JP2003241842A

JP2003241842A - 直流安定化電源装置

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Publication number: JP2003241842A
Application number: JP2002036605A
Authority: JP
Inventors: Michiharu Imadate; 通春今立
Original assignee: Kenwood KK
Current assignee: Kenwood KK
Priority date: 2002-02-14
Filing date: 2002-02-14
Publication date: 2003-08-29

Abstract

(57)【要約】【課題】負荷電流が流れる複数の能動素子を安定化電源
装置の入力端子と出力端子間に直列に接続して、負荷電
流による熱の発生を前記複数の能動素子に分散させ、且
つ、安定化電源装置の入力電圧がより小さくなっても一
定の出力電圧を維持し得る直流安定化電源装置を提供す
る。【解決手段】入力される直流電圧Ｖ１をエミッタ・コ
レクタ路又はソース・ドレイン路を介して直流電圧Ｖ２
に下げるための降圧手段１と、前記直流電圧Ｖ２をエミ
ッタ・コレクタ路又はソース・ドレイン路を介して所定
の直流電圧Ｖ０に下げるための直列型レギュレータ２
と、前記直流電圧Ｖ１が予め定めた基準値Ｖｒｅｆ以下
であるか否かを判別する比較回路３とを備え、前記直流
電圧Ｖ１が前記基準値Ｖｒｅｆ以下であるときには前記
降圧手段１のエミッタ・コレクタ間又はソース・ドレイ
ン間の電圧が飽和電圧になるよう制御して、前記降圧手
段１による電圧ロスを無視しうる程度に小さくする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は複数のパワートラン
ジスタ又はパワーＭＯＳ−ＦＥＴなどの制御可能な能動
素子を安定化電源装置の入力端子と出力端子間に直列に
接続して、負荷電流による熱の発生を前記複数の能動素
子に分散させるようにした直流安定化電源装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】安定化されていない直流電圧を入力と
し、予め定められた所定の直流電圧を出力とする直流安
定化電源として直列型レギュレータと呼ばれるものがあ
る。直列型レギュレータは安定化電源装置の入力端子と
出力端子間に例えばトランジスタのコレクタ・エミッタ
路やＭＯＳ−ＦＥＴのドレイン・ソース路などを接続
し、余剰の電圧を前記トランジスタやＭＯＳ−ＦＥＴな
どの制御可能な能動素子の端子間にかけるようにされて
いる。このため安定化電源装置の入力電圧が大きく、負
荷電流が大きい場合には、前記能動素子の消費電力が大
きく、その発熱によって前記能動素子が破壊される恐れ
がある。

【０００３】かかる問題を解決する方法として従来実施
されている直流安定化電源装置について以下に説明す
る。図３は従来の直流安定化電源装置の第１の例を示す
図である。図３において３１は安定化電源装置３０の入
力端子であり、３３は安定化電源装置３０の出力端子で
ある。入力端子３１には例えば自動車のバッテリが接続
され、出力端子３３には負荷が接続され、該負荷には安
定化された例えば５ボルトが印加される。前記バッテリ
の電圧は例えば標準電圧が１２ボルトであるが、実際の
動作時には充電電流によるリップルが重畳し、最大電圧
は１６ボルト程度、最低電圧は６ボルト程度である。

【０００４】入力端子３１と出力端子３３間にはトラン
ジスタＱ５のコレクタ・エミッタ路及びトランジスタＱ
６のコレクタ・エミッタ路が直列に接続される。トラン
ジスタＱ５とトランジスタＱ６は並列に接続され、負荷
電流Ｉ０はトランジスタＱ５のコレクタ・エミッタ路と
トランジスタＱ６のコレクタ・エミッタ路とに分かれて
流れる。一般的にはトランジスタＱ５とトランジスタＱ
６は同じトランジスタとし、抵抗Ｒ２２とＲ２３を等し
くして、トランジスタＱ５とトランジスタＱ６に流れる
電流を等しくする。そして、両トランジスタにおける発
熱量が等しくなるようにされ、入力電圧をＶ１、出力電
圧をＶ０、負荷電流をＩ０とすると、各トランジスタの
コレクタ損失は約（Ｖ１−Ｖ０−Ｒ２２×Ｉ０／２）×
Ｉ０／２となる。なお、トランジスタＱ７のベース・エ
ミッタ間電圧をＶｂｅ、ツェナーダイオードＺ２の電圧
をＶｚ２とすると、出力電圧Ｖ０は図５に示す（１）式
で与えられることは良く知られている。

【０００５】図４は従来の直流安定化電源装置の第２の
例を示す図である。図４において４１は安定化電源装置
４０の入力端子であり、４４は安定化電源装置４０の出
力端子である。入力端子４１には例えば前記した自動車
のバッテリが接続され、出力端子４４には負荷が接続さ
れ、該負荷には安定化された例えば５ボルトが印加され
る。安定化電源装置４０は、トランジスタＱ７、トラン
ジスタＱ９、ツェナーダイオードＺ１などで構成される
第１の直列型レギュレータと、トランジスタＱ８、トラ
ンジスタＱ１０、ツェナーダイオードＺ２などで構成さ
れる第２の直列型レギュレータとを入出力端子間に直列
に接続して構成されている。

【０００６】すなわち、入力端子４１と出力端子４４間
にはトランジスタＱ７のコレクタ・エミッタ路とトラン
ジスタＱ８のコレクタ・エミッタ路とが直列に接続され
る。トランジスタＱ７とトランジスタＱ８は直列に接続
され、トランジスタＱ７のコレクタ・エミッタ路とトラ
ンジスタＱ８のコレクタ・エミッタ路とには安定化電源
装置４０の負荷電流Ｉ０が流れる。従って安定化電源装
置４０において負荷電流に伴って発生する電力（Ｖ１−
Ｖ０）×Ｉ０がトランジスタＱ７とトランジスタＱ８と
に分散される。なお、トランジスタＱ９のベース・エミ
ッタ間電圧をＶｂｅ、ツェナーダイオードＺ１の電圧を
Ｖｚ１とすると、トランジスタＱ７のエミッタの電圧Ｖ
２は（Ｖｚ１＋Ｖｂｅ）及びＲ３２／Ｒ３３の値に応じ
て決まるが、例えばＶ０が５ボルト、Ｖ１が１６〜６ボ
ルトの場合に、Ｖ２は略１０ボルト程度に設定される。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】図３に示す従来の直流
安定化電源装置３０では、並列に接続された２つのトラ
ンジスタＱ５、Ｑ６に負荷電流Ｉ０が均等に分散される
ようにするために、エミッタ抵抗Ｒ２２及びＲ２３を比
較的大きな値に設定する必要があり、例えば０．４７〜
１Ωに設定される。従ってエミッタ抵抗Ｒ２２、Ｒ２３
による電圧ロスが大きくなり、入力電圧Ｖ１が低くなる
と出力電圧Ｖ０を一定に保ち難くなるという問題があ
る。

【０００８】一方、図４に示す従来の直流安定化電源装
置４０では、入力電圧Ｖ１が低下した場合に、第１の直
列型レギュレータよる電圧ロスと第２の直列型レギュレ
ータによる電圧ロスが加算されて大きくなり、出力電圧
Ｖ０を一定に保ち難くなるという問題がある。すなわ
ち、設定された中間電圧Ｖ２を一定に保てない程度に入
力電圧Ｖ１が低下した場合には、トランジスタＱ９のコ
レクタには電流が流れず、抵抗Ｒ３１の両端にトランジ
スタＱ７のベース電流による電圧Ｖ３１＝Ｒ３１×Ｉ０
／ｈｆｅが生じる。ここに前記ｈｆｅはトランジスタＱ
７の直流電流増幅率を指す。従ってトランジスタＱ７の
ベース・エミッタ間電圧をＶｂｅとすると、トランジス
タＱ７のコレクタ・エミッタ間電圧は（Ｖ３１＋Ｖｂ
ｅ）となり、中間電圧Ｖ２の値は（Ｖ１−Ｖ３１−Ｖｂ
ｅ）に低下する。前記したようにトランジスタＱ７のコ
レクタ・エミッタ路における電圧ロスが大きいために、
第２の直列型レギュレータの出力電圧Ｖ０を一定に維持
できる入力電圧Ｖ１の範囲が狭くなるという問題があ
る。

【０００９】本発明は前記した課題を解決するためにな
されたもので、その目的は、負荷電流が流れる複数の能
動素子を安定化電源装置の入力端子と出力端子間に直列
に接続して、負荷電流による熱の発生を前記複数の能動
素子に分散させ、且つ、安定化電源装置の入力電圧がよ
り小さくなっても一定の出力電圧を維持し得る直流安定
化電源装置を提供することである。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明は前記課題に鑑み
てなされたものであり、第１の発明は、入力される第１
の直流電圧をエミッタ・コレクタ路又はソース・ドレイ
ン路を介して第２の直流電圧に下げるための降圧手段
と、前記第２の直流電圧をエミッタ・コレクタ路又はソ
ース・ドレイン路を介して予め定められた第３の直流電
圧に下げるための直列型レギュレータとを備える直流安
定化電源装置であって、前記第１の直流電圧が予め定め
た基準値以下であるか否かを判別する比較回路を有し、
前記第１の直流電圧が前記基準値以下であるときには前
記降圧手段のエミッタ・コレクタ間又はソース・ドレイ
ン間の電圧が能動素子の飽和電圧になるよう前記降圧手
段を制御するようにした直流安定化電源装置である。

【００１１】第２の発明は、第１の発明の直流安定化電
源装置において、前記第２の直流電圧は予め定めた所定
の電圧であり、前記降圧手段は直列型レギュレータであ
るようにした直流安定化電源装置である。

【００１２】第３の発明は、第1の発明の直流安定化電
源装置において、前記降圧手段の入力端子に一端を接続
した第１の抵抗と前記直列型レギュレータの出力端子に
一端を接続した第２の抵抗の他端同士を接続し、前記第
１の直流電圧が前記基準値より大きいときには、前記第
２の直流電圧が前記接続点の電圧と等しくなるように、
前記接続点の電圧に応じて前記降圧手段のエミッタ・コ
レクタ間電圧又はソース・ドレイン間電圧を制御するよ
うにした直流安定化電源装置である。

【００１３】第４の発明は、第１の発明の直流安定化電
源装置において、前記第１の直流電圧と前記第３の直流
電圧の加算平均値を求め、前記第１の直流電圧が前記基
準値より大きいときには、前記第２の直流電圧が前記加
算平均値と等しくなるように、前記加算平均値に応じて
前記降圧手段を制御するようにした直流安定化電源装置
である。

【００１４】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て説明する。本発明の直流安定化電源装置では、入力さ
れる第１の直流電圧を降圧手段を構成するエミッタ・コ
レクタ路又はソース・ドレイン路を介して第２の直流電
圧に下げ、前記第２の直流電圧を直列型レギュレータを
構成するエミッタ・コレクタ路又はソース・ドレイン路
を介して予め定められた第３の直流電圧に下げるように
した直流安定化電源装置であって、前記第１の直流電圧
が所定の基準値以下であるか否かを判別し、前記第１の
直流電圧が前記基準値以下であると判別されたときには
前記降圧手段のエミッタ・コレクタ間又はソース・ドレ
イン間の電圧をトランジスタ又はＭＯＳ−ＦＥＴの飽和
電圧になるように制御する。

【００１５】以下、本発明の実施例について図と共に説
明する。以下の説明では直流安定化電源装置の入力端子
には例えば標準電圧１２ボルトの自動車用バッテリが接
続され、出力端子には負荷が接続され、該負荷には安定
化された例えば５ボルトが供給されるものとして説明す
る。入力端子に接続されるバッテリの電圧は充電電流や
負荷の変動に伴うリップルが含まれ、また、バッテリの
充電時には最高電圧が１６ボルト程度まで上昇すること
があり、始動時などバッテリの負荷が大きい時には最低
電圧が６ボルト程度まで低下することがあるものとして
説明する。

【００１６】図１は本発明直流安定化電源装置の第１の
実施例を示すブロック図である。図１において、１１は
安定化電源装置１０の入力端子であり、１４は安定化電
源装置１０の出力端子である。安定化電源装置１０は入
力される第１の直流電圧Ｖ１をエミッタ・コレクタ路又
はソース・ドレイン路を介して第２の直流電圧Ｖ２に下
げるための降圧手段１と、前記第２の直流電圧Ｖ２をエ
ミッタ・コレクタ路又はソース・ドレイン路を介して予
め定められた第３の直流電圧Ｖ０に下げるための直列型
レギュレータ２とを備える直流安定化電源装置と、前記
第１の直流電圧Ｖ１が所定の基準値Ｖｒｅｆ以下である
か否かを判別する比較回路３を有し、前記第１の直流電
圧Ｖ１が前記基準値以下であるときには前記降圧手段１
の入力端子１１と出力端子１３とが略同電圧になるよう
に降圧手段１を制御する。すなわち、前記第１の直流電
圧Ｖ１が前記基準値Ｖｒｅｆ以下であるときには比較回
路３の出力を用いて、前記降圧手段１を構成する能動素
子のエミッタ・コレクタ間又はソース・ドレイン間の電
圧がその能動素子の飽和電圧になるよう制御する。

【００１７】図１において、降圧手段１の入出力端子間
にはＭＯＳ−ＦＥＴのソース・ドレイン路又はトランジ
スタのコレクタ・エミッタ路が接続され、直列型レギュ
レータ２の入力端子１３と出力端子１４との間にもＭＯ
Ｓ−ＦＥＴのソース・ドレイン路又はトランジスタのコ
レクタ・エミッタ路が接続される。直流安定化電源装置
１０では、入力電圧Ｖ１が十分大きい場合は降圧手段１
の出力電圧（中間電圧）Ｖ２は出力電圧Ｖ０より数ボル
ト高くなるように、また入力電圧Ｖ１より数ボルト低く
なるように制御される。

【００１８】中間電圧Ｖ２は所定の固定値としても良
く、或いは入力電圧Ｖ１に応じて変化する電圧値として
もでも良い。また、降圧手段１は中間電圧Ｖ２及び比較
回路３の出力によって制御され、入力電圧Ｖ１が基準電
圧Ｖｒｅｆより小さくなると、降圧手段１を構成する前
記ＭＯＳ−ＦＥＴ又はトランジスタなどの能動素子の端
子間電圧を比較回路３の出力を用いて飽和電圧まで低下
させる。したがってこの場合には中間電圧Ｖ２は入力電
圧Ｖ１よりわずかに低い電圧まで強制的に引き上げられ
るから、直列型レギュレータ２が所定の電圧Ｖ０を出力
するの必要な入力電圧Ｖ１の最低値をより小さい値にす
ることが出来る。

【００１９】図２は本発明直流安定化電源装置の第２の
実施例を示す図である。図２において、１１は安定化電
源装置２０の入力端子であり、１４は安定化電源装置２
０の出力端子である。安定化電源装置２０はＰチャンネ
ルＭＯＳ−ＦＥＴＱ１、差動増幅器Ａ２、抵抗Ｒ４、
抵抗Ｒ５などで構成される降圧手段と、トランジスタＱ
２、トランジスタＱ３、ツェナーダイオードＺ２、抵抗
Ｒ１２、抵抗Ｒ１３などで構成される直列型レギュレー
タとを入力端子１１と出力端子１４間に直列に接続して
構成されている。

【００２０】前記降圧手段における制御回路は、安定化
電源装置２０の入力端子１１に一端が接続された抵抗Ｒ
４，出力端子１４に一端が接続された抵抗Ｒ５、差動増
幅器Ａ２、ダイオードＤ２などで構成される。なお、抵
抗Ｒ４と抵抗Ｒ５との接続点にはリップル除去用のコン
デンサＣ１が接続される。差動増幅器Ａ２の反転入力端
子には前記抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５の接続点の電圧が与えら
れ、同相入力端子には中間電圧Ｖ２が与えられる。Ｐチ
ャンネルＭＯＳ−ＦＥＴＱ１のソースは入力端子１１
に接続され、ドレインは降圧手段の出力端子（直列型レ
ギュレータの入力端子）１３に接続される。ＭＯＳ−Ｆ
ＥＴＱ１のソース・ゲート間には抵抗Ｒ６が接続さ
れ、ゲートには更に抵抗Ｒ７の一端が接続される。抵抗
Ｒ７の他端はダイオードＤ２を介して差動増幅器Ａ２の
出力端子に接続されるとともに、ダイオードＤ１を介し
て差動増幅器Ａ１の出力端子に接続される。

【００２１】図２に示す安定化電源装置２０において、
入力電圧Ｖ１が十分高い場合には、降圧手段から出力さ
れる電圧Ｖ２は抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５の接続点の電圧に等
しくなるように制御され、直列型レギュレータの入力端
子１３に与えられる。すなわち、前記中間電圧Ｖ２は図
６に示す（２）式で与えられ、入力電圧Ｖ１と出力電圧
Ｖ０との間の電圧となる。また、直列型レギュレータの
出力端子１４からは予め定められた所定の電圧Ｖ０が出
力される。前記出力電圧Ｖ０は例えば５ボルトであり、
出力端子１４に接続された負荷に与えられる。

【００２２】前記入力電圧Ｖ１が所定の基準値以下であ
るか否かを比較回路によって判別する。前記比較回路は
安定化電源装置２０の入力端子１１とグランド端子１２
との間で直列接続された抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２、差動増
幅器Ａ１、ツェナーダイオードＺ１などで構成される。
差動増幅器Ａ１の同相入力端子には前記抵抗Ｒ１と抵抗
Ｒ２の接続点の電圧が与えられ、反転入力端子にはツェ
ナーダイオードＺ１の電圧Ｖｚ１が与えられる。また、
ＰチャンネルＭＯＳ−ＦＥＴＱ１のソース・ゲート間
の電圧は差動増幅器Ａ２の出力及び差動増幅器Ａ１の出
力によって制御される。

【００２３】差動増幅器Ａ１ではＲ２×Ｖ１／（Ｒ１＋
Ｒ２）とツェナー電圧Ｖｚ１との大小が比較される。す
なわち入力電圧Ｖ１と基準電圧Ｖｒｅｆとの大小関係が
検出される。ここに基準電圧Ｖｒｅｆは図７に示す
（３）式のようになり、Ｖｚ１×（１＋Ｒ１／Ｒ２）で
ある。そして、入力電圧Ｖ１が基準電圧Ｖｒｅｆより大
きい場合は、差動増幅器Ａ１の出力は高電圧となってダ
イオードＤ１は非導通状態であり、入力電圧Ｖ１が基準
電圧Ｖｒｅｆ以下である場合は差動増幅器Ａ１の出力は
低電圧となってダイオードＤ１は導通状態となり、ＭＯ
Ｓ−ＦＥＴＱ１のゲートの電圧を低下させる。このた
めＭＯＳ−ＦＥＴＱ１のソース・ドレイン間の電圧は
飽和電圧まで小さくなる。飽和状態でのソース・ドレイ
ン間の抵抗値は数十ｍΩであり、ソース・ドレイン間の
電圧は小さなものとなる。

【００２４】前記したように安定化電源装置２０では入
力電圧Ｖ１が基準電圧Ｖｒｅｆより大きい時には、中間
電圧Ｖ２は（２）式で与えられるように、入力電圧Ｖ
１、所定の出力電圧Ｖ０、抵抗Ｒ４、抵抗Ｒ５で定めら
れる。その電圧Ｖ２はＶ１とＶ０の間の電圧となり、負
荷電流をＩ０とすれば、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ１とトラン
ジスタＱ２の消費電力はそれぞれ（Ｖ１−Ｖ２）×Ｉ
０、（Ｖ２−Ｖ０）×Ｉ０となる。

【００２５】一方、入力電圧Ｖ１が基準電圧Ｖｒｅｆよ
り小さい時には、中間電圧Ｖ２は（２）式が示す値とは
異なり、（入力電圧Ｖ１−Ｖｓｄｓ）となって、中間電
圧Ｖ２は入力電圧Ｖ１と略等しくなる。ここに、Ｖｓｄ
ｓはＭＯＳ−ＦＥＴのソース・ドレイン間の飽和電圧で
ある。この場合のＭＯＳ−ＦＥＴＱ１とトランジスタ
Ｑ２の消費電力はそれぞれＶｓｄｓ×Ｉ０、（Ｖ１−Ｖ
ｓｄｓ−Ｖ０）×Ｉ０となり、殆どがトランジスタＱ２
で消費される。この場合、トランジスタＱ２が負荷電流
による殆どの消費電力を背負うこととなるが、入力電圧
Ｖ１が低いのでトランジスタＱ２消費電力が過大になる
ことは防止できる。

【００２６】なお、図２に示す実施例において、抵抗Ｒ
４と抵抗Ｒ５とを同じ値に設定すれば、入力電圧Ｖ１が
十分大きい場合には中間電圧Ｖ２の値が入力電圧Ｖ１と
出力電圧Ｖ０との相加平均値となり、安定化電源装置２
０の入力端子１１と出力端子１４間で消費される電力が
ＭＯＳ−ＦＥＴＱ１とトランジスタＱ２との均等に分
散されることとなり、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ１とトランジ
スタＱ２の放熱設計が容易になる。

【００２７】また、この場合の設定例としてＶｒｅｆを
９ボルトに設定したとすると、入力電圧が９ボルト近傍
まで低下してきた時の中間電圧Ｖ２は（９＋５）／２で
約７ボルトとなる。入力電圧が９ボルトよりさらに小さ
くなった場合には、中間電圧Ｖ２はほぼ入力電圧Ｖ１と
等しくなり、入力電圧Ｖ１が６ボルト程度まで低下して
も、トランジスタＱ２を含む直列型レギュレータは安定
した動作を継続することが出来る。

【００２８】図２に示す実施例の安定化電源装置２０で
は中間電圧Ｖ２を入力電圧Ｖ１に応じて変化させる構成
としたが、本発明の直流安定化電源装置はこれに限定さ
れず、図１に示す降圧手段１を直列型レギュレータで構
成し、中間電圧Ｖ２を予め定めた固定値にしてもよい。
この場合でも、所定の出力電圧Ｖ０を得るために必要な
入力電圧の最低値を低下させる効果が得られることは言
うまでもない。

【００２９】以上詳述したように、本発明を適用した実
施の形態によれば、直流安定化電源装置の入力電圧が基
準電圧Ｖｒｅｆより高いときには、直流安定化電源装置
の入出力端子間にかかる電圧が、降圧手段を構成するＭ
ＯＳ−ＦＥＴと直列型レギュレータを構成するトランジ
スタとに分割されてかかることとなり、直流安定化電源
装置において負荷電流に伴って生じる主な消費電力が前
記２つの能動素子に分散される。

【００３０】また、前記直流安定化電源装置に入力され
る直流電圧Ｖ１が基準値Ｖｒｅｆより小さくなると、前
記降圧手段の入出力端子間の電圧が略ゼロになるように
制御され、直流安定化電源装置の入出力端子間に直列に
接続された降圧手段による電圧ロスは無視し得る程度に
小さくされる。したがって、入力電圧が基準値Ｖｒｅｆ
より低下した時にも、前記降圧手段に接続された直列型
レギュレータには比較的高い電圧が与えられることとな
り、安定化電源装置の出力電圧を一定値に制御するため
の最低入力電圧を小さくすることが出来る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明直流安定化電源装置の第１の実施例を示
すブロック図である。

【図２】本発明直流安定化電源装置の第２の実施例を示
す図である。

【図３】従来の直流安定化電源装置の第１の例を示す図
である。

【図４】従来の直流安定化電源装置の第２の例を示す図
である。

【図５】図３に示す従来の直流安定化電源装置３０にお
ける出力電圧の算出式を示す図である。

【図６】図２の本発明直流安定化電源装置２０における
中間電圧Ｖ２の算出式を示す図である。

【図７】図２の本発明直流安定化電源装置２０において
入力電圧Ｖ１と大小比較される基準電圧Ｖｒｅｆの算出
式を示す図である。

【符号の説明】

１降圧手段２直列型レギュレータ３比較回路Ｃ１コンデンサＤ１、Ｄ２ダイオードＱ１ＭＯＳ−ＦＥＴＱ２、Ｑ３トランジスタＡ１、Ａ２差動増幅器Ｖｒｅｆ所定の基準電圧Ｖ０安定化電源の出力電圧Ｖ１入力電圧Ｖ２降圧手段の出力電圧（中間電圧）

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力される第１の直流電圧をエミッタ・コ
レクタ路又はソース・ドレイン路を介して第２の直流電
圧に下げるための降圧手段と、前記第２の直流電圧をエ
ミッタ・コレクタ路又はソース・ドレイン路を介して予
め定められた第３の直流電圧に下げるための直列型レギ
ュレータとを備える直流安定化電源装置であって、前記
第１の直流電圧が予め定めた基準値以下であるか否かを
判別する比較回路を有し、前記第１の直流電圧が前記基
準値以下であるときには前記降圧手段のエミッタ・コレ
クタ間又はソース・ドレイン間の電圧が飽和電圧になる
よう制御することを特徴とする直流安定化電源装置。
【請求項２】前記第２の直流電圧は予め定めた所定の電
圧であり、前記降圧手段は直列型レギュレータであるこ
とを特徴とする請求項１記載の直流安定化電源装置。
【請求項３】前記降圧手段の入力端子に一端を接続した
第１の抵抗と前記直列型レギュレータの出力端子に一端
を接続した第２の抵抗の他端同士を接続し、前記第１の
直流電圧が前記基準値より大きいときには、前記第２の
直流電圧が前記接続点の電圧と等しくなるように、前記
接続点の電圧に応じて前記降圧手段のエミッタ・コレク
タ間電圧又はソース・ドレイン間電圧を制御することを
特徴とする請求項１記載の直流安定化電源装置。
【請求項４】前記第１の直流電圧と前記第３の直流電圧
の加算平均値を求め、前記第１の直流電圧が前記基準値
より大きいときには、前記第２の直流電圧が前記加算平
均値と等しくなるように、前記加算平均値に応じて前記
降圧手段を制御することを特徴とする請求項１記載の直
流安定化電源装置。