JP2003189591A - 電力変換装置用半導体駆動回路 - Google Patents
電力変換装置用半導体駆動回路Info
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- JP2003189591A JP2003189591A JP2001380123A JP2001380123A JP2003189591A JP 2003189591 A JP2003189591 A JP 2003189591A JP 2001380123 A JP2001380123 A JP 2001380123A JP 2001380123 A JP2001380123 A JP 2001380123A JP 2003189591 A JP2003189591 A JP 2003189591A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 電力変換用半導体駆動回路において、ＩＧＢ
Ｔのターンオフ時に、ゲート電圧を０ボルトまで落し、
ＩＧＢＴの誤動作を低減する。 【解決手段】 トランジスタ１０１，１０２の接続点と
ＩＧＢＴ１０４のゲートの間に接続されたゲート抵抗２
０１と並列にダイオード３０１とインダクタの直列回路
が付加されている。
Ｔのターンオフ時に、ゲート電圧を０ボルトまで落し、
ＩＧＢＴの誤動作を低減する。 【解決手段】 トランジスタ１０１，１０２の接続点と
ＩＧＢＴ１０４のゲートの間に接続されたゲート抵抗２
０１と並列にダイオード３０１とインダクタの直列回路
が付加されている。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、モータの可変速駆
動や系統連系を行う電力変換装置用に用いられる半導体
スイッチ素子の駆動回路に関する。
動や系統連系を行う電力変換装置用に用いられる半導体
スイッチ素子の駆動回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１１に従来の逆バイアス電源を用いた
電力変換用半導体駆動回路の一例を示す。この駆動回路
は半導体スイッチ素子（ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bip
olar Transistor）１０４を駆動するもので、制御電源
と接地の間に直列に接続された半導体スイッチ（トラン
ジスタ）１０１，１０２と、半導体スイッチ１０１，１
０２のベースに接続された抵抗２０２で構成され、ゲー
ト抵抗２０１を介して半導体スイッチ素子１０４のゲー
トに接続されている。ＩＧＢＴ１０４のターンオン時に
は、電荷が制御電源からトランジスタ１０１とゲート抵
抗２０１を通ってＩＧＢＴ１０４をチャージし、ターン
オフ時には、ＩＧＢＴ１０４のゲートに溜まった電荷が
ゲート抵抗２０１とトランジスタ１０２を通って逆バイ
アス電源に流れ込む。
電力変換用半導体駆動回路の一例を示す。この駆動回路
は半導体スイッチ素子（ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bip
olar Transistor）１０４を駆動するもので、制御電源
と接地の間に直列に接続された半導体スイッチ（トラン
ジスタ）１０１，１０２と、半導体スイッチ１０１，１
０２のベースに接続された抵抗２０２で構成され、ゲー
ト抵抗２０１を介して半導体スイッチ素子１０４のゲー
トに接続されている。ＩＧＢＴ１０４のターンオン時に
は、電荷が制御電源からトランジスタ１０１とゲート抵
抗２０１を通ってＩＧＢＴ１０４をチャージし、ターン
オフ時には、ＩＧＢＴ１０４のゲートに溜まった電荷が
ゲート抵抗２０１とトランジスタ１０２を通って逆バイ
アス電源に流れ込む。
【０００３】制御電源の容量を低減するために、逆バイ
アス電源を除去した電力変換装置用半導体駆動回路の一
例を図１２に示す。この場合、トランジスタ１０１のコ
レクタ端子は制御電源に、トランジスタ１０２のコレク
タ端子はＩＧＢＴ１０４のエミッタ端子に接続されてい
る。図１１の駆動回路と同様に、ＩＧＢＴ１０４のター
ンオフ時にはゲートに溜まった電荷がゲート抵抗２０１
とトランジスタ１０２を通ってＩＧＢＴ１０４のエミッ
タ端子に流れ込む。
アス電源を除去した電力変換装置用半導体駆動回路の一
例を図１２に示す。この場合、トランジスタ１０１のコ
レクタ端子は制御電源に、トランジスタ１０２のコレク
タ端子はＩＧＢＴ１０４のエミッタ端子に接続されてい
る。図１１の駆動回路と同様に、ＩＧＢＴ１０４のター
ンオフ時にはゲートに溜まった電荷がゲート抵抗２０１
とトランジスタ１０２を通ってＩＧＢＴ１０４のエミッ
タ端子に流れ込む。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】図１２の駆動回路では
トランジスタ１０２のコレクタ−エミッタ間の電位差が
小さいためゲートに溜まった電荷が抜けるのが遅く、ま
たトランジスタ１０２の特性上コレクタ−エミッタ間の
電位差が０Ｖまで下がりきれない。そのため、ＩＧＢＴ
１０４のコレクタ−エミッタ間電圧が上昇した時に、ゲ
ート−コレクタ間の寄生容量の影響でゲート電圧がふら
れてＩＧＢＴ１０４がオンしてしまう恐れがあった。な
お、図１３、図１４はそれぞれ図１１、図１２の駆動回
路のＩＧＢＴターンオフ時のゲート電圧のシミュレーシ
ョン波形を示している。
トランジスタ１０２のコレクタ−エミッタ間の電位差が
小さいためゲートに溜まった電荷が抜けるのが遅く、ま
たトランジスタ１０２の特性上コレクタ−エミッタ間の
電位差が０Ｖまで下がりきれない。そのため、ＩＧＢＴ
１０４のコレクタ−エミッタ間電圧が上昇した時に、ゲ
ート−コレクタ間の寄生容量の影響でゲート電圧がふら
れてＩＧＢＴ１０４がオンしてしまう恐れがあった。な
お、図１３、図１４はそれぞれ図１１、図１２の駆動回
路のＩＧＢＴターンオフ時のゲート電圧のシミュレーシ
ョン波形を示している。
【０００５】本発明の目的は、ＩＧＢＴのターンオフ時
にゲート電圧をすばやく０ボルトまで落すことができ、
ＩＧＢＴの誤動作を低減できる、電力変換用半導体駆動
回路を提供することにある。
にゲート電圧をすばやく０ボルトまで落すことができ、
ＩＧＢＴの誤動作を低減できる、電力変換用半導体駆動
回路を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明の第１の態様によ
れば、電力変換に用いられる半導体スイッチ素子と駆動
回路を構成する２つの半導体スイッチ素子の接続点の間
に接続された抵抗と並列に整流素子とインダクタが直列
に接続されている。
れば、電力変換に用いられる半導体スイッチ素子と駆動
回路を構成する２つの半導体スイッチ素子の接続点の間
に接続された抵抗と並列に整流素子とインダクタが直列
に接続されている。
【０００７】ＩＧＢＴのターンオフ時に、ゲートに溜ま
った電荷をすばやく抜き取ることができ、またインダク
タンスの性質によりゲート電圧を０Ｖまで下げることが
できる。
った電荷をすばやく抜き取ることができ、またインダク
タンスの性質によりゲート電圧を０Ｖまで下げることが
できる。
【０００８】本発明の実施態様によれば、前記整流素子
とインダクタに対して並列になるように前記抵抗に整流
素子が直列に接続されている。
とインダクタに対して並列になるように前記抵抗に整流
素子が直列に接続されている。
【０００９】ＩＧＢＴのターンオフ時に抜ける電荷のす
べてがインダクタを通って流れるため、ゲート抵抗の値
にかかわらずインダクタの容量を自由に選ぶことができ
る。
べてがインダクタを通って流れるため、ゲート抵抗の値
にかかわらずインダクタの容量を自由に選ぶことができ
る。
【００１０】本発明の第２の態様によれば、電力変換に
用いられる半導体スイッチ素子と駆動回路を構成する２
つの半導体スイッチ素子の接続点の間に接続された抵抗
と並列に整流素子とキャパシタが直列に接続され、前記
キャパシタと並列に抵抗が接続されている。
用いられる半導体スイッチ素子と駆動回路を構成する２
つの半導体スイッチ素子の接続点の間に接続された抵抗
と並列に整流素子とキャパシタが直列に接続され、前記
キャパシタと並列に抵抗が接続されている。
【００１１】ＩＧＢＴのターンオフ時に、ゲートに溜ま
った電荷をよりすばやく抜き取ることができる。
った電荷をよりすばやく抜き取ることができる。
【００１２】本発明の第３の態様によれば、駆動回路を
構成する２つの半導体スイッチ素子の接続点と駆動回路
の０Ｖの間に、駆動回路の入力信号の反転信号が制御端
子に入力される半導体スイッチ素子を有する。
構成する２つの半導体スイッチ素子の接続点と駆動回路
の０Ｖの間に、駆動回路の入力信号の反転信号が制御端
子に入力される半導体スイッチ素子を有する。
【００１３】ゲート信号がオフになると追加されたトラ
ンジスタがオンし、ＩＧＢＴのターンオフの時にゲート
に溜まった電荷がこのトランジスタを通って流れること
により、ゲート電圧を０Ｖまで下げることができる。
ンジスタがオンし、ＩＧＢＴのターンオフの時にゲート
に溜まった電荷がこのトランジスタを通って流れること
により、ゲート電圧を０Ｖまで下げることができる。
【００１４】本発明の第４の態様によれば、電力変換に
用いられる半導体スイッチ素子と駆動回路を構成する２
つの半導体スイッチ素子の接続点の間に接続された抵抗
の、前者の半導体スイッチ素子側の端子と駆動回路の０
Ｖの間に、駆動回路の入力信号の反転信号が制御端子に
入力される半導体スイッチ素子を有する。
用いられる半導体スイッチ素子と駆動回路を構成する２
つの半導体スイッチ素子の接続点の間に接続された抵抗
の、前者の半導体スイッチ素子側の端子と駆動回路の０
Ｖの間に、駆動回路の入力信号の反転信号が制御端子に
入力される半導体スイッチ素子を有する。
【００１５】第３の態様の回路よりもすばやくゲート電
圧を０Ｖまで下げることができる。
圧を０Ｖまで下げることができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明する。
て図面を参照して説明する。
【００１７】図１から図５はそれぞれ本発明の一実施形
態の電力変換装置用半導体駆動回路の回路図である。
態の電力変換装置用半導体駆動回路の回路図である。
【００１８】図１の駆動回路はトランジスタ１０１，１
０２の接続点とＩＧＢＴ１０４のゲートの間に接続され
たゲート抵抗２０１と並列にダイオード３０１とインダ
クタ４０１の直列回路を付加したもので、ＩＧＢＴ１０
４のターンオフの時に、ゲートに溜まった電荷をすばや
く抜き取ることができる。また、インダクタの性質によ
りゲート電圧を０Ｖ以下まで下げることができる。な
お、ダイオード３０１とインダクタ４０１の順序は逆で
もよい。
０２の接続点とＩＧＢＴ１０４のゲートの間に接続され
たゲート抵抗２０１と並列にダイオード３０１とインダ
クタ４０１の直列回路を付加したもので、ＩＧＢＴ１０
４のターンオフの時に、ゲートに溜まった電荷をすばや
く抜き取ることができる。また、インダクタの性質によ
りゲート電圧を０Ｖ以下まで下げることができる。な
お、ダイオード３０１とインダクタ４０１の順序は逆で
もよい。
【００１９】図２の駆動回路は、図１の回路に、ダイオ
ード３０１とゲート抵抗２０１の接続点とゲート抵抗２
０１の間にダイオード３０２を直列に付加したもので、
ＩＧＢＴ１０４のターンオフ時に抜ける電荷のすべてが
インダクタ４０１を通って流れるため、ゲート抵抗２０
１の値にかかわらずインダクタ４０１の容量を自由に選
定することができる。なお、ゲート抵抗２０１とダイオ
ード３０２の順序は逆でもよい。
ード３０１とゲート抵抗２０１の接続点とゲート抵抗２
０１の間にダイオード３０２を直列に付加したもので、
ＩＧＢＴ１０４のターンオフ時に抜ける電荷のすべてが
インダクタ４０１を通って流れるため、ゲート抵抗２０
１の値にかかわらずインダクタ４０１の容量を自由に選
定することができる。なお、ゲート抵抗２０１とダイオ
ード３０２の順序は逆でもよい。
【００２０】図３の駆動回路は、ゲート抵抗２０１と並
列にダイオード３０１とキャパシタ５０１の直列回路を
付加し、キャパシタ５０１の放電のための抵抗２０３を
付加したもので、ＩＧＢＴ１０４のターンオフの時に、
ゲートに溜まった電荷をよりすばやく抜き取ることがで
きる。
列にダイオード３０１とキャパシタ５０１の直列回路を
付加し、キャパシタ５０１の放電のための抵抗２０３を
付加したもので、ＩＧＢＴ１０４のターンオフの時に、
ゲートに溜まった電荷をよりすばやく抜き取ることがで
きる。
【００２１】図４の駆動回路は、トランジスタ１０２と
並列にＮＰＮトランジスタ１０３を付加し、そのベース
にゲート信号の反転が入力されるようにゲート信号入力
部から反転回路６０１を通してベース端子に接続したも
のである。ゲート信号がオフになるとトランジスタ１０
３がオンし、ＩＧＢＴのターンオフの時にゲートに溜ま
った電荷がトランジスタ１０３を通って流れることによ
り、ゲート電圧を０Ｖまで下げることができる。
並列にＮＰＮトランジスタ１０３を付加し、そのベース
にゲート信号の反転が入力されるようにゲート信号入力
部から反転回路６０１を通してベース端子に接続したも
のである。ゲート信号がオフになるとトランジスタ１０
３がオンし、ＩＧＢＴのターンオフの時にゲートに溜ま
った電荷がトランジスタ１０３を通って流れることによ
り、ゲート電圧を０Ｖまで下げることができる。
【００２２】図５の駆動回路は、図４のトランジスタ１
０３のコレクタ端子を、ゲート抵抗２０１のＩＧＢＴ側
に接続したもので、図４の回路よりもすばやくゲート電
圧を０Ｖまで下げることができる。
０３のコレクタ端子を、ゲート抵抗２０１のＩＧＢＴ側
に接続したもので、図４の回路よりもすばやくゲート電
圧を０Ｖまで下げることができる。
【００２３】図６、図７、図８、図９、図１０はそれぞ
れ図１、図２、図３、図４、図５の駆動回路のＩＧＢＴ
ターンオフ時のゲート電圧のシミュレーション波形を示
している。図６では、ＩＧＢＴのターンオフ時に、ゲー
ト電圧が０（Ｖ）以下まで下がっている。図７では、Ｉ
ＧＢＴのターンオフ時に、ゲート電圧が図６よりさらに
下がっている。図８では、ＩＧＢＴのターンオフ時に、
ゲート電圧がすばやくＯ（Ｖ）付近まで下がっている。
図９では、ＩＧＢＴのターンオフ時に、ゲート電圧が０
（Ｖ）まで下がっている。図１０では、ＩＧＢＴのター
ンオフ時に、ゲート電圧がすばやく０（Ｖ）まで下がっ
ている。
れ図１、図２、図３、図４、図５の駆動回路のＩＧＢＴ
ターンオフ時のゲート電圧のシミュレーション波形を示
している。図６では、ＩＧＢＴのターンオフ時に、ゲー
ト電圧が０（Ｖ）以下まで下がっている。図７では、Ｉ
ＧＢＴのターンオフ時に、ゲート電圧が図６よりさらに
下がっている。図８では、ＩＧＢＴのターンオフ時に、
ゲート電圧がすばやくＯ（Ｖ）付近まで下がっている。
図９では、ＩＧＢＴのターンオフ時に、ゲート電圧が０
（Ｖ）まで下がっている。図１０では、ＩＧＢＴのター
ンオフ時に、ゲート電圧がすばやく０（Ｖ）まで下がっ
ている。
【００２４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
逆バイアス電源なしでも、ＩＧＢＴのターンオフ時にゲ
ート電圧をすばやく０Ｖまで落とすことができ、ＩＧＢ
Ｔの誤動作を低減することができる。
逆バイアス電源なしでも、ＩＧＢＴのターンオフ時にゲ
ート電圧をすばやく０Ｖまで落とすことができ、ＩＧＢ
Ｔの誤動作を低減することができる。
【図１】本発明の第１の実施形態の電力変換装置用半導
体駆動回路の回路図である。
体駆動回路の回路図である。
【図２】本発明の第２の実施形態の電力変換装置用半導
体駆動回路の回路図である。
体駆動回路の回路図である。
【図３】本発明の第３の実施形態の電力変換装置用半導
体駆動回路の回路図である。
体駆動回路の回路図である。
【図４】本発明の第４の実施形態の電力変換装置用半導
体駆動回路の回路図である。
体駆動回路の回路図である。
【図５】本発明の第５の実施形態の電力変換装置用半導
体駆動回路の回路図である。
体駆動回路の回路図である。
【図６】第１の実施形態における、ＩＧＢＴターンオフ
時のゲート電圧のシミュレーション波形を示す図であ
る。
時のゲート電圧のシミュレーション波形を示す図であ
る。
【図７】第２の実施形態における、ＩＧＢＴターンオフ
時のゲート電圧のシミュレーション波形を示す図であ
る。
時のゲート電圧のシミュレーション波形を示す図であ
る。
【図８】第３の実施形態における、ＩＧＢＴターンオフ
時のゲート電圧のシミュレーション波形を示す図であ
る。
時のゲート電圧のシミュレーション波形を示す図であ
る。
【図９】第４の実施形態における、ＩＧＢＴターンオフ
時のゲート電圧のシミュレーション波形を示す図であ
る。
時のゲート電圧のシミュレーション波形を示す図であ
る。
【図１０】第５の実施形態における、ＩＧＢＴターンオ
フ時のゲート電圧のシミュレーション波形を示す図であ
る。
フ時のゲート電圧のシミュレーション波形を示す図であ
る。
【図１１】従来の逆バイアス電源を用いた電力変換用半
導体駆動回路の回路図である。
導体駆動回路の回路図である。
【図１２】図１１の電力変換用半導体駆動回路から、逆
バイアス電源を除去した回路の回路図である。
バイアス電源を除去した回路の回路図である。
【図１３】図１１の逆バイアス電源を用いた電力変換用
半導体駆動回路の、ＩＧＢＴターンオフ時のゲート電圧
のシミュレーション波形を示す図である。
半導体駆動回路の、ＩＧＢＴターンオフ時のゲート電圧
のシミュレーション波形を示す図である。
【図１４】図１２の逆バイアス電源を除去した電力変換
用半導体駆動回路における、ＩＧＢＴターンオフ時のゲ
ート電圧のシミュレーション波形を示す図である。
用半導体駆動回路における、ＩＧＢＴターンオフ時のゲ
ート電圧のシミュレーション波形を示す図である。
１０１〜１０３ スイッチ素子（トランジスタ）
１０４ スイッチ素子（ＩＧＢＴ）
２０１〜２０３ 抵抗
３０１〜３０２ ダイオード
４０１ インダクタ
５０１ キャパシタ
６０１ 反転回路
フロントページの続き
(72)発明者 山田 健二
福岡県北九州市八幡西区黒崎城石２番１号
株式会社安川電機内
Ｆターム(参考） 5H740 AA04 BA11 HH05 KK01
Claims (5)
- 【請求項１】 電力変換に用いられる半導体スイッチ素
子を駆動する駆動回路において、 前記半導体スイッチ素子と前記駆動回路を構成する２つ
の半導体スイッチ素子の接続点の間に接続された抵抗と
並列に整流素子とインダクタが直列に接続されているこ
とを特徴とする電力変換装置用半導体駆動回路。 - 【請求項２】 前記整流素子とインダクタに対して並列
になるように前記抵抗に整流素子が直列に接続した請求
項１記載の電力変換装置用半導体駆動回路。 - 【請求項３】 電力変換に用いられる半導体スイッチ素
子を駆動する駆動回路において、 前記半導体スイッチ素子と前記駆動回路を構成する２つ
の半導体スイッチ素子の接続点の間に接続された抵抗と
並列に整流素子とキャパシタが直列に接続され、前記キ
ャパシタと並列に抵抗が接続されていることを特徴とす
る電力変換装置用半導体駆動回路。 - 【請求項４】 電力変換に用いられる半導体スイッチ素
子を駆動する駆動回路において、 前記駆動回路を構成する２つの半導体スイッチ素子の接
続点と前記駆動回路の０Ｖの間に、前記駆動回路の入力
信号の反転信号が制御端子に入力される半導体スイッチ
素子を有することを特徴とする電力変換装置用半導体駆
動回路。 - 【請求項５】 電力変換に用いられる半導体スイッチ素
子を駆動する駆動回路において、 前記半導体スイッチ素子と前記駆動回路を構成する２つ
の半導体スイッチ素子の接続点の間に接続された抵抗
の、前者の半導体スイッチ素子側の端子と前記駆動回路
の０Ｖの間に、前記駆動回路の入力信号の反転信号が制
御端子に入力される半導体スイッチ素子を有することを
特徴とする電力変換装置用半導体駆動回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001380123A JP2003189591A (ja) | 2001-12-13 | 2001-12-13 | 電力変換装置用半導体駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001380123A JP2003189591A (ja) | 2001-12-13 | 2001-12-13 | 電力変換装置用半導体駆動回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003189591A true JP2003189591A (ja) | 2003-07-04 |
Family
ID=27591315
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001380123A Pending JP2003189591A (ja) | 2001-12-13 | 2001-12-13 | 電力変換装置用半導体駆動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003189591A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012147465A (ja) * | 2012-03-12 | 2012-08-02 | Nissan Motor Co Ltd | 電圧駆動型素子を駆動するための駆動回路 |
| DE102014108576A1 (de) * | 2014-06-18 | 2015-12-24 | Sma Solar Technology Ag | Treiberschaltung mit Miller-Clamping-Funktionalität für Leistungshalbleiterschalter, Leistungshalbleiterschalter und Wechselrichterbrücke |
| CN110830014A (zh) * | 2019-11-14 | 2020-02-21 | 西北工业大学 | 一种SiC MOSFET驱动电路 |
-
2001
- 2001-12-13 JP JP2001380123A patent/JP2003189591A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012147465A (ja) * | 2012-03-12 | 2012-08-02 | Nissan Motor Co Ltd | 電圧駆動型素子を駆動するための駆動回路 |
| DE102014108576A1 (de) * | 2014-06-18 | 2015-12-24 | Sma Solar Technology Ag | Treiberschaltung mit Miller-Clamping-Funktionalität für Leistungshalbleiterschalter, Leistungshalbleiterschalter und Wechselrichterbrücke |
| DE102014108576B4 (de) | 2014-06-18 | 2024-01-18 | Sma Solar Technology Ag | Treiberschaltung mit Miller-Clamping-Funktionalität für Leistungshalbleiterschalter, Leistungshalbleiterschalter und Wechselrichterbrücke |
| CN110830014A (zh) * | 2019-11-14 | 2020-02-21 | 西北工业大学 | 一种SiC MOSFET驱动电路 |
| CN110830014B (zh) * | 2019-11-14 | 2021-12-03 | 西北工业大学 | 一种SiC MOSFET驱动电路 |
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