いとき、または、モータ２０２の回転開始直後で誘起電
圧Ｖａが不安定であるときには、制御信号Ｃ２を論理値
「１」としてもよい。この場合、交流変換ハイサイド電
源部５８と直流変換ハイサイド電源部６０の双方が有効
となり、交流変換ハイサイド電圧Ｖｈａと直流変換ハイ
サイド電圧Ｖｈｂの両方が生成される。供給電圧選択部
６２では、交流変換ハイサイド電圧Ｖｈａと直流変換ハ
イサイド電圧Ｖｈｂのいずれか一方の高い電圧を自動的
に選択してＮチャネル半導体スイッチ駆動部５４に供給
することができる。

【００７６】ステップＳ６、つまり電動車両２００の回
生動作時においては、制御信号Ｃ１を論理値「０」、制
御信号Ｃ２を論理値「０」、制御信号Ｃ３を論理値
「１」としてそれぞれ出力する。これにより、回生キャ
パシタスイッチ部６４が導通となり、回生キャパシタ１
４がインバータ２８の端子ＰおよびＮに接続される。

【００７７】この状態において、回生制動を行うと、モ
ータ２０２が発電機となって発電した電力はインバータ
２８を介して回生キャパシタ１４に充電される。また、
回生運転を行うと、回生キャパシタ１４に充電された電
荷によりインバータ２８に電力を供給してモータ２０２
を回転させることができる。

【００７８】また、モータ２０２が高電圧を発生したと
きも、スイッチ部５０は遮断となっていることから、そ
の高電圧からバッテリ１２を保護することができる。

【００７９】ステップＳ７、つまり電動車両２００の停
止中においては、制御信号Ｃ１を論理値「０」、制御信
号Ｃ２を論理値「０」、制御信号Ｃ３を論理値「０」と
してそれぞれ出力する。これにより、スイッチ部５０、
回生キャパシタスイッチ部６４は全て遮断となる。

【００８０】この状態では、バッテリ１２および回生キ
ャパシタ１４は、インバータ２８から遮断されるので、
バッテリ１２および回生キャパシタ１４の放電を防止で
きる。すなわち、インバータ２８が待機時電流などの多
少の電力消費がある場合においても、その電力消費によ
るバッテリ１２および回生キャパシタ１４の放電を防止
できる。

【００８１】次に、第２の実施の形態に係る電源開閉制
御装置１０ｂについて図１、図５および図６を参照しな
がら説明する。

【００８２】図１に示すように、電源開閉制御装置１０
ｂは電源制御回路１６ｂを有し、第１の実施の形態に係
る電源開閉制御装置１０ａと同様に電動車両２００に対
して適用される。以下、電源開閉制御装置１０ａと同じ
構成要素については同符号を付してその詳細な説明を省
略する。

【００８３】図５に示すように、電源制御回路１６ｂ
は、負荷非連動交流電源１２０の生成する負荷非連動交
流電圧Ｖｂまたは前記誘起電圧Ｖａのいずれか一方を選
択する入力電圧選択部１２１を有する。

【００８４】負荷非連動交流電源１２０は、インバータ
２８またはモータ２０２等の負荷に対して独立的に交流
電圧を生成する電源であり、制御信号Ｃ２が論理値
「１」になることによって負荷非連動交流電圧Ｖｂを発
生する。この負荷非連動交流電源１２０は、電源制御回
路１６ｂの内部または外部のいずれに設けられていても
よい。

【００８５】この負荷非連動交流電源１２０は、任意の
交流電源を用いることができ、例えば、前記マイコン２
０（図１参照）で用いる動作クロックに基づく発振波な
どの矩形波の電圧を用いてもよい。マイコン２０の動作
クロックを用いると、専用の交流電源を用意する必要が
ない。

【００８６】負荷非連動交流電源１２０は、ＦＥＴ７０
および７２を駆動する電力で足りるので、小電力の電源
でよい。また、制御信号Ｃ２は必ずしも必要ではなく、
負荷非連動交流電源１２０は、負荷非連動交流電圧Ｖｂ
を常時生成するものであってもよい。

【００８７】入力電圧選択部１２１は、カソード端子
（負荷連動交流電圧入力部）から誘起電圧Ｖａを入力す
る第５ダイオード１２２と、カソード端子（負荷非連動
交流電圧入力部）から負荷非連動交流電圧Ｖｂを入力す
る第６ダイオード１２４とを有する。第５および第６ダ
イオード１２２、１２４のそれぞれのアノード端子は、
交流変換ハイサイド電源部５８と接続されている。

【００８８】この入力電圧選択部１２１は、第１の実施
形態における前記供給電圧選択部６２と同一の構成であ
る。従って、入力電圧選択部１２１は、供給電圧選択部
６２と同作用を奏し、誘起電圧Ｖａまたは負荷非連動交
流電圧Ｖｂのうち、いずれか電圧の高い一方を自動的に
選択して交流変換ハイサイド電源部５８に供給すること
ができる。交流変換ハイサイド電源部５８では交流変換
ハイサイド電圧Ｖｈａを生成し、Ｎチャネル半導体スイ
ッチ駆動部５４に直接供給する。

【００８９】電源開閉制御装置１０ｂのマイコン２０
は、第１の実施形態と同様の動作、すなわち、図４に示
すフローチャートに従って処理を行う。以下、マイコン
２０の制御下における電源制御回路１６ｂの動作につい
て説明する。

【００９０】図４のフローチャートにおいて、ステップ
Ｓ１〜Ｓ３は、マイコン２０の処理であり、電源制御回
路１６ｂにおける処理はない。

【００９１】ステップＳ４、つまり電動車両２００の走
行開始時では、制御信号Ｃ２が論理値「１」なので、負
荷非連動交流電源１２０が負荷非連動交流電圧Ｖｂを生
成し、この負荷非連動交流電圧Ｖｂが入力電圧選択部１
２１に供給される。このとき、誘起電圧Ｖａは誘起され
ていないので、入力電圧選択部１２１は、自動的に負荷
非連動交流電圧Ｖｂを選択して交流変換ハイサイド電源
部５８に供給する。

【００９２】交流変換ハイサイド電源部５８では、負荷
非連動交流電圧Ｖｂに基づいて交流変換ハイサイド電圧
Ｖｈａを生成する。このとき、負荷非連動交流電圧Ｖｂ
は、正弦波である必要はなく、適当な振幅を有する交流
成分を含む電圧であればよい。なぜなら、交流変換ハイ
サイド電源部５８の入力部である第１キャパシタ８８で
直流成分がカットされ、交流成分のみが第１キャパシタ
８８を通過し、第１の実施の形態と同様に、直流の交流
変換ハイサイド電圧Ｖｈａが生成されるからである。

【００９３】生成された交流変換ハイサイド電圧Ｖｈａ
は、そのままＮチャネル半導体スイッチ駆動部５４に供
給される。Ｎチャネル半導体スイッチ駆動部５４では、
制御信号Ｃ１が論理値「１」なので、交流変換ハイサイ
ド電圧Ｖｈａは、ＦＥＴ７４および７６を通じてスイッ
チ部５０に供給され、ＦＥＴ７０および７２を導通させ
る。

【００９４】ステップＳ５、つまり電動車両２００の通
常走行時においては、制御信号Ｃ２が論理値「０」なの
で、負荷非連動交流電源１２０は負荷非連動交流電圧Ｖ
ｂを生成しない。一方、モータ２０２の回転に伴って誘
起電圧Ｖａが誘起されているので、入力電圧選択部１２
１は、自動的に誘起電圧Ｖａを選択して交流変換ハイサ
イド電源部５８に供給する。交流変換ハイサイド電源部
５８では、誘起電圧Ｖａに基づいて交流変換ハイサイド
電圧Ｖｈａを生成する。生成された交流変換ハイサイド
電圧Ｖｈａは、Ｎチャネル半導体スイッチ駆動部５４を
通じてスイッチ部５０に供給され、ＦＥＴ７０および７
２を導通状態を維持する。

【００９５】図４のフローチャートにおいて、ステップ
Ｓ６およびＳ７（回生動作時および停止時）では、電源
制御回路１６ｂは第１の実施形態と同じ動作を行う。

【００９６】このように、第２の実施形態に係る電源開
閉制御装置１０ｂによれば、誘起電圧Ｖａおよび負荷非
連動交流電圧Ｖｂの２つの交流電圧から１つを選択して
交流変換ハイサイド電源部５８に供給することにより、
交流変換ハイサイド電圧Ｖｈａを生成することができ
る。

【００９７】誘起電圧Ｖａおよび負荷非連動交流電圧Ｖ
ｂは、スイッチ部５０を駆動することのみに用いられる
ので、小電力の電源でよい。

【００９８】第２の実施形態の変形例として、入力電圧
選択部１２１の代わりに、図６に示すような切換器１２
１ａを用いてもよい。この切換器１２１ａは、制御信号
Ｃ２またはその増幅信号によって切り換えられるもので
あり、制御信号Ｃ２が論理値「１」のときに、負荷非連
動交流電圧Ｖｂが交流変換ハイサイド電源部５８と導通
し、制御信号Ｃ２が論理値「０」のときに、誘起電圧Ｖ
ａと交流変換ハイサイド電源部５８が導通する。

【００９９】また、切換器１２１ａを、前記供給電圧選
択部６２（図２参照）の代替として用いてもよい。

【０１００】入力電圧選択部１２１または切換器１２１
ａは、３つ以上の交流電圧から１つを選択するようにし
て、交流変換ハイサイド電源部５８に供給してもよい。

【０１０１】上述の第１および第２の実施形態において
は、スイッチ部５０は、２つのＦＥＴ７０および７２に
よって開閉動作を行う例について示したが、Ｎチャネル
ＦＥＴの段数を並列に増設することにより、スイッチ部
５０全体としてのオン抵抗を低減するようにしてもよ
い。例えば、図７に示すように、スイッチ部５０ａを、
ＮチャネルのＦＥＴ７０ａ〜７０ｄおよびＮチャネルの
ＦＥＴ７２ａ〜７２ｄのそれぞれ４段の並列回路として
もよい。

【０１０２】また、回生キャパシタスイッチ部６４も、
複数個のＦＥＴを並列に接続する構成にしてもよい。

【０１０３】さらに、スイッチ部５０を構成するスイッ
チ素子は、ＦＥＴに限らず、Ｎチャネル半導体であれば
ＩＧＢＴ、トランジスタ等であってもよい。

【０１０４】上述したように、第１および第２の実施形
態によれば、オン抵抗の小さいＮチャネル型ＭＯＳＦＥ
ＴのＦＥＴ７０および７２によってバッテリ１２とイン
バータ２８とを導通させるので、電力損失を低減するこ
とができる。また、ＭＯＳＦＥＴの特徴として、ゲート
端子の駆動電流は極めて小さい。

【０１０５】ＦＥＴ７０および７２のソース端子には１
２［Ｖ］が印加されるので、ゲート端子の電圧は１２
［Ｖ］以上の電圧が必要であるが、この駆動用の電圧と
して、交流変換ハイサイド電源部５８または直流変換ハ
イサイド電源部６０を用いることができる。

【０１０６】交流変換ハイサイド電源部５８は、第１、
第２キャパシタ８８、９４と第１、第２ダイオード９
０、９２とによって構成される極めて簡便な回路であ
り、しかも廉価に構成できる。交流変換ハイサイド電圧
Ｖｈａは小電力でよいので、第１、第２キャパシタ８
８、９４および第１、第２ダイオード９０、９２は小電
力用のものでよい。また、交流変換ハイサイド電源部５
８に入力する誘起電圧Ｖａも小電力でよい。

【０１０７】直流変換ハイサイド電源部６０は、フォト
カプラ９６、ＦＥＴ９８および抵抗１００からなる簡便
かつ廉価な構成である。内部の発光ダイオード１０２の
消費電力は微小である。また、通常走行時においては、
制御信号Ｃ２を論理値「０」にすることで、直流変換ハ
イサイド電源部６０における消費電力をほぼ０にするこ
とができる。

【０１０８】スイッチ部５０は、ＮチャネルＭＯＳＦＥ
ＴであるＦＥＴ７０および７２によって構成されてい
る。つまり、機械式リレーやコンタクタまたはＰチャネ
ル半導体素子を使用しないので、チャタリングやサージ
ノイズを大幅に低減させることができるとともにオン抵
抗を小さくすることができる。

【０１０９】さらに、大容量のスイッチング素子はスイ
ッチ部５０のＦＥＴ７０および７２だけなので、電源制
御回路１６ａ、１６ｂ上の実装面積を小さくすることが
できる。

【０１１０】なお、この発明に係る電源開閉制御装置お
よび制御方法は、上述の実施の形態例に限らず、この発
明の要旨を逸脱することなく、種々の構成およびステッ
プを採り得ることはもちろんである。

【０１１１】

【発明の効果】以上説明したように、本発明に係る電源
開閉制御装置および制御方法によれば、電源と負荷との
間を導通させる際に、導通させるスイッチ部における電
力損失を低減させるとともに、スイッチ部を駆動させる
電源回路を簡便かつ低コストで構成することができると
いう効果が達成される。

【図面の簡単な説明】

【図１】電動車両における電源開閉制御装置の機能を示
すブロック図である。

【図２】第１の実施形態における電源制御回路のブロッ
ク図である。

【図３】ハイサイド電源部がハイサイド電圧を生成する
過程を示す電圧波形図である。

【図４】第１および第２の実施形態における電源開閉制
御方法の手順を示すフローチャートである。

【図５】第２の実施形態における電源制御回路のブロッ
ク図である。

【図６】第２の実施形態の変形例における電源制御回路
のブロック図である。

【図７】スイッチ部の変形例を示す概略回路図である。

【符号の説明】

１０ａ、１０ｂ…電源開閉制御装置 １２…バッテリ １４…回生キャパシ
タ １６ａ、１６ｂ…電源制御回路 ２０…マイコン ２８…インバータ ５０…スイッチ部 ５４…Ｎチャネル半導体スイッチ駆動部 ５８…交流変換ハイサイド電源部 ６０…直流変換ハイ
サイド電源部 ６２…供給電圧選択部 ６４…回生キャパシ
タスイッチ部 ８８…第１キャパシタ ９０…第１ダイオー
ド ９２…第２ダイオード ９４…第２キャパシ
タ １２１…入力電圧選択部 ２００…電動車両 ２０２…モータ ２０４…ディファレ
ンシャルギア Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３…制御信号 Ｖａ…誘起電圧（負
荷連動交流電圧） Ｖｂ…負荷非連動交流電圧 Ｖｈａ…交流変換ハ
イサイド電圧 Ｖｈｂ…直流変換ハイサイド電圧

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 合葉 司 埼玉県狭山市新狭山１−10−１ ホンダエ ンジニアリング株式会社内 (72)発明者 能島 章央 埼玉県狭山市新狭山１−10−１ ホンダエ ンジニアリング株式会社内 (72)発明者 深澤 英樹 埼玉県狭山市新狭山１−10−１ ホンダエ ンジニアリング株式会社内 Ｆターム(参考） 5G003 AA07 BA01 DA07 FA06 GB06 5H007 AA03 BB06 CA02 CC01 CC23 DB03 DB09 GA01 GA08

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】電源と負荷との間に設けられ、Ｎチャネル
   半導体スイッチにより開閉動作を行うスイッチ部と、 前記負荷の動作に連動して発生する交流電圧から電源電
   圧より高い電圧の交流変換ハイサイド電圧を生成する交
   流変換ハイサイド電源部と、 前記電源に基づいて、前記電源と電気的に絶縁して電源
   電圧より高い電圧の直流変換ハイサイド電圧を生成する
   直流変換ハイサイド電源部と、 前記交流変換ハイサイド電圧または前記直流変換ハイサ
   イド電圧のいずれか一方を選択する供給電圧選択部と、 前記供給電圧選択部から供給される前記交流変換ハイサ
   イド電圧または前記直流変換ハイサイド電圧を用いて前
   記スイッチ部を開閉させるＮチャネル半導体スイッチ駆
   動部と、 を有することを特徴とする電源開閉制御装置。
2. 【請求項２】請求項１記載の電源開閉制御装置におい
   て、 前記負荷は、直流電流を交流電流に変換するインバータ
   と、前記インバータに接続されたモータとを含み、 前記交流電圧は、前記インバータの出力電圧または前記
   モータの巻線に誘起する誘起電圧であることを特徴とす
   る電源開閉制御装置。
3. 【請求項３】請求項２記載の電源開閉制御装置におい
   て、 前記供給電圧選択部は、前記モータの始動時に前記直流
   変換ハイサイド電圧を選択し、前記モータの始動後に前
   記交流変換ハイサイド電圧を選択する構成であることを
   特徴とする電源開閉制御装置。
4. 【請求項４】請求項１〜３のいずれか１項に記載の電源
   開閉制御装置において、 前記交流変換ハイサイド電源部は、交流電圧を入力し該
   交流電圧の直流成分を除去する第１キャパシタと、 前記第１キャパシタにより直流成分を除去した交流電圧
   の基準値を設定する第１ダイオードと、 前記第１ダイオードにより基準値の設定された交流電圧
   を整流する第２ダイオードと、 前記第２ダイオードにより整流された電圧を充電する第
   ２キャパシタと、 を有することを特徴とする電源開閉制御装置。
5. 【請求項５】請求項１〜４のいずれか１項に記載の電源
   開閉制御装置において、 前記直流変換ハイサイド電源部は、前記電源によって発
   光する発光素子と、 前記発光素子の発する光を受光し、光起電力効果によっ
   て前記直流変換ハイサイド電圧を生成する発電素子と、 を有することを特徴とする電源開閉制御装置。
6. 【請求項６】電源と負荷との間に設けられ、Ｎチャネル
   半導体スイッチにより開閉動作を行うスイッチ部と、 前記負荷に連動して発生する負荷連動交流電圧を入力す
   る負荷連動交流電圧入力部と、 前記負荷と非連動に発生する負荷非連動交流電圧を入力
   する負荷非連動交流電圧入力部と、 前記負荷連動交流電圧入力部および前記負荷非連動交流
   電圧入力部に接続され、前記負荷連動交流電圧または前
   記負荷非連動交流電圧のいずれか一方を選択する入力電
   圧選択部と、 前記入力電圧選択部から入力される負荷連動交流電圧ま
   たは負荷非連動交流電圧に基づいて電源電圧より高い電
   圧の交流変換ハイサイド電圧を生成する交流変換ハイサ
   イド電源部と、 前記交流変換ハイサイド電源部から供給される交流変換
   ハイサイド電圧を用いて前記スイッチ部を開閉させるＮ
   チャネル半導体スイッチ駆動部と、 を有することを特徴とする電源開閉制御装置。
7. 【請求項７】電源に基づいて、前記電源と電気的に絶縁
   して電源電圧より高い電圧の直流変換ハイサイド電圧を
   生成するステップと、 前記直流変換ハイサイド電圧を駆動電源として用い、前
   記電源とモータとの間に設けられたスイッチ部を導通さ
   せて前記モータを始動させるステップと、 前記モータに連動して発生する交流電圧から電源電圧よ
   り高い電圧の交流変換ハイサイド電圧を生成するステッ
   プと、 前記スイッチ部の駆動電源を、前記直流変換ハイサイド
   電圧から前記交流変換ハイサイド電圧に切り換えるステ
   ップと、 を有することを特徴とする電源開閉制御方法。