JP2003243959A - 無限移相器 - Google Patents
無限移相器Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】通過損失が小さく、且つ正確な移相量制御が可
能で安価に構成し得る無限移相器を提供する。 【解決手段】入力信号を９０°ハイブリッド回路１１に
より９０°の位相差を持つ２つの信号に分岐してバラン
スドミキサ１２ａ、１２ｂに与える。バランスドミキサ
１２ａ、１２ｂは、位相制御電圧に基づいて出力信号の
振幅及び極性を制御し、その出力信号を合成して出力す
る。制御回路１５は、位相制御信号θに対するcos θ、
sin θの直流電圧をオフセット回路２１、２２に制御電
圧として出力する。オフセット回路２１、２２は、cos
θ、sin θにオフセット信号α、βを加算し、位相制御
電圧Ｘ、Ｙとしてバランスドミキサ１２ａ、１２ｂに与
え、非線形特性に伴う位相角度情報のずれ分を補正する
と共に、位相制御電圧の振幅値を制御し、無限移相器に
おける信号の減衰を補って通過損失を小さくする。
能で安価に構成し得る無限移相器を提供する。 【解決手段】入力信号を９０°ハイブリッド回路１１に
より９０°の位相差を持つ２つの信号に分岐してバラン
スドミキサ１２ａ、１２ｂに与える。バランスドミキサ
１２ａ、１２ｂは、位相制御電圧に基づいて出力信号の
振幅及び極性を制御し、その出力信号を合成して出力す
る。制御回路１５は、位相制御信号θに対するcos θ、
sin θの直流電圧をオフセット回路２１、２２に制御電
圧として出力する。オフセット回路２１、２２は、cos
θ、sin θにオフセット信号α、βを加算し、位相制御
電圧Ｘ、Ｙとしてバランスドミキサ１２ａ、１２ｂに与
え、非線形特性に伴う位相角度情報のずれ分を補正する
と共に、位相制御電圧の振幅値を制御し、無限移相器に
おける信号の減衰を補って通過損失を小さくする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、０〜３６０°の位
相角を連続してエンドレスに可変できる無限移相器に関
する。
相角を連続してエンドレスに可変できる無限移相器に関
する。
【０００２】
【従来の技術】無限移相器は、０〜３６０°の位相角を
連続してエンドレスに可変できる特徴があるため、スペ
ースダイバシティ、フェーズドアレーアンテナ等の分野
で広く用いられている。従来、無限移相器として導波管
構造の誘電体板回転型やＰＩＮダイオードによるバラン
スドミキサを用いたものがある。上記導波管構造の無限
移相器は、装置が大型化する上に誘電体板をサーボモー
タを回転させることにより移相量制御を行なっているた
め位相制御速度に限界があると共に寿命が短い。一方、
バランスドミキサを用いて構成した無限移相器は、位相
制御速度も速く、小型化も可能である。
連続してエンドレスに可変できる特徴があるため、スペ
ースダイバシティ、フェーズドアレーアンテナ等の分野
で広く用いられている。従来、無限移相器として導波管
構造の誘電体板回転型やＰＩＮダイオードによるバラン
スドミキサを用いたものがある。上記導波管構造の無限
移相器は、装置が大型化する上に誘電体板をサーボモー
タを回転させることにより移相量制御を行なっているた
め位相制御速度に限界があると共に寿命が短い。一方、
バランスドミキサを用いて構成した無限移相器は、位相
制御速度も速く、小型化も可能である。
【０００３】図５は、バランスドミキサを用いた従来の
無限移相器１０の構成を示したものである。無限移相器
１０は、９０°ハイブリッド回路１１、２個のバランス
ドミキサ（平衡変調器）１２ａ、１２ｂ、コンバイナ１
３からなる移相回路１４と、上記バランスドミキサ１２
ａ、１２ｂに位相制御電圧Ｘ、Ｙを与える制御回路１５
により構成したもので、その動作原理は次の通りであ
る。
無限移相器１０の構成を示したものである。無限移相器
１０は、９０°ハイブリッド回路１１、２個のバランス
ドミキサ（平衡変調器）１２ａ、１２ｂ、コンバイナ１
３からなる移相回路１４と、上記バランスドミキサ１２
ａ、１２ｂに位相制御電圧Ｘ、Ｙを与える制御回路１５
により構成したもので、その動作原理は次の通りであ
る。
【０００４】上記９０°ハイブリッド回路１１は、入力
信号＾Ｅi（＾はベクトルを示す）を＾Ａｉ、＾Ｂｉの
信号に２分岐し、バランスドミキサ１２ａ、１２ｂに出
力する。上記９０°ハイブリッド回路１１で２分された
信号＾Ａｉ、＾Ｂｉは互いに９０°の位相差を有し、次
式で表される。
信号＾Ｅi（＾はベクトルを示す）を＾Ａｉ、＾Ｂｉの
信号に２分岐し、バランスドミキサ１２ａ、１２ｂに出
力する。上記９０°ハイブリッド回路１１で２分された
信号＾Ａｉ、＾Ｂｉは互いに９０°の位相差を有し、次
式で表される。
【０００５】
＾Ａｉ＝（Ｅｉ／√２）ｅｊωt
＾Ｂｉ＝−ｊ（Ｅｉ／√２）ｅｊωt ・・・（１）
また、バランスドミキサ１２ａ、１２ｂの制御端子Ｑ、
Ｉには、制御回路１５から、移相量を制御する第１の関
数に基づく位相制御電圧Ｘ、及び上記第１の関数と直交
する第２の関数に基づく位相制御電圧Ｙを与える。例え
ば位相制御電圧Ｘとして位相制御信号θに対応したcos
θのレベルの直流電圧、位相制御電圧Ｙとしてsinθの
レベルの直流電圧を与える。
Ｉには、制御回路１５から、移相量を制御する第１の関
数に基づく位相制御電圧Ｘ、及び上記第１の関数と直交
する第２の関数に基づく位相制御電圧Ｙを与える。例え
ば位相制御電圧Ｘとして位相制御信号θに対応したcos
θのレベルの直流電圧、位相制御電圧Ｙとしてsinθの
レベルの直流電圧を与える。
【０００６】上記バランスドミキサ１２ａ、１２ｂは、
制御端子Ｑ、Ｉに与えられた位相制御電圧Ｘ、Ｙによ
り、出力信号の振幅及び極性（０°、１８０°の位相）
を制御する回路であり、図６に示すように位相制御電圧
Ｘ＝cosθ、Ｙ＝sinθに振幅が比例した信号＾Ａｏ、及
び＾Ｂｏを出力する。この出力信号＾Ａｏ、＾Ｂｏは、
下式で示される。
制御端子Ｑ、Ｉに与えられた位相制御電圧Ｘ、Ｙによ
り、出力信号の振幅及び極性（０°、１８０°の位相）
を制御する回路であり、図６に示すように位相制御電圧
Ｘ＝cosθ、Ｙ＝sinθに振幅が比例した信号＾Ａｏ、及
び＾Ｂｏを出力する。この出力信号＾Ａｏ、＾Ｂｏは、
下式で示される。
【０００７】
＾Ａｏ＝ｋcosθ ＾Ａｉ＝（ｋcosθ／√２）Ｅｉ ｅｊωt
＾Ｂｏ＝ｋsinθ ＾Ｂｉ＝（ｋsinθ／√２）Ｅｉ ｅｊωt ・・・（２）
但し、ｋはバランスドミキサ１２ａ、１２ｂの利得を表
す定数である。
す定数である。
【０００８】上記バランスドミキサ１２ａ、１２ｂの出
力信号＾Ａｏ及び＾Ｂｏは、コンバイナ１３で合成され
て無限移相器１０の出力信号＾Ｅｏとなり、次式で与え
られる。
力信号＾Ａｏ及び＾Ｂｏは、コンバイナ１３で合成され
て無限移相器１０の出力信号＾Ｅｏとなり、次式で与え
られる。
【０００９】
Ｅｏ＝（＾Ａｏ＋＾Ｂｏ）／√２＝（ｋ／２）Ｅｉ ｅｊ（ωt−θ） ・・・
（３）
上式から明らかなように、出力信号の位相は入力信号の
位相に対してθだけ移相され、この移相角は入力信号の
角周波数ωに拘わらず一定値となり、原理的に周波数特
性のない移相器を実現できる。また、移相量は、バラン
スドミキサ１２ａ、１２ｂの出力信号振幅をcosθ及びs
inθとなるように制御することによって得るため、どの
位相角においても連続した移相を実現でき、０〜３６０
°の位相角をエンドレスに可変できる所謂無限移相器と
なる。更に、（３）式よりバランスドミキサ１２ａ、１
２ｂの利得が１の場合には、無限移相器１０の損失は原
理的に６ｄＢとなる
位相に対してθだけ移相され、この移相角は入力信号の
角周波数ωに拘わらず一定値となり、原理的に周波数特
性のない移相器を実現できる。また、移相量は、バラン
スドミキサ１２ａ、１２ｂの出力信号振幅をcosθ及びs
inθとなるように制御することによって得るため、どの
位相角においても連続した移相を実現でき、０〜３６０
°の位相角をエンドレスに可変できる所謂無限移相器と
なる。更に、（３）式よりバランスドミキサ１２ａ、１
２ｂの利得が１の場合には、無限移相器１０の損失は原
理的に６ｄＢとなる
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】上記従来の無限移相器
１０は、ＱＰＳＫ（quadrature phase shift keying）
変調に使用することは可能であるが、無限移相器として
実際に使用するには次のような問題があった。
１０は、ＱＰＳＫ（quadrature phase shift keying）
変調に使用することは可能であるが、無限移相器として
実際に使用するには次のような問題があった。
【００１１】すなわち、バランスドミキサ１２ａ、１２
ｂは、ダイオードを可変減衰器として使用しているが、
ダイオードの可変減衰特性が非線形のため、制御回路１
５から与えられるsinθ、cosθの位相制御電圧（ベクト
ル）と実際の位相角度情報がずれ、正確な移相量制御が
困難である。
ｂは、ダイオードを可変減衰器として使用しているが、
ダイオードの可変減衰特性が非線形のため、制御回路１
５から与えられるsinθ、cosθの位相制御電圧（ベクト
ル）と実際の位相角度情報がずれ、正確な移相量制御が
困難である。
【００１２】通常、ＱＰＳＫモジュレータでは、バラン
スドミキサにおけるダイオードの可変減衰特性が非線形
とバラツキにより位相制御電圧と実際の位相角度情報が
ずれても、微小なため無視できる。しかし、無限移相器
として使用する場合には、ＱＰＳＫ変調における移相角
９０度おきの制御とは違い、３６０度無限に制御しなく
てはならない。そのためには、バランスドミキサ１２
ａ、１２ｂに入力するsinθ、cosθの位相制御電圧を微
小な値にすることが必要になるが、それによって更に３
ｄＢ減衰し、可変減衰器としての減衰量が−２５〜−３
５ｄＢとなる。このためＱＰＳＫ変調では位相制御電圧
に対しての微小な位相角度情報のずれが、無限移相器と
しては無視できない値となる。
スドミキサにおけるダイオードの可変減衰特性が非線形
とバラツキにより位相制御電圧と実際の位相角度情報が
ずれても、微小なため無視できる。しかし、無限移相器
として使用する場合には、ＱＰＳＫ変調における移相角
９０度おきの制御とは違い、３６０度無限に制御しなく
てはならない。そのためには、バランスドミキサ１２
ａ、１２ｂに入力するsinθ、cosθの位相制御電圧を微
小な値にすることが必要になるが、それによって更に３
ｄＢ減衰し、可変減衰器としての減衰量が−２５〜−３
５ｄＢとなる。このためＱＰＳＫ変調では位相制御電圧
に対しての微小な位相角度情報のずれが、無限移相器と
しては無視できない値となる。
【００１３】上記のようにバランスドミキサを用いた従
来の無限移相器１０は、位相制御速度も速く、小型化も
可能であるが、通過損失が大きくなることや、位相制御
電圧に対してダイオードの可変減衰特性が非線形である
ため、位相制御電圧に対する位相角度情報のずれにより
正確な移相量制御が困難である等の問題があった。
来の無限移相器１０は、位相制御速度も速く、小型化も
可能であるが、通過損失が大きくなることや、位相制御
電圧に対してダイオードの可変減衰特性が非線形である
ため、位相制御電圧に対する位相角度情報のずれにより
正確な移相量制御が困難である等の問題があった。
【００１４】また、最近のフェーズドアレーアンテナ等
には、４ビット、５ビットといったライン長をＰＩＮダ
イオード等でオン／オフして加算し、位相値を変化させ
るデジタル移相器が主であり、ＩＣ化により小型化して
いるが高コストとなっている。更に、デジタル移相器の
場合、例えば２２．５度、４５度、９０度、１８０度の
固定移相器を組み合わせて構成した４ビット移相器であ
れば、位相角の制御には各移相器を制御するために４つ
の制御信号が必要であり、且つ各アンテナ素子の利得を
制御することはできない。
には、４ビット、５ビットといったライン長をＰＩＮダ
イオード等でオン／オフして加算し、位相値を変化させ
るデジタル移相器が主であり、ＩＣ化により小型化して
いるが高コストとなっている。更に、デジタル移相器の
場合、例えば２２．５度、４５度、９０度、１８０度の
固定移相器を組み合わせて構成した４ビット移相器であ
れば、位相角の制御には各移相器を制御するために４つ
の制御信号が必要であり、且つ各アンテナ素子の利得を
制御することはできない。
【００１５】本発明は上記の課題を解決するためになさ
れたもので、通過損失が小さく、且つ正確な移相量制御
が可能で安価に構成し得る無限移相器を提供することを
目的とする。
れたもので、通過損失が小さく、且つ正確な移相量制御
が可能で安価に構成し得る無限移相器を提供することを
目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明に係る無限移相器
は、入力信号を９０°の位相差を持つ２つの信号に分岐
して出力する９０°ハイブリッド回路と、前記９０°ハ
イブリッド回路の出力信号が入力され、位相制御電圧に
従って出力信号の振幅及び極性を制御する第１及び第２
のバランスドミキサと、前記第１及び第２のバランスド
ミキサの出力信号を合成して出力するコンバイナと、前
記第１及び第２のバランスドミキサの出力信号の位相を
制御する第１の関数に基づく位相制御電圧Ｘ、及び上記
第１の関数と直交する第２の関数に基づく位相制御電圧
Ｙを出力する制御回路と、前記制御回路から出力される
位相制御電圧Ｘ、Ｙにそれぞれ第１及び第２のバランス
ドミキサの非線形特性に伴う位相角度情報のずれ分を補
正するオフセット信号を加算して前記第１及び第２のバ
ランスドミキサの制御端子に与える第１及び第２のオフ
セット手段とを具備したことを特徴とする。
は、入力信号を９０°の位相差を持つ２つの信号に分岐
して出力する９０°ハイブリッド回路と、前記９０°ハ
イブリッド回路の出力信号が入力され、位相制御電圧に
従って出力信号の振幅及び極性を制御する第１及び第２
のバランスドミキサと、前記第１及び第２のバランスド
ミキサの出力信号を合成して出力するコンバイナと、前
記第１及び第２のバランスドミキサの出力信号の位相を
制御する第１の関数に基づく位相制御電圧Ｘ、及び上記
第１の関数と直交する第２の関数に基づく位相制御電圧
Ｙを出力する制御回路と、前記制御回路から出力される
位相制御電圧Ｘ、Ｙにそれぞれ第１及び第２のバランス
ドミキサの非線形特性に伴う位相角度情報のずれ分を補
正するオフセット信号を加算して前記第１及び第２のバ
ランスドミキサの制御端子に与える第１及び第２のオフ
セット手段とを具備したことを特徴とする。
【００１７】上記の構成によれば、第１及びバランスド
ミキサにおける制御信号と出力信号との非線形特性に伴
う位相角度情報のずれ分を第１及び第２のオフセット手
段で生成したオフセット信号によって補正でき、位相制
御を正確に行なうことができる。また、上記オフセット
手段において、位相制御電圧の振幅値を制御することに
より、無限移相器における信号の減衰を補って通過損失
を小さくすることができる。
ミキサにおける制御信号と出力信号との非線形特性に伴
う位相角度情報のずれ分を第１及び第２のオフセット手
段で生成したオフセット信号によって補正でき、位相制
御を正確に行なうことができる。また、上記オフセット
手段において、位相制御電圧の振幅値を制御することに
より、無限移相器における信号の減衰を補って通過損失
を小さくすることができる。
【００１８】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施形態を説明する。
施形態を説明する。
【００１９】［第１実施形態］図１は、本発明の第１実
施形態に係る無限移相器１０Ａの回路構成を示すブロッ
ク図である。本発明の第１実施形態に係る無限移相器１
０Ａは、移相回路１４のバランスドミキサ１２ａ、１２
ｂと制御回路１５との間にオフセット回路２１、２２を
設けたものである。移相回路１４及び制御回路１５は、
図５に示した従来の無限移相器１０におけるものと同様
の構成であるので、詳細な説明は省略する。
施形態に係る無限移相器１０Ａの回路構成を示すブロッ
ク図である。本発明の第１実施形態に係る無限移相器１
０Ａは、移相回路１４のバランスドミキサ１２ａ、１２
ｂと制御回路１５との間にオフセット回路２１、２２を
設けたものである。移相回路１４及び制御回路１５は、
図５に示した従来の無限移相器１０におけるものと同様
の構成であるので、詳細な説明は省略する。
【００２０】上記オフセット回路２１、２２は、移相回
路１４の減衰量を補うための増幅器を備えると共に、バ
ランスドミキサ１２ａ、１２ｂにおける位相角度情報の
ずれを補正する機能を備えたもので、図２に示すように
構成している。
路１４の減衰量を補うための増幅器を備えると共に、バ
ランスドミキサ１２ａ、１２ｂにおける位相角度情報の
ずれを補正する機能を備えたもので、図２に示すように
構成している。
【００２１】オフセット回路２１と２２は同じ構成であ
るが、オフセット回路２１には制御回路１５からcosθ
の位相制御電圧が与えられ、オフセット回路２２には制
御回路１５からsinθの位相制御電圧が与えられる。
るが、オフセット回路２１には制御回路１５からcosθ
の位相制御電圧が与えられ、オフセット回路２２には制
御回路１５からsinθの位相制御電圧が与えられる。
【００２２】オフセット回路２１、２２は、cosθ、sin
θの位相制御電圧を反転増幅する低雑音増幅器（ＬＮ
Ａ）３１を備えている。この増幅器３１は、＋Ｅ（例え
ば＋８Ｖ）、−Ｅ（例えば−８Ｖ）の電源電圧によって
動作するもので、＋端子が接地され、−端子に位相制御
電圧が抵抗３２を介して入力される。また、増幅器３１
の−端子には可変抵抗３４により調整されたオフセット
電圧が抵抗３３を介して供給される。上記可変抵抗３４
は、固定端子の一方が抵抗３５を介して＋Ｅの電源ライ
ンに接続され、固定端子の他方が抵抗３６を介して＋Ｅ
の電源ラインに接続される。更に、増幅器３１の出力端
子と−端子との間に負帰還用抵抗３７が接続される。
θの位相制御電圧を反転増幅する低雑音増幅器（ＬＮ
Ａ）３１を備えている。この増幅器３１は、＋Ｅ（例え
ば＋８Ｖ）、−Ｅ（例えば−８Ｖ）の電源電圧によって
動作するもので、＋端子が接地され、−端子に位相制御
電圧が抵抗３２を介して入力される。また、増幅器３１
の−端子には可変抵抗３４により調整されたオフセット
電圧が抵抗３３を介して供給される。上記可変抵抗３４
は、固定端子の一方が抵抗３５を介して＋Ｅの電源ライ
ンに接続され、固定端子の他方が抵抗３６を介して＋Ｅ
の電源ラインに接続される。更に、増幅器３１の出力端
子と−端子との間に負帰還用抵抗３７が接続される。
【００２３】そして、オフセット回路２１、２２の増幅
器３１から出力される信号は、抵抗３８を介して移相回
路１４におけるバランスドミキサ１２ａ、１２ｂ（図１
参照）の制御端子Ｑ、Ｉに入力される。
器３１から出力される信号は、抵抗３８を介して移相回
路１４におけるバランスドミキサ１２ａ、１２ｂ（図１
参照）の制御端子Ｑ、Ｉに入力される。
【００２４】上記オフセット回路２１、２２の増幅器３
１は、制御回路１５から与えられる位相制御電圧cos
θ、sinθ及び可変抵抗３４により調整されたオフセッ
ト電圧を増幅し、それぞれ位相制御電圧Ｘ＝ｋcosθ＋
α、Ｙ＝ｋsinθ＋βとして上記バランスドミキサ１２
ａ、１２ｂの制御端子Ｑ、Ｉに出力する。上記α、β
は、オフセット信号（オフセット量）を示している。
１は、制御回路１５から与えられる位相制御電圧cos
θ、sinθ及び可変抵抗３４により調整されたオフセッ
ト電圧を増幅し、それぞれ位相制御電圧Ｘ＝ｋcosθ＋
α、Ｙ＝ｋsinθ＋βとして上記バランスドミキサ１２
ａ、１２ｂの制御端子Ｑ、Ｉに出力する。上記α、β
は、オフセット信号（オフセット量）を示している。
【００２５】上記のように構成したオフセット回路２
１、２２を初期設定する場合には、移相回路１４の入力
端子（ＩＮ）と出力端子（ＯＵＴ）との間に計測装置例
えばネットワークアナライザ測定器４０を接続する。こ
のネットワークアナライザ測定器４０は、移相回路１４
の信号入力端子に高周波信号（ＲＦ）を入力し、移相回
路１４の信号出力端子から出力される信号を読み込ん
で、移相回路１４における位相角度及び通過損失を計測
する。
１、２２を初期設定する場合には、移相回路１４の入力
端子（ＩＮ）と出力端子（ＯＵＴ）との間に計測装置例
えばネットワークアナライザ測定器４０を接続する。こ
のネットワークアナライザ測定器４０は、移相回路１４
の信号入力端子に高周波信号（ＲＦ）を入力し、移相回
路１４の信号出力端子から出力される信号を読み込ん
で、移相回路１４における位相角度及び通過損失を計測
する。
【００２６】また、上記オフセット回路２１、２２の初
期設定に際しては、制御回路１５からオフセット回路２
１に与えるcosθ、sinθの位相制御電圧を０Ｖとし、こ
のときのベクトル値としての位相角度のずれを可変抵抗
３４の調整により、すなわちオフセット信号α、βの調
整により、図３に示すベクトル図の中心に合わせ込んで
キャンセルし、それにより微小な位相角度情報のずれを
なくす。
期設定に際しては、制御回路１５からオフセット回路２
１に与えるcosθ、sinθの位相制御電圧を０Ｖとし、こ
のときのベクトル値としての位相角度のずれを可変抵抗
３４の調整により、すなわちオフセット信号α、βの調
整により、図３に示すベクトル図の中心に合わせ込んで
キャンセルし、それにより微小な位相角度情報のずれを
なくす。
【００２７】図３に示すベクトル図において、曲線４１
はオフセット回路２１、２２を調整する前の移相回路１
４における０〜３６０°のベクトル出力特性を示したも
ので、位相制御電圧Ｘ、Ｙを０Ｖとしたときの中心点４
２はベクトル図の中心点４３よりずれている。この状態
で、オフセット回路２１、２２の可変抵抗３４を調整
し、ずれ分を含む中心点４２をベクトル図の中心点４３
に合わせ込み、微小な位相角度情報のずれをなくす。す
なわち、cosθ、sinθの位相制御電圧を０Ｖとした時の
角度ベクトル値のずれ分の逆電圧をＸ＝cosθ、Ｙ＝sin
θのそれぞれの軸上でオフセット回路２１、２２にて反
映することで、微小な位相角度情報のずれ分を補正す
る。この場合、３６０°が無限に制御できる位相制御電
圧値（最大値）を探し出し、ネットワークアナライザ測
定器４０のベクトルレンジ上で補正する。
はオフセット回路２１、２２を調整する前の移相回路１
４における０〜３６０°のベクトル出力特性を示したも
ので、位相制御電圧Ｘ、Ｙを０Ｖとしたときの中心点４
２はベクトル図の中心点４３よりずれている。この状態
で、オフセット回路２１、２２の可変抵抗３４を調整
し、ずれ分を含む中心点４２をベクトル図の中心点４３
に合わせ込み、微小な位相角度情報のずれをなくす。す
なわち、cosθ、sinθの位相制御電圧を０Ｖとした時の
角度ベクトル値のずれ分の逆電圧をＸ＝cosθ、Ｙ＝sin
θのそれぞれの軸上でオフセット回路２１、２２にて反
映することで、微小な位相角度情報のずれ分を補正す
る。この場合、３６０°が無限に制御できる位相制御電
圧値（最大値）を探し出し、ネットワークアナライザ測
定器４０のベクトルレンジ上で補正する。
【００２８】上記のように位相角度情報のずれ分を補正
することで、移相回路１４における０〜３６０°のベク
トル出力特性４１をベクトル図の中心点４３に合わせた
ベクトル出力特性４４とすることができる。
することで、移相回路１４における０〜３６０°のベク
トル出力特性４１をベクトル図の中心点４３に合わせた
ベクトル出力特性４４とすることができる。
【００２９】また、移相回路１４のベクトル出力は、ｋ
cosθ、ｋsinθの位相制御電圧における定数ｋの値が反
映されるので、０〜３６０°のベクトル出力が一定値と
なるように各位相角度θにおける定数ｋの値を計測結果
から探し出し、各位相角度θにおける定数ｋの値を予め
例えばテーブル等に記憶しておく。そして、オフセット
回路２１、２２から位相制御電圧Ｘ、Ｙを出力する際に
上記テーブルを参照し、その時の位相角度θに応じて定
数ｋの値を設定する。上記定数ｋの値は、例えば増幅器
３１の増幅度を調整するなどの手段によって設定する。
この結果、移相回路１４における０〜３６０°のベクト
ル出力特性４４を正確な円形とすることができる。ま
た、移相回路１４における０〜３６０°のベクトル出力
特性４４は、各位相角度θにおけるｋの値を調整するこ
とによって任意の特性に設定することが可能である。
cosθ、ｋsinθの位相制御電圧における定数ｋの値が反
映されるので、０〜３６０°のベクトル出力が一定値と
なるように各位相角度θにおける定数ｋの値を計測結果
から探し出し、各位相角度θにおける定数ｋの値を予め
例えばテーブル等に記憶しておく。そして、オフセット
回路２１、２２から位相制御電圧Ｘ、Ｙを出力する際に
上記テーブルを参照し、その時の位相角度θに応じて定
数ｋの値を設定する。上記定数ｋの値は、例えば増幅器
３１の増幅度を調整するなどの手段によって設定する。
この結果、移相回路１４における０〜３６０°のベクト
ル出力特性４４を正確な円形とすることができる。ま
た、移相回路１４における０〜３６０°のベクトル出力
特性４４は、各位相角度θにおけるｋの値を調整するこ
とによって任意の特性に設定することが可能である。
【００３０】［第２実施形態］次に本発明の第２実施形
態について図４を参照して説明する。この第２実施形態
は、上記制御回路１５及びオフセット回路２１、２２を
マイクロコンピュータ５２によって構成し、無限移相器
１０Ａの移相回路１４に対するオフセット信号及び定数
ｋの値を自動的に設定する場合の例について示したもの
である。
態について図４を参照して説明する。この第２実施形態
は、上記制御回路１５及びオフセット回路２１、２２を
マイクロコンピュータ５２によって構成し、無限移相器
１０Ａの移相回路１４に対するオフセット信号及び定数
ｋの値を自動的に設定する場合の例について示したもの
である。
【００３１】移相回路１４は、上記したように９０°ハ
イブリッド回路１１、バランスドミキサ１２ａ、１２
ｂ、及びコンバイナ１３によって構成されている。上記
移相回路１４に対するオフセット信号を初期設定する場
合には、移相回路１４の入力端子と出力端子間に、位相
角度／通過損失検波回路５１を接続する。
イブリッド回路１１、バランスドミキサ１２ａ、１２
ｂ、及びコンバイナ１３によって構成されている。上記
移相回路１４に対するオフセット信号を初期設定する場
合には、移相回路１４の入力端子と出力端子間に、位相
角度／通過損失検波回路５１を接続する。
【００３２】上記位相角度／通過損失検波回路５１は、
移相回路１４の信号入力端子に高周波信号を入力し、そ
の信号出力端子から出力される信号に基づいて移相回路
１４の位相角度及び通過損失を検出する。上記位相角度
／通過損失検波回路５１により検出された信号は、マイ
クロコンピュータ５２に送られる。このマイクロコンピ
ュータ５２は、演算／制御回路５３及び加算回路５４、
５５を備え、演算／制御回路５３において、移相回路１
４のバランスドミキサ１２ａ、１２ｂに対する位相制御
電圧Ｘ＝ｋcosθ、Ｙ＝ｋsinθを生成すると共に、バラ
ンスドミキサ１２ａに対するオフセット信号α及びバラ
ンスドミキサ１２ｂに対するオフセット信号βを生成す
る。
移相回路１４の信号入力端子に高周波信号を入力し、そ
の信号出力端子から出力される信号に基づいて移相回路
１４の位相角度及び通過損失を検出する。上記位相角度
／通過損失検波回路５１により検出された信号は、マイ
クロコンピュータ５２に送られる。このマイクロコンピ
ュータ５２は、演算／制御回路５３及び加算回路５４、
５５を備え、演算／制御回路５３において、移相回路１
４のバランスドミキサ１２ａ、１２ｂに対する位相制御
電圧Ｘ＝ｋcosθ、Ｙ＝ｋsinθを生成すると共に、バラ
ンスドミキサ１２ａに対するオフセット信号α及びバラ
ンスドミキサ１２ｂに対するオフセット信号βを生成す
る。
【００３３】上記演算／制御回路５３で生成されたバラ
ンスドミキサ１２ａに対する位相制御電圧Ｘ＝ｋcosθ
とオフセット信号αは、加算回路５４で加算され、Ｘ＝
ｋcosθ＋αとしてバランスドミキサ１２ａへ送られ
る。また、演算／制御回路５３で生成されたバランスド
ミキサ１２ｂに対す位相制御電圧Ｙ＝ｋsinθとオフセ
ット信号βは、加算回路５５で加算され、Ｙ＝ｋsinθ
＋βとしてバランスドミキサ１２ｂへ送られる。
ンスドミキサ１２ａに対する位相制御電圧Ｘ＝ｋcosθ
とオフセット信号αは、加算回路５４で加算され、Ｘ＝
ｋcosθ＋αとしてバランスドミキサ１２ａへ送られ
る。また、演算／制御回路５３で生成されたバランスド
ミキサ１２ｂに対す位相制御電圧Ｙ＝ｋsinθとオフセ
ット信号βは、加算回路５５で加算され、Ｙ＝ｋsinθ
＋βとしてバランスドミキサ１２ｂへ送られる。
【００３４】上記の構成において、移相回路１４のバラ
ンスドミキサ１２ａ、１２ｂに対するオフセット信号
α、βを初期設定する場合、マイクロコンピュータ５２
の演算／制御回路５３から出力される位相制御電圧ｋco
sθ＋α、ｋsinθ＋βを０Ｖとし、位相角度／通過損失
検波回路５１により移相回路１４における位相角度のず
れを求め、マイクロコンピュータ５２の演算／制御回路
５３へ出力する。
ンスドミキサ１２ａ、１２ｂに対するオフセット信号
α、βを初期設定する場合、マイクロコンピュータ５２
の演算／制御回路５３から出力される位相制御電圧ｋco
sθ＋α、ｋsinθ＋βを０Ｖとし、位相角度／通過損失
検波回路５１により移相回路１４における位相角度のず
れを求め、マイクロコンピュータ５２の演算／制御回路
５３へ出力する。
【００３５】演算／制御回路５３は、位相角度／通過損
失検波回路５１で求めた位相角度のずれ（ベクトル値）
がなくなるようにバランスドミキサ１２ａに対するオフ
セット信号α及びバランスドミキサ１２ｂに対するオフ
セット信号βを算出し、メモリに記憶して加算回路５
４、５５へ出力する。上記オフセット信号α、βによ
り、第１実施形態の場合と同様に移相回路１４における
微小な位相角度情報のずれをなくすことができる。
失検波回路５１で求めた位相角度のずれ（ベクトル値）
がなくなるようにバランスドミキサ１２ａに対するオフ
セット信号α及びバランスドミキサ１２ｂに対するオフ
セット信号βを算出し、メモリに記憶して加算回路５
４、５５へ出力する。上記オフセット信号α、βによ
り、第１実施形態の場合と同様に移相回路１４における
微小な位相角度情報のずれをなくすことができる。
【００３６】次に、演算／制御回路５３は、移相回路１
４のバランスドミキサ１２ａ、１２ｂに対する位相制御
電圧ｋcosθ、ｋsinθを生成し、上記オフセット信号
α、βと共に加算回路５４、５５へ出力する。この場
合、位相制御電圧ｋcosθ、ｋsinθは、ｋの値を所定の
基準値（一定）に保持したまま、θを０〜３６０°の範
囲で一定角度例えば０．１度の間隔で順次変化させる。
上記演算／制御回路５３で生成された位相制御電圧ｋco
sθ、ｋsinθは、それぞれ加算回路５４、５５において
オフセット信号α、βと加算され、Ｘ＝ｋcosθ＋α、
Ｙ＝ｋsinθ＋βとしてバランスドミキサ１２ａ、１２
ｂの制御端子Ｑ、Ｉに送られる。
４のバランスドミキサ１２ａ、１２ｂに対する位相制御
電圧ｋcosθ、ｋsinθを生成し、上記オフセット信号
α、βと共に加算回路５４、５５へ出力する。この場
合、位相制御電圧ｋcosθ、ｋsinθは、ｋの値を所定の
基準値（一定）に保持したまま、θを０〜３６０°の範
囲で一定角度例えば０．１度の間隔で順次変化させる。
上記演算／制御回路５３で生成された位相制御電圧ｋco
sθ、ｋsinθは、それぞれ加算回路５４、５５において
オフセット信号α、βと加算され、Ｘ＝ｋcosθ＋α、
Ｙ＝ｋsinθ＋βとしてバランスドミキサ１２ａ、１２
ｂの制御端子Ｑ、Ｉに送られる。
【００３７】このとき位相角度／通過損失検波回路５１
は、移相回路１４の各位相角度に対する通過損失を検出
して演算／制御回路５３へ出力する。演算／制御回路５
３は、演算／制御回路５３の検出信号に基づいて移相回
路１４から出力される信号の振幅値が０〜３６０°の範
囲で一定の値となるように各角度毎に定数ｋの値を求
め、テーブルに記憶する。
は、移相回路１４の各位相角度に対する通過損失を検出
して演算／制御回路５３へ出力する。演算／制御回路５
３は、演算／制御回路５３の検出信号に基づいて移相回
路１４から出力される信号の振幅値が０〜３６０°の範
囲で一定の値となるように各角度毎に定数ｋの値を求
め、テーブルに記憶する。
【００３８】以上で移相回路１４に対する位相制御電圧
Ｘ＝ｋcosθ＋α、Ｙ＝ｋsinθ＋βのオフセット信号
α、β及び定数ｋの自動設定処理を終了する。設定処理
終了後は、位相角度／通過損失検波回路５１を移相回路
１４及びマイクロコンピュータ５２から取り外す。
Ｘ＝ｋcosθ＋α、Ｙ＝ｋsinθ＋βのオフセット信号
α、β及び定数ｋの自動設定処理を終了する。設定処理
終了後は、位相角度／通過損失検波回路５１を移相回路
１４及びマイクロコンピュータ５２から取り外す。
【００３９】そして、上記無限移相器を実際にフェーズ
ドアレーアンテナ等に接続して使用する場合、マイクロ
コンピュータ５２は、演算／制御回路５３において、位
相制御信号θの値によりオフセット信号α、β及び定数
ｋの記憶テーブルを参照し、θの値に対応したオフセッ
ト信号α、β及び位相制御電圧ｋcosθ、ｋsinθを出力
する。上記演算／制御回路５３から出力されるオフセッ
ト信号α、β及び位相制御電圧ｋcosθ、ｋsinθは、加
算回路５４、５５で加算され、Ｘ＝ｋcosθ＋α、Ｙ＝
ｋsinθ＋βとしてバランスドミキサ１２ａ、１２ｂの
制御端子Ｑ、Ｉへ送られる。バランスドミキサ１２ａ、
１２ｂは、上記マイクロコンピュータ５２から送られて
くる位相制御電圧Ｘ、Ｙに基づいて入力信号に対する位
相制御を実行する。
ドアレーアンテナ等に接続して使用する場合、マイクロ
コンピュータ５２は、演算／制御回路５３において、位
相制御信号θの値によりオフセット信号α、β及び定数
ｋの記憶テーブルを参照し、θの値に対応したオフセッ
ト信号α、β及び位相制御電圧ｋcosθ、ｋsinθを出力
する。上記演算／制御回路５３から出力されるオフセッ
ト信号α、β及び位相制御電圧ｋcosθ、ｋsinθは、加
算回路５４、５５で加算され、Ｘ＝ｋcosθ＋α、Ｙ＝
ｋsinθ＋βとしてバランスドミキサ１２ａ、１２ｂの
制御端子Ｑ、Ｉへ送られる。バランスドミキサ１２ａ、
１２ｂは、上記マイクロコンピュータ５２から送られて
くる位相制御電圧Ｘ、Ｙに基づいて入力信号に対する位
相制御を実行する。
【００４０】この結果、上記位相制御電圧Ｘ＝ｋcosθ
＋α、Ｙ＝ｋsinθ＋β中のオフセット信号α、βによ
り移相回路１４における位相角度情報のずれ分を補正し
て正確な位相制御を行なうことができる。また、移相回
路１４の出力信号の振幅値が位相制御電圧Ｘ、Ｙ中の定
数ｋによって常に一定となるように制御されるので、移
相回路１４における信号の減衰を補うと共に０〜３６０
°のベクトル出力特性を正確な円形とすることができ
る。
＋α、Ｙ＝ｋsinθ＋β中のオフセット信号α、βによ
り移相回路１４における位相角度情報のずれ分を補正し
て正確な位相制御を行なうことができる。また、移相回
路１４の出力信号の振幅値が位相制御電圧Ｘ、Ｙ中の定
数ｋによって常に一定となるように制御されるので、移
相回路１４における信号の減衰を補うと共に０〜３６０
°のベクトル出力特性を正確な円形とすることができ
る。
【００４１】上記本発明による無限移相器は、例えばフ
ェーズドアレーアンテナ等に使用される。フェーズドア
レーアンテナに使用する場合には、受信アンテナの１素
子毎に無限移相器を設ける。この場合、移相回路１４の
バランスドミキサ１２ａ、１２ｂの制御端子Ｑ、Ｉに与
えるsin θ、cos θの位相制御電圧値（ベクトル値）を
制御することで、入出力の周波数に依存することなく、
任意の移相値に容易に合わせることができる。また、si
n θ、cos θの位相制御電圧値（振幅）を制御すること
により、各アンテナ素子の利得を任意の値に合わせるこ
とができる。従って、本発明による無限移相器をフェー
ズドアレーアンテナに使用した場合には、指向性成形や
アッテネータなどの機能を持たせることができる。
ェーズドアレーアンテナ等に使用される。フェーズドア
レーアンテナに使用する場合には、受信アンテナの１素
子毎に無限移相器を設ける。この場合、移相回路１４の
バランスドミキサ１２ａ、１２ｂの制御端子Ｑ、Ｉに与
えるsin θ、cos θの位相制御電圧値（ベクトル値）を
制御することで、入出力の周波数に依存することなく、
任意の移相値に容易に合わせることができる。また、si
n θ、cos θの位相制御電圧値（振幅）を制御すること
により、各アンテナ素子の利得を任意の値に合わせるこ
とができる。従って、本発明による無限移相器をフェー
ズドアレーアンテナに使用した場合には、指向性成形や
アッテネータなどの機能を持たせることができる。
【００４２】
【発明の効果】以上詳記したように本発明によれば、バ
ランスドミキサを用いた無限移相器において、移相量制
御信号に対するオフセット信号を生成するオフセット手
段を設け、バランスドミキサにおける制御信号と出力信
号との非線形特性に伴う位相角度情報のずれ分を上記オ
フセット手段で生成したオフセット信号によって補正す
るようにしたので、位相制御を正確に行なうことができ
る。また、上記オフセット手段において、移相量制御信
号の振幅値を制御することにより、無限移相器における
信号の減衰を補って通過損失を小さくすることができ
る。更に、バランスドミキサを用いて無限移相器を構成
することにより、位相制御速度が速く、小型化が可能で
あると共にコストの低下を図ることができる。
ランスドミキサを用いた無限移相器において、移相量制
御信号に対するオフセット信号を生成するオフセット手
段を設け、バランスドミキサにおける制御信号と出力信
号との非線形特性に伴う位相角度情報のずれ分を上記オ
フセット手段で生成したオフセット信号によって補正す
るようにしたので、位相制御を正確に行なうことができ
る。また、上記オフセット手段において、移相量制御信
号の振幅値を制御することにより、無限移相器における
信号の減衰を補って通過損失を小さくすることができ
る。更に、バランスドミキサを用いて無限移相器を構成
することにより、位相制御速度が速く、小型化が可能で
あると共にコストの低下を図ることができる。
【図１】本発明の第１実施形態に係る無限移相器の概略
構成を示すブロック図。
構成を示すブロック図。
【図２】同実施形態における詳細な回路構成を示す図。
【図３】同実施形態におけるベクトル出力特性を示す
図。
図。
【図４】本発明の第２実施形態に係る無限移相器の構成
を示すブロック図。
を示すブロック図。
【図５】従来の無限移相器の構成を示すブロック図。
【図６】従来の無限移相器の動作を説明するためのベク
トル図。
トル図。
１０、１０Ａ…無限移相器
１１…９０°ハイブリッド回路
１２ａ．１２ｂ…バランスドミキサ
１３…コンバイナ
１４…移相回路
１５…制御回路
２１、２２…オフセット回路
３１…増幅器
３２、３３、３６、３７、３８…抵抗
３４…可変抵抗
４０…ネットワークアナライザ測定器
５１…位相角度／通過損失検波回路
５２…マイクロコンピュータ
５３…演算／制御回路
５４．５５…加算回路
Claims (6)
- 【請求項１】 入力信号を９０°の位相差を持つ２つの
信号に分岐して出力する９０°ハイブリッド回路と、前
記９０°ハイブリッド回路の出力信号が入力され、位相
制御電圧に従って出力信号の振幅及び極性を制御する第
１及び第２のバランスドミキサと、前記第１及び第２の
バランスドミキサの出力信号を合成して出力するコンバ
イナと、前記第１及び第２のバランスドミキサの出力信
号の位相を制御する第１の関数に基づく位相制御電圧
Ｘ、及び上記第１の関数と直交する第２の関数に基づく
位相制御電圧Ｙを出力する制御回路と、前記制御回路か
ら出力される位相制御電圧Ｘ、Ｙにそれぞれ第１及び第
２のバランスドミキサの非線形特性に伴う位相角度情報
のずれ分を補正するオフセット信号を加算して前記第１
及び第２のバランスドミキサの制御端子に与える第１及
び第２のオフセット手段とを具備したことを特徴とする
無限移相器。 - 【請求項２】 前記第１及び第２のオフセット手段は、
制御回路から出力される位相制御電圧Ｘ、Ｙを増幅する
増幅手段を備えたことを特徴とする請求項１記載の無限
移相器。 - 【請求項３】 前記第１及び第２のオフセット手段は、
制御回路から出力される位相制御電圧Ｘ、Ｙに前記オフ
セット信号を加算すると共に、位相制御電圧Ｘ、Ｙの振
幅値を各位相角度毎に設定して第１及び第２のバランス
ドミキサの利得を制御することを特徴とする請求項１記
載の無限移相器。 - 【請求項４】 前記第１及び第２のオフセット手段は、
前記９０°ハイブリッド回路と、第１及び第２のバラン
スドミキサと、コンバイナからなる移相回路の位相角度
を予め計測装置で計測し、その計測値に応じてオフセッ
ト信号を設定することを特徴とする請求項１記載の無限
移相器。 - 【請求項５】 前記第１及び第２のオフセット手段は、
前記９０°ハイブリッド回路と、第１及び第２のバラン
スドミキサと、コンバイナからなる移相回路の位相角度
及び通過損失を予め計測装置で計測し、その計測値に応
じてオフセット信号及び位相制御電圧Ｘ、Ｙの振幅値を
設定することを特徴とする請求項３記載の無限移相器。 - 【請求項６】 前記第１及び第２のオフセット手段及び
制御回路をマイクロコンピュータにより構成したことを
特徴とする請求項１記載の無限移相器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002037235A JP4474089B2 (ja) | 2002-02-14 | 2002-02-14 | 無限移相器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002037235A JP4474089B2 (ja) | 2002-02-14 | 2002-02-14 | 無限移相器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003243959A true JP2003243959A (ja) | 2003-08-29 |
| JP4474089B2 JP4474089B2 (ja) | 2010-06-02 |
Family
ID=27778899
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002037235A Expired - Fee Related JP4474089B2 (ja) | 2002-02-14 | 2002-02-14 | 無限移相器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4474089B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006157161A (ja) * | 2004-11-25 | 2006-06-15 | Mitsubishi Electric Corp | 位相同期回路 |
| JP2010054218A (ja) * | 2008-08-26 | 2010-03-11 | Toyota Central R&D Labs Inc | デジタル信号処理装置及びそれを有するフェーズドアレイレーダ |
| JP2010074430A (ja) * | 2008-09-17 | 2010-04-02 | Toyota Central R&D Labs Inc | 無限移相器アレイ |
| CN101825705A (zh) * | 2009-03-04 | 2010-09-08 | 株式会社电装 | 雷达设备 |
| CN107241148A (zh) * | 2016-03-29 | 2017-10-10 | 松下知识产权经营株式会社 | 相控阵发送装置及载波泄漏校正方法 |
-
2002
- 2002-02-14 JP JP2002037235A patent/JP4474089B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JP4558458B2 (ja) * | 2004-11-25 | 2010-10-06 | 三菱電機株式会社 | 位相同期回路 |
| JP2010054218A (ja) * | 2008-08-26 | 2010-03-11 | Toyota Central R&D Labs Inc | デジタル信号処理装置及びそれを有するフェーズドアレイレーダ |
| JP2010074430A (ja) * | 2008-09-17 | 2010-04-02 | Toyota Central R&D Labs Inc | 無限移相器アレイ |
| CN101825705A (zh) * | 2009-03-04 | 2010-09-08 | 株式会社电装 | 雷达设备 |
| DE102010002474A1 (de) | 2009-03-04 | 2010-09-09 | Denso Corporation, Kariya-City | Radarvorrichtung zum Unterdrücken von Wirkungen von Gitterkeulen bei der Erfassung einer Richtung eines Ziels auf der Grundlage einer Phasendifferenz zwischen empfangenen reflektierten Wellen |
| JP2010203980A (ja) * | 2009-03-04 | 2010-09-16 | Denso Corp | レーダ装置 |
| US8049660B2 (en) | 2009-03-04 | 2011-11-01 | Denso Corporation | Radar apparatus configured to suppress effects of grating lobes upon detection of direction of target based on phase difference between received reflected waves |
| DE102010002474B4 (de) | 2009-03-04 | 2022-04-21 | Denso Corporation | Radarvorrichtung zum Unterdrücken von Wirkungen von Gitterkeulen bei der Erfassung einer Richtung eines Ziels auf der Grundlage einer Phasendifferenz zwischen empfangenen reflektierten Wellen |
| CN107241148A (zh) * | 2016-03-29 | 2017-10-10 | 松下知识产权经营株式会社 | 相控阵发送装置及载波泄漏校正方法 |
Also Published As
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|---|---|
| JP4474089B2 (ja) | 2010-06-02 |
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