JP2003309435A - 高周波増幅装置 - Google Patents
高周波増幅装置Info
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- JP2003309435A JP2003309435A JP2002115860A JP2002115860A JP2003309435A JP 2003309435 A JP2003309435 A JP 2003309435A JP 2002115860 A JP2002115860 A JP 2002115860A JP 2002115860 A JP2002115860 A JP 2002115860A JP 2003309435 A JP2003309435 A JP 2003309435A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 歪み補償回路の歪み補償効果によって高効率
を得るとともに、回路規模を削減し小型の高周波増幅器
を提供する。 【解決手段】 前段トランジスタ３と後段トランジスタ
５の間には段間の整合回路４を有し、後段トランジスタ
５の出力側には出力整合回路６を有する動作周波数８０
０ＭＨｚ以上の高周波増幅器において、前段トランジス
タ３の出力端子で観測される前段トランジスタ３の歪み
量（相互変調歪み：ＩＭ３、ＩＭ５）よりも高周波増幅
器の出力端で観測される歪み量の方が小さくなるよう、
２段のトランジスタの出力特性が歪み補償効果を有す
る。
を得るとともに、回路規模を削減し小型の高周波増幅器
を提供する。 【解決手段】 前段トランジスタ３と後段トランジスタ
５の間には段間の整合回路４を有し、後段トランジスタ
５の出力側には出力整合回路６を有する動作周波数８０
０ＭＨｚ以上の高周波増幅器において、前段トランジス
タ３の出力端子で観測される前段トランジスタ３の歪み
量（相互変調歪み：ＩＭ３、ＩＭ５）よりも高周波増幅
器の出力端で観測される歪み量の方が小さくなるよう、
２段のトランジスタの出力特性が歪み補償効果を有す
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電界効果トランジ
スタ（ＦＥＴ）またはバイポーラトランジスタを用いた
高周波増幅器に関するものである。
スタ（ＦＥＴ）またはバイポーラトランジスタを用いた
高周波増幅器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】高周波増幅器には、線形性を保つために
低歪みであることと、消費電力を低減するために高効率
であることが求められる。特に、デジタル方式の携帯電
話に用いられる高周波増幅器は、セットの小型軽量化に
直結するため低歪み・高効率特性が強く要望される。増
幅器の低歪み特性と高効率特性は相反する関係にあるた
め、携帯電話の変調方式に応じた歪み特性の規格を満た
すよう、最大限に高効率となるよう設計されるのが通常
である。
低歪みであることと、消費電力を低減するために高効率
であることが求められる。特に、デジタル方式の携帯電
話に用いられる高周波増幅器は、セットの小型軽量化に
直結するため低歪み・高効率特性が強く要望される。増
幅器の低歪み特性と高効率特性は相反する関係にあるた
め、携帯電話の変調方式に応じた歪み特性の規格を満た
すよう、最大限に高効率となるよう設計されるのが通常
である。
【０００３】このトレードオフを打破する方法として、
いわゆる歪み補償回路技術がある。
いわゆる歪み補償回路技術がある。
【０００４】従来の歪み補償回路は、図８に示すように
増幅器の歪み成分を検知して増幅素子の電源電圧にフィ
ードバックする方法（例えば、特開平５−３０８２２７
号公報）や、図９に示すように２段増幅器の入力側にプ
リディストーション回路を付加する方法（例えば、特開
２００１−１４４５５０号公報）などがある。
増幅器の歪み成分を検知して増幅素子の電源電圧にフィ
ードバックする方法（例えば、特開平５−３０８２２７
号公報）や、図９に示すように２段増幅器の入力側にプ
リディストーション回路を付加する方法（例えば、特開
２００１−１４４５５０号公報）などがある。
【０００５】図８においては、入力側順方向検波回路４
７によって検波された振幅補償回路４１の入力レベルに
相当する正の検波電力と、出力側逆方向検波回路４４に
よって検波された電力増幅器４２の出力電力に相当する
負の検波電力を演算増幅器４６にて差動増幅し、その出
力であるバイアス線４５により振幅補償回路４１を制御
し同回路の増幅量または減衰量を変化させて、結果とし
て増幅器４２の入力電力が制御され見かけ上入力端子３
９と出力端子４８の間で線形性が保たれる。
７によって検波された振幅補償回路４１の入力レベルに
相当する正の検波電力と、出力側逆方向検波回路４４に
よって検波された電力増幅器４２の出力電力に相当する
負の検波電力を演算増幅器４６にて差動増幅し、その出
力であるバイアス線４５により振幅補償回路４１を制御
し同回路の増幅量または減衰量を変化させて、結果とし
て増幅器４２の入力電力が制御され見かけ上入力端子３
９と出力端子４８の間で線形性が保たれる。
【０００６】図９において、入力整合回路３２から出力
整合回路３６までは従来の２段増幅器の構成であり、こ
の入力側にプリディストーション回路３８を負荷した構
成となっている。この増幅器において３２から３６まで
の２段増幅器の有する振幅特性および位相特性とプリデ
ィストーション回路３８の有する振幅特性および位相特
性を逆特性にすることによって、入力端子３１と出力端
子３７の間の増幅特性の線形性を改善することができ
る。
整合回路３６までは従来の２段増幅器の構成であり、こ
の入力側にプリディストーション回路３８を負荷した構
成となっている。この増幅器において３２から３６まで
の２段増幅器の有する振幅特性および位相特性とプリデ
ィストーション回路３８の有する振幅特性および位相特
性を逆特性にすることによって、入力端子３１と出力端
子３７の間の増幅特性の線形性を改善することができ
る。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】上記従来の歪み補償回
路は、いずれも増幅器の回路規模が大きくなり携帯電話
用等の小型化に適さないという欠点があった。
路は、いずれも増幅器の回路規模が大きくなり携帯電話
用等の小型化に適さないという欠点があった。
【０００８】本発明の目的は、歪み補償効果によって高
効率を得るとともに、回路規模を削減し小型の高周波増
幅器を提供することにある。
効率を得るとともに、回路規模を削減し小型の高周波増
幅器を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、本発明の多段増幅器は段間整合回路で歪みを発生
させ、出力整合回路で最終段の増幅素子にも歪みを発生
させ、両者の間で歪み成分を補償することによって出力
の歪みを低減し、高効率・低歪みの高周波増幅器を得
る。
めに、本発明の多段増幅器は段間整合回路で歪みを発生
させ、出力整合回路で最終段の増幅素子にも歪みを発生
させ、両者の間で歪み成分を補償することによって出力
の歪みを低減し、高効率・低歪みの高周波増幅器を得
る。
【００１０】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図面を参照しながら説明する。
て、図面を参照しながら説明する。
【００１１】（実施の形態１）図１に、本発明における
第１の実施の形態の高周波増幅器の回路構成を示す。こ
の増幅装置は前段増幅素子３と後段増幅素子５、および
各増幅素子の高周波整合を取るための回路２、４、６か
らなる２段構成の増幅装置である。
第１の実施の形態の高周波増幅器の回路構成を示す。こ
の増幅装置は前段増幅素子３と後段増幅素子５、および
各増幅素子の高周波整合を取るための回路２、４、６か
らなる２段構成の増幅装置である。
【００１２】図２は図１の段間整合回路４の一実施例、
図３は図１の出力整合回路６の一実施例である。
図３は図１の出力整合回路６の一実施例である。
【００１３】ここで、段間整合回路は、前段の電界効果
トランジスタ（ＦＥＴ）の出力１２から後段ＦＥＴの入
力１８の間で高周波信号が伝搬されるよう整合をとる機
能を果たしており、前記実施例の回路では低域通過フィ
ルタ型の回路構成を持つ一方で、直列にコンデンサ１４
とインダクタ１５を接続することで通過特性に周波域選
択性を持たせる機能も同時に有している。ストリップラ
イン９は前段ＦＥＴ８にドレインバイアスを供給するた
めのものでありバイパスコンデンサ１１によって端子１
０で高周波的に接地されている。
トランジスタ（ＦＥＴ）の出力１２から後段ＦＥＴの入
力１８の間で高周波信号が伝搬されるよう整合をとる機
能を果たしており、前記実施例の回路では低域通過フィ
ルタ型の回路構成を持つ一方で、直列にコンデンサ１４
とインダクタ１５を接続することで通過特性に周波域選
択性を持たせる機能も同時に有している。ストリップラ
イン９は前段ＦＥＴ８にドレインバイアスを供給するた
めのものでありバイパスコンデンサ１１によって端子１
０で高周波的に接地されている。
【００１４】端子１８は図３に示す様に、後段増幅素子
（ＦＥＴ）の入力であり、前段ＦＥＴの出力１２からモ
ジュールの出力側を見た負荷インピーダンス（以下、前
段ＦＥＴ負荷インピーダンス）は、前記段間整合回路と
後段ＦＥＴ、さらに図３に示す出力側整合回路を含んだ
インピーダンスとなる。
（ＦＥＴ）の入力であり、前段ＦＥＴの出力１２からモ
ジュールの出力側を見た負荷インピーダンス（以下、前
段ＦＥＴ負荷インピーダンス）は、前記段間整合回路と
後段ＦＥＴ、さらに図３に示す出力側整合回路を含んだ
インピーダンスとなる。
【００１５】図３において、マイクロストリップライン
２４とコンデンサ２５は高調波トラップ回路を形成し、
ストリップライン２０は後段ＦＥＴ１９にドレインバイ
アスを供給するためのものでありバイパスコンデンサ２
２によって端子２１で高周波的に接地されている。また
２６〜３０の各素子で形成される回路は低域通過フィル
タ型の回路構成を持つ整合回路であり、後段ＦＥＴの負
荷インピーダンスは前記高調波トラップ回路、バイアス
回路、および整合回路によって決まる。
２４とコンデンサ２５は高調波トラップ回路を形成し、
ストリップライン２０は後段ＦＥＴ１９にドレインバイ
アスを供給するためのものでありバイパスコンデンサ２
２によって端子２１で高周波的に接地されている。また
２６〜３０の各素子で形成される回路は低域通過フィル
タ型の回路構成を持つ整合回路であり、後段ＦＥＴの負
荷インピーダンスは前記高調波トラップ回路、バイアス
回路、および整合回路によって決まる。
【００１６】増幅素子の歪み成分はＦＥＴ等の増幅素子
の非線形性によって生じ、この非線形成分の大きさは増
幅素子の整合状態、特に負荷インピーダンスに依存す
る。原理的に、多段増幅器の歪み成分は非線形動作をす
る増幅素子で増幅される度に増えるため、２段増幅器の
場合、前段ＦＥＴはＡ級バイアスにして線形動作させて
歪みの発生を低レベルに抑え、後段ＦＥＴはＢ級または
ＡＢ級にバイアスさせ非線形成分の発生を抑えつつ高効
率動作させて２段増幅器としての動作電流低減を図るよ
う設計される。
の非線形性によって生じ、この非線形成分の大きさは増
幅素子の整合状態、特に負荷インピーダンスに依存す
る。原理的に、多段増幅器の歪み成分は非線形動作をす
る増幅素子で増幅される度に増えるため、２段増幅器の
場合、前段ＦＥＴはＡ級バイアスにして線形動作させて
歪みの発生を低レベルに抑え、後段ＦＥＴはＢ級または
ＡＢ級にバイアスさせ非線形成分の発生を抑えつつ高効
率動作させて２段増幅器としての動作電流低減を図るよ
う設計される。
【００１７】歪み特性は図４に示すように２波入力した
場合の、３次、５次等の相互変調歪み成分（ＩＭ３、Ｉ
Ｍ５、等）によって一般的に記述される。携帯電話に使
用される送信用増幅器では、変調方式によって要望され
る歪みのスペックが異なるが基本的に前記の相互変調歪
みの少ない方が望ましい。歪み成分は増幅素子そのもの
の線形性によっても決まるが、動作条件すなわちバイア
ス点や負荷インピーダンスの設定によっても異なり、通
常、効率とトレードオフの関係に有る。
場合の、３次、５次等の相互変調歪み成分（ＩＭ３、Ｉ
Ｍ５、等）によって一般的に記述される。携帯電話に使
用される送信用増幅器では、変調方式によって要望され
る歪みのスペックが異なるが基本的に前記の相互変調歪
みの少ない方が望ましい。歪み成分は増幅素子そのもの
の線形性によっても決まるが、動作条件すなわちバイア
ス点や負荷インピーダンスの設定によっても異なり、通
常、効率とトレードオフの関係に有る。
【００１８】図５は通常の２段増幅器の入力端子（図１
の端子１）における２波入力の波形と、前段ＦＥＴの出
力（図１の増幅素子３の出力、図２の端子１２の出力）
における波形と、出力端子（図１の端子７）における波
形をそれぞれ示している。
の端子１）における２波入力の波形と、前段ＦＥＴの出
力（図１の増幅素子３の出力、図２の端子１２の出力）
における波形と、出力端子（図１の端子７）における波
形をそれぞれ示している。
【００１９】前述したように通常の２段増幅器は、前段
ＦＥＴ出力の相互変調歪み成分（ＩＭ成分）発生を抑え
て後段ＦＥＴに歪み成分の少ない波形で入力し、後段Ｆ
ＥＴは効率特性を優先しＩＭはスペックを満たすレベル
になるよう設計される。従って、ｘ１＞ｘ３、ｘ２＞ｘ
４である。
ＦＥＴ出力の相互変調歪み成分（ＩＭ成分）発生を抑え
て後段ＦＥＴに歪み成分の少ない波形で入力し、後段Ｆ
ＥＴは効率特性を優先しＩＭはスペックを満たすレベル
になるよう設計される。従って、ｘ１＞ｘ３、ｘ２＞ｘ
４である。
【００２０】ここでｘ１は、前段ＦＥＴの出力端子にお
ける、周波数ｆ２の出力パワーレベル（ｆ１も同じ）と
相互変調によって発生した３次の歪み成分ＩＭ３（周波
数は、２ｆ２−ｆ１と２ｆ２−ｆ２に現れる）のパワー
レベルとの差を表わしており、２ｆ２−ｆ１と２ｆ２−
ｆ２におけるパワーレベルが異なり波形が非対称となっ
ている場合はレベル差の小さい方、すなわち相互変調歪
み成分が大きい方の値とする。
ける、周波数ｆ２の出力パワーレベル（ｆ１も同じ）と
相互変調によって発生した３次の歪み成分ＩＭ３（周波
数は、２ｆ２−ｆ１と２ｆ２−ｆ２に現れる）のパワー
レベルとの差を表わしており、２ｆ２−ｆ１と２ｆ２−
ｆ２におけるパワーレベルが異なり波形が非対称となっ
ている場合はレベル差の小さい方、すなわち相互変調歪
み成分が大きい方の値とする。
【００２１】ｘ２は同様に５次の歪み成分の大きさを表
わす。
わす。
【００２２】また、ｘ３とｘ４は同様に出力端子におけ
る３次と５次の歪み成分の大きさを表わす。
る３次と５次の歪み成分の大きさを表わす。
【００２３】図６は本発明の２段増幅器における歪み波
形を示す図である。図１における後段ＦＥＴ出力（モジ
ュール出力）７での歪み成分は図５と同様であるが、図
２における前段ＦＥＴ出力１２での波形が図５と異なり
歪み成分が大きく、ｘ１＜ｘ３、ｘ２＜ｘ４であること
が特徴である。
形を示す図である。図１における後段ＦＥＴ出力（モジ
ュール出力）７での歪み成分は図５と同様であるが、図
２における前段ＦＥＴ出力１２での波形が図５と異なり
歪み成分が大きく、ｘ１＜ｘ３、ｘ２＜ｘ４であること
が特徴である。
【００２４】これは、前段ＦＥＴで発生した歪み成分と
後段ＦＥＴで発生した歪み成分が逆の位相特性を持つこ
とによって補償されるように各々のＦＥＴの動作状態を
設計しているためである。ＦＥＴの動作状態すなわち歪
み成分の発生状態は、負荷インピーダンスを変えること
によって設計することが出来、予め各々のＦＥＴの高周
波増幅特性の負荷インピーダンス依存性を測定し、所望
の歪み特性になるよう段間整合回路と出力整合回路を設
計しておくことによって前記の歪み補償を行うことがで
きる。
後段ＦＥＴで発生した歪み成分が逆の位相特性を持つこ
とによって補償されるように各々のＦＥＴの動作状態を
設計しているためである。ＦＥＴの動作状態すなわち歪
み成分の発生状態は、負荷インピーダンスを変えること
によって設計することが出来、予め各々のＦＥＴの高周
波増幅特性の負荷インピーダンス依存性を測定し、所望
の歪み特性になるよう段間整合回路と出力整合回路を設
計しておくことによって前記の歪み補償を行うことがで
きる。
【００２５】この負荷インピーダンスは図２に示すよう
に基本的な整合回路によって作られているため、歪み補
償を行うための特別な回路を必要としない。
に基本的な整合回路によって作られているため、歪み補
償を行うための特別な回路を必要としない。
【００２６】本発明の２段増幅器のように前段・後段と
も歪みを発生させる構成にした場合、歪みを抑圧するた
めに動作電流を増やす必要がないため、前段・後段ＦＥ
Ｔとも高効率動作させるように、バイアス条件・負荷イ
ンピーダンス条件を設計することができ、２段増幅器ト
ータルとして高効率特性と低歪み特性を両立させること
が容易に可能である。歪み成分の補償設計は、使用する
変調方式に応じてｘ１＜ｘ３のみであっても良く、ｘ２
＜ｘ４のみであっても良い。また、７次以降の歪み成分
についても同様である。
も歪みを発生させる構成にした場合、歪みを抑圧するた
めに動作電流を増やす必要がないため、前段・後段ＦＥ
Ｔとも高効率動作させるように、バイアス条件・負荷イ
ンピーダンス条件を設計することができ、２段増幅器ト
ータルとして高効率特性と低歪み特性を両立させること
が容易に可能である。歪み成分の補償設計は、使用する
変調方式に応じてｘ１＜ｘ３のみであっても良く、ｘ２
＜ｘ４のみであっても良い。また、７次以降の歪み成分
についても同様である。
【００２７】図７は、上記の歪み補償効果を位相平面を
用いて説明したものである。前段ＦＥＴ出力１２におい
て歪み成分（ＩＭ３、ＩＭ５等）が図のような位相角と
振幅を持っていたとすると、段間の整合回路を通過した
後段ＦＥＴ入力１８では、やや位相角が回転する。一
方、後段ＦＥＴで増幅された時に発生する歪み成分の位
相と振幅が同図の様に入力波の逆位相を持つように負荷
が設定されていれば、補償効果によって結果として後段
ＦＥＴ出力１８での歪み成分の振幅は小さくなる。すな
わち、歪みのレベルを抑圧することができる。
用いて説明したものである。前段ＦＥＴ出力１２におい
て歪み成分（ＩＭ３、ＩＭ５等）が図のような位相角と
振幅を持っていたとすると、段間の整合回路を通過した
後段ＦＥＴ入力１８では、やや位相角が回転する。一
方、後段ＦＥＴで増幅された時に発生する歪み成分の位
相と振幅が同図の様に入力波の逆位相を持つように負荷
が設定されていれば、補償効果によって結果として後段
ＦＥＴ出力１８での歪み成分の振幅は小さくなる。すな
わち、歪みのレベルを抑圧することができる。
【００２８】さらに第一の実施の形態では２段増幅器で
あるが、３段以上の増幅器でも同様の効果が得られる。
この場合は、最終段のＦＥＴと最終段の１つ前段にあた
るＦＥＴの間で歪み補償効果を持たせるのが最も効果的
である。最終段に近づく程動作電流が大きいためであ
る。
あるが、３段以上の増幅器でも同様の効果が得られる。
この場合は、最終段のＦＥＴと最終段の１つ前段にあた
るＦＥＴの間で歪み補償効果を持たせるのが最も効果的
である。最終段に近づく程動作電流が大きいためであ
る。
【００２９】以上、電界効果トランジスタおよびそれを
用いた高周波増幅器について説明したが、バイポーラト
ランジスタおよびそれを用いた高周波増幅器でも同様の
効果が得られることは明らかである。
用いた高周波増幅器について説明したが、バイポーラト
ランジスタおよびそれを用いた高周波増幅器でも同様の
効果が得られることは明らかである。
【００３０】
【発明の効果】以上のように、本発明の高周波増幅器を
形成すれば、従来の付加回路を用いた手法では得ること
のできない小型で高効率・低歪みの特性を有する高周波
増幅器を得ることができる。
形成すれば、従来の付加回路を用いた手法では得ること
のできない小型で高効率・低歪みの特性を有する高周波
増幅器を得ることができる。
【図１】本発明の第１の実施の形態の高周波増幅器の回
路構成図
路構成図
【図２】本発明の第１の実施の形態の高周波増幅器の段
間整合回路の一例を示す図
間整合回路の一例を示す図
【図３】本発明の第１の実施の形態の高周波増幅器の出
力整合回路の一例を示す図
力整合回路の一例を示す図
【図４】増幅器の歪み特性（相互変調歪み）を表す図
【図５】従来の２段増幅器の歪み特性を表す図
【図６】本発明の２段増幅器の歪み特性を表す図
【図７】歪み補償を位相平面で表す図
【図８】従来の歪み補償回路の例１を示す図
【図９】従来の歪み補償回路の例２を示す図
１ 入力端子
２ 入力整合回路
３ 前段増幅素子
４ 段間整合回路
５ 後段増幅素子
６ 出力整合回路
７ 出力端子
フロントページの続き
Ｆターム(参考） 5J067 AA01 AA04 CA21 CA36 CA92
FA19 HA09 HA19 HA29 HA33
KA01 KA12 KA13 KA29 KA55
KA68 KS01 KS11 KS25 LS11
LS12 MA08 SA13 TA01 TA02
TA03
5J069 AA01 AA04 CA21 CA36 CA92
FA19 HA09 HA19 HA29 HA33
KA01 KA12 KA13 KA29 KA55
KA68 KC03 KC06 MA08 SA13
TA01 TA02 TA03
5J090 AA01 AA04 CA21 CA36 CA92
FA19 GN02 GN07 HA09 HA19
HA29 HA33 KA01 KA12 KA13
KA29 KA55 KA68 MA08 SA13
TA01 TA02 TA03
5J500 AA01 AA04 AC21 AC36 AC92
AF19 AH09 AH19 AH29 AH33
AK01 AK12 AK13 AK29 AK55
AK68 AM08 AS13 AT01 AT02
AT03 CK03 CK06
Claims (2)
- 【請求項１】 電界効果トランジスタまたはバイポーラ
トランジスタが２段に構成された増幅器で、前段のトラ
ンジスタと後段のトランジスタの間には段間の整合回路
を有し、後段のトランジスタの出力側には出力整合回路
を有する動作周波数８００ＭＨｚ以上の高周波増幅器に
おいて、前段トランジスタの出力端子で観測される前段
トランジスタの歪み量（相互変調歪み：ＩＭ３、ＩＭ
５）よりも高周波増幅器の出力端で観測される歪み量の
方が小さくなるよう、２段の増幅素子の出力特性が歪み
補償効果を有するように構成されたことを特徴とする高
周波増幅装置。 - 【請求項２】 電界効果トランジスタまたはバイポーラ
トランジスタが３段以上の多段に構成された増幅器で、
各段のトランジスタの間には段間の整合回路を有し、後
段のトランジスタの出力側には出力整合回路を有する動
作周波数８００ＭＨｚ以上の高周波増幅器において、最
終段トランジスタの１つ前段のトランジスタの出力端子
で観測される歪み量（相互変調歪み：ＩＭ３、ＩＭ５）
よりも高周波増幅器の出力端で観測される歪み量の方が
小さくなるよう、増幅素子の出力特性が歪み補償効果を
有するように構成されたことを特徴とする高周波増幅装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002115860A JP2003309435A (ja) | 2002-04-18 | 2002-04-18 | 高周波増幅装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002115860A JP2003309435A (ja) | 2002-04-18 | 2002-04-18 | 高周波増幅装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003309435A true JP2003309435A (ja) | 2003-10-31 |
Family
ID=29396959
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002115860A Pending JP2003309435A (ja) | 2002-04-18 | 2002-04-18 | 高周波増幅装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003309435A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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- 2002-04-18 JP JP2002115860A patent/JP2003309435A/ja active Pending
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