JP2003299400A - 非突極形同期電動機の制御方法 - Google Patents
非突極形同期電動機の制御方法Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 電動機の制御装置では、上下接続されたトラ
ンジスタ出力回路短絡防止の為に設定されるデッドタイ
ムの影響により、トルク電流でゼロクロス近傍で出力電
圧波形が変動し、トルク電流の応答性が悪くなるという
課題がある。 【解決手段】 励磁電流指令値切り替え部１７がゼロで
はない励磁電流指令id *を励磁電流指令idとして励磁電
流フィードバック制御部５へ出力する。励磁電流フィー
ドバック制御部５は、検出した励磁電流分を励磁電流指
令idに一致させる為の励磁成分電圧指令を出力指令相変
換部８へ出力し、トルク電流フィードバック制御部４
は、検出したトルク電流分をトルク電流指令iqに一致さ
せる為のトルク成分電圧指令を出力指令相変換部８へ出
力し、出力指令相変換部８は、これらを変換し、ＰＷＭ
制御部入力信号としてＰＷＭ制御部１９へ出力する。
ンジスタ出力回路短絡防止の為に設定されるデッドタイ
ムの影響により、トルク電流でゼロクロス近傍で出力電
圧波形が変動し、トルク電流の応答性が悪くなるという
課題がある。 【解決手段】 励磁電流指令値切り替え部１７がゼロで
はない励磁電流指令id *を励磁電流指令idとして励磁電
流フィードバック制御部５へ出力する。励磁電流フィー
ドバック制御部５は、検出した励磁電流分を励磁電流指
令idに一致させる為の励磁成分電圧指令を出力指令相変
換部８へ出力し、トルク電流フィードバック制御部４
は、検出したトルク電流分をトルク電流指令iqに一致さ
せる為のトルク成分電圧指令を出力指令相変換部８へ出
力し、出力指令相変換部８は、これらを変換し、ＰＷＭ
制御部入力信号としてＰＷＭ制御部１９へ出力する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は非突極形同期電動機
の駆動制御装置において用いられる非突極形同期電動機
の制御方法に関するものである。
の駆動制御装置において用いられる非突極形同期電動機
の制御方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来の電流制御方法においては、トルク
電流iq指令に対応して、非突極形電動機を駆動するため
に次のような電流制御方法を行っていた。以下、図面を
用いて説明する。図６は、非突極形同期電動機を用いた
従来方式の電流制御部構成例を示したものである。 図
６において、１は電流制御部、４はトルク電流フィード
バック制御部、５は励磁電流フィードバック制御部、８
は出力指令相変換部、９は入力電流相変換部、１２はＰ
ＷＭ制御部入力信号、２２は電動機、１３は電動機２２
の検出電流、１９はＰＷＭ制御部、２１はブリッジ回路
である。図２は、図６に示すブリッジ回路２１の内部構
成図を示したものである。図２において、２４はＩＧＢ
Ｔトランジスタ、２５はダイオードである。以上の構成
において電動機２２が所望の動きとなるようにトルク電
流指令iqを決定し、このトルク電流指令iqに検出電流を
入力電流相変換部９で変換して得たトルク電流分が一致
するようにトルク電流フィードバック制御部４で演算を
行い、トルク成分電圧指令として出力指令相変換部８へ
出力する。一方、励磁電流指令idは零電流指令とし、こ
の励磁電流指令idに検出電流を入力電流相変換部９で変
換して得た励磁電流分が一致するように励磁電流フィー
ドバック制御部５で演算を行い、励磁成分電圧指令とし
て出力指令相変換部８へ出力する。出力指令相変換部８
では、トルク成分電圧指令と励磁成分電圧指令とを変換
してＰＷＭ制御部入力信号としてＰＷＭ制御部１９へ出
力し、ＰＷＭ制御部１９ではこれをゲート信号に変換し
てブリッジ回路２１へ出力する。ブリッジ回路２１で
は、ゲート信号に従ったＩＧＢＴトランジスタ２４のＯ
Ｎ、ＯＦＦ動作による電圧出力で、電動機２２の電流を
各々の指令電流に追従させ、これによって電動機２２の
動作を制御する。図７はＰＷＭ制御部１９の内部処理動
作を示したものである。通常のＰＷＭ制御（パルス幅変
調信号により各ＩＧＢＴトランジスタ２４のオン・オフ
動作を制御）ではＩＧＢＴトランジスタ２４とダイオー
ド２５で構成されたブリッジ回路２１を用いているた
め、ＩＧＢＴトランジスタ２４の上下回路短絡を防止す
るために上下両ＩＧＢＴトランジスタがともにオフする
期間であるデッドタイム（td）を設定している。デッド
タイム（td）を設定すると、ゲート信号が理想ゲート信
号ではなく、デッドタイムを含んだゲート信号になる。
このデッドタイムを含んだゲート信号を用いると、電動
機２２の相電流が正（ブリッジ回路２１側から電動機２
２側に流れる方向）の場合と電動機２２の相電流が負
（電動機２２側からブリッジ回路２１側に流れる方向）
の場合とで、ブリッジ回路出力電圧は異なったものとな
る。図８は従来方式におけるブリッジ回路出力電圧の波
形を示したものである。図８には従来方式におけるブリ
ッジ回路出力電圧の波形、従来方式におけるＰＷＭ制御
部入力信号の波形、および電動機２２の相電流との関係
を示している。従来方式による上記電流制御方法では、
図８に示すＰＷＭ制御部入力信号の波形が入力された場
合、電動機２２の当該相の相電流が負領域では、図７に
示すブリッジ回路出力電圧（相電流が負領域）の平均で
決まるブリッジ回路出力電圧の波形はＰＷＭ制御部入力
信号の波形よりも大きくなり、相電流の正領域では、ブ
リッジ回路出力電圧（相電流が正領域）の平均で決まる
ブリッジ回路出力電圧の波形はＰＷＭ制御部入力信号の
波形よりも小さくなる。従来方式では、上記のような電
動機の制御方法により、トルク電流指令iqを制御し、電
動機を駆動させている。
電流iq指令に対応して、非突極形電動機を駆動するため
に次のような電流制御方法を行っていた。以下、図面を
用いて説明する。図６は、非突極形同期電動機を用いた
従来方式の電流制御部構成例を示したものである。 図
６において、１は電流制御部、４はトルク電流フィード
バック制御部、５は励磁電流フィードバック制御部、８
は出力指令相変換部、９は入力電流相変換部、１２はＰ
ＷＭ制御部入力信号、２２は電動機、１３は電動機２２
の検出電流、１９はＰＷＭ制御部、２１はブリッジ回路
である。図２は、図６に示すブリッジ回路２１の内部構
成図を示したものである。図２において、２４はＩＧＢ
Ｔトランジスタ、２５はダイオードである。以上の構成
において電動機２２が所望の動きとなるようにトルク電
流指令iqを決定し、このトルク電流指令iqに検出電流を
入力電流相変換部９で変換して得たトルク電流分が一致
するようにトルク電流フィードバック制御部４で演算を
行い、トルク成分電圧指令として出力指令相変換部８へ
出力する。一方、励磁電流指令idは零電流指令とし、こ
の励磁電流指令idに検出電流を入力電流相変換部９で変
換して得た励磁電流分が一致するように励磁電流フィー
ドバック制御部５で演算を行い、励磁成分電圧指令とし
て出力指令相変換部８へ出力する。出力指令相変換部８
では、トルク成分電圧指令と励磁成分電圧指令とを変換
してＰＷＭ制御部入力信号としてＰＷＭ制御部１９へ出
力し、ＰＷＭ制御部１９ではこれをゲート信号に変換し
てブリッジ回路２１へ出力する。ブリッジ回路２１で
は、ゲート信号に従ったＩＧＢＴトランジスタ２４のＯ
Ｎ、ＯＦＦ動作による電圧出力で、電動機２２の電流を
各々の指令電流に追従させ、これによって電動機２２の
動作を制御する。図７はＰＷＭ制御部１９の内部処理動
作を示したものである。通常のＰＷＭ制御（パルス幅変
調信号により各ＩＧＢＴトランジスタ２４のオン・オフ
動作を制御）ではＩＧＢＴトランジスタ２４とダイオー
ド２５で構成されたブリッジ回路２１を用いているた
め、ＩＧＢＴトランジスタ２４の上下回路短絡を防止す
るために上下両ＩＧＢＴトランジスタがともにオフする
期間であるデッドタイム（td）を設定している。デッド
タイム（td）を設定すると、ゲート信号が理想ゲート信
号ではなく、デッドタイムを含んだゲート信号になる。
このデッドタイムを含んだゲート信号を用いると、電動
機２２の相電流が正（ブリッジ回路２１側から電動機２
２側に流れる方向）の場合と電動機２２の相電流が負
（電動機２２側からブリッジ回路２１側に流れる方向）
の場合とで、ブリッジ回路出力電圧は異なったものとな
る。図８は従来方式におけるブリッジ回路出力電圧の波
形を示したものである。図８には従来方式におけるブリ
ッジ回路出力電圧の波形、従来方式におけるＰＷＭ制御
部入力信号の波形、および電動機２２の相電流との関係
を示している。従来方式による上記電流制御方法では、
図８に示すＰＷＭ制御部入力信号の波形が入力された場
合、電動機２２の当該相の相電流が負領域では、図７に
示すブリッジ回路出力電圧（相電流が負領域）の平均で
決まるブリッジ回路出力電圧の波形はＰＷＭ制御部入力
信号の波形よりも大きくなり、相電流の正領域では、ブ
リッジ回路出力電圧（相電流が正領域）の平均で決まる
ブリッジ回路出力電圧の波形はＰＷＭ制御部入力信号の
波形よりも小さくなる。従来方式では、上記のような電
動機の制御方法により、トルク電流指令iqを制御し、電
動機を駆動させている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の制御方法においては、ＰＷＭ制御部１９におけるデ
ッドタイム（td）の影響により、図８に示すブリッジ回
路出力電圧の波形のように、電動機２２の相電流のゼロ
クロス点で出力電圧がステップ状に変動する。この電圧
変動は、ＰＷＭ制御部１９より出力されるデッドタイム
と相電流の正負極性に起因する為、相電流の極性が切り
替わるゼロクロス付近で発生することになる。従って相
電流のゼロクロス付近では、ＰＷＭ制御部入力信号がＰ
ＷＭ制御部１９に入力されても、図９のようにブリッジ
回路出力電圧が正しく出力されず、しかも不安定（電圧
変動が振動的）となる為、電流が正しく応答しないとい
う問題があった。ゼロクロス付近で電流が応答しない
と、ゼロクロス付近の微小な電流指令に応答しない、電
流の立ち上がりが遅い、従って電動機の発生トルクが変
動する等の問題が発生する。そこで本発明は、デッドタ
イムの影響を低減してゼロクロス付近での電流応答性や
トルク特性を向上させることのできる非突極形同期電動
機の制御方法の提供を目的とするものである。
来の制御方法においては、ＰＷＭ制御部１９におけるデ
ッドタイム（td）の影響により、図８に示すブリッジ回
路出力電圧の波形のように、電動機２２の相電流のゼロ
クロス点で出力電圧がステップ状に変動する。この電圧
変動は、ＰＷＭ制御部１９より出力されるデッドタイム
と相電流の正負極性に起因する為、相電流の極性が切り
替わるゼロクロス付近で発生することになる。従って相
電流のゼロクロス付近では、ＰＷＭ制御部入力信号がＰ
ＷＭ制御部１９に入力されても、図９のようにブリッジ
回路出力電圧が正しく出力されず、しかも不安定（電圧
変動が振動的）となる為、電流が正しく応答しないとい
う問題があった。ゼロクロス付近で電流が応答しない
と、ゼロクロス付近の微小な電流指令に応答しない、電
流の立ち上がりが遅い、従って電動機の発生トルクが変
動する等の問題が発生する。そこで本発明は、デッドタ
イムの影響を低減してゼロクロス付近での電流応答性や
トルク特性を向上させることのできる非突極形同期電動
機の制御方法の提供を目的とするものである。
【０００４】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に請求項１記載の発明は、非突極形同期電動機への通電
電流指令をトルク電流指令と励磁電流指令とに分離して
指令し、前記電動機の検出電流をトルク電流分と励磁電
流分とに分離し、前記トルク電流指令に前記トルク電流
分が一致するように、および、前記励磁電流指令に前記
励磁電流分が一致するように前記電動機への通電電流を
制御する非突極形同期電動機の制御方法において、零電
流値もしくは零でない所定の電流値のうちいずれかを選
択して前記励磁電流指令とする手順を有することを特徴
としている。また請求項２記載の発明は、請求項１記載
の非突極形同期電動機の制御方法において、前記電動機
へ出力される電圧が小さい時にのみ、前記零でない所定
の電流値を選択して前記励磁電流指令とすることを特徴
としている。非突極形同期電動機の出力トルクに寄与し
ない前記励磁電流指令を零でない所定の電流値とするこ
とで、ブリッジ回路出力電圧を大きくでき、これによっ
てデッドタイムによる出力電圧変動の影響を低減し、ト
ルク電流ゼロクロス付近でのトルク電流の応答性を向上
させたものである。本発明は、このような処理を特に、
デッドタイムの影響の大きくなる非突極形同期電動機へ
出力される電圧の小さい時に行うものである。また請求
項３記載の発明では、非突極形電動機への通電電流指令
をトルク電流指令と励磁電流指令とに分離して指令し、
前記電動機の検出電流をトルク電流分と励磁電流分とに
分離し、前記トルク電流指令に前記トルク電流分が一致
するように、および、前記励磁電流指令に前記励磁電流
分が一致するように前記電動機への通電電流を制御する
非突極形同期電動機の制御方法において、前記励磁電流
指令を零でない所定の電流値とすることを特徴としてい
る。本発明は、前記励磁電流指令を常に零でない所定値
としたものであり、前記電動機へ出力される電圧の大小
に関係なく、デッドタイムの影響を低減したものであ
る。また請求項４記載の発明では、請求項１ないし請求
項３記載の非突極形電動機の制御方法において、前記零
でない所定の電流値に関し、前記トルク電流指令が零付
近での前記トルク電流指令に対する前記トルク電流分の
応答時間を、所定のしきい値と比較し、前記応答時間が
前記所定のしきい値よりも大きい場合には、前記励磁電
流指令をΔid *だけ増加し、前記応答時間と前記所定の
しきい値との比較、および前記励磁電流指令のΔid *だ
けの増加を、前記応答時間が前記所定のしきい値よりも
小さくなるまで繰り返し行い、前記応答時間が前記所定
のしきい値よりも小さくなった場合には、そこで前記励
磁電流指令の値を決定することを特徴としたものであ
る。トルク電流が所望の応答性を得る為に、前記励磁電
流指令を零でない所定の電流値に決定することに関し、
これを自動的に行えるようにしたものである。試行錯誤
により零でない所定の電流値を決定するのに比較し、調
節に要する手間を省けることになる。
に請求項１記載の発明は、非突極形同期電動機への通電
電流指令をトルク電流指令と励磁電流指令とに分離して
指令し、前記電動機の検出電流をトルク電流分と励磁電
流分とに分離し、前記トルク電流指令に前記トルク電流
分が一致するように、および、前記励磁電流指令に前記
励磁電流分が一致するように前記電動機への通電電流を
制御する非突極形同期電動機の制御方法において、零電
流値もしくは零でない所定の電流値のうちいずれかを選
択して前記励磁電流指令とする手順を有することを特徴
としている。また請求項２記載の発明は、請求項１記載
の非突極形同期電動機の制御方法において、前記電動機
へ出力される電圧が小さい時にのみ、前記零でない所定
の電流値を選択して前記励磁電流指令とすることを特徴
としている。非突極形同期電動機の出力トルクに寄与し
ない前記励磁電流指令を零でない所定の電流値とするこ
とで、ブリッジ回路出力電圧を大きくでき、これによっ
てデッドタイムによる出力電圧変動の影響を低減し、ト
ルク電流ゼロクロス付近でのトルク電流の応答性を向上
させたものである。本発明は、このような処理を特に、
デッドタイムの影響の大きくなる非突極形同期電動機へ
出力される電圧の小さい時に行うものである。また請求
項３記載の発明では、非突極形電動機への通電電流指令
をトルク電流指令と励磁電流指令とに分離して指令し、
前記電動機の検出電流をトルク電流分と励磁電流分とに
分離し、前記トルク電流指令に前記トルク電流分が一致
するように、および、前記励磁電流指令に前記励磁電流
分が一致するように前記電動機への通電電流を制御する
非突極形同期電動機の制御方法において、前記励磁電流
指令を零でない所定の電流値とすることを特徴としてい
る。本発明は、前記励磁電流指令を常に零でない所定値
としたものであり、前記電動機へ出力される電圧の大小
に関係なく、デッドタイムの影響を低減したものであ
る。また請求項４記載の発明では、請求項１ないし請求
項３記載の非突極形電動機の制御方法において、前記零
でない所定の電流値に関し、前記トルク電流指令が零付
近での前記トルク電流指令に対する前記トルク電流分の
応答時間を、所定のしきい値と比較し、前記応答時間が
前記所定のしきい値よりも大きい場合には、前記励磁電
流指令をΔid *だけ増加し、前記応答時間と前記所定の
しきい値との比較、および前記励磁電流指令のΔid *だ
けの増加を、前記応答時間が前記所定のしきい値よりも
小さくなるまで繰り返し行い、前記応答時間が前記所定
のしきい値よりも小さくなった場合には、そこで前記励
磁電流指令の値を決定することを特徴としたものであ
る。トルク電流が所望の応答性を得る為に、前記励磁電
流指令を零でない所定の電流値に決定することに関し、
これを自動的に行えるようにしたものである。試行錯誤
により零でない所定の電流値を決定するのに比較し、調
節に要する手間を省けることになる。
【０００５】
【発明の実施形態】本発明の実施例である電流制御方法
を、図１に基づいて説明する。図１は本発明の電流制御
部構成図を示したものである。図１において、４はトル
ク電流フィードバック制御部、５は励磁電流フィードバ
ック制御部、８は出力指令相変換部、９は入力電流相変
換部、１３は電動機の検出電流、１７は励磁電流指令値
切り換え部、１８は励磁電流指令値決定部である。図１
において、制御開始／終了信号の入力（制御開始の指
令）により、励磁電流指令値切り替え部１７がゼロでは
ない励磁電流指令id *を選択し、これを励磁電流指令id
として励磁電流フィードバック制御部５へ出力する。一
方、検出電流は入力電流相変換部９において励磁電流分
とトルク電流分とに分離変換され、励磁電流分は励磁電
流フィードバック制御部５に、トルク電流分はトルク電
流フィードバック制御部４にそれぞれ出力される。励磁
電流フィードバック制御部５は、励磁電流指令idと励磁
電流分とを比較し、励磁電流指令idに励磁電流分を一致
させる為の電圧指令を算出し、これを励磁成分電圧指令
として出力指令相変換部８へ出力する。一方、トルク電
流フィードバック制御部４は、トルク電流指令iqとトル
ク電流分とを比較し、トルク電流指令iqにトルク電流分
を一致させる為の電圧指令を算出し、これをトルク成分
電圧指令として出力指令相変換部８へ出力する。出力指
令相変換部８は励磁成分電圧指令とトルク成分電圧指令
とを入力とし、これらを変換し、各相への出力信号とな
るＰＷＭ制御部入力信号としてＰＷＭ制御部１９へ出力
する。ＰＷＭ制御部１９は、ＰＷＭ制御部入力信号をＰ
ＷＭ信号（パルス幅変調信号）に変換し、かつ、各相の
上下トランジスタの短絡を防止するために用いられるデ
ッドタイム（各相のトランジスタが同時にONしないよう
にする時間）を設定する補償機能とを有しており、各相
への出力信号となるＰＷＭ制御部入力信号をデッドタイ
ムを挿入設定したＰＷＭ信号に変換し、これをゲート信
号としてブリッジ回路２１に出力する。ブリッジ回路２
１は、ゲート信号に従いＩＧＢＴトランジスタ２４をオ
ン・オフし、励磁電流指令idに励磁電流分を一致させる
為、およびトルク電流指令iqにトルク電流分を一致させ
る為の電圧を電動機２２に出力している。本発明の実施
例であるこの制御方法は、従来は零指令のみであった励
磁電流指令に、制御開始／終了信号に基づいて、任意に
調整された励磁電流指令id *を与えることを特徴として
いる。この実施例によれば、任意の励磁電流が常に流れ
るので、励磁電流指令が零であった従来方式に比べ、ト
ルク成分電圧指令と励磁成分電圧指令を用いて出力指令
相変換部８で得られるＰＷＭ制御部入力信号の振幅が大
きくなる。また励磁電流はトルク電流と垂直な成分であ
る為、リラクタンストルクを持たない非突極形同期電動
機では、励磁電流指令を大きくしてもトルクには寄与し
ないものであり、従って零でない励磁電流指令の大きさ
には、特に制約はない。図４は本発明におけるブリッジ
回路出力電圧の波形例を示したものである。図４に示す
ように、図８に示す従来方式のＰＷＭ制御部入力電圧の
波形に比べ、任意の励磁電流指令id *を与えることでＰ
ＷＭ制御部入力信号の電圧振幅は大きくなる。励磁電流
指令id *の効果により振幅が大きくなったＰＷＭ制御部
入力信号がＰＷＭ制御部１９に入力され、ブリッジ回路
２１からブリッジ回路出力電圧が出力される。デッドタ
イムの影響により出力電圧にはステップ状の変動が起こ
るが、ブリッジ回路出力電圧の振幅が、図８に示す従来
方式におけるブリッジ回路出力電圧の振幅より大きいた
め、ブリッジ回路出力電圧に占める電圧変動のステップ
幅（デッドタイムによる影響）の割合が、従来方式にお
けるブリッジ回路出力電圧よりも小さくなる。したがっ
て、ゼロクロス付近での電流応答への影響が小さくな
り、ゼロクロス付近での電流応答が改善される。図５は
従来方式を用いたトルク電流応答波形と本発明の実施例
によるトルク電流応答波形とを示したものである。従来
方式によるトルク電流iq応答と比べ、本発明方式のトル
ク電流iq応答の方が、ゼロクロス付近での電流応答が向
上していることがわかる。本発明の実施例では、デッド
タイム補正を行わない場合を例に説明してきたが、検出
電流の正負極性に従ってデッドタイム補正（電動機を流
れる電流の極性に応じて、上下トランジスタのオン・オ
フ時間を増減させる）を行う場合においても、本発明に
よる効果は期待できる。ゲート信号伝送スピードのばら
つきや温度変動、ＩＧＢＴトランジスタのオン・オフス
ピード差のばらつき等により、デッドタイム補正を行っ
てもデットタイムの影響を完全にはキャンセルできない
為であり、このような影響を本発明により低減すること
が可能となるからである。また本発明の実施例では、励
磁電流指令値決定部１８を有しているが、これをなくし
励磁電流指令値を自動調整する手順を削除すれば、請求
項１ないし請求項３記載の発明の構成例とすることがで
きる。
を、図１に基づいて説明する。図１は本発明の電流制御
部構成図を示したものである。図１において、４はトル
ク電流フィードバック制御部、５は励磁電流フィードバ
ック制御部、８は出力指令相変換部、９は入力電流相変
換部、１３は電動機の検出電流、１７は励磁電流指令値
切り換え部、１８は励磁電流指令値決定部である。図１
において、制御開始／終了信号の入力（制御開始の指
令）により、励磁電流指令値切り替え部１７がゼロでは
ない励磁電流指令id *を選択し、これを励磁電流指令id
として励磁電流フィードバック制御部５へ出力する。一
方、検出電流は入力電流相変換部９において励磁電流分
とトルク電流分とに分離変換され、励磁電流分は励磁電
流フィードバック制御部５に、トルク電流分はトルク電
流フィードバック制御部４にそれぞれ出力される。励磁
電流フィードバック制御部５は、励磁電流指令idと励磁
電流分とを比較し、励磁電流指令idに励磁電流分を一致
させる為の電圧指令を算出し、これを励磁成分電圧指令
として出力指令相変換部８へ出力する。一方、トルク電
流フィードバック制御部４は、トルク電流指令iqとトル
ク電流分とを比較し、トルク電流指令iqにトルク電流分
を一致させる為の電圧指令を算出し、これをトルク成分
電圧指令として出力指令相変換部８へ出力する。出力指
令相変換部８は励磁成分電圧指令とトルク成分電圧指令
とを入力とし、これらを変換し、各相への出力信号とな
るＰＷＭ制御部入力信号としてＰＷＭ制御部１９へ出力
する。ＰＷＭ制御部１９は、ＰＷＭ制御部入力信号をＰ
ＷＭ信号（パルス幅変調信号）に変換し、かつ、各相の
上下トランジスタの短絡を防止するために用いられるデ
ッドタイム（各相のトランジスタが同時にONしないよう
にする時間）を設定する補償機能とを有しており、各相
への出力信号となるＰＷＭ制御部入力信号をデッドタイ
ムを挿入設定したＰＷＭ信号に変換し、これをゲート信
号としてブリッジ回路２１に出力する。ブリッジ回路２
１は、ゲート信号に従いＩＧＢＴトランジスタ２４をオ
ン・オフし、励磁電流指令idに励磁電流分を一致させる
為、およびトルク電流指令iqにトルク電流分を一致させ
る為の電圧を電動機２２に出力している。本発明の実施
例であるこの制御方法は、従来は零指令のみであった励
磁電流指令に、制御開始／終了信号に基づいて、任意に
調整された励磁電流指令id *を与えることを特徴として
いる。この実施例によれば、任意の励磁電流が常に流れ
るので、励磁電流指令が零であった従来方式に比べ、ト
ルク成分電圧指令と励磁成分電圧指令を用いて出力指令
相変換部８で得られるＰＷＭ制御部入力信号の振幅が大
きくなる。また励磁電流はトルク電流と垂直な成分であ
る為、リラクタンストルクを持たない非突極形同期電動
機では、励磁電流指令を大きくしてもトルクには寄与し
ないものであり、従って零でない励磁電流指令の大きさ
には、特に制約はない。図４は本発明におけるブリッジ
回路出力電圧の波形例を示したものである。図４に示す
ように、図８に示す従来方式のＰＷＭ制御部入力電圧の
波形に比べ、任意の励磁電流指令id *を与えることでＰ
ＷＭ制御部入力信号の電圧振幅は大きくなる。励磁電流
指令id *の効果により振幅が大きくなったＰＷＭ制御部
入力信号がＰＷＭ制御部１９に入力され、ブリッジ回路
２１からブリッジ回路出力電圧が出力される。デッドタ
イムの影響により出力電圧にはステップ状の変動が起こ
るが、ブリッジ回路出力電圧の振幅が、図８に示す従来
方式におけるブリッジ回路出力電圧の振幅より大きいた
め、ブリッジ回路出力電圧に占める電圧変動のステップ
幅（デッドタイムによる影響）の割合が、従来方式にお
けるブリッジ回路出力電圧よりも小さくなる。したがっ
て、ゼロクロス付近での電流応答への影響が小さくな
り、ゼロクロス付近での電流応答が改善される。図５は
従来方式を用いたトルク電流応答波形と本発明の実施例
によるトルク電流応答波形とを示したものである。従来
方式によるトルク電流iq応答と比べ、本発明方式のトル
ク電流iq応答の方が、ゼロクロス付近での電流応答が向
上していることがわかる。本発明の実施例では、デッド
タイム補正を行わない場合を例に説明してきたが、検出
電流の正負極性に従ってデッドタイム補正（電動機を流
れる電流の極性に応じて、上下トランジスタのオン・オ
フ時間を増減させる）を行う場合においても、本発明に
よる効果は期待できる。ゲート信号伝送スピードのばら
つきや温度変動、ＩＧＢＴトランジスタのオン・オフス
ピード差のばらつき等により、デッドタイム補正を行っ
てもデットタイムの影響を完全にはキャンセルできない
為であり、このような影響を本発明により低減すること
が可能となるからである。また本発明の実施例では、励
磁電流指令値決定部１８を有しているが、これをなくし
励磁電流指令値を自動調整する手順を削除すれば、請求
項１ないし請求項３記載の発明の構成例とすることがで
きる。
【０００６】励磁電流指令値の自動調整手順について、
図３に基づいて説明する。図３は、励磁電流指令値の自
動調整手順について、その処理フローチャートを示した
ものである。図３において、１０１は検出電流（検出電
流であり、電流センサから検出される電流である）より
応答時間（iq電流の応答時間）を演算するステップ、１
０２は応答時間と閾値ｔ*を比較するステップ、１０３
は励磁電流指令id *に固定するステップ、１０４は励磁
電流指令id *をΔid *ほど大きくするステップである。検
出電流より応答時間を演算するステップ１０１で応答時
間を算出し、前記応答時間を応答時間と閾値ｔ*を比較
するステップ１０２で閾値ｔ*と比較し、小さいとき、
励磁電流指令id *をΔid *ほど大きくするステップ１０４
でΔid *ほど大きくすることを繰り返し、閾値ｔ*より大
きくなったとき、励磁電流指令id *に固定するステップ
１０３で励磁電流指令id *に固定する。この自動調整手
順によれば、前記応答時間と閾値ｔ*を比較するステッ
プ１０２を用いることで、試行錯誤により励磁電流指令
id *を決定するのに比べ、手間が省けることになる。
図３に基づいて説明する。図３は、励磁電流指令値の自
動調整手順について、その処理フローチャートを示した
ものである。図３において、１０１は検出電流（検出電
流であり、電流センサから検出される電流である）より
応答時間（iq電流の応答時間）を演算するステップ、１
０２は応答時間と閾値ｔ*を比較するステップ、１０３
は励磁電流指令id *に固定するステップ、１０４は励磁
電流指令id *をΔid *ほど大きくするステップである。検
出電流より応答時間を演算するステップ１０１で応答時
間を算出し、前記応答時間を応答時間と閾値ｔ*を比較
するステップ１０２で閾値ｔ*と比較し、小さいとき、
励磁電流指令id *をΔid *ほど大きくするステップ１０４
でΔid *ほど大きくすることを繰り返し、閾値ｔ*より大
きくなったとき、励磁電流指令id *に固定するステップ
１０３で励磁電流指令id *に固定する。この自動調整手
順によれば、前記応答時間と閾値ｔ*を比較するステッ
プ１０２を用いることで、試行錯誤により励磁電流指令
id *を決定するのに比べ、手間が省けることになる。
【０００７】
【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、ブリ
ッジ回路出力電圧を大きくでき、これによってデッドタ
イムによる出力電圧変動の影響を低減し、トルク電流ゼ
ロクロス付近でのトルク電流の応答性および電動機のト
ルク特性とを向上させることが可能となるという効果が
ある。また、トルク電流が所望の応答性を得る為に、前
記励磁電流指令を零でない所定の電流値に決定すること
に関し、これを自動的に行うことができるので、試行錯
誤により零でない所定の電流値を決定するのに比較し、
調節に要する手間を不要にできるという効果がある。
ッジ回路出力電圧を大きくでき、これによってデッドタ
イムによる出力電圧変動の影響を低減し、トルク電流ゼ
ロクロス付近でのトルク電流の応答性および電動機のト
ルク特性とを向上させることが可能となるという効果が
ある。また、トルク電流が所望の応答性を得る為に、前
記励磁電流指令を零でない所定の電流値に決定すること
に関し、これを自動的に行うことができるので、試行錯
誤により零でない所定の電流値を決定するのに比較し、
調節に要する手間を不要にできるという効果がある。
【図１】 本発明の電流制御部構成例である。
【図２】 電流制御部構成例に示すブリッジ回路２１の
構成例である。
構成例である。
【図３】 励磁電流指令値の自動調整手順の処理フロー
チャートである。
チャートである。
【図４】 本発明方式におけるブリッジ回路出力電圧の
波形例である。
波形例である。
【図５】 従来方式と本発明方式のトルク電流応答比較
図である。
図である。
【図６】 従来方式の電流制御部構成例である。
【図７】 ＰＷＭ制御部内部処理概略図である。
【図８】 従来方式におけるブリッジ回路出力電圧の波
形例である。
形例である。
【図９】 ブロック回路出力電圧の波形および検出電流
のゼロクロス付近拡大図である。
のゼロクロス付近拡大図である。
１ 電流制御部
４ トルク電流フィードバック制御部
５ 励磁電流フィードバック制御部
８ 出力指令相変換部
９ 入力電流相変換部
１７ 励磁電流指令値切り換え部
１８ 励磁電流指令値決定部
１９ ＰＷＭ制御部
２１ ブリッジ回路
２２ 電動機
２４ ＩＧＢＴトランジスタ
２５ ダイオード
１０１ 検出電流より応答時間を演算するステップ
１０２ 応答時間と閾値ｔ*を比較するステップ
１０３ 励磁電流指令id *に固定するステップ
１０４ 励磁電流指令id *をΔid *ほど大きくするステッ
プ
プ
Claims (4)
- 【請求項１】非突極形同期電動機への通電電流指令をト
ルク電流指令と励磁電流指令とに分離して指令し、前記
電動機の検出電流をトルク電流分と励磁電流分とに分離
し、前記トルク電流指令に前記トルク電流分が一致する
ように、および、前記励磁電流指令に前記励磁電流分が
一致するように前記電動機への通電電流を制御する非突
極形同期電動機の制御方法において、 零電流値もしくは零でない所定の電流値のうちいずれか
を選択して前記励磁電流指令とする手順を有することを
特徴とする非突極形同期電動機の制御方法。 - 【請求項２】前記電動機へ出力される電圧が小さい時に
のみ、前記零でない所定の電流値を選択して前記励磁電
流指令とすることを特徴とする請求項１記載の非突極形
同期電動機の制御方法。 - 【請求項３】非突極形電動機への通電電流指令をトルク
電流指令と励磁電流指令とに分離して指令し、前記電動
機の検出電流をトルク電流分と励磁電流分とに分離し、
前記トルク電流指令に前記トルク電流分が一致するよう
に、および、前記励磁電流指令に前記励磁電流分が一致
するように前記電動機への通電電流を制御する非突極形
同期電動機の制御方法において、 前記励磁電流指令を零でない所定の電流値とすることを
特徴とする非突極形同期電動機の制御方法。 - 【請求項４】前記零でない所定の電流値に関し、前記ト
ルク電流指令が零付近での前記トルク電流指令に対する
前記トルク電流分の応答時間を、所定のしきい値と比較
し、前記応答時間が前記所定のしきい値よりも大きい場
合には、前記励磁電流指令をΔid *だけ増加し、前記応答
時間と前記所定のしきい値との比較、および前記励磁電
流指令のΔid *だけの増加を、前記応答時間が前記所定
のしきい値よりも小さくなるまで繰り返し行い、前記応
答時間が前記所定のしきい値よりも小さくなった場合に
は、そこで前記励磁電流指令の値を決定することを特徴
とする請求項１ないし請求項３記載の非突極形同期電動
機の制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002098937A JP4174706B2 (ja) | 2002-04-01 | 2002-04-01 | 非突極形同期電動機の駆動制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002098937A JP4174706B2 (ja) | 2002-04-01 | 2002-04-01 | 非突極形同期電動機の駆動制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003299400A true JP2003299400A (ja) | 2003-10-17 |
| JP4174706B2 JP4174706B2 (ja) | 2008-11-05 |
Family
ID=29388038
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002098937A Expired - Fee Related JP4174706B2 (ja) | 2002-04-01 | 2002-04-01 | 非突極形同期電動機の駆動制御装置 |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4174706B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011067054A (ja) * | 2009-09-18 | 2011-03-31 | Toshiba Corp | モータ制御装置 |
| CN111769780A (zh) * | 2019-03-29 | 2020-10-13 | 北京新能源汽车股份有限公司 | 一种电机控制器的控制方法、装置及汽车 |
-
2002
- 2002-04-01 JP JP2002098937A patent/JP4174706B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011067054A (ja) * | 2009-09-18 | 2011-03-31 | Toshiba Corp | モータ制御装置 |
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| CN111769780B (zh) * | 2019-03-29 | 2022-02-08 | 北京新能源汽车股份有限公司 | 一种电机控制器的控制方法、装置及汽车 |
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| JP4174706B2 (ja) | 2008-11-05 |
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