JP2003284345A

JP2003284345A - 電源装置

Info

Publication number: JP2003284345A
Application number: JP2002086278A
Authority: JP
Inventors: Yutaka Iwabori; 裕岩堀
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2002-03-26
Filing date: 2002-03-26
Publication date: 2003-10-03

Abstract

(57)【要約】【課題】出力電圧が入力電圧に比べて極めて高くなるよ
うな入出力条件でも使用でき、入出力間の干渉を抑制し
た小型で高効率の電源装置を提供する。【解決手段】電源装置は、平滑コンデンサＣ１を有し商
用電源ＡＣからの入力電流をスイッチングすることで平
滑コンデンサＣ１の両端間に所望のレベルの直流電圧を
生成する変換手段と、負荷回路ＬＤへの供給電流を限流
する限流手段と、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン・
オフを制御する制御回路１とを備え、変換手段と限流手
段のインダクタを同一のインダクタＬ１で兼用してい
る。制御回路１は、少なくともインダクタＬ１及び平滑
コンデンサＣ１を含み且つ商用電源ＡＣ及び負荷回路Ｌ
Ｄを含まない電流ループを形成する期間を有し、全ての
期間においてインダクタＬ１を含む電流ループが商用電
源ＡＣと負荷回路ＬＤとを同時に含まないようにスイッ
チング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン・オフを制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電源装置に関する
ものである。

【０００２】

【従来の技術】従来の電源装置の回路図を図１８に示
す。この電源装置は、商用電源ＡＣの交流電圧を全波整
流するダイオードブリッジのような整流回路ＤＢを有
し、整流回路ＤＢの直流出力端子間にインダクタＬ１
１、ダイオードＤ１１、スイッチング素子Ｑ１２、イン
ダクタＬ１２および負荷回路ＬＤからなる直列回路を接
続するとともに、インダクタＬ１１及びダイオードＤ１
１の接続点と整流回路ＤＢの低圧側の出力端子との間に
スイッチング素子Ｑ１１を接続し、ダイオードＤ１１及
びスイッチング素子Ｑ１２の接続点と整流回路ＤＢの低
圧側の出力端子との間に平滑コンデンサＣ１１を接続
し、さらにスイッチング素子Ｑ１２及びインダクタＬ１
２の接続点と整流回路ＤＢの低圧側の出力端子との間に
ダイオードＤ１２を接続して構成される。

【０００３】ここに、インダクタＬ１１とスイッチング
素子Ｑ１１とダイオードＤ１１とでブーストコンバータ
を構成し、インダクタＬ１２とスイッチング素子Ｑ１２
とダイオードＤ１２とでバックコンバータを構成してお
り、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２は制御回路１から
入力される制御信号ａ，ｂによって電源周波数に比べて
十分高い周波数でスイッチングされる。

【０００４】図１９はスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２
を制御する制御信号ａ，ｂと、インダクタＬ１１，Ｌ１
２に流れるチョーク電流ＩＬ１１，ＩＬ１２の波形図を
示しており、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２は制御信
号ａ，ｂの信号レベルがＨレベルになるとオンになる。
ここに、本回路ではスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２が
共にオンする期間と、共にオフする期間とを交互に設け
ている。

【０００５】スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２が共にオ
ンする期間では、図２０（ａ）に示すように、商用電源
ＡＣ→整流回路ＤＢ→インダクタＬ１１→スイッチング
素子Ｑ１１→整流回路ＤＢ→商用電源ＡＣの経路でチョ
ーク電流ＩＬ１１が流れるとともに、平滑コンデンサＣ
１１を電源として平滑コンデンサＣ１１→インダクタＬ
１２→負荷回路ＬＤ→平滑コンデンサＣ１１の経路でチ
ョーク電流ＩＬ１２が流れ、インダクタＬ１１，Ｌ１２
にエネルギが蓄積されるとともに、負荷回路ＬＤにエネ
ルギが供給される。

【０００６】また、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２が
共にオフする期間では、図２０（ｂ）に示すように、オ
ン期間にインダクタＬ１１，Ｌ１２に蓄積されたエネル
ギが放出され、インダクタＬ１１→ダイオードＤ１１→
平滑コンデンサＣ１１→整流回路ＤＢ→商用電源ＡＣ→
整流回路ＤＢ→インダクタＬ１１の経路でチョーク電流
ＩＬ１１が流れて、平滑コンデンサＣ１１を充電すると
ともに、インダクタＬ１２→負荷回路ＬＤ→ダイオード
Ｄ１２→インダクタＬ１２の経路でチョーク電流ＩＬ１
２が流れて、負荷回路ＬＤにエネルギが供給される。

【０００７】このように、ブーストコンバータでは、ス
イッチング素子Ｑ１１がオン・オフを繰り返すことで、
入力電流歪を抑制しつつ、平滑コンデンサＣ１１を充電
し、バックコンバータでは、スイッチング素子Ｑ１２が
オン・オフを繰り返すことで、平滑コンデンサＣ１１を
電源として負荷回路ＬＤに所望の電流を供給している。

【０００８】ところで、この電源装置では、高調波歪改
善機能を有するブーストコンバータと限流機能を有する
バックコンバータとが直列に接続されて、２段の電力変
換を行っているため、回路効率が低下し、またブースト
コンバータのインダクタＬ２１とバックコンバータのイ
ンダクタＬ２２とを別々に設けており、比較的大型の部
品であるインダクタを２つ備えているので、電源装置が
大型化するという問題もあった。

【０００９】そこで、図２１に示すように、ブーストコ
ンバータとバックコンバータとでインダクタを共用して
回路構成を簡単にした電源装置が従来より提案されてい
る。この電源装置は、商用電源ＡＣの交流電圧を全波整
流するダイオードブリッジのような整流回路ＤＢを有
し、整流回路ＤＢの直流出力端子間にスイッチング素子
Ｑ２１、インダクタＬ２１、ダイオードＤ２２および平
滑コンデンサＣ２１からなる直列回路を接続するととも
に、スイッチング素子Ｑ２１及びインダクタＬ２１の接
続点とダイオードＤ２２及び平滑コンデンサＣ２１の接
続点との間にスイッチング素子Ｑ２２を接続し、スイッ
チング素子Ｑ２１及びインダクタＬ２１の接続点と整流
回路ＤＢの低圧側の出力端子との間にダイオードＤ２１
を接続し、さらにインダクタＬ２１及びダイオードＤ２
２の接続点と整流回路ＤＢの低圧側の出力端子との間
に、スイッチング素子Ｑ２４及び負荷回路ＬＤの直列回
路と、スイッチング素子Ｑ２３とを接続して構成され
る。

【００１０】ここで、スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４
は例えばトランジスタからなり、制御回路１より入力さ
れる制御信号ａ〜ｄによってオン・オフが制御される。
図２２はインダクタＬ２１に流れるチョーク電流ＩＬ２
１とスイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４のオン・オフを制
御する制御信号ａ〜ｄの波形図を示しており、スイッチ
ング素子Ｑ２１，Ｑ２３がオン、スイッチング素子Ｑ２
２，Ｑ２４がオフになる期間Ｔ１と、スイッチング素子
Ｑ２１がオン、スイッチング素子Ｑ２２〜Ｑ２４がオフ
になる期間Ｔ２と、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２３が
オフ、スイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４がオンになる期
間Ｔ３と、スイッチング素子Ｑ２４がオン、スイッチン
グ素子Ｑ２１〜Ｑ２３がオフになる期間Ｔ４を順次繰り
返している。

【００１１】先ず、期間Ｔ１においてスイッチング素子
Ｑ２１，Ｑ２３がオン、スイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２
４がオフになると、図２３（ａ）に示すように、商用電
源ＡＣ→整流回路ＤＢ→スイッチング素子Ｑ２１→イン
ダクタＬ２１→スイッチング素子Ｑ２３→整流回路ＤＢ
→商用電源ＡＣの経路で入力電流が引き込まれて、チョ
ーク電流ＩＬ２１が流れ、インダクタＬ２１にエネルギ
が蓄積される。

【００１２】その後、期間Ｔ２においてスイッチング素
子Ｑ２１がオン、スイッチング素子Ｑ２２〜Ｑ２４がオ
フになると、期間Ｔ１においてインダクタＬ２１に蓄積
されたエネルギが放出され、図２３（ｂ）に示すよう
に、インダクタＬ２１→ダイオードＤ２２→平滑コンデ
ンサＣ２１→整流回路ＤＢ→商用電源ＡＣ→整流回路Ｄ
Ｂ→スイッチング素子Ｑ２１→インダクタＬ２１の経路
でチョーク電流ＩＬ２１が流れて、平滑コンデンサＣ２
１が充電される。

【００１３】次に、期間Ｔ３においてスイッチング素子
Ｑ２２，Ｑ２４がオン、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２
３がオフになると、図２３（ｃ）に示すように、平滑コ
ンデンサＣ２１を電源として、平滑コンデンサＣ２１→
スイッチング素子Ｑ２２→インダクタＬ２１→スイッチ
ング素子Ｑ２４→負荷回路ＬＤ→平滑コンデンサＣ２１
の経路で電流が流れて、負荷回路ＬＤに負荷電流が供給
されるとともに、インダクタＬ２１にエネルギが蓄積さ
れる。

【００１４】そして、期間Ｔ４においてスイッチング素
子Ｑ２４がオン、スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２３がオ
フになると、図２３（ｄ）に示すように、期間Ｔ３にお
いてインダクタＬ２１に蓄積されたエネルギが放出さ
れ、インダクタＬ２１→スイッチング素子Ｑ２４→負荷
回路ＬＤ→ダイオードＤ２１→インダクタＬ２１の経路
で電流が流れて、負荷回路ＬＤに負荷電流が供給され
る。

【００１５】制御回路１は、期間Ｔ１〜Ｔ４の繰り返し
周波数が電源周波数よりも十分高い周波数となるよう
に、スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４のオン・オフを制
御しており、上述した図１８に示す電源装置と同様に、
入力電流歪を抑制しつつ、平滑コンデンサＣ２１を充電
し、この平滑コンデンサＣ２１を電源として負荷回路Ｌ
Ｄに所望の電流を供給することができる。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】上述した後者の電源装
置では、部品数を削減するためにブーストコンバータの
インダクタとバックコンバータのインダクタとを１個の
インダクタＬ２１で兼用しており、このような兼用型の
コンバータでは、各々のコンバータの挙動が他方のコン
バータの挙動に影響を与える虞があり、入力電圧の瞬時
的な変動によって出力電流が変動したり、負荷インピー
ダンスの急変に伴って入力電流歪が増加するなど、入出
力間の干渉が発生するという問題があった。

【００１７】また、電源装置の入力電力と出力電力と
は、回路の損失を無視すると同じ値になるから、負荷回
路ＬＤに印加される電圧が電源電圧よりも極めて高い場
合、出力電流は入力電流よりも極めて小さい値になり、
チョーク電流ＩＬが負荷回路ＬＤに流れる期間も短くて
済む。ここで、入力電流がインダクタＬ１を介して負荷
回路ＬＤに直接流入するような電流ループを構成した場
合、入力電源から負荷への電力変換としては１段のみと
なるため、回路損失を少なくして効率を高めることがで
きるが、このような効果が得られるのは、その期間の時
比率が高い場合（１周期内でその期間の時間が比較的長
い場合）であり、上述のような入出力条件では、入力電
流がインダクタＬ１を介して負荷回路ＬＤに直接流入す
るような期間の時比率は小さくなるから、効率向上の効
果はあまり期待できず、かえってスイッチングロスの増
大による悪影響の方が大きくなるという問題があった。

【００１８】また、上述した後者の電源装置では、ブー
ストコンバータとバックコンバータとでインダクタＬ２
１を共用しているので、前者の電源装置に比べてインダ
クタＬ２１の数を少なくできるが、ブースト動作を行う
期間Ｔａ（＝Ｔ１，Ｔ２）と、バック動作を行う期間Ｔ
ｂ（＝Ｔ３，Ｔ４）とが交互に繰り返すため、前者の電
源装置と略同じ出力とするためには、インダクタＬ２１
に流れる電流ＩＬ２１のピーク値が、前者の電源装置の
インダクタＬ１１，Ｌ１２に流れる電流ＩＬ１１，ＩＬ
１２のピーク値に比べて大幅に増大する。例えば、図２
４に示すように、前者の電源装置のインダクタＬ１１，
Ｌ１２に流れる電流ＩＬ１１，ＩＬ１２のピーク値が共
にＩｐであれば、インダクタＬ２１に流れる電流ＩＬ２
１のピーク値は２×Ｉｐとなる。そのため、インダクタ
Ｌ２１に定格電流の大きな素子を用いる必要があり、そ
の結果インダクタＬ２１が大型化し、電源装置の小型化
が難しいという問題もあった。

【００１９】本発明は上記問題点に鑑みて為されたもの
であり、その目的とするところは、出力電圧が入力電圧
に比べて極めて高くなるような入出力条件でも使用で
き、入出力間の干渉を抑制した小型で高効率の電源装置
を提供することにある。

【００２０】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１の発明では、商用電源からの入力電流に含
まれる高調波歪を改善する高調波歪改善機能と、負荷回
路に供給する電流を所望の値に限流するための限流機能
とを有する電源装置において、平滑コンデンサを有し、
入力電源からの入力電流を高周波でスイッチングするこ
とによって平滑コンデンサの両端間に所望のレベルの直
流電圧を生成する変換手段と、変換手段の出力又は入力
電源の何れかから負荷回路への供給電流を限流する限流
手段と、変換手段及び限流手段を構成するスイッチング
素子のオン・オフを制御する制御手段とを備え、変換手
段を構成するインダクタと限流手段を構成するインダク
タとを同一のインダクタで兼用してなり、制御手段は、
少なくともインダクタ及び平滑コンデンサを含み、且
つ、入力電源及び負荷回路を含まない電流ループを形成
する期間を有するとともに、全ての期間においてインダ
クタを含む電流ループが入力電源と負荷回路とを同時に
含まないようにスイッチング素子のオン・オフを制御す
ることを特徴とする。

【００２１】請求項２の発明では、請求項１の発明にお
いて、制御手段は、スイッチングの１周期内に少なくと
も、インダクタに正の電圧が印加される第１の期間と、
インダクタに負の電圧が印加される第３の期間と、イン
ダクタの印加電圧が第１の期間よりも低く且つ第３の期
間よりも高い、第１の期間と第３の期間との間に設定さ
れる第２の期間とを少なくとも設定するように、スイッ
チング素子のオン・オフを制御することを特徴とする。

【００２２】請求項３の発明では、請求項２の発明にお
いて、制御手段は、インダクタが、少なくとも平滑コン
デンサから放電電流が流れる第１の電流ループ、平滑コ
ンデンサに電流が流れない第２の電流ループ、平滑コン
デンサに充電電流が流れる第３の電流ループ、の順番で
各電流ループに含まれるように、スイッチング素子のオ
ン・オフを制御することを特徴とする。

【００２３】請求項４の発明では、請求項１乃至３の何
れか一つの発明において、変換手段は、交流電源を全波
整流する整流回路の高圧側の出力端子に第１のスイッチ
ング素子を介して第１のダイオードのカソードとインダ
クタの一端とを接続するとともに、低圧側の出力端子に
第２のスイッチング素子の一端と第１のダイオードのア
ノードと第２のダイオードのカソードとを接続し、第２
のスイッチング素子の他端に第３のダイオードのカソー
ドと平滑コンデンサの一端とを接続し、第３のダイオー
ドのアノードに第３及び第４のスイッチング素子の一端
を接続し、インダクタの他端に第３のスイッチング素子
の他端と第４のダイオードのアノードとを接続し、第４
のダイオードのカソードと第３のダイオードのアノード
との間に負荷回路を接続し、第２のダイオードのアノー
ドに平滑コンデンサの他端及び第４のスイッチング素子
の他端を接続して構成されることを特徴とする。

【００２４】

【発明の実施の形態】（実施形態１）本実施形態の電源
装置の回路図を図１に示す。この電源装置は、商用電源
ＡＣの交流電圧を全波整流するダイオードブリッジのよ
うな整流回路ＤＢを有し、整流回路ＤＢの高圧側の出力
端子にスイッチング素子Ｑ１（第１のスイッチング素
子）を介してダイオードＤ１（第１のダイオード）のカ
ソードとインダクタＬ１の一端とを接続するとともに、
低圧側の出力端子にスイッチング素子Ｑ２（第２のスイ
ッチング素子）の一端とダイオードＤ１のアノードとダ
イオードＤ２（第２のダイオード）のカソードとを接続
し、スイッチング素子Ｑ２の他端にダイオードＤ３（第
３のダイオード）のカソードと平滑コンデンサＣ１の一
端とを接続し、ダイオードＤ３のアノードにスイッチン
グ素子Ｑ３，Ｑ４（第３及び第４のスイッチング素子）
の一端を接続し、インダクタＬ１の他端にスイッチング
素子Ｑ３の他端とダイオードＤ４（第４のダイオード）
のアノードとを接続し、ダイオードＤ４のカソードとダ
イオードＤ３のアノードとの間に負荷回路ＬＤを接続
し、ダイオードＤ２のアノードに平滑コンデンサＣ１の
他端及びスイッチング素子Ｑ４の他端を接続して構成さ
れる。尚、負荷回路ＬＤとしては例えば放電灯を含む負
荷回路が用いられる。

【００２５】スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は例えばトラ
ンジスタからなり、制御回路１より入力される制御信号
ａ〜ｄによってオン・オフが制御される。図２はスイッ
チング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン・オフを制御する制御信号
ａ〜ｄのタイムチャートを示しており、スイッチング素
子Ｑ２〜Ｑ４がオン、スイッチング素子Ｑ１がオフにな
る期間Ｔ１と、スイッチング素子Ｑ４がオン、スイッチ
ング素子Ｑ１〜Ｑ３がオフになる期間Ｔ２と、スイッチ
ング素子Ｑ１，Ｑ３がオン、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ
４がオフになる期間Ｔ３を、期間Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３の順
番で順次繰り返している。なお、制御回路１では、期間
Ｔ１〜Ｔ３の繰り返し周波数が電源周波数よりも十分高
い周波数となるように、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の
オン・オフを制御している。

【００２６】ここで、各期間Ｔ１〜Ｔ３における本回路
の動作を図３及び図４を参照して説明する。尚、図３
（ａ）〜（ｃ）はそれぞれ期間Ｔ１〜Ｔ３における電流
経路の説明図であり、電流の流れる経路を点線で示して
いる。

【００２７】期間Ｔ１においてスイッチング素子Ｑ２〜
Ｑ４がオン、スイッチング素子Ｑ１がオフになると、図
３（ａ）に示すように、期間Ｔ３において電解コンデン
サよりなる平滑コンデンサＣ１に充電された電荷が放出
され、平滑コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ２→ダ
イオードＤ１→インダクタＬ１→スイッチング素子Ｑ３
→スイッチング素子Ｑ４→平滑コンデンサＣ１の経路で
電流が流れ、インダクタＬ１にエネルギが蓄積される。
図４（ａ）は期間Ｔ１における本回路の等価回路であ
り、平滑コンデンサＣ１の両端間にインダクタＬ１が接
続されたような回路になる。

【００２８】次に、期間Ｔ２においてスイッチング素子
Ｑ４がオン、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３がオフになる
と、図３（ｂ）に示すように、インダクタＬ１に蓄積さ
れたエネルギが放出されて、インダクタＬ１→ダイオー
ドＤ４→負荷回路ＬＤ→スイッチング素子Ｑ４→ダイオ
ードＤ２→ダイオードＤ１→インダクタＬ１の経路で電
流が流れ、負荷回路ＬＤに負荷電流が供給される。図４
（ｂ）は期間Ｔ３における本回路の等価回路であり、イ
ンダクタＬ１の両端間に負荷回路ＬＤが接続されたよう
な回路になる。

【００２９】その後、期間Ｔ３においてスイッチング素
子Ｑ１，Ｑ３がオン、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４がオ
フになると、図３（ｃ）に示すように、商用電源ＡＣか
ら入力電流が引き込まれて、商用電源ＡＣ→整流回路Ｄ
Ｂ→スイッチング素子Ｑ１→インダクタＬ１→スイッチ
ング素子Ｑ３→ダイオードＤ３→平滑コンデンサＣ１→
ダイオードＤ２→整流回路ＤＢ→商用電源ＡＣの経路で
電流が流れ、平滑コンデンサＣ１が充電される。図４
（ｃ）は期間Ｔ３における本回路の等価回路であり、商
用電源ＡＣ及び整流回路ＤＢからなる直流電源Ｅの両端
間にインダクタＬ１と平滑コンデンサＣ１との直列回路
が接続されたような回路になる。

【００３０】このように本回路では１個のインダクタＬ
１で、力率改善機能を有するブーストコンバータのチョ
ークと、出力電流制限機能を有するバックコンバータの
チョークを兼用しているので、従来例で説明した図１８
の電源装置に比べて部品点数を少なくできる。

【００３１】また、図５はインダクタＬ１に流れるチョ
ーク電流ＩＬの波形図を示しており、チョーク電流ＩＬ
の電流波形は、期間Ｔ１では徐々に増加し、期間Ｔ２，
Ｔ３では徐々に減少するような台形波形となる。なお、
チョーク電流ＩＬの内、入力電流に寄与する部分は期間
Ｔ３に流れる電流（図５中のＡ１部）であり、出力電流
に寄与する部分は期間Ｔ２に流れる電流（図５中のＡ２
部）である。

【００３２】ここで、平滑コンデンサＣ１の両端電圧を
ＶC1、入力電圧（整流回路ＤＢの出力電圧）をＶin、負
荷回路ＬＤの印加電圧をＶLDとすると、期間Ｔ１におけ
るチョーク電圧ＶＬ_T1はＶＬ_T1＝ＶC1、期間Ｔ２におけ
るチョーク電圧ＶＬ_T2はＶＬ _T2＝−ＶLD、期間Ｔ３にお
けるチョーク電圧ＶＬ_T3はＶＬ_T3＝Ｖin−ＶC1となる。
本回路では変換手段としての動作によって平滑コンデン
サＣ１の両端電圧ＶC1を入力電圧Ｖinよりも十分高い電
圧に設定しているので（ＶC1＞Ｖin）、ＶＬ_T1＞ＶＬ_T2
＞ＶＬ_T3という関係が常に成立する。ここに、各期間Ｔ
１〜Ｔ３におけるチョーク電流ＩＬの傾き（変化率）Δ
ＩＬ_T1〜ΔＩＬ_T3は、その期間におけるチョーク電圧Ｖ
Ｌ_T1〜ＶＬ_T3の電圧値によって決まるので、第１の期間
Ｔ１における傾きΔＩＬ_T1は正の値、第３の期間Ｔ３に
おける傾きΔＩＬ_T3は負の値となる。また第１の期間Ｔ
１と第３の期間Ｔ３との間に設けた第２の期間Ｔ２にお
けるチョーク電流ＩＬの傾きΔＩＬ_T2は、期間Ｔ１中の
傾きΔＩＬ_T1よりも小さく、且つ、期間Ｔ３中の傾きΔ
ＩＬ_T3よりも大きい負の値となるので、チョーク電流Ｉ
Ｌの傾きは期間Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３の順番で徐々に小さく
なり（ΔＩＬ_T1＞ΔＩＬ_T2＞ΔＩＬ_T3）、その波形は図
５に示すような台形状の波形となる。

【００３３】ところで、入出力電圧に対する電力変換量
は、インダクタＬ１に流れるチョーク電流ＩＬの平均値
に比例して増減するのであるが、従来技術で説明した図
２０の電源装置ではチョーク電流ＩＬの電流波形が三角
波形となっているのに対して、本実施形態ではチョーク
電流ＩＬの電流波形を台形波形としているので、平均電
流値及びスイッチングの周期が同じ値であれば、電流波
形が三角波形の場合に比べてチョーク電流ＩＬのピーク
値を低減することができる。したがって、インダクタＬ
１に定格電流が小さい小型のものを用いることができ、
電源装置の小型化が図れる。

【００３４】また、本回路では、インダクタを含む電流
ループ内に入力電源と負荷回路ＬＤとが同時に存在する
期間が生じないように制御回路１が各スイッチング素子
Ｑ１〜Ｑ４のオン・オフを制御している。ここで、回路
の損失を無視すると、電力変換回路の入力電力と出力電
力とは同じ値になるから、負荷回路ＬＤに印加される電
圧が電源電圧よりも極めて高い場合、出力電流は入力電
流よりも極めて小さい値になり、チョーク電流ＩＬが負
荷回路ＬＤに流れる期間も短くて済む。

【００３５】ところで、入力電流がインダクタＬ１を介
して負荷回路ＬＤに直接流入するような電流ループを構
成した場合、入力電源から負荷への電力変換としては１
段のみとなるため、回路損失を少なくして効率を高める
ことができるが、このような効果が得られるのは、その
期間の時比率が高い場合（１周期内でその期間の時間が
比較的長い場合）であり、上述のような入出力条件で
は、入力電流がインダクタＬ１を介して負荷回路ＬＤに
直接流入するような期間の時比率は小さくなるから、効
率向上の効果はあまり期待できず、かえってスイッチン
グロスの増大による悪影響の方が大きくなる。そこで、
本回路ではインダクタを含む電流ループ内に入力電源と
負荷回路ＬＤとが同時に存在する期間が生じないように
制御回路１が各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン・オ
フを制御しているので、スイッチングロスによる悪影響
を無くして、良好な動作を行わせることができる。

【００３６】また、本回路ではインダクタＬ１と平滑コ
ンデンサＣ１のみからなる閉ループを形成して、インダ
クタＬ１と平滑コンデンサＣ１との間でエネルギを授受
する期間Ｔ１を設けている。１個のインダクタＬ１でブ
ーストコンバータのチョークとバックコンバータのチョ
ークを兼用するような兼用型のコンバータでは、各々の
コンバータの挙動が、他方のコンバータの挙動に影響を
与えやすいが、期間Ｔ１においてインダクタＬ１と平滑
コンデンサＣ１のみからなる閉ループを形成し、入力側
および負荷側と無関係な動作をさせることで、期間Ｔ２
の初期電流を安定させることができる。したがって、入
力電源が変動したり、負荷変動が発生したとしても、入
出力間の干渉を抑制でき、その結果入力電源又は負荷が
不安定な場合でも使用可能な小型で高効率の電源装置を
実現できる。

【００３７】（実施形態２）本発明の実施形態２を図６
乃至図９を参照して説明する。尚、電源装置の回路構成
は実施形態１と同一であるので、その説明は省略し、本
実施形態の特徴である回路動作のみを以下に説明する。

【００３８】図６はスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン
・オフを制御する制御信号ａ〜ｄのタイムチャートを示
しており、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ４がオン、スイッ
チング素子Ｑ１がオフになる期間Ｔ１と、スイッチング
素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ４がオン、スイッチング素子Ｑ２が
オフになる期間Ｔ２と、全てのスイッチング素子Ｑ１〜
Ｑ４がオフになる期間Ｔ３を、期間Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３の
順番で順次繰り返している。なお、制御回路１では、期
間Ｔ１〜Ｔ３の繰り返し周波数が電源周波数よりも十分
高い周波数となるように、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４
のオン・オフを制御している。

【００３９】ここで、各期間Ｔ１〜Ｔ３における本回路
の動作を図７及び図８を参照して説明する。尚、図７
（ａ）〜（ｃ）はそれぞれ期間Ｔ１〜Ｔ３における電流
経路の説明図であり、電流の流れる経路を点線で示して
いる。

【００４０】期間Ｔ１においてスイッチング素子Ｑ２〜
Ｑ４がオン、スイッチング素子Ｑ１がオフになると、図
７（ａ）に示すように、期間Ｔ３において平滑コンデン
サＣ１に充電された電荷が放出されて、平滑コンデンサ
Ｃ１→スイッチング素子Ｑ２→ダイオードＤ１→インダ
クタＬ１→スイッチング素子Ｑ３→スイッチング素子Ｑ
４→平滑コンデンサＣ１の経路で電流が流れ、インダク
タＬ１にエネルギが蓄積される。図８（ａ）は期間Ｔ１
における本回路の等価回路であり、平滑コンデンサＣ１
の両端間にインダクタＬ１が接続されたような回路にな
る。

【００４１】次に、期間Ｔ２においてスイッチング素子
Ｑ１，Ｑ３，Ｑ４ががオン、スイッチング素子Ｑ２オフ
になると、図７（ｂ）に示すように、商用電源ＡＣから
入力電流が引き込まれ、商用電源ＡＣ→整流回路ＤＢ→
スイッチング素子Ｑ１→インダクタＬ１→スイッチング
素子Ｑ３→スイッチング素子Ｑ４→ダイオードＤ２→整
流回路ＤＢ→商用電源ＡＣの経路で電流が流れ、インダ
クタＬ１にエネルギが蓄積される。図８（ｂ）は期間Ｔ
２における本回路の等価回路であり、商用電源ＡＣ及び
整流回路ＤＢからなる直流電源Ｅの両端間にインダクタ
Ｌ１が接続されたような回路になる。

【００４２】その後、期間Ｔ３において全てのスイッチ
ング素子Ｑ１〜Ｑ４がオフになると、図７（ｃ）に示す
ように、期間Ｔ１，Ｔ２にインダクタＬ１に蓄積された
エネルギが放出され、インダクタＬ１→ダイオードＤ４
→負荷回路ＬＤ→ダイオードＤ３→平滑コンデンサＣ１
→ダイオードＤ２→ダイオードＤ１→インダクタＬ１の
経路で電流が流れ、負荷回路ＬＤに負荷電流が供給され
るとともに、平滑コンデンサＣ１が充電される。図８
（ｃ）は期間Ｔ３における本回路の等価回路であり、イ
ンダクタＬ１の両端間に負荷回路ＬＤと平滑コンデンサ
Ｃ１との直列回路が接続されたような回路になる。

【００４３】このように本回路では１個のインダクタＬ
１で、力率改善機能を有するブーストコンバータのチョ
ークと、出力電流制限機能を有するバックコンバータの
チョークを兼用しているので、従来例で説明した図１８
の電源装置に比べて部品点数を少なくできる。

【００４４】また、図９はインダクタＬ１に流れるチョ
ーク電流ＩＬの波形図を示し、チョーク電流ＩＬの電流
波形は期間Ｔ１，Ｔ２では徐々に増加し、期間Ｔ３では
徐々に減少するような台形波形となる。なお、チョーク
電流ＩＬの内、入力電流に寄与する部分は期間Ｔ２に流
れる電流（図９中のＡ１部）であり、出力電流に寄与す
る部分は期間Ｔ３に流れる電流（図９中のＡ２部）であ
る。

【００４５】ここで、期間Ｔ１におけるチョーク電圧Ｖ
Ｌ_T1はＶＬ_T1＝ＶC1、期間Ｔ２におけるチョーク電圧Ｖ
Ｌ_T2はＶＬ_T2＝Ｖin、期間Ｔ３におけるチョーク電圧Ｖ
Ｌ_T3はＶＬ_T3＝−ＶLD−ＶC1となる。本回路では変換手
段の動作によって平滑コンデンサＣ１の両端電圧ＶC1を
入力電圧Ｖinよりも十分高い電圧に設定しているので
（ＶC1＞Ｖin）、ＶＬ_T1＞ＶＬ_T2＞ＶＬ_T3という関係が
常に成立する。ここに、各期間Ｔ１〜Ｔ３におけるチョ
ーク電流ＩＬの傾き（変化率）ΔＩＬ_T1〜ΔＩＬ _T3は、
その期間におけるチョーク電圧ＶＬ_T1〜ＶＬ_T3の電圧値
によって決まるので、第１の期間Ｔ１における傾きΔＩ
Ｌ_T1は正の値、第３の期間Ｔ３における傾きΔＩＬ_T3は
負の値となる。また第１の期間Ｔ１と第３の期間Ｔ３と
の間に設けた第２の期間Ｔ２におけるチョーク電流ＩＬ
の傾きΔＩＬ_T2は、期間Ｔ１中の傾きΔＩＬ_T1よりも小
さく、且つ、期間Ｔ３中の傾きΔＩＬ_T3よりも大きい正
の値となるので、チョーク電流ＩＬの傾きは期間Ｔ１、
Ｔ２、Ｔ３の順番で徐々に小さくなり（ΔＩＬ_T1＞ΔＩ
Ｌ_T2＞ΔＩＬ_T3）、その波形は図９に示すような台形状
の波形となる。

【００４６】上述のように本回路においても、実施形態
１と同様に、チョーク電流ＩＬの電流波形が台形波形と
なるよう、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン・オフを
制御しているので、チョーク電流の平均電流値及びスイ
ッチングの周期が同じ値であれば、電流波形が三角波形
の場合に比べてチョーク電流ＩＬのピーク値を低減する
ことができる。したがって、インダクタＬ１に定格電流
が小さい小型のものを用いることができ、電源装置の小
型化が図れる。

【００４７】また、本回路でも、インダクタを含む電流
ループ内に入力電源と負荷回路ＬＤとが同時に存在する
期間が生じないように制御回路１が各スイッチング素子
Ｑ１〜Ｑ４のオン・オフを制御しており、実施形態１で
説明したように、入力電圧に比べて出力電圧の方が極め
て高くなるような使用条件下では、スイッチングロスに
よる悪影響を無くして、良好な動作を行わせることがで
きる。

【００４８】さらに、本回路では、インダクタＬ１と平
滑コンデンサＣ１のみからなる閉ループを形成して、イ
ンダクタＬ１と平滑コンデンサＣ１との間でエネルギを
授受する期間Ｔ１を設けている。１個のインダクタＬ１
でブーストコンバータのチョークとバックコンバータの
チョークを兼用するような兼用型のコンバータでは、各
々のコンバータの挙動が、他方のコンバータの挙動に影
響を与えやすいが、期間Ｔ１においてインダクタＬ１と
平滑コンデンサＣ１のみからなる閉ループを形成し、入
力側および負荷側と無関係な動作をさせることで、期間
Ｔ２の初期電流を安定させることができる。したがっ
て、入力電源が変動したり、負荷変動が発生したとして
も、入出力間の干渉を抑制でき、その結果入力電源又は
負荷が不安定な場合でも使用可能な小型で高効率の電源
装置を実現できる。

【００４９】（実施形態３）本発明の実施形態３を図１
０乃至図１３を参照して説明する。尚、電源装置の回路
構成は実施形態１と同一であるので、その説明は省略
し、本実施形態の特徴である回路動作のみを以下に説明
する。

【００５０】図１０はスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオ
ン・オフを制御する制御信号ａ〜ｄのタイムチャートを
示しており、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４がオン、スイ
ッチング素子Ｑ１，Ｑ３がオフになる期間Ｔ１と、スイ
ッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ４がオン、スイッチング素
子Ｑ２がオフになる期間Ｔ２と、スイッチング素子Ｑ３
がオン、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ４がオフにな
る期間Ｔ３を、期間Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３の順番で順次繰り
返している。なお、制御回路１では、期間Ｔ１〜Ｔ３の
繰り返し周波数が電源周波数よりも十分高い周波数とな
るように、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン・オフを
制御している。

【００５１】ここで、各期間Ｔ１〜Ｔ３における本回路
の動作を図１１及び図１２を参照して説明する。尚、図
１１（ａ）〜（ｃ）はそれぞれ期間Ｔ１〜Ｔ３における
電流経路の説明図であり、電流の流れる経路を点線で示
している。

【００５２】期間Ｔ１においてスイッチング素子Ｑ２，
Ｑ４がオン、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３がオフになる
と、図１１（ａ）に示すように、期間Ｔ３において平滑
コンデンサＣ１に充電された電荷が放出されて、平滑コ
ンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ２→ダイオードＤ１
→インダクタＬ１→ダイオードＤ４→負荷回路ＬＤ→ス
イッチング素子Ｑ４→平滑コンデンサＣ１の経路で電流
が流れ、インダクタＬ１にエネルギが蓄積されるととも
に、負荷回路ＬＤに負荷電流が供給される。図１２
（ａ）は期間Ｔ１における本回路の等価回路であり、平
滑コンデンサＣ１の両端間にインダクタＬ１と負荷回路
ＬＤとの直列回路が接続されたような回路になる。

【００５３】次に、期間Ｔ２においてスイッチング素子
Ｑ１，Ｑ３，Ｑ４がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフ
になると、図１１（ｂ）に示すように、商用電源ＡＣか
ら入力電流が引き込まれ、商用電源ＡＣ→整流回路ＤＢ
→スイッチング素子Ｑ１→インダクタＬ１→スイッチン
グ素子Ｑ３→スイッチング素子Ｑ４→ダイオードＤ２→
整流回路ＤＢ→商用電源ＡＣの経路で電流が流れ、イン
ダクタＬ１にエネルギが蓄積される。図１２（ｂ）は期
間Ｔ２における本回路の等価回路であり、直流電源Ｅの
両端間にインダクタＬ１が接続されたような回路にな
る。

【００５４】その後、期間Ｔ３においてスイッチング素
子Ｑ３がオン、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ４がオ
フになると、図１１（ｃ）に示すように、インダクタＬ
１に蓄積されたエネルギが放出されて、インダクタＬ１
→スイッチング素子Ｑ３→ダイオードＤ３→平滑コンデ
ンサＣ１→ダイオードＤ２→ダイオードＤ１→インダク
タＬ１の経路で電流が流れ、平滑コンデンサＣ１が充電
される。図１２（ｃ）は期間Ｔ３における本回路の等価
回路であり、インダクタＬ１の両端間に平滑コンデンサ
Ｃ１が期間Ｔ１と逆向きに接続されたような回路にな
る。

【００５５】このように本回路では１個のインダクタＬ
１で、力率改善機能を有するブーストコンバータのチョ
ークと、出力電流制限機能を有するバックコンバータの
チョークを兼用しているので、従来例で説明した図１８
の電源装置に比べて部品点数を少なくできる。

【００５６】また、図１３はインダクタＬ１に流れるチ
ョーク電流ＩＬの波形図を示し、チョーク電流ＩＬの電
流波形は期間Ｔ１，Ｔ２では徐々に増加し、期間Ｔ３で
は徐々に減少するような台形波形となっている。なお、
チョーク電流ＩＬの内、入力電流に寄与する部分は期間
Ｔ２に流れる電流（図１３中のＡ１部）であり、出力電
流に寄与する部分は期間Ｔ３に流れる電流（図１３中の
Ａ２部）である。

【００５７】ここで、期間Ｔ１におけるチョーク電圧Ｖ
Ｌ_T1はＶＬ_T1＝ＶC1−ＶLD、期間Ｔ２におけるチョーク
電圧ＶＬ_T2はＶＬ_T2＝Ｖin、期間Ｔ３におけるチョーク
電圧ＶＬ_T3はＶＬ_T3＝−ＶC1となる。本回路では変換手
段の動作によって平滑コンデンサＣ１の両端電圧ＶC1を
入力電圧Ｖinよりも十分高い電圧に設定しているので、
ＶＬ_T1＞ＶＬ_T2＞ＶＬ_T3という関係が常に成立する。こ
こに、各期間Ｔ１〜Ｔ３におけるチョーク電流ＩＬの傾
き（変化率）ΔＩＬ_T1〜ΔＩＬ_T3は、その期間における
チョーク電圧ＶＬ_T1〜ＶＬ_T3の電圧値によって決まるの
で、第１の期間Ｔ１における傾きΔＩＬ_T1は正の値、第
３の期間Ｔ３における傾きΔＩＬ_T3は負の値となる。ま
た第１の期間Ｔ１と第３の期間Ｔ３との間に設けた第２
の期間Ｔ２におけるチョーク電流ＩＬの傾きΔＩＬ
_T2は、期間Ｔ１中の傾きΔＩＬ_T1よりも小さく、且つ、
期間Ｔ３中の傾きΔＩＬ_T3よりも大きい正の値となるの
で、チョーク電流ＩＬの傾きは期間Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３の
順番で徐々に小さくなり（ΔＩＬ_T1＞ΔＩＬ_T2＞ΔＩＬ
_T3）、その波形は図１３に示すような台形状の波形とな
る。

【００５８】上述のように本回路においても、実施形態
１と同様に、チョーク電流ＩＬの電流波形が台形波形と
なるよう、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン・オフを
制御しているので、チョーク電流の平均電流値及びスイ
ッチングの周期が同じ値であれば、電流波形が三角波形
の場合に比べてチョーク電流ＩＬのピーク値を低減する
ことができる。したがって、インダクタＬ１に定格電流
が小さい小型のものを用いることができ、電源装置の小
型化が図れる。

【００５９】また、本回路でも、インダクタを含む電流
ループ内に入力電源と負荷回路ＬＤとが同時に存在する
期間が生じないように制御回路１が各スイッチング素子
Ｑ１〜Ｑ４のオン・オフを制御しているので、実施形態
１で説明したように入力電圧に比べて出力電圧の方が極
めて高くなるような使用条件下では、スイッチングロス
による悪影響を無くして、良好な動作を行わせることが
できる。

【００６０】さらに、本回路では、インダクタＬ１と平
滑コンデンサＣ１のみからなる閉ループを形成して、イ
ンダクタＬ１と平滑コンデンサＣ１との間でエネルギを
授受する期間Ｔ３を設けている。１個のインダクタＬ１
でブーストコンバータのチョークとバックコンバータの
チョークを兼用するような兼用型のコンバータでは、各
々のコンバータの挙動が、他方のコンバータの挙動に影
響を与えやすいが、期間Ｔ１においてインダクタＬ１と
平滑コンデンサＣ１のみからなる閉ループを形成し、入
力側および負荷側と無関係な動作をさせることで、期間
Ｔ１の初期電流を安定させることができる。したがっ
て、入力電源が変動したり、負荷変動が発生したとして
も、入出力間の干渉を抑制でき、その結果入力電源又は
負荷が不安定な場合でも使用可能な小型で高効率の電源
装置を実現できる。

【００６１】（実施形態４）本発明の実施形態４を図１
４乃至図１７を参照して説明する。尚、電源装置の回路
構成は実施形態１と同一であるので、その説明は省略
し、本実施形態の特徴である回路動作のみを以下に説明
する。

【００６２】図１４はスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオ
ン・オフを制御する制御信号ａ〜ｄのタイムチャートを
示しており、全てのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオン
になる期間Ｔ１と、スイッチング素子Ｑ４がオン、スイ
ッチング素子Ｑ１〜Ｑ３がオフになる期間Ｔ２と、スイ
ッチング素子Ｑ３がオン、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２，Ｑ４がオフになる期間Ｔ３を、期間Ｔ１，Ｔ２，Ｔ
３の順番で順次繰り返している。なお、制御回路１で
は、期間Ｔ１〜Ｔ３の繰り返し周波数が電源周波数より
も十分高い周波数となるように、スイッチング素子Ｑ１
〜Ｑ４のオン・オフを制御している。

【００６３】ここで、各期間Ｔ１〜Ｔ３における本回路
の動作を図１５及び図１６を参照して説明する。尚、図
１５（ａ）〜（ｃ）はそれぞれ期間Ｔ１〜Ｔ３における
電流経路の説明図であり、電流の流れる経路を点線で示
している。

【００６４】期間Ｔ１において全てのスイッチング素子
Ｑ１〜Ｑ４がオンになると、図１５５（ａ）に示すよう
に、期間Ｔ３において平滑コンデンサＣ１に蓄積された
電荷が放出されるとともに、商用電源ＡＣから入力電流
が引き込まれ、商用電源ＡＣ→整流回路ＤＢ→スイッチ
ング素子Ｑ１→インダクタＬ１→スイッチング素子Ｑ３
→スイッチング素子Ｑ４→平滑コンデンサＣ１→スイッ
チング素子Ｑ２→整流回路ＤＢ→商用電源ＡＣの経路で
電流が流れて、インダクタＬ１にエネルギが蓄積され
る。図１６（ａ）は期間Ｔ１における本回路の等価回路
であり、商用電源ＡＣ及び整流回路ＤＢからなる直流電
源Ｅと平滑コンデンサＣ１との直列回路の両端間にイン
ダクタＬ１が接続されたような回路になる。

【００６５】次に、期間Ｔ２においてスイッチング素子
Ｑ４がオン、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３がオフになる
と、図１５（ｂ）に示すように、期間Ｔ１でインダクタ
Ｌ１に蓄積されたエネルギが放出され、インダクタＬ１
→ダイオードＤ４→負荷回路ＬＤ→スイッチング素子Ｑ
４→ダイオードＤ２→ダイオードＤ１→インダクタＬ１
の経路で電流が流れ、負荷回路ＬＤに負荷電流が供給さ
れる。図１６（ｂ）は期間Ｔ２における本回路の等価回
路であり、インダクタＬ１の両端間に負荷回路ＬＤが接
続されたような回路になる。

【００６６】その後、期間Ｔ３においてスイッチング素
子Ｑ３がオン、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ４がオ
フになると、図１５（ｃ）に示すように、期間Ｔ２に引
き続いてインダクタＬ１に蓄積されたエネルギが放出さ
れて、インダクタＬ１→スイッチング素子Ｑ３→ダイオ
ードＤ３→平滑コンデンサＣ１→ダイオードＤ２→ダイ
オードＤ１→インダクタＬ１の経路で電流が流れ、平滑
コンデンサＣ１が充電される。図１６（ｃ）は期間Ｔ３
における本回路の等価回路であり、インダクタＬ１の両
端間に平滑コンデンサＣ１が期間Ｔ１と逆向きに接続さ
れたような回路になる。

【００６７】このように本回路では１個のインダクタＬ
１で、力率改善機能を有するブーストコンバータのチョ
ークと、出力電流制限機能を有するバックコンバータの
チョークを兼用しているので、従来例で説明した図１８
の電源装置に比べて部品点数を少なくできる。

【００６８】また、図１７はインダクタＬ１に流れるチ
ョーク電流ＩＬの波形図を示し、チョーク電流ＩＬの電
流波形は期間Ｔ１では徐々に増加し、期間Ｔ２，Ｔ３で
は徐々に減少するような台形波形となっている。なお、
チョーク電流ＩＬの内、入力電流に寄与する部分は期間
Ｔ１に流れる電流（図１７中のＡ１部）であり、出力電
流に寄与する部分は期間Ｔ２に流れる電流（図１７中の
Ａ２部）である。

【００６９】ここで、期間Ｔ１におけるチョーク電圧Ｖ
Ｌ_T1はＶＬ_T1＝Ｖin＋ＶC1、期間Ｔ２におけるチョーク
電圧ＶＬ_T2はＶＬ_T2＝−ＶLD、期間Ｔ３におけるチョー
ク電圧ＶＬ_T3はＶＬ_T3＝−ＶC1となる。本回路では変換
手段の動作によって平滑コンデンサＣ１の両端電圧ＶC1
を入力電圧Ｖinよりも十分高い電圧に設定しているの
で、ＶＬ_T1＞ＶＬ_T2＞ＶＬ_T3という関係が常に成立す
る。ここに、各期間Ｔ１〜Ｔ３におけるチョーク電流Ｉ
Ｌの傾き（変化率）ΔＩＬ_T1〜ΔＩＬ_T3は、その期間に
おけるチョーク電圧ＶＬ_T1〜ＶＬ_T3の電圧値によって決
まるので、第１の期間Ｔ１における傾きΔＩＬ_T1は正の
値、第３の期間Ｔ３における傾きΔＩＬ_T3は負の値とな
る。また第１の期間Ｔ１と第３の期間Ｔ３との間に設け
た第２の期間Ｔ２におけるチョーク電流ＩＬの傾きΔＩ
Ｌ_T2は、期間Ｔ１中の傾きΔＩＬ_T1よりも小さく、且
つ、期間Ｔ３中の傾きΔＩＬ_T3よりも大きい負の値とな
るので、チョーク電流ＩＬの傾きは期間Ｔ１、Ｔ２、Ｔ
３の順番で徐々に小さくなり（ΔＩＬ_T1＞ΔＩＬ_T2＞Δ
ＩＬ_T3）、その波形は図１７に示すような台形波形とな
る。

【００７０】上述のように本回路においても、実施形態
１と同様に、チョーク電流ＩＬの電流波形が台形波形と
なるよう、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン・オフを
制御しているので、チョーク電流の平均電流値及びスイ
ッチングの周期が同じ値であれば、電流波形が三角波形
の場合に比べてチョーク電流ＩＬのピーク値を低減する
ことができる。したがって、インダクタＬ１に定格電流
が小さい小型のものを用いることができ、電源装置の小
型化が図れる。

【００７１】また、本回路でも、インダクタを含む電流
ループ内に入力電源と負荷回路ＬＤとが同時に存在する
期間が生じないように制御回路１が各スイッチング素子
Ｑ１〜Ｑ４のオン・オフを制御しており、実施形態１で
説明したように入力電圧に比べて出力電圧の方が極めて
高くなるような使用条件下では、スイッチングロスによ
る悪影響を無くして、良好な動作を行わせることができ
る。

【００７２】さらに、本回路では、インダクタＬ１と平
滑コンデンサＣ１のみからなる閉ループを形成して、イ
ンダクタＬ１と平滑コンデンサＣ１との間でエネルギを
授受する期間Ｔ３を設けている。１個のインダクタＬ１
でブーストコンバータのチョークとバックコンバータの
チョークを兼用するような兼用型のコンバータでは、各
々のコンバータの挙動が、他方のコンバータの挙動に影
響を与えやすいが、期間Ｔ１においてインダクタＬ１と
平滑コンデンサＣ１のみからなる閉ループを形成し、入
力側および負荷側と無関係な動作をさせることで、期間
Ｔ１の初期電流を安定させることができる。したがっ
て、入力電源が変動したり、負荷変動が発生したとして
も、入出力間の干渉を抑制でき、その結果入力電源又は
負荷が不安定な場合でも使用可能な小型で高効率の電源
装置を実現できる。

【００７３】

【発明の効果】上述のように、請求項１の発明は、商用
電源からの入力電流に含まれる高調波歪を改善する高調
波歪改善機能と、負荷回路に供給する電流を所望の値に
限流するための限流機能とを有する電源装置において、
平滑コンデンサを有し、入力電源からの入力電流を高周
波でスイッチングすることによって平滑コンデンサの両
端間に所望のレベルの直流電圧を生成する変換手段と、
変換手段の出力又は入力電源の何れかから負荷回路への
供給電流を限流する限流手段と、変換手段及び限流手段
を構成するスイッチング素子のオン・オフを制御する制
御手段とを備え、変換手段を構成するインダクタと限流
手段を構成するインダクタとを同一のインダクタで兼用
してなり、制御手段は、少なくともインダクタ及び平滑
コンデンサを含み、且つ、入力電源及び負荷回路を含ま
ない電流ループを形成する期間を有するとともに、全て
の期間においてインダクタを含む電流ループが入力電源
と負荷回路とを同時に含まないようにスイッチング素子
のオン・オフを制御することを特徴とし、部品数の削減
を目的として変換手段を構成するインダクタと限流手段
を構成するインダクタとを同一のインダクタで兼用して
いるために、変換手段および限流手段のそれぞれの動作
が他方に影響を与える虞があるが、制御手段は、少なく
ともインダクタ及び平滑コンデンサを含み、且つ、入力
電源及び負荷回路を含まない電流ループを形成する期間
を設けており、この期間では入力電源及び負荷回路に関
係なく、インダクタと平滑コンデンサとの間でエネルギ
ーの授受を行っているので、限流手段としての動作が変
換手段の動作に与える影響を少なくでき、入力電源や負
荷回路の動作が不安定な場合でも変換手段の動作を安定
させることができるという効果がある。また、入力電流
がインダクタを介して負荷回路に直接流入するような電
流ループを形成した場合、入力電源から負荷回路への電
力変換としては１段のみとなるため、回路損失の低減を
図ることができるが、出力電圧が入力電圧に比べて極め
て高い場合には、出力電流が入力電流よりも極めて小さ
い値になり、入力電流がインダクタを介して負荷回路に
直接流入する期間の時比率が短くなるため、かえってス
イッチングロスの増大による悪影響の方が大きくなる
が、本発明ではインダクタを含む電流ループ内に入力電
源と負荷回路とが同時に存在する期間が生じないように
制御回路がスイッチング素子のオン・オフを制御してい
るので、スイッチングロスによる悪影響を無くして、良
好な動作を行わせることができるという効果がある。

【００７４】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、制御手段は、スイッチングの１周期内に少なくと
も、インダクタに正の電圧が印加される第１の期間と、
インダクタに負の電圧が印加される第３の期間と、イン
ダクタの印加電圧が第１の期間よりも低く且つ第３の期
間よりも高い、第１の期間と第３の期間との間に設定さ
れる第２の期間とを少なくとも設定するように、スイッ
チング素子のオン・オフを制御することを特徴とし、イ
ンダクタに流れる電流の変化率はインダクタに印加され
る電圧の値に比例するので、インダクタに流れる電流の
変化率を第１の期間では正、第３の期間では負、第１の
期間と第３の期間の間の期間では第１の期間よりも低く
且つ第３の期間よりも高い値に設定して、インダクタに
流れる電流の波形を台形状とすることができる。その結
果、インダクタに流れる電流の平均値が同じであれば、
ピーク電流を小さくでき、インダクタに定格の小さい小
型の部品を使用することができるから、電源装置の小型
化が図れるという効果がある。

【００７５】請求項３の発明は、請求項２の発明におい
て、制御手段は、インダクタが、少なくとも平滑コンデ
ンサから放電電流が流れる第１の電流ループ、平滑コン
デンサに電流が流れない第２の電流ループ、平滑コンデ
ンサに充電電流が流れる第３の電流ループ、の順番で各
電流ループに含まれるように、スイッチング素子のオン
・オフを制御することを特徴とし、請求項２の発明と同
様の効果を奏する。

【００７６】請求項４の発明は、請求項１乃至３の何れ
か一つの発明において、変換手段は、交流電源を全波整
流する整流回路の高圧側の出力端子に第１のスイッチン
グ素子を介して第１のダイオードのカソードとインダク
タの一端とを接続するとともに、低圧側の出力端子に第
２のスイッチング素子の一端と第１のダイオードのアノ
ードと第２のダイオードのカソードとを接続し、第２の
スイッチング素子の他端に第３のダイオードのカソード
と平滑コンデンサの一端とを接続し、第３のダイオード
のアノードに第３及び第４のスイッチング素子の一端を
接続し、インダクタの他端に第３のスイッチング素子の
他端と第４のダイオードのアノードとを接続し、第４の
ダイオードのカソードと第３のダイオードのアノードと
の間に負荷回路を接続し、第２のダイオードのアノード
に平滑コンデンサの他端及び第４のスイッチング素子の
他端を接続して構成されることを特徴とし、請求項１乃
至３の発明と同様の効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施形態１の電源装置の回路図である。

【図２】同上に用いるスイッチング素子の動作を説明す
るタイミングチャートである。

【図３】（ａ）〜（ｃ）は期間Ｔ１〜Ｔ３における電流
経路の説明図である。

【図４】（ａ）〜（ｃ）は期間Ｔ１〜Ｔ３における本回
路の等価回路図である。

【図５】同上のインダクタに流れるチョーク電流の波形
図である。

【図６】実施形態２の電源装置に用いるスイッチング素
子の動作を説明するタイミングチャートである。

【図７】（ａ）〜（ｃ）は期間Ｔ１〜Ｔ３における電流
経路の説明図である。

【図８】（ａ）〜（ｃ）は期間Ｔ１〜Ｔ３における本回
路の等価回路図である。

【図９】同上のインダクタに流れるチョーク電流の波形
図である。

【図１０】実施形態３の電源装置に用いるスイッチング
素子の動作を説明するタイミングチャートである。

【図１１】（ａ）〜（ｃ）は期間Ｔ１〜Ｔ３における電
流経路の説明図である。

【図１２】（ａ）〜（ｃ）は期間Ｔ１〜Ｔ３における本
回路の等価回路図である。

【図１３】同上のインダクタに流れるチョーク電流の波
形図である。

【図１４】実施形態４の電源装置に用いるスイッチング
素子の動作を説明するタイミングチャートである。

【図１５】（ａ）〜（ｃ）は期間Ｔ１〜Ｔ３における電
流経路の説明図である。

【図１６】（ａ）〜（ｃ）は期間Ｔ１〜Ｔ３における本
回路の等価回路図である。

【図１７】同上のインダクタに流れるチョーク電流の波
形図である。

【図１８】従来の電源装置の回路図である。

【図１９】同上の各部の波形図である。

【図２０】同上を示し、（ａ）はスイッチング素子Ｑ１
１，Ｑ１２のオン時における電流経路の説明図、（ｂ）
はスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のオフ時における電
流経路の説明図である。

【図２１】従来の別の電源装置の回路図である。

【図２２】同上の各部の波形図である。

【図２３】同上を示し、（ａ）〜（ｄ）はそれぞれ期間
Ｔ１〜Ｔ４における電流経路の説明図である。

【図２４】従来の２種類の電源装置のインダクタに流れ
る電流の波形図である。

【符号の説明】

１制御回路ＡＣ商用電源Ｃ１平滑コンデンサＬ１インダクタＬＤ負荷回路Ｑ１〜Ｑ４スイッチング素子

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】商用電源からの入力電流に含まれる高調波
歪を改善する高調波歪改善機能と、負荷回路に供給する
電流を所望の値に限流するための限流機能とを有する電
源装置において、平滑コンデンサを有し、入力電源からの入力電流を高周
波でスイッチングすることによって平滑コンデンサの両
端間に所望のレベルの直流電圧を生成する変換手段と、
変換手段の出力又は入力電源の何れかから負荷回路への
供給電流を限流する限流手段と、変換手段及び限流手段
を構成するスイッチング素子のオン・オフを制御する制
御手段とを備え、変換手段を構成するインダクタと限流
手段を構成するインダクタとを同一のインダクタで兼用
してなり、前記制御手段は、少なくともインダクタ及び平滑コンデ
ンサを含み、且つ、入力電源及び負荷回路を含まない電
流ループを形成する期間を有するとともに、全ての期間
においてインダクタを含む電流ループが入力電源と負荷
回路とを同時に含まないようにスイッチング素子のオン
・オフを制御することを特徴とする電源装置。
【請求項２】前記制御手段は、スイッチングの１周期内
に少なくとも、前記インダクタに正の電圧が印加される
第１の期間と、前記インダクタに負の電圧が印加される
第３の期間と、前記インダクタの印加電圧が第１の期間
よりも低く且つ第３の期間よりも高い、第１の期間と第
３の期間との間に設定される第２の期間とを少なくとも
設定するように、前記スイッチング素子のオン・オフを
制御することを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】前記制御手段は、前記インダクタが、少な
くとも平滑コンデンサから放電電流が流れる第１の電流
ループ、平滑コンデンサに電流が流れない第２の電流ル
ープ、平滑コンデンサに充電電流が流れる第３の電流ル
ープ、の順番で各電流ループに含まれるように、前記ス
イッチング素子のオン・オフを制御することを特徴とす
る請求項２記載の電源装置。
【請求項４】前記変換手段は、交流電源を全波整流する
整流回路の高圧側の出力端子に第１のスイッチング素子
を介して第１のダイオードのカソードとインダクタの一
端とを接続するとともに、低圧側の出力端子に第２のス
イッチング素子の一端と第１のダイオードのアノードと
第２のダイオードのカソードとを接続し、第２のスイッ
チング素子の他端に第３のダイオードのカソードと平滑
コンデンサの一端とを接続し、第３のダイオードのアノ
ードに第３及び第４のスイッチング素子の一端を接続
し、インダクタの他端に第３のスイッチング素子の他端
と第４のダイオードのアノードとを接続し、第４のダイ
オードのカソードと第３のダイオードのアノードとの間
に負荷回路を接続し、第２のダイオードのアノードに平
滑コンデンサの他端及び第４のスイッチング素子の他端
を接続して構成されることを特徴とする請求項１乃至３
の何れか一つに記載の電源装置。