JP2003170312A - ロータリカッタ駆動装置 - Google Patents
ロータリカッタ駆動装置Info
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- JP2003170312A JP2003170312A JP2001368630A JP2001368630A JP2003170312A JP 2003170312 A JP2003170312 A JP 2003170312A JP 2001368630 A JP2001368630 A JP 2001368630A JP 2001368630 A JP2001368630 A JP 2001368630A JP 2003170312 A JP2003170312 A JP 2003170312A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 電源設備容量が大きくならず、回生電力が熱
として消費されることなく、高調波成分の含有率が高く
ならないロータリカッタ駆動装置を提供する。 【解決手段】 供給電力を三相交流電源２９の全波整流
電圧値よりも昇圧された直流電源に変換し、ＤＣバスを
介して、ロータリカッタ１６の駆動電力を出力するベク
トル制御インバータ１３に電力を供給する双方向ＰＷＭ
コンバータ１５と、双方向ＰＷＭコンバータ１５の出力
に接続され、蓄積したエネルギをロータリカッタ１６の
加速時の力行エネルギに使用することができるように、
ロータリカッタ１６の減速時の回生エネルギを蓄積する
ことができるコンデンサバンク１４とを有する。
として消費されることなく、高調波成分の含有率が高く
ならないロータリカッタ駆動装置を提供する。 【解決手段】 供給電力を三相交流電源２９の全波整流
電圧値よりも昇圧された直流電源に変換し、ＤＣバスを
介して、ロータリカッタ１６の駆動電力を出力するベク
トル制御インバータ１３に電力を供給する双方向ＰＷＭ
コンバータ１５と、双方向ＰＷＭコンバータ１５の出力
に接続され、蓄積したエネルギをロータリカッタ１６の
加速時の力行エネルギに使用することができるように、
ロータリカッタ１６の減速時の回生エネルギを蓄積する
ことができるコンデンサバンク１４とを有する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、ロータリカッタ
駆動装置に関し、特に、ウェブを定尺長に切断するロー
タリカッタを駆動するロータリカッタ駆動装置に関す
る。
駆動装置に関し、特に、ウェブを定尺長に切断するロー
タリカッタを駆動するロータリカッタ駆動装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】従来、減速機を介してモータの駆動力を
伝達しロータリカッタを駆動する、ロータリカッタ駆動
装置が知られている。このロータリカッタにより、走行
中の、鋼帯、紙、フィルム等のウェブＷを定尺長に切断
する。
伝達しロータリカッタを駆動する、ロータリカッタ駆動
装置が知られている。このロータリカッタにより、走行
中の、鋼帯、紙、フィルム等のウェブＷを定尺長に切断
する。
【０００３】図６は、従来のロータリカッタ駆動装置の
構成例を示すブロック図である。図６に示すように、ロ
ータリカッタ１に向けて搬送路を走行（矢印参照）する
ウェブＷの速度は、メジャーリングロール１ａに連結す
るパルスエンコーダ２ａで検出され、パルス列信号ａと
してロータリカッタ制御回路３に入力される。ロータリ
カッタ１の回転速度は、ロータリカッタ１を駆動するモ
ータ４に連結するパルスエンコーダ２ｂで検出され、パ
ルス列信号ｂとしてロータリカッタ制御回路３に入力さ
れる。
構成例を示すブロック図である。図６に示すように、ロ
ータリカッタ１に向けて搬送路を走行（矢印参照）する
ウェブＷの速度は、メジャーリングロール１ａに連結す
るパルスエンコーダ２ａで検出され、パルス列信号ａと
してロータリカッタ制御回路３に入力される。ロータリ
カッタ１の回転速度は、ロータリカッタ１を駆動するモ
ータ４に連結するパルスエンコーダ２ｂで検出され、パ
ルス列信号ｂとしてロータリカッタ制御回路３に入力さ
れる。
【０００４】ロータリカッタ制御回路３は、ウェブＷの
切断長の設定値に従って演算したトルク指令ｃを、ベク
トル制御インバータ５に入力する。ベクトル制御インバ
ータ５に内蔵されたインバータ制御回路５ａでは、電流
センサ５ｂからの電流検出信号を帰還させて電流制御を
行い、インバータパワー部５ｃのスイッチング素子ＩＧ
ＢＴ（ｉｎｓｕｌａｔｅｄ ｇａｔｅ ｂｉｐｏｌａｒ
ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）にＰＷＭ（ｐｕｌｓｅ ｗｉ
ｄｔｈ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）ベースドライブ信号を
送る。
切断長の設定値に従って演算したトルク指令ｃを、ベク
トル制御インバータ５に入力する。ベクトル制御インバ
ータ５に内蔵されたインバータ制御回路５ａでは、電流
センサ５ｂからの電流検出信号を帰還させて電流制御を
行い、インバータパワー部５ｃのスイッチング素子ＩＧ
ＢＴ（ｉｎｓｕｌａｔｅｄ ｇａｔｅ ｂｉｐｏｌａｒ
ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）にＰＷＭ（ｐｕｌｓｅ ｗｉ
ｄｔｈ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）ベースドライブ信号を
送る。
【０００５】インバータパワー部５ｃの三相出力ｄは、
モータ４を駆動し、モータ４の駆動力が減速機４ａを介
してロータリカッタ１に伝達され、ロータリカッタ１が
駆動される。ロータリカッタ１は、１回転する毎にウェ
ブＷを走間切断する。
モータ４を駆動し、モータ４の駆動力が減速機４ａを介
してロータリカッタ１に伝達され、ロータリカッタ１が
駆動される。ロータリカッタ１は、１回転する毎にウェ
ブＷを走間切断する。
【０００６】一方、三相交流電源６からの出力は、整流
回路７で直流に整流され、その後、ＤＣ（ｄｉｒｅｃｔ
ｃｕｒｒｅｎｔ）バス（＋）７ａとＤＣバス（−）７
ｂの間に設けた平滑コンデンサ８で平滑化されたＤＣバ
ス電圧として、インバータパワー部５ｃに供給される。
回路７で直流に整流され、その後、ＤＣ（ｄｉｒｅｃｔ
ｃｕｒｒｅｎｔ）バス（＋）７ａとＤＣバス（−）７
ｂの間に設けた平滑コンデンサ８で平滑化されたＤＣバ
ス電圧として、インバータパワー部５ｃに供給される。
【０００７】ＤＣバス（＋）７ａとＤＣバス（−）７ｂ
の間の電圧は、ロータリカッタ１の回転速度が減速する
度毎に、ロータリカッタ１の慣性エネルギが、インバー
タパワー部５ｃを介しＤＣバスに戻されることで、三相
交流電源６の全波整流電圧よりも上昇する。
の間の電圧は、ロータリカッタ１の回転速度が減速する
度毎に、ロータリカッタ１の慣性エネルギが、インバー
タパワー部５ｃを介しＤＣバスに戻されることで、三相
交流電源６の全波整流電圧よりも上昇する。
【０００８】ＤＣバス電圧帰還信号ｅにより、ＤＣバス
電圧が上限値まで上昇したことを検知すると、回生ユニ
ット９は、内部のスイッチング素子がオンして、回生抵
抗９ａをＤＣバス（−）７ｂに短絡させることにより、
ＤＣバス電圧の過剰電圧を回生抵抗９ａで消費させ、上
限値内に制御する。
電圧が上限値まで上昇したことを検知すると、回生ユニ
ット９は、内部のスイッチング素子がオンして、回生抵
抗９ａをＤＣバス（−）７ｂに短絡させることにより、
ＤＣバス電圧の過剰電圧を回生抵抗９ａで消費させ、上
限値内に制御する。
【０００９】このように、モータ４の力行電力は、三相
交流電源６によって供給され、回生電力は、三相交流電
源６に帰還されずに回生抵抗９ａで熱に変換される。
交流電源６によって供給され、回生電力は、三相交流電
源６に帰還されずに回生抵抗９ａで熱に変換される。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
ロータリカッタ駆動装置の場合、ロータリカッタ１は加
速・減速を繰り返すため、そのピーク電力が実効電力に
比べて非常に大きくなり、電源設備容量が大きくなるの
が避けられない。これに対しては、平滑コンデンサ８の
容量を極端に大きくすれば解決できるが、膨大な数の平
滑コンデンサ８が必要となり実用的でない。
ロータリカッタ駆動装置の場合、ロータリカッタ１は加
速・減速を繰り返すため、そのピーク電力が実効電力に
比べて非常に大きくなり、電源設備容量が大きくなるの
が避けられない。これに対しては、平滑コンデンサ８の
容量を極端に大きくすれば解決できるが、膨大な数の平
滑コンデンサ８が必要となり実用的でない。
【００１１】また、ロータリカッタ１の減速時の回生電
力は、三相交流電源６に戻せないため、回生抵抗９ａの
熱として消費されてしまっており、電力の損失が大き
い。更に、三相交流電源６の電流が正弦波でないので、
高調波成分の含有率が高い。
力は、三相交流電源６に戻せないため、回生抵抗９ａの
熱として消費されてしまっており、電力の損失が大き
い。更に、三相交流電源６の電流が正弦波でないので、
高調波成分の含有率が高い。
【００１２】この発明の目的は、電源設備容量が大きく
ならず、回生電力が熱として消費されることなく、高調
波成分の含有率が高くならないロータリカッタ駆動装置
を提供することである。
ならず、回生電力が熱として消費されることなく、高調
波成分の含有率が高くならないロータリカッタ駆動装置
を提供することである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、この発明に係るロータリカッタ駆動装置は、走行す
るウェブを所定長に切断するロータリカッタを駆動させ
るロータリカッタ駆動装置において、三相交流電源から
の供給電力を前記三相交流電源の全波整流電圧値よりも
昇圧された直流電源に変換し、ＤＣバスを介して、前記
ロータリカッタの駆動電力を出力するベクトル制御イン
バータに電力を供給する双方向ＰＷＭコンバータと、前
記双方向ＰＷＭコンバータの出力に接続され、蓄積した
エネルギを前記ロータリカッタの加速時の力行エネルギ
に使用することができるように、前記ロータリカッタの
減速時の回生エネルギを蓄積することができる大容量の
コンデンサとを有することを特徴としている。
め、この発明に係るロータリカッタ駆動装置は、走行す
るウェブを所定長に切断するロータリカッタを駆動させ
るロータリカッタ駆動装置において、三相交流電源から
の供給電力を前記三相交流電源の全波整流電圧値よりも
昇圧された直流電源に変換し、ＤＣバスを介して、前記
ロータリカッタの駆動電力を出力するベクトル制御イン
バータに電力を供給する双方向ＰＷＭコンバータと、前
記双方向ＰＷＭコンバータの出力に接続され、蓄積した
エネルギを前記ロータリカッタの加速時の力行エネルギ
に使用することができるように、前記ロータリカッタの
減速時の回生エネルギを蓄積することができる大容量の
コンデンサとを有することを特徴としている。
【００１４】上記構成を有することにより、走行するウ
ェブを所定長に切断するロータリカッタを駆動させるロ
ータリカッタ駆動装置は、双方向ＰＷＭコンバータによ
り、三相交流電源からの供給電力を三相交流電源の全波
整流電圧値よりも昇圧された直流電源に変換し、ＤＣバ
スを介して、ロータリカッタの駆動電力を出力するベク
トル制御インバータに電力が供給され、双方向ＰＷＭコ
ンバータの出力に接続された大容量のコンデンサに、ロ
ータリカッタの減速時の回生エネルギが蓄積され、蓄積
したエネルギをロータリカッタの加速時の力行エネルギ
に使用することができる。これにより、電源設備容量が
大きくならず、回生電力が熱として消費されることな
く、高調波成分の含有率が高くならない。
ェブを所定長に切断するロータリカッタを駆動させるロ
ータリカッタ駆動装置は、双方向ＰＷＭコンバータによ
り、三相交流電源からの供給電力を三相交流電源の全波
整流電圧値よりも昇圧された直流電源に変換し、ＤＣバ
スを介して、ロータリカッタの駆動電力を出力するベク
トル制御インバータに電力が供給され、双方向ＰＷＭコ
ンバータの出力に接続された大容量のコンデンサに、ロ
ータリカッタの減速時の回生エネルギが蓄積され、蓄積
したエネルギをロータリカッタの加速時の力行エネルギ
に使用することができる。これにより、電源設備容量が
大きくならず、回生電力が熱として消費されることな
く、高調波成分の含有率が高くならない。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態につ
いて図面を参照して説明する。
いて図面を参照して説明する。
【００１６】図１は、この発明の一実施の形態に係るロ
ータリカッタ駆動装置の構成を示すブロック図である。
図１に示すように、ロータリカッタ駆動装置１０は、モ
ータ１１、ロータリカッタ制御回路１２、ベクトル制御
インバータ１３、平滑コンデンサ１４、及び双方向ＰＷ
Ｍコンバータ１５を有している。
ータリカッタ駆動装置の構成を示すブロック図である。
図１に示すように、ロータリカッタ駆動装置１０は、モ
ータ１１、ロータリカッタ制御回路１２、ベクトル制御
インバータ１３、平滑コンデンサ１４、及び双方向ＰＷ
Ｍコンバータ１５を有している。
【００１７】モータ１１により駆動されるロータリカッ
タ１６は、ロータリカッタ１６に向けて搬送路を走行す
る（矢印参照）、鋼帯、紙、フィルム等のウェブＷを定
尺長に切断する。ウェブＷの速度は、メジャーリングロ
ール１７に連結するパルスエンコーダ１８で検出され、
パルス列信号ａとしてロータリカッタ制御回路１２に入
力される。
タ１６は、ロータリカッタ１６に向けて搬送路を走行す
る（矢印参照）、鋼帯、紙、フィルム等のウェブＷを定
尺長に切断する。ウェブＷの速度は、メジャーリングロ
ール１７に連結するパルスエンコーダ１８で検出され、
パルス列信号ａとしてロータリカッタ制御回路１２に入
力される。
【００１８】ロータリカッタ１６の回転速度は、ロータ
リカッタ１６を駆動するモータ１１に連結するパルスエ
ンコーダ１９で検出され、パルス列信号ｂとしてロータ
リカッタ制御回路１２に入力される。ロータリカッタ制
御回路１２は、ウェブＷの切断長の設定値に従って演算
したトルク指令ｃを、ベクトル制御インバータ１３に入
力する。
リカッタ１６を駆動するモータ１１に連結するパルスエ
ンコーダ１９で検出され、パルス列信号ｂとしてロータ
リカッタ制御回路１２に入力される。ロータリカッタ制
御回路１２は、ウェブＷの切断長の設定値に従って演算
したトルク指令ｃを、ベクトル制御インバータ１３に入
力する。
【００１９】ロータリカッタ制御回路１２に制御される
ベクトル制御インバータ１３の三相出力ｄが、駆動電力
としてモータ１１に入力することにより、モータ１１が
駆動される。モータ１１の駆動力が、減速機２０を介し
てロータリカッタ１６に伝達され、ロータリカッタ１６
が駆動されるのは、上述した従来の方法と同様である。
ベクトル制御インバータ１３の三相出力ｄが、駆動電力
としてモータ１１に入力することにより、モータ１１が
駆動される。モータ１１の駆動力が、減速機２０を介し
てロータリカッタ１６に伝達され、ロータリカッタ１６
が駆動されるのは、上述した従来の方法と同様である。
【００２０】ベクトル制御インバータ１３は、インバー
タ制御回路２１、電流センサ２２、及びインバータパワ
ー部２３を有し、双方向ＰＷＭコンバータ１５は、電流
センサ２４、位相検出器２５、コンバータ制御回路２
６、交流リアクトル２７、及びコンバータパワー部２８
を有する。
タ制御回路２１、電流センサ２２、及びインバータパワ
ー部２３を有し、双方向ＰＷＭコンバータ１５は、電流
センサ２４、位相検出器２５、コンバータ制御回路２
６、交流リアクトル２７、及びコンバータパワー部２８
を有する。
【００２１】三相交流電源２９からの出力は、双方向Ｐ
ＷＭコンバータ１５に入力し、双方向ＰＷＭコンバータ
１５で、三相交流電源２９の全波整流電圧値よりも昇圧
された直流電源に変換された後、ＤＣバス（＋）３０と
ＤＣバス（−）３１を介して、ベクトル制御インバータ
１３に、モータ１１を駆動する電力として供給される。
ＤＣバス（＋）３０とＤＣバス（−）３１の間には、大
容量の平滑コンデンサ（コンデンサバンク）１４が接続
されている。
ＷＭコンバータ１５に入力し、双方向ＰＷＭコンバータ
１５で、三相交流電源２９の全波整流電圧値よりも昇圧
された直流電源に変換された後、ＤＣバス（＋）３０と
ＤＣバス（−）３１を介して、ベクトル制御インバータ
１３に、モータ１１を駆動する電力として供給される。
ＤＣバス（＋）３０とＤＣバス（−）３１の間には、大
容量の平滑コンデンサ（コンデンサバンク）１４が接続
されている。
【００２２】双方向ＰＷＭコンバータ１５の出力に接続
されたコンデンサバンク１４は、ロータリカッタ１６の
減速時の回生エネルギを蓄積し、コンデンサバンク１４
に蓄積されたエネルギは、ロータリカッタ１６の加速時
の力行エネルギに使用される。
されたコンデンサバンク１４は、ロータリカッタ１６の
減速時の回生エネルギを蓄積し、コンデンサバンク１４
に蓄積されたエネルギは、ロータリカッタ１６の加速時
の力行エネルギに使用される。
【００２３】三相交流電源２９の電圧位相θは、位相検
出器２５によって検出され、コンバータ制御回路２６に
入力される。コンバータ制御回路２６では、ＤＣバスが
電圧設定値（ＶH ）になるように電圧制御が行われ、ま
た、力行電流及び回生電流が電流設定値を越えないよう
に電流制御が行われる。
出器２５によって検出され、コンバータ制御回路２６に
入力される。コンバータ制御回路２６では、ＤＣバスが
電圧設定値（ＶH ）になるように電圧制御が行われ、ま
た、力行電流及び回生電流が電流設定値を越えないよう
に電流制御が行われる。
【００２４】図２は、図１の位相検出器とコンバータ制
御回路の構成を示すブロック図である。図２に示すよう
に、位相検出器２５は、ゼロクロス検出器３５、クロッ
ク発信器３６及び位相カウンタ３７を有する。コンバー
タ制御回路２６は、第１誤差増幅器３８、リミッタ３
９、３相−２相変換器４０、回転軸座標変換器４１、関
数発生器４２、第２誤差増幅器４３、第３誤差増幅器４
４、静止軸座標変換器４５、２相−３相変換器４６、Ｐ
ＷＭ変調器４７、及びキャリア周波数発振器４８を有す
る。
御回路の構成を示すブロック図である。図２に示すよう
に、位相検出器２５は、ゼロクロス検出器３５、クロッ
ク発信器３６及び位相カウンタ３７を有する。コンバー
タ制御回路２６は、第１誤差増幅器３８、リミッタ３
９、３相−２相変換器４０、回転軸座標変換器４１、関
数発生器４２、第２誤差増幅器４３、第３誤差増幅器４
４、静止軸座標変換器４５、２相−３相変換器４６、Ｐ
ＷＭ変調器４７、及びキャリア周波数発振器４８を有す
る。
【００２５】位相検出器２５において、三相交流電源２
９の１相、例えば、Ｒ相電圧が０ボルトになる点をゼロ
クロス検出器３５で検出し、この検出信号をトリガとし
て、クロック発振器３６のクロックパルスを位相カウン
タ３７で計数することにより、三相交流電源２９の電圧
位相θを検出する。ゼロクロス検出器３５は、三相交流
電源２９の１相電圧の０ボルトを１周期毎に検出するた
め、電圧位相θは１周期毎に校正される。検出された電
圧位相θは、コンバータ制御回路２６へ送られる。
９の１相、例えば、Ｒ相電圧が０ボルトになる点をゼロ
クロス検出器３５で検出し、この検出信号をトリガとし
て、クロック発振器３６のクロックパルスを位相カウン
タ３７で計数することにより、三相交流電源２９の電圧
位相θを検出する。ゼロクロス検出器３５は、三相交流
電源２９の１相電圧の０ボルトを１周期毎に検出するた
め、電圧位相θは１周期毎に校正される。検出された電
圧位相θは、コンバータ制御回路２６へ送られる。
【００２６】コンバータ制御回路２６において、ＤＣバ
スの電圧設定値（ＶH ）とＤＣバス電圧帰還信号ｅは、
第１誤差増幅器３８に入力し、第１誤差増幅器３８でＤ
Ｃバスの電圧設定値（ＶH ）とＤＣバス電圧帰還信号ｅ
の誤差が増幅され出力される。第１誤差増幅器３８の出
力は、リミッタ３９に入力し、リミッタ３９で、第１誤
差増幅器３８の出力が電流設定値を越えないように制限
される。
スの電圧設定値（ＶH ）とＤＣバス電圧帰還信号ｅは、
第１誤差増幅器３８に入力し、第１誤差増幅器３８でＤ
Ｃバスの電圧設定値（ＶH ）とＤＣバス電圧帰還信号ｅ
の誤差が増幅され出力される。第１誤差増幅器３８の出
力は、リミッタ３９に入力し、リミッタ３９で、第１誤
差増幅器３８の出力が電流設定値を越えないように制限
される。
【００２７】電流センサ２４で検出されたＲ相電流とＴ
相電流は、３相−２相変換器４０によって２相の電流に
変換された後、回転軸座標変換器４１に入力する。
相電流は、３相−２相変換器４０によって２相の電流に
変換された後、回転軸座標変換器４１に入力する。
【００２８】一方、前述した電圧位相θは、関数発生器
４２に入力し、関数発生器４２でＳｉｎθ、Ｃｏｓθに
変換された後、回転軸座標変換器４１に入力する。回転
軸座標変換器４１は、２相の電流フィードバック信号を
静止軸から回転軸に変換して、ｑ軸電流フィードバック
信号ｆとｄ軸電流フィードバック信号ｇを出力し、ｑ軸
電流フィードバック信号ｆを第２誤差増幅器４３に、ｄ
軸電流フィードバック信号ｇを第３誤差増幅器４４に、
それぞれ送出する。
４２に入力し、関数発生器４２でＳｉｎθ、Ｃｏｓθに
変換された後、回転軸座標変換器４１に入力する。回転
軸座標変換器４１は、２相の電流フィードバック信号を
静止軸から回転軸に変換して、ｑ軸電流フィードバック
信号ｆとｄ軸電流フィードバック信号ｇを出力し、ｑ軸
電流フィードバック信号ｆを第２誤差増幅器４３に、ｄ
軸電流フィードバック信号ｇを第３誤差増幅器４４に、
それぞれ送出する。
【００２９】第２誤差増幅器４３には、電流設定値で制
限されたリミッタ３９からの出力と、ｑ軸電流フィード
バック信号ｆが入力し、第２誤差増幅器４３で両者の誤
差が増幅されて出力され、静止軸座標変換器４５に入力
する。第３誤差増幅器４４には、ｄ軸電流フィードバッ
ク信号ｇが入力し、第３誤差増幅器４４でゼロレベルと
の誤差が増幅されて出力され、静止軸座標変換器４５に
入力する。
限されたリミッタ３９からの出力と、ｑ軸電流フィード
バック信号ｆが入力し、第２誤差増幅器４３で両者の誤
差が増幅されて出力され、静止軸座標変換器４５に入力
する。第３誤差増幅器４４には、ｄ軸電流フィードバッ
ク信号ｇが入力し、第３誤差増幅器４４でゼロレベルと
の誤差が増幅されて出力され、静止軸座標変換器４５に
入力する。
【００３０】静止軸座標変換器４５には、前述のＳｉｎ
θ、Ｃｏｓθが入力しており、静止軸座標変換器４５で
ｄ軸、ｑ軸の電流指令が静止軸上の２相信号に変換され
る。静止軸座標変換器４５から出力された２相信号は、
２相−３相変換器４６に入力して３相電圧となり、ＰＷ
Ｍ変調器４７によってパルス幅変調された３相信号とな
って、コンバータパワー部２８へ送られる。
θ、Ｃｏｓθが入力しており、静止軸座標変換器４５で
ｄ軸、ｑ軸の電流指令が静止軸上の２相信号に変換され
る。静止軸座標変換器４５から出力された２相信号は、
２相−３相変換器４６に入力して３相電圧となり、ＰＷ
Ｍ変調器４７によってパルス幅変調された３相信号とな
って、コンバータパワー部２８へ送られる。
【００３１】このパルス幅変調された３相信号は、コン
バータパワー部２８内部のスイッチング素子ＩＧＢＴの
ベースドライブ信号となる。キャリア周波数発振器４８
は、ＰＷＭ変調器４７のスイッチング周波数を決めるも
のである。
バータパワー部２８内部のスイッチング素子ＩＧＢＴの
ベースドライブ信号となる。キャリア周波数発振器４８
は、ＰＷＭ変調器４７のスイッチング周波数を決めるも
のである。
【００３２】双方向ＰＷＭコンバータ１５は、交流リア
クトル２７をコンバータパワー部２８の入力側に入れ
て、スイッチング素子ＩＧＢＴのスイッチング動作によ
り、交流リアクトル２７にエネルギの蓄積、放出を繰り
返させることで、三相交流電源２９の全波整流電圧値
（ＶL ）より遥かに高い電圧を生成することができる。
クトル２７をコンバータパワー部２８の入力側に入れ
て、スイッチング素子ＩＧＢＴのスイッチング動作によ
り、交流リアクトル２７にエネルギの蓄積、放出を繰り
返させることで、三相交流電源２９の全波整流電圧値
（ＶL ）より遥かに高い電圧を生成することができる。
【００３３】ＤＣバス電圧がＤＣバス電圧設定値
（ＶH ）より低いときは、コンデンサバンク１４に電流
設定値電流で充電され、ＤＣバスの電圧設定値（ＶH ）
になるまでコンデンサバンク１４を充電する。
（ＶH ）より低いときは、コンデンサバンク１４に電流
設定値電流で充電され、ＤＣバスの電圧設定値（ＶH ）
になるまでコンデンサバンク１４を充電する。
【００３４】ＤＣバス電圧設定値（ＶH ）は、コンデン
サバンク１４の耐電圧、或いはインバータパワー部２３
やスイッチング素子ＩＧＢＴの耐電圧等から制限を受け
るため、無制限に高く設定することはできない。しか
し、三相交流電源２９の供給電力を機械摩擦損失（メカ
ニカルロス）分だけにするように、双方向ＰＷＭコンバ
ータ１５のＤＣバス電圧設定値（ＶH ）、電流設定値、
及びコンデンサバンク１４の容量値を決めることによっ
て、消費電力を大幅に低減することができる。
サバンク１４の耐電圧、或いはインバータパワー部２３
やスイッチング素子ＩＧＢＴの耐電圧等から制限を受け
るため、無制限に高く設定することはできない。しか
し、三相交流電源２９の供給電力を機械摩擦損失（メカ
ニカルロス）分だけにするように、双方向ＰＷＭコンバ
ータ１５のＤＣバス電圧設定値（ＶH ）、電流設定値、
及びコンデンサバンク１４の容量値を決めることによっ
て、消費電力を大幅に低減することができる。
【００３５】図３は、図１のモータの速度パターンに対
する三相交流電源の電流パターンを経過時間と共にグラ
フで示し、（ａ）はウェブ切断長が長尺の場合における
モータ速度の説明図、（ｂ）は（ａ）におけるＤＣバス
電圧の説明図、（ｃ）はモータに流れる電流の説明図、
（ｄ）は三相交流電源に流れる電流の説明図である。
する三相交流電源の電流パターンを経過時間と共にグラ
フで示し、（ａ）はウェブ切断長が長尺の場合における
モータ速度の説明図、（ｂ）は（ａ）におけるＤＣバス
電圧の説明図、（ｃ）はモータに流れる電流の説明図、
（ｄ）は三相交流電源に流れる電流の説明図である。
【００３６】図３に示すように、モータ１１が加速する
と（（ａ）参照）、コンデンサバンク１４から力行電流
が供給されるため、ＤＣバス電圧は設定値（ＶH ）から
減少する（（ｂ）参照）。やがて、三相交流電源２９の
全波整流電圧値（ＶL ）まで低下すると、それ以下には
ならず、三相交流電源２９から加速に必要な力行電流を
供給することになる。
と（（ａ）参照）、コンデンサバンク１４から力行電流
が供給されるため、ＤＣバス電圧は設定値（ＶH ）から
減少する（（ｂ）参照）。やがて、三相交流電源２９の
全波整流電圧値（ＶL ）まで低下すると、それ以下には
ならず、三相交流電源２９から加速に必要な力行電流を
供給することになる。
【００３７】モータ１１がウェブＷの速度に同期して一
定速度になると（（ａ）参照）、機械摩擦損失分の電力
に相当する力行電流のみが三相交流電源２９から供給さ
れる（（ｃ）参照）。モータ１１が減速を始めると、回
生電流がインバータパワー部２３を介してＤＣバスに流
れ（（ｃ）参照）、コンデンサバンク１４が充電されて
ＤＣバス電圧は上昇する（（ｂ）参照）。
定速度になると（（ａ）参照）、機械摩擦損失分の電力
に相当する力行電流のみが三相交流電源２９から供給さ
れる（（ｃ）参照）。モータ１１が減速を始めると、回
生電流がインバータパワー部２３を介してＤＣバスに流
れ（（ｃ）参照）、コンデンサバンク１４が充電されて
ＤＣバス電圧は上昇する（（ｂ）参照）。
【００３８】ＤＣバス電圧が電圧設定値（ＶH ）に達す
ると、コンデンサバンク１４は充電されず、回生電流は
双方向ＰＷＭコンバータ１５によって三相交流電源２９
に戻される（（ｄ）参照）。モータ１１が停止すると、
ＤＣバス電圧は電圧設定値（ＶH ）に維持されたまま
（（ｂ）参照）電流はゼロになる（（ｃ）参照）。
ると、コンデンサバンク１４は充電されず、回生電流は
双方向ＰＷＭコンバータ１５によって三相交流電源２９
に戻される（（ｄ）参照）。モータ１１が停止すると、
ＤＣバス電圧は電圧設定値（ＶH ）に維持されたまま
（（ｂ）参照）電流はゼロになる（（ｃ）参照）。
【００３９】以後、時間の経過によりモータ１１の加速
と減速を繰り返す速度パターンに応じて、上述した力行
電流の供給と回生電流の帰還が交互に繰り返される。
と減速を繰り返す速度パターンに応じて、上述した力行
電流の供給と回生電流の帰還が交互に繰り返される。
【００４０】このとき、三相交流電源２９の力行電流に
おけるピーク電流の幅が狭くなるように、双方向ＰＷＭ
コンバータ１５のＤＣバスの電圧設定値（ＶH ）、電流
設定値、及びコンデンサバンク１４の容量を決めれば、
三相交流電源２９の供給電力を機械摩擦損失分のみの電
力に近づけることができる。
おけるピーク電流の幅が狭くなるように、双方向ＰＷＭ
コンバータ１５のＤＣバスの電圧設定値（ＶH ）、電流
設定値、及びコンデンサバンク１４の容量を決めれば、
三相交流電源２９の供給電力を機械摩擦損失分のみの電
力に近づけることができる。
【００４１】図４は、図１のロータリカッタ駆動装置に
おける電源電流の波形と高調波成分をグラフ及び表で示
す説明図である。図５は、従来のロータリカッタ駆動装
置における電源電流の波形と高調波成分をグラフ及び表
で示す説明図である。図４及び図５は、この発明に係る
ロータリカッタ駆動装置１０と従来のロータリカッタ駆
動装置とを比較するための実測データであり、電流スケ
ールは２０Ａ／ｍＶである。
おける電源電流の波形と高調波成分をグラフ及び表で示
す説明図である。図５は、従来のロータリカッタ駆動装
置における電源電流の波形と高調波成分をグラフ及び表
で示す説明図である。図４及び図５は、この発明に係る
ロータリカッタ駆動装置１０と従来のロータリカッタ駆
動装置とを比較するための実測データであり、電流スケ
ールは２０Ａ／ｍＶである。
【００４２】この発明に係るロータリカッタ駆動装置１
０における周波数解析による高調波含有率は、図４の表
を基に次のようにして求められる。
０における周波数解析による高調波含有率は、図４の表
を基に次のようにして求められる。
【００４３】｛（０．２）2 ＋（０．３７）2 ＋（０．
１）2 ＋（０．４）2 ＋（０．１４）2 ＋（０．２６）
2 ＋（０．０４）2 ＋（０．０７）2 ＋（０．０
４）2 ｝1/ 2 ＝０．６６５ｍＶ。 これは、電流換算で１．３３Ａとなり、定格入力１次電
流は、 ５５Ｋ／｛４１０×（３）1/2 ｝＝７７．５Ａ となるので、高調波率は、 （１．３３÷７７．５）×１００＝１．７２％ である。
１）2 ＋（０．４）2 ＋（０．１４）2 ＋（０．２６）
2 ＋（０．０４）2 ＋（０．０７）2 ＋（０．０
４）2 ｝1/ 2 ＝０．６６５ｍＶ。 これは、電流換算で１．３３Ａとなり、定格入力１次電
流は、 ５５Ｋ／｛４１０×（３）1/2 ｝＝７７．５Ａ となるので、高調波率は、 （１．３３÷７７．５）×１００＝１．７２％ である。
【００４４】一方、従来のロータリカッタ駆動装置にお
ける周波数解析による高調波含有率は、図５の表を基に
次のようにして求められる。
ける周波数解析による高調波含有率は、図５の表を基に
次のようにして求められる。
【００４５】｛（０．１５）2 ＋（１．５５）2 ＋
（０．０３）2 ＋（６．７８）2 ＋（０．０６）2 ＋
（２．８０）2 ＋（０．０４）2 ＋（０．３３）2 ＋
（０．０３） 2 ｝1/2 ＝７．５１ｍＶ。 これは、電流換算で１５Ａとなり、定格入力１次電流
は、 ５５Ｋ／｛４７０×（３）1/2 ｝＝６７．６Ａ となるので、高調波率は、 （１５÷６７．６）×１００＝２２．２％ である。
（０．０３）2 ＋（６．７８）2 ＋（０．０６）2 ＋
（２．８０）2 ＋（０．０４）2 ＋（０．３３）2 ＋
（０．０３） 2 ｝1/2 ＝７．５１ｍＶ。 これは、電流換算で１５Ａとなり、定格入力１次電流
は、 ５５Ｋ／｛４７０×（３）1/2 ｝＝６７．６Ａ となるので、高調波率は、 （１５÷６７．６）×１００＝２２．２％ である。
【００４６】即ち、この発明に係るロータリカッタ駆動
装置１０の場合、電流波形は力率１の正弦波であり（図
４参照）、高調波含有率は１．７２％である。これに対
し、従来のロータリカッタ駆動装置の場合、電流波形が
正弦波でなく（図５参照）、高調波含有率は２２．２％
である。従って、この発明に係るロータリカッタ駆動装
置１０の高調波含有率は、従来のロータリカッタ駆動装
置に比べて１／１０以下になっている。
装置１０の場合、電流波形は力率１の正弦波であり（図
４参照）、高調波含有率は１．７２％である。これに対
し、従来のロータリカッタ駆動装置の場合、電流波形が
正弦波でなく（図５参照）、高調波含有率は２２．２％
である。従って、この発明に係るロータリカッタ駆動装
置１０の高調波含有率は、従来のロータリカッタ駆動装
置に比べて１／１０以下になっている。
【００４７】このように、この発明によれば、走行する
ウェブを所定長に切断するロータリカッタを駆動させる
ロータリカッタ駆動装置において、三相交流電源からの
供給電力を三相交流電源の全波整流電圧値よりも昇圧さ
れた直流電源に変換し、ＤＣバスを介して、ロータリカ
ッタの駆動電力を出力するベクトル制御インバータに電
力を供給する双方向ＰＷＭコンバータと、双方向ＰＷＭ
コンバータの出力に接続され、蓄積したエネルギをロー
タリカッタの加速時の力行エネルギに使用することがで
きるように、ロータリカッタの減速時の回生エネルギを
蓄積することができる大容量のコンデンサとを有する。
ウェブを所定長に切断するロータリカッタを駆動させる
ロータリカッタ駆動装置において、三相交流電源からの
供給電力を三相交流電源の全波整流電圧値よりも昇圧さ
れた直流電源に変換し、ＤＣバスを介して、ロータリカ
ッタの駆動電力を出力するベクトル制御インバータに電
力を供給する双方向ＰＷＭコンバータと、双方向ＰＷＭ
コンバータの出力に接続され、蓄積したエネルギをロー
タリカッタの加速時の力行エネルギに使用することがで
きるように、ロータリカッタの減速時の回生エネルギを
蓄積することができる大容量のコンデンサとを有する。
【００４８】即ち、ロータリカッタ１６の減速時の回生
エネルギを、コンデンサバンク１４に蓄積し、加速時に
コンデンサバンク１４に蓄積されたエネルギを力行エネ
ルギに使用するようにして、三相交流電源２９の供給電
力を可及的に機械摩擦損失分のみになるように、双方向
ＰＷＭコンバータ１５の力行電流と回生電流、ＤＣバス
電圧の最大電圧、及びコンデンサバンク１４の容量値を
それぞれ設定している。
エネルギを、コンデンサバンク１４に蓄積し、加速時に
コンデンサバンク１４に蓄積されたエネルギを力行エネ
ルギに使用するようにして、三相交流電源２９の供給電
力を可及的に機械摩擦損失分のみになるように、双方向
ＰＷＭコンバータ１５の力行電流と回生電流、ＤＣバス
電圧の最大電圧、及びコンデンサバンク１４の容量値を
それぞれ設定している。
【００４９】よって、従来、ロータリカッタは加速、減
速を繰り返すため、そのピーク電力が実効電力に比べて
非常に大きくなり、電源設備容量が大きくなるのが避け
られなかったのが、この発明により、ピ−ク電力が抑制
できるので、電源設備容量を小さくすることができコス
トダウンが可能となる。
速を繰り返すため、そのピーク電力が実効電力に比べて
非常に大きくなり、電源設備容量が大きくなるのが避け
られなかったのが、この発明により、ピ−ク電力が抑制
できるので、電源設備容量を小さくすることができコス
トダウンが可能となる。
【００５０】また、従来、ロータリカッタの減速時の回
生電力は、三相交流電源に戻せないため、回生抵抗の熱
として消費されてしまっており、電力の損失が大きかっ
たのが、この発明により、ロータリカッタの減速時の回
生電力はコンデンサバンクに貯えて過剰分は三相交流電
源に戻し、コンデンサバンクに蓄えられたエネルギはロ
ータリカッタの加速時の力行電力として利用するので、
省エネルギに貢献することができる。
生電力は、三相交流電源に戻せないため、回生抵抗の熱
として消費されてしまっており、電力の損失が大きかっ
たのが、この発明により、ロータリカッタの減速時の回
生電力はコンデンサバンクに貯えて過剰分は三相交流電
源に戻し、コンデンサバンクに蓄えられたエネルギはロ
ータリカッタの加速時の力行電力として利用するので、
省エネルギに貢献することができる。
【００５１】更に、三相交流電源の電流が正弦波でない
ので、高調波成分の含有率が高かったのが、この発明に
より、電源電流が力率１の正弦波で高調波成分の含有率
が低くなり、工場電源のクリーン化に貢献することがで
きる。
ので、高調波成分の含有率が高かったのが、この発明に
より、電源電流が力率１の正弦波で高調波成分の含有率
が低くなり、工場電源のクリーン化に貢献することがで
きる。
【００５２】
【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、走行するウェブを所定長に切断するロータリカッタ
を駆動させるロータリカッタ駆動装置は、双方向ＰＷＭ
コンバータにより、三相交流電源からの供給電力を三相
交流電源の全波整流電圧値よりも昇圧された直流電源に
変換し、ＤＣバスを介して、ロータリカッタの駆動電力
を出力するベクトル制御インバータに電力が供給され、
双方向ＰＷＭコンバータの出力に接続された大容量のコ
ンデンサに、ロータリカッタの減速時の回生エネルギが
蓄積され、蓄積したエネルギをロータリカッタの加速時
の力行エネルギに使用することができるので、電源設備
容量が大きくならず、回生電力が熱として消費されるこ
となく、高調波成分の含有率が高くならない。
ば、走行するウェブを所定長に切断するロータリカッタ
を駆動させるロータリカッタ駆動装置は、双方向ＰＷＭ
コンバータにより、三相交流電源からの供給電力を三相
交流電源の全波整流電圧値よりも昇圧された直流電源に
変換し、ＤＣバスを介して、ロータリカッタの駆動電力
を出力するベクトル制御インバータに電力が供給され、
双方向ＰＷＭコンバータの出力に接続された大容量のコ
ンデンサに、ロータリカッタの減速時の回生エネルギが
蓄積され、蓄積したエネルギをロータリカッタの加速時
の力行エネルギに使用することができるので、電源設備
容量が大きくならず、回生電力が熱として消費されるこ
となく、高調波成分の含有率が高くならない。
【図１】この発明の一実施の形態に係るロータリカッタ
駆動装置の構成を示すブロック図である。
駆動装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１の位相検出器とコンバータ制御回路の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図３】図１のモータの速度パターンに対する三相交流
電源の電流パターンを経過時間と共にグラフで示し、
（ａ）はウェブ切断長が長尺の場合におけるモータ速度
の説明図、（ｂ）は（ａ）におけるＤＣバス電圧の説明
図、（ｃ）はモータに流れる電流の説明図、（ｄ）は三
相交流電源に流れる電流の説明図である。
電源の電流パターンを経過時間と共にグラフで示し、
（ａ）はウェブ切断長が長尺の場合におけるモータ速度
の説明図、（ｂ）は（ａ）におけるＤＣバス電圧の説明
図、（ｃ）はモータに流れる電流の説明図、（ｄ）は三
相交流電源に流れる電流の説明図である。
【図４】図１のロータリカッタ駆動装置における電源電
流の波形と高調波成分をグラフ及び表で示す説明図であ
る。
流の波形と高調波成分をグラフ及び表で示す説明図であ
る。
【図５】従来のロータリカッタ駆動装置における電源電
流の波形と高調波成分をグラフ及び表で示す説明図であ
る。
流の波形と高調波成分をグラフ及び表で示す説明図であ
る。
【図６】従来のロータリカッタ駆動装置の構成例を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
１０ ロータリカッタ駆動装置
１１ モータ
１２ ロータリカッタ制御回路
１３ ベクトル制御インバータ
１４ 平滑コンデンサ（コンデンサバンク）
１５ 双方向ＰＷＭコンバータ
１６ ロータリカッタ
１７ メジャーリングロール
１８，１９ パルスエンコーダ
２０ 減速機
２１ インバータ制御回路
２２，２４ 電流センサ
２３ インバータパワー部
２５ 位相検出器
２６ コンバータ制御回路
２７ 交流リアクトル
２８ コンバータパワー部
２９ 三相交流電源
３０ ＤＣバス（＋）
３１ ＤＣバス（−）
３５ ゼロクロス検出器
３６ クロック発信器
３７ 位相カウンタ
３８ 第１誤差増幅器
３９ リミッタ
４０ ３相−２相変換器
４１ 回転軸座標変換器
４２ 関数発生器
４３ 第２誤差増幅器
４４ 第３誤差増幅器
４５ 静止軸座標変換器
４６ ２相−３相変換器
４７ ＰＷＭ変調器
４８ キャリア周波数発振器
Ｗ ウェブ
ａ，ｂ パルス列信号
ｃ トルク指令
ｄ 三相出力
ｅ ＤＣバス電圧帰還信号
ｆ ｑ軸電流フィードバック信号
ｇ ｄ軸電流フィードバック信号
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考）
Ｈ０２Ｍ 7/797 Ｈ０２Ｍ 7/797
Claims (3)
- 【請求項１】走行するウェブを所定長に切断するロータ
リカッタを駆動させるロータリカッタ駆動装置におい
て、 三相交流電源からの供給電力を前記三相交流電源の全波
整流電圧値よりも昇圧された直流電源に変換し、ＤＣバ
スを介して、前記ロータリカッタの駆動電力を出力する
ベクトル制御インバータに電力を供給する双方向ＰＷＭ
コンバータと、 前記双方向ＰＷＭコンバータの出力に接続され、蓄積し
たエネルギを前記ロータリカッタの加速時の力行エネル
ギに使用することができるように、前記ロータリカッタ
の減速時の回生エネルギを蓄積することができる大容量
のコンデンサとを有することを特徴とするロータリカッ
タ駆動装置。 - 【請求項２】前記双方向ＰＷＭコンバータの力行電流と
回生電流、前記ＤＣバスの最大電圧、及び前記コンデン
サの容量値を、前記三相交流電源の供給電力が機械摩擦
損失分のみになるようにそれぞれ設定することを特徴と
する請求項１に記載のロータリカッタ駆動装置。 - 【請求項３】前記双方向ＰＷＭコンバータは、 交流リアクトルと、 複数のスイッチング素子を有し、スイッチング動作によ
り前記交流リアクトルにエネルギの蓄積、放出を繰り返
させるコンバータパワー部と、 前記三相交流電源の電圧位相を検出する位相検出器と、 前記三相交流電源の電流を検出する電流センサと、 前記位相検出器及び前記電流センサからの出力が入力
し、前記ＤＣバスが電圧設定値になるように電圧制御が
行われ、ＰＷＭ制御による電流が電流設定値を超えない
ように電流制御が行われるコンバータ制御回路とを有す
ることを特徴とする請求項１または２に記載のロータリ
カッタ駆動装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001368630A JP2003170312A (ja) | 2001-12-03 | 2001-12-03 | ロータリカッタ駆動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001368630A JP2003170312A (ja) | 2001-12-03 | 2001-12-03 | ロータリカッタ駆動装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003170312A true JP2003170312A (ja) | 2003-06-17 |
Family
ID=19178193
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001368630A Pending JP2003170312A (ja) | 2001-12-03 | 2001-12-03 | ロータリカッタ駆動装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003170312A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007210084A (ja) * | 2006-02-13 | 2007-08-23 | Nippon Reliance Kk | 走行制御装置 |
| JP2009196004A (ja) * | 2008-02-19 | 2009-09-03 | Nippon Reliance Kk | ロータリーカッタの制御装置 |
| JP2010017062A (ja) * | 2008-07-07 | 2010-01-21 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | インバータ装置 |
| JP2011051084A (ja) * | 2009-09-04 | 2011-03-17 | Kanzaki Kokyukoki Manufacturing Co Ltd | 歯車加工装置 |
| CN107052444A (zh) * | 2016-12-20 | 2017-08-18 | 中冶南方（武汉）自动化有限公司 | 基于矢量控制器的飞剪控制方法 |
-
2001
- 2001-12-03 JP JP2001368630A patent/JP2003170312A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007210084A (ja) * | 2006-02-13 | 2007-08-23 | Nippon Reliance Kk | 走行制御装置 |
| JP4607784B2 (ja) * | 2006-02-13 | 2011-01-05 | 日本リライアンス株式会社 | 走行制御装置 |
| JP2009196004A (ja) * | 2008-02-19 | 2009-09-03 | Nippon Reliance Kk | ロータリーカッタの制御装置 |
| JP2010017062A (ja) * | 2008-07-07 | 2010-01-21 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | インバータ装置 |
| JP2011051084A (ja) * | 2009-09-04 | 2011-03-17 | Kanzaki Kokyukoki Manufacturing Co Ltd | 歯車加工装置 |
| CN107052444A (zh) * | 2016-12-20 | 2017-08-18 | 中冶南方（武汉）自动化有限公司 | 基于矢量控制器的飞剪控制方法 |
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