JP2003149279A - ネットワーク・アナライザ及びｒｆ測定方法 - Google Patents
ネットワーク・アナライザ及びｒｆ測定方法Info
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- JP2003149279A JP2003149279A JP2002239359A JP2002239359A JP2003149279A JP 2003149279 A JP2003149279 A JP 2003149279A JP 2002239359 A JP2002239359 A JP 2002239359A JP 2002239359 A JP2002239359 A JP 2002239359A JP 2003149279 A JP2003149279 A JP 2003149279A
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- H04B17/10—Monitoring; Testing of transmitters
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- H04B17/16—Test equipment located at the transmitter
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ネットワーク・アナライザにおいて、信号源
１９からの漏れの影響を最小にして、測定誤差を小さく
する。 【解決手段】 可変周波数信号源１９，２２の出力信号
がスプリッタ３０及びリターン・ロス・ブリッジ３４を
介してＤＵＴ４６に供給する。基準チャネル・ミキサ３
６がＤＵＴの入力信号を受け、テスト・チャネル・ミキ
サ４０がＤＵＴからの戻り信号を受ける。可変局部発振
器１７，２４の出力信号がスイッチ３８を介してミキサ
３６及び４０に順次供給される。スイッチ４２は、スイ
ッチ３６に同期してミキサ３６及び４０を順次選択す
る。ＤＳＰ４４は、ミキサ３６，４０からの中間周波数
信号の大きさ及び位相を順次測定して、ＤＵＴの反射係
数を求める。
１９からの漏れの影響を最小にして、測定誤差を小さく
する。 【解決手段】 可変周波数信号源１９，２２の出力信号
がスプリッタ３０及びリターン・ロス・ブリッジ３４を
介してＤＵＴ４６に供給する。基準チャネル・ミキサ３
６がＤＵＴの入力信号を受け、テスト・チャネル・ミキ
サ４０がＤＵＴからの戻り信号を受ける。可変局部発振
器１７，２４の出力信号がスイッチ３８を介してミキサ
３６及び４０に順次供給される。スイッチ４２は、スイ
ッチ３６に同期してミキサ３６及び４０を順次選択す
る。ＤＳＰ４４は、ミキサ３６，４０からの中間周波数
信号の大きさ及び位相を順次測定して、ＤＵＴの反射係
数を求める。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、一般に、ネットワ
ーク分析に関し、特に、時間シーケンス測定によってＲ
Ｆ（無線周波数）測定を行うネットワーク・アナライザ
及びＲＦ測定方法に関する。
ーク分析に関し、特に、時間シーケンス測定によってＲ
Ｆ（無線周波数）測定を行うネットワーク・アナライザ
及びＲＦ測定方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】総てのネットワーク・アナライザにおい
ては、反射係数の大きさ及び位相を求めるのに、２つの
ＲＦ測定が必要となる。かかる従来のネットワーク・ア
ナライザは、例えば、ブラッドレイ等による米国特許第
５６４２０３９号の第７図に示されている。添付の図２
は、この米国特許の第７図に対応する。かかる図２にお
いて、シンセサイザ７００は、分周比Ａの位相拘束ルー
プ（ＰＬＬ）回路７０４−７０８と、発振器７０２とで
構成され、基準信号源７４０からの基準周波数信号に位
相拘束された信号を発生する。このシンセサイザ７００
の出力信号は、周波数が１．５〜３．０ＧＨｚであり、
２のべき乗で分周する２進分周カウンタ（２のｎ乗の分
周器）７１０で分周されて、０〜３ＧＨｚの信号とな
る。これらシンセサイザ７００及び分周カウンタ７１０
で可変周波数信号源を構成する。この可変周波数信号源
の出力信号は、スプリッタ７４２を介して、リターン・
ロス・ブリッジ７４４に供給されると共に、基準チャネ
ル・ミキサ７５２にも供給される。リターン・ロス・ブ
リッジ７４６のインポータンス・テスト・ポート７４６
には、被試験装置が接続される。よって、スプリッタ７
４２を介した可変周波数信号源の出力信号Ｆｏは、リタ
ーン・ロス・ブリッジ７４４を介して被試験装置に供給
され、被試験装置で反射された信号がリターン・ロス・
ブリッジ７４４を介してテスト・チャネル・ミキサ７５
０に供給される。別のシンセサイザ７２０は、分周比Ｂ
のＰＬＬ回路７２４−７２８と、局部信号源７２２とで
構成され、基準信号源７４０からの基準周波数信号に位
相同期した信号を出力する。この出力信号の周波数は、
１．５〜３．０ＧＨｚ＋ＩＦ×［２の１１乗］である。
シンセサイザ７２０の出力信号は、２進分周カウンタ７
３０で分周され、スプリッタを介して、基準チャネル・
ミキサ７５２及びテスト・チャネル・ミキサ７５０に供
給される。これらシンセサイザ７２０及びカウンタ７３
０は、可変局部発振器を構成する。基準チャネル・ミキ
サ７５２は、被試験装置の入力信号と可変局部発振器信
号（可変局部発振器の出力信号）とを混合して、これら
信号の周波数の差である中間周波数（ＩＦ）信号を発生
する。また、テスト・チャネル・ミキサ７５０は、被試
験装置からの反射信号と可変局部発振器信号とを混合し
て、中間周波数は信号を発生する。デジタル信号プロセ
ッサ（ＤＳＰ）７６０は、ミキサ７５２及び７５０から
の中間周波数信号を次のように処理する。すなわち、リ
ターン・ロス・ブリッジ７４４に供給された信号（基準
チャネル・ミキサ７５２からの中間周波数信号に相当）
のサンプルを用いて、その信号の大きさ及び位相を求め
る。この信号を基準信号と呼ぶ。また、リターン・ロス
・ブリッジ７４４からの戻り信号（テスト・チャネル・
ミキサ７５０からの中間周波数信号に相当）、即ち、テ
スト信号出力を測定して、この信号の大きさ及び位相を
求める。この信号をテスト信号と呼ぶ。テスト信号を基
準信号で除算して、基準信号に対するテスト信号の比と
して、被試験装置の反射係数を求める。この方法におい
て、信号源の信号の任意の大きさ及び位相を測定結果か
ら除く。ブラッドレイ等のこの米国特許は、ミキサ７５
２及び７５０からの中間周波数信号の測定、即ち、２つ
の測定を同時に行うことを開示している。なお、ミキサ
７５２及び７５０を用いて、リターン・ロス・ブリッジ
７４４の入力信号及び出力信号の周波数を中間周波数に
下げるのは、被試験装置でのＲＦ信号をＤＳＰ７６０が
処理できるようにするためである。
ては、反射係数の大きさ及び位相を求めるのに、２つの
ＲＦ測定が必要となる。かかる従来のネットワーク・ア
ナライザは、例えば、ブラッドレイ等による米国特許第
５６４２０３９号の第７図に示されている。添付の図２
は、この米国特許の第７図に対応する。かかる図２にお
いて、シンセサイザ７００は、分周比Ａの位相拘束ルー
プ（ＰＬＬ）回路７０４−７０８と、発振器７０２とで
構成され、基準信号源７４０からの基準周波数信号に位
相拘束された信号を発生する。このシンセサイザ７００
の出力信号は、周波数が１．５〜３．０ＧＨｚであり、
２のべき乗で分周する２進分周カウンタ（２のｎ乗の分
周器）７１０で分周されて、０〜３ＧＨｚの信号とな
る。これらシンセサイザ７００及び分周カウンタ７１０
で可変周波数信号源を構成する。この可変周波数信号源
の出力信号は、スプリッタ７４２を介して、リターン・
ロス・ブリッジ７４４に供給されると共に、基準チャネ
ル・ミキサ７５２にも供給される。リターン・ロス・ブ
リッジ７４６のインポータンス・テスト・ポート７４６
には、被試験装置が接続される。よって、スプリッタ７
４２を介した可変周波数信号源の出力信号Ｆｏは、リタ
ーン・ロス・ブリッジ７４４を介して被試験装置に供給
され、被試験装置で反射された信号がリターン・ロス・
ブリッジ７４４を介してテスト・チャネル・ミキサ７５
０に供給される。別のシンセサイザ７２０は、分周比Ｂ
のＰＬＬ回路７２４−７２８と、局部信号源７２２とで
構成され、基準信号源７４０からの基準周波数信号に位
相同期した信号を出力する。この出力信号の周波数は、
１．５〜３．０ＧＨｚ＋ＩＦ×［２の１１乗］である。
シンセサイザ７２０の出力信号は、２進分周カウンタ７
３０で分周され、スプリッタを介して、基準チャネル・
ミキサ７５２及びテスト・チャネル・ミキサ７５０に供
給される。これらシンセサイザ７２０及びカウンタ７３
０は、可変局部発振器を構成する。基準チャネル・ミキ
サ７５２は、被試験装置の入力信号と可変局部発振器信
号（可変局部発振器の出力信号）とを混合して、これら
信号の周波数の差である中間周波数（ＩＦ）信号を発生
する。また、テスト・チャネル・ミキサ７５０は、被試
験装置からの反射信号と可変局部発振器信号とを混合し
て、中間周波数は信号を発生する。デジタル信号プロセ
ッサ（ＤＳＰ）７６０は、ミキサ７５２及び７５０から
の中間周波数信号を次のように処理する。すなわち、リ
ターン・ロス・ブリッジ７４４に供給された信号（基準
チャネル・ミキサ７５２からの中間周波数信号に相当）
のサンプルを用いて、その信号の大きさ及び位相を求め
る。この信号を基準信号と呼ぶ。また、リターン・ロス
・ブリッジ７４４からの戻り信号（テスト・チャネル・
ミキサ７５０からの中間周波数信号に相当）、即ち、テ
スト信号出力を測定して、この信号の大きさ及び位相を
求める。この信号をテスト信号と呼ぶ。テスト信号を基
準信号で除算して、基準信号に対するテスト信号の比と
して、被試験装置の反射係数を求める。この方法におい
て、信号源の信号の任意の大きさ及び位相を測定結果か
ら除く。ブラッドレイ等のこの米国特許は、ミキサ７５
２及び７５０からの中間周波数信号の測定、即ち、２つ
の測定を同時に行うことを開示している。なお、ミキサ
７５２及び７５０を用いて、リターン・ロス・ブリッジ
７４４の入力信号及び出力信号の周波数を中間周波数に
下げるのは、被試験装置でのＲＦ信号をＤＳＰ７６０が
処理できるようにするためである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】このように２つの測定
を同時に行うことの利点は、測定における位相ノイズの
影響を非常に少なくできることである。しかし、この従
来技術の欠点は、不完全な遮蔽や、不完全な回路要素に
より、２つの測定処理の間にわずかな漏れ信号が流れる
影響により、これら測定の一方又は両方に測定誤差が生
じることである。次の２つの点により、直接漏れの問題
が生じる。すなわち、（１）適切な遮蔽が施されていな
いことと、（２）信号源（シンセサイザ７００）の信号
がミキサの入力端から局部発振器（シンセサイザ７２
０）の端子へ漏れることである。一般に、ネットワーク
・アナライザは、被試験装置の出力端子からの信号と局
部発振器の出力信号とを混合する伝送チャネル・ミキサ
（図２に示さず）も具えており、この伝送チャネル・ミ
キサからの中間周波数信号と、基準チャネル・ミキサか
らの中間周波数信号とから、被試験装置の利得／損失が
測定できる。上述の信号源から局部発振器への信号の漏
れは、局部発振器の経路に沿って、伝送チャネル・ミキ
サと局部発振器との共通点に伝わる。すなわち、信号の
漏れが、局部発振器の経路に沿って伝送チャネル・ミキ
サにも進む。
を同時に行うことの利点は、測定における位相ノイズの
影響を非常に少なくできることである。しかし、この従
来技術の欠点は、不完全な遮蔽や、不完全な回路要素に
より、２つの測定処理の間にわずかな漏れ信号が流れる
影響により、これら測定の一方又は両方に測定誤差が生
じることである。次の２つの点により、直接漏れの問題
が生じる。すなわち、（１）適切な遮蔽が施されていな
いことと、（２）信号源（シンセサイザ７００）の信号
がミキサの入力端から局部発振器（シンセサイザ７２
０）の端子へ漏れることである。一般に、ネットワーク
・アナライザは、被試験装置の出力端子からの信号と局
部発振器の出力信号とを混合する伝送チャネル・ミキサ
（図２に示さず）も具えており、この伝送チャネル・ミ
キサからの中間周波数信号と、基準チャネル・ミキサか
らの中間周波数信号とから、被試験装置の利得／損失が
測定できる。上述の信号源から局部発振器への信号の漏
れは、局部発振器の経路に沿って、伝送チャネル・ミキ
サと局部発振器との共通点に伝わる。すなわち、信号の
漏れが、局部発振器の経路に沿って伝送チャネル・ミキ
サにも進む。
【０００４】よって、測定に影響を与える信号源の漏れ
を最小にしながら、被試験装置に対するＲＦ測定を行う
ネットワーク・アナライザが望まれている。
を最小にしながら、被試験装置に対するＲＦ測定を行う
ネットワーク・アナライザが望まれている。
【０００５】したがって、本発明は、信号源からの漏れ
の影響を最小にすることにより、測定誤差を小さくし
て、被試験装置のＲＦ測定を行えるネットワーク・アナ
ライザ及びＲＦ測定方法の提供にある。
の影響を最小にすることにより、測定誤差を小さくし
て、被試験装置のＲＦ測定を行えるネットワーク・アナ
ライザ及びＲＦ測定方法の提供にある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は、リターン・ロ
ス・ブリッジ（３４）に結合されると共に、可変局部発
振器（１７、２４）信号を受けて所望中間周波数の出力
信号を発生する基準チャネル・ミキサ（３６）に結合さ
れた可変周波数信号源（１９、２２）と；リターン・ロ
ス・ブリッジからのリターン・ロス信号及び可変局部発
振器信号を受けて、所望中間周波数の出力信号を発生す
るテスト・チャネル・ミキサ（４０）と；基準チャネル
・ミキサ及びテスト・チャネル・ミキサからの中間周波
数信号を処理して、インピーダンス・テスト・ポート
（３２）に結合された被試験装置（４６）のＲＦ測定結
果を得る処理手段（４４）とを具えたネットワーク・ア
ナライザであって；基準チャネル・ミキサ及びテスト・
チャネル・ミキサに可変局部発振器信号を順次に供給す
る第１スイッチ（３８）と；基準チャネル・ミキサ及び
テスト・チャネル・ミキサの出力端からの中間周波数を
処理手段に順次に供給する第２スイッチ（４２）とを更
に具えている。また、本発明は、被試験装置（４６）の
ＲＦ測定を行う方法であって；信号源（１９、２２）か
らの信号を、リターン・ロス・ブリッジ（３４）を介し
て被試験装置の入力端に供給すると共に、第１ミキサ
（３６）にも供給し；被試験装置の入力端からのリター
ン・ロス信号を、リターン・ロス・ブリッジを介して、
第２ミキサ（４０）に供給し；第１ミキサ及び第２ミキ
サの各々からの中間周波数信号出力の大きさ及び位相を
順次に測定し、これら大きさ及び位相の測定から、上記
被試験装置の反射係数を求める。さらに、本発明は、被
試験装置（４６）のＲＦ測定を行う方法であって；信号
源（１９、２２）の信号を、被試験装置の入力端にリタ
ーン・ロス・ブリッジ（３４）を介して供給すると共
に、第１ミキサ（３６）にも供給し；被試験装置の出力
信号を、リターン・ロス・ブリッジを介して、第３ミキ
サ（５０）に供給し；第１ミキサ及び第３ミキサの各々
からの中間周波数信号出力の大きさ及び位相を順次に測
定し；これら大きさ及び位相の測定の各々から、被試験
装置の利得／損失測定結果を求める。
ス・ブリッジ（３４）に結合されると共に、可変局部発
振器（１７、２４）信号を受けて所望中間周波数の出力
信号を発生する基準チャネル・ミキサ（３６）に結合さ
れた可変周波数信号源（１９、２２）と；リターン・ロ
ス・ブリッジからのリターン・ロス信号及び可変局部発
振器信号を受けて、所望中間周波数の出力信号を発生す
るテスト・チャネル・ミキサ（４０）と；基準チャネル
・ミキサ及びテスト・チャネル・ミキサからの中間周波
数信号を処理して、インピーダンス・テスト・ポート
（３２）に結合された被試験装置（４６）のＲＦ測定結
果を得る処理手段（４４）とを具えたネットワーク・ア
ナライザであって；基準チャネル・ミキサ及びテスト・
チャネル・ミキサに可変局部発振器信号を順次に供給す
る第１スイッチ（３８）と；基準チャネル・ミキサ及び
テスト・チャネル・ミキサの出力端からの中間周波数を
処理手段に順次に供給する第２スイッチ（４２）とを更
に具えている。また、本発明は、被試験装置（４６）の
ＲＦ測定を行う方法であって；信号源（１９、２２）か
らの信号を、リターン・ロス・ブリッジ（３４）を介し
て被試験装置の入力端に供給すると共に、第１ミキサ
（３６）にも供給し；被試験装置の入力端からのリター
ン・ロス信号を、リターン・ロス・ブリッジを介して、
第２ミキサ（４０）に供給し；第１ミキサ及び第２ミキ
サの各々からの中間周波数信号出力の大きさ及び位相を
順次に測定し、これら大きさ及び位相の測定から、上記
被試験装置の反射係数を求める。さらに、本発明は、被
試験装置（４６）のＲＦ測定を行う方法であって；信号
源（１９、２２）の信号を、被試験装置の入力端にリタ
ーン・ロス・ブリッジ（３４）を介して供給すると共
に、第１ミキサ（３６）にも供給し；被試験装置の出力
信号を、リターン・ロス・ブリッジを介して、第３ミキ
サ（５０）に供給し；第１ミキサ及び第３ミキサの各々
からの中間周波数信号出力の大きさ及び位相を順次に測
定し；これら大きさ及び位相の測定の各々から、被試験
装置の利得／損失測定結果を求める。
【０００７】本発明によるネットワーク・アナライザが
用いている時間的シーケンス測定（時間的に順次に行う
測定）では、測定対象でない期間中のチャネル・ミキサ
（基準チャネル・ミキサ又はテスト・チャネル・ミキ
サ）を信号源から分離して、信号源からの直接的な漏れ
により生じる問題を軽減している。信号源を所望測定周
波数に設定し、局部発振器（ＬＯ）を所望周波数に設定
して、混合した際に所望の中間周波数（ＩＦ）が発生す
るようにする。インピーダンス・テスト・ポートからの
リターン・ロス信号をテスト・チャネル・ミキサに供給
する。局部発振器の出力信号は、時間的シーケンスで、
且つ任意の順序で、先ず、局部発振器用スイッチを介し
て、一方のチャネル・ミキサに供給され、その後、他方
のチャネル・ミキサに供給される。出力スイッチは、各
ミキサを同じ時間的シーケンスでプロセッサに結合させ
て、各チャネルの大きさ及び位相を順次に測定する。こ
の測定結果から被試験装置反射係数を求める。同様に、
被試験装置をインピーダンス・テスト・ポート及び伝送
テスト・ポートの間に結合することにより、利得／損失
の測定を行える。この伝送テスト・ポートは、伝送チャ
ネル・ミキサに結合しており、この伝送チャネル・ミキ
サに、局部発振器出力信号が局部発振器用スイッチを介
して時間シーケンスで入力する。伝送チャネル・ミキサ
の出力信号は、出力スイッチを介して、プロセッサに結
合され、利得／損失測定結果を得る。
用いている時間的シーケンス測定（時間的に順次に行う
測定）では、測定対象でない期間中のチャネル・ミキサ
（基準チャネル・ミキサ又はテスト・チャネル・ミキ
サ）を信号源から分離して、信号源からの直接的な漏れ
により生じる問題を軽減している。信号源を所望測定周
波数に設定し、局部発振器（ＬＯ）を所望周波数に設定
して、混合した際に所望の中間周波数（ＩＦ）が発生す
るようにする。インピーダンス・テスト・ポートからの
リターン・ロス信号をテスト・チャネル・ミキサに供給
する。局部発振器の出力信号は、時間的シーケンスで、
且つ任意の順序で、先ず、局部発振器用スイッチを介し
て、一方のチャネル・ミキサに供給され、その後、他方
のチャネル・ミキサに供給される。出力スイッチは、各
ミキサを同じ時間的シーケンスでプロセッサに結合させ
て、各チャネルの大きさ及び位相を順次に測定する。こ
の測定結果から被試験装置反射係数を求める。同様に、
被試験装置をインピーダンス・テスト・ポート及び伝送
テスト・ポートの間に結合することにより、利得／損失
の測定を行える。この伝送テスト・ポートは、伝送チャ
ネル・ミキサに結合しており、この伝送チャネル・ミキ
サに、局部発振器出力信号が局部発振器用スイッチを介
して時間シーケンスで入力する。伝送チャネル・ミキサ
の出力信号は、出力スイッチを介して、プロセッサに結
合され、利得／損失測定結果を得る。
【０００８】本発明の目的、利点及び新規な特徴は、添
付図を参照した以下の詳細説明から更に理解できよう。
付図を参照した以下の詳細説明から更に理解できよう。
【０００９】
【発明の実施の形態】図１は、本発明により、時間的に
順次にＲＦ測定を行うネットワーク・アナライザのブロ
ック図である。信号源用位相拘束ループ（ＰＬＬ）回路
１４及び局部発振器（ＬＯ）用ＰＬＬ回路１６の両方に
基準信号源１２を結合する。これらＰＬＬ回路１４及び
１６は、発振器（信号源）１８及び２０を夫々制御す
る。これら発振器とＰＬＬ回路との組合せは、シンセサ
イザ１７及び１９を夫々構成する。これらシンセサイザ
１９及び１７の出力信号を、可変２進（２のべき乗）分
周カウンタ２２及び２４に夫々入力する。発振器１８及
び２０の同調範囲は、周波数で２：１である。これら発
振器１８及び２０の出力信号を２進分周カウンタ２２及
び２４に夫々供給すると、その結果、シンセサイザの同
調周波数範囲は、非常に広く、順次に同調できるように
なる。シンセサイザ１９及び２進分周カウンタ２２の組
合せが、可変周波数信号源として機能し、シンセサイザ
１７及び２進分周カウンタ２４の組合せが、可変局部発
振器として機能する。被試験装置（ＤＵＴ）４６のＲＦ
測定を行うために、可変周波数信号源及び可変局部発振
器は、ＲＦ信号を発生する。
順次にＲＦ測定を行うネットワーク・アナライザのブロ
ック図である。信号源用位相拘束ループ（ＰＬＬ）回路
１４及び局部発振器（ＬＯ）用ＰＬＬ回路１６の両方に
基準信号源１２を結合する。これらＰＬＬ回路１４及び
１６は、発振器（信号源）１８及び２０を夫々制御す
る。これら発振器とＰＬＬ回路との組合せは、シンセサ
イザ１７及び１９を夫々構成する。これらシンセサイザ
１９及び１７の出力信号を、可変２進（２のべき乗）分
周カウンタ２２及び２４に夫々入力する。発振器１８及
び２０の同調範囲は、周波数で２：１である。これら発
振器１８及び２０の出力信号を２進分周カウンタ２２及
び２４に夫々供給すると、その結果、シンセサイザの同
調周波数範囲は、非常に広く、順次に同調できるように
なる。シンセサイザ１９及び２進分周カウンタ２２の組
合せが、可変周波数信号源として機能し、シンセサイザ
１７及び２進分周カウンタ２４の組合せが、可変局部発
振器として機能する。被試験装置（ＤＵＴ）４６のＲＦ
測定を行うために、可変周波数信号源及び可変局部発振
器は、ＲＦ信号を発生する。
【００１０】基準信号源１２は、その出力信号をＭ分周
カウンタ２６にも供給する。このＭ分周カウンタは、サ
ンプリング・クロックをアナログ・デジタル変換器（Ａ
ＤＣ）２８に供給する。可変２進分周カウンタ２２から
の信号源出力信号は、スプリッタ３０を介してリターン
・ロス・ブリッジ３４の入力端に供給される。スプリッ
タ３０からの信号源出力信号は、基準チャネル・ミキサ
（第１ミキサ）３６にも供給される。可変２進分周回路
２４からの局部発振器（ＬＯ）出力信号は、局部発振器
用スイッチ（第１スイッチ）３８を介して基準チャネル
・ミキサ３６に供給される。インピーダンス・テスト・
ポート３２からのリターン・ロス信号（反射により戻
り、損失のある信号）は、局部発振器用スイッチ３８を
介した局部発振器出力信号と共に、テスト・チャネル・
ミキサ（第２ミキサ）４０に供給される。基準チャネル
・ミキサ３６及びテスト・チャネル・ミキサ４０は、夫
々２つの入力信号を混合して、所望中間周波数（ＩＦ）
出力信号を発生する。この混合動作により、ＲＦ信号の
周波数を中間周波数に下げることができる。これら所望
の中間周波数出力信号は、出力スイッチ（第２スイッ
チ）４２を介して、バンドパス・フィルタ２９を通過
し、アナログ・デジタル変換器２８の入力端に供給され
る。アナログ・デジタル変換器２８は、入力アナログ信
号をデジタル出力信号に変換し、この出力信号は、処理
手段であるデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）４４に供
給されて、分析及び表示が行われる。
カウンタ２６にも供給する。このＭ分周カウンタは、サ
ンプリング・クロックをアナログ・デジタル変換器（Ａ
ＤＣ）２８に供給する。可変２進分周カウンタ２２から
の信号源出力信号は、スプリッタ３０を介してリターン
・ロス・ブリッジ３４の入力端に供給される。スプリッ
タ３０からの信号源出力信号は、基準チャネル・ミキサ
（第１ミキサ）３６にも供給される。可変２進分周回路
２４からの局部発振器（ＬＯ）出力信号は、局部発振器
用スイッチ（第１スイッチ）３８を介して基準チャネル
・ミキサ３６に供給される。インピーダンス・テスト・
ポート３２からのリターン・ロス信号（反射により戻
り、損失のある信号）は、局部発振器用スイッチ３８を
介した局部発振器出力信号と共に、テスト・チャネル・
ミキサ（第２ミキサ）４０に供給される。基準チャネル
・ミキサ３６及びテスト・チャネル・ミキサ４０は、夫
々２つの入力信号を混合して、所望中間周波数（ＩＦ）
出力信号を発生する。この混合動作により、ＲＦ信号の
周波数を中間周波数に下げることができる。これら所望
の中間周波数出力信号は、出力スイッチ（第２スイッ
チ）４２を介して、バンドパス・フィルタ２９を通過
し、アナログ・デジタル変換器２８の入力端に供給され
る。アナログ・デジタル変換器２８は、入力アナログ信
号をデジタル出力信号に変換し、この出力信号は、処理
手段であるデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）４４に供
給されて、分析及び表示が行われる。
【００１１】動作において、局部発振器出力信号（カウ
ンタ２４を介した局部発振器１７からの出力信号）は、
局部発振器用スイッチ３８を介して、ミキサ３６又は４
０に供給される。また、これらミキサからの中間周波数
信号は、出力スイッチ４２を介して選択され、測定され
る。測定を行うために、正確なＰＬＬ周波数を選択し、
可変２進分周カウンタ２２用の正確な変数を選択するこ
とにより、シンセサイザ（信号源）１９を所望テスト周
波数に設定する。正確にＰＬＬ周波数を選択し、可変２
進分周カウンタ２４用の対応変数を選択することによ
り、局部発振器（シンセサイザ１７及びカウンタ２４）
の出力周波数は、所望中間周波数だけ信号源（シンセサ
イザ１９及びカウンタ２２）の出力周波数から減算した
周波数に設定される。ミキサ３６及び４０からの中間周
波数信号の各サイクルに、正確に整数の数のサンプルが
生じるように、Ｍ分周カウンタ２６からのサンプリング
・クロック周波数の約数に中間周波数を選択する。
ンタ２４を介した局部発振器１７からの出力信号）は、
局部発振器用スイッチ３８を介して、ミキサ３６又は４
０に供給される。また、これらミキサからの中間周波数
信号は、出力スイッチ４２を介して選択され、測定され
る。測定を行うために、正確なＰＬＬ周波数を選択し、
可変２進分周カウンタ２２用の正確な変数を選択するこ
とにより、シンセサイザ（信号源）１９を所望テスト周
波数に設定する。正確にＰＬＬ周波数を選択し、可変２
進分周カウンタ２４用の対応変数を選択することによ
り、局部発振器（シンセサイザ１７及びカウンタ２４）
の出力周波数は、所望中間周波数だけ信号源（シンセサ
イザ１９及びカウンタ２２）の出力周波数から減算した
周波数に設定される。ミキサ３６及び４０からの中間周
波数信号の各サイクルに、正確に整数の数のサンプルが
生じるように、Ｍ分周カウンタ２６からのサンプリング
・クロック周波数の約数に中間周波数を選択する。
【００１２】処理を容易にするために、典型的な構成で
は、中間周波数において、この中間周波数の１サイクル
期間に、アナログ・デジタル変換器により正確に４つの
サンプルを得るようにする。他の中間周波数でも容易に
適応できる。局部発振器用スイッチ３８は、局部発振器
信号を基準チャネル・ミキサ３６に供給する一方、出力
スイッチ４２は、基準チャネル・ミキサ３６からの中間
周波数信号をアナログ・デジタル変換器２８の入力端に
供給する。ＤＳＰ４４は、充分に長く記録したデータを
処理して、所望確度で、中間周波数信号の大きさ及び相
対位相を求める。信号源（シンセサイザ１９及びカウン
タ２２）又は局部発振器（シンセサイザ１７及びカウン
タ２４）用の任意のＰＬＬの設定を変更することなく、
局部発振器用スイッチ３８を設定して局部発振器信号を
テスト・チャネル・ミキサ４０に供給する一方、出力ス
イッチ４２は、テスト・チャネル・ミキサからの中間周
波数信号をアナログ・デジタル変換器２８に供給する。
再び、上述のように、中間周波数信号の大きさ及び位相
を求める。
は、中間周波数において、この中間周波数の１サイクル
期間に、アナログ・デジタル変換器により正確に４つの
サンプルを得るようにする。他の中間周波数でも容易に
適応できる。局部発振器用スイッチ３８は、局部発振器
信号を基準チャネル・ミキサ３６に供給する一方、出力
スイッチ４２は、基準チャネル・ミキサ３６からの中間
周波数信号をアナログ・デジタル変換器２８の入力端に
供給する。ＤＳＰ４４は、充分に長く記録したデータを
処理して、所望確度で、中間周波数信号の大きさ及び相
対位相を求める。信号源（シンセサイザ１９及びカウン
タ２２）又は局部発振器（シンセサイザ１７及びカウン
タ２４）用の任意のＰＬＬの設定を変更することなく、
局部発振器用スイッチ３８を設定して局部発振器信号を
テスト・チャネル・ミキサ４０に供給する一方、出力ス
イッチ４２は、テスト・チャネル・ミキサからの中間周
波数信号をアナログ・デジタル変換器２８に供給する。
再び、上述のように、中間周波数信号の大きさ及び位相
を求める。
【００１３】基準チャネル測定の開始からアナログ・デ
ジタル変換器２８のサンプルの数を追跡して、上述の２
つの測定が互いにコヒーレントであることを確実とす
る。そうでなければ、位相測定の意味がなくなる。テス
ト・チャネル測定の開始として選択したサンプルのサン
プル数を中間周波数信号の１サイクル当たりのサンプル
数で除算したとき、その余りがゼロでなければならない
（割り切れなければならない）。基準チャネル信号及び
テスト・チャネル信号の大きさ及び位相が求まると、テ
スト・チャネルの大きさを基準チャネルの大きさで除算
して、反射係数の大きさの値を見積る。また、基準チャ
ネルの位相をテスト・チャネルの位相から減算して、反
射の相対的な位相が求まる。また、測定順序は重要では
ないが、測定結果に影響することなく、テスト・ポート
の測定を行う。
ジタル変換器２８のサンプルの数を追跡して、上述の２
つの測定が互いにコヒーレントであることを確実とす
る。そうでなければ、位相測定の意味がなくなる。テス
ト・チャネル測定の開始として選択したサンプルのサン
プル数を中間周波数信号の１サイクル当たりのサンプル
数で除算したとき、その余りがゼロでなければならない
（割り切れなければならない）。基準チャネル信号及び
テスト・チャネル信号の大きさ及び位相が求まると、テ
スト・チャネルの大きさを基準チャネルの大きさで除算
して、反射係数の大きさの値を見積る。また、基準チャ
ネルの位相をテスト・チャネルの位相から減算して、反
射の相対的な位相が求まる。また、測定順序は重要では
ないが、測定結果に影響することなく、テスト・ポート
の測定を行う。
【００１４】図１の残りの部分である伝送テスト用回路
を考察すると、この連続的測定アプリケーションの利点
が一層明らかになる。ここで、被試験装置（ＤＵＴ）４
６をインピーダンス・テスト・ポート３２及び伝送テス
ト・ポート４８の間に結合する。被試験装置４６からの
伝送信号を伝送チャネル・ミキサ（第３ミキサ）５０に
入力するが、このミキサ５０には、局部発振器用スイッ
チ３８からの局部発振器信号も入力する。信号源及び局
部発振器に対して上述と同じ設定により、局部発振器信
号が局部発振器用スイッチ３８を介して伝送チャネル・
ミキサ５０に順次に供給される。その結果の中間周波数
信号は、出力スイッチ４２を介してアナログ・デジタル
変換器２８に供給され、ＤＳＰ４４により処理されて、
利得及び損失の測定結果を得る。
を考察すると、この連続的測定アプリケーションの利点
が一層明らかになる。ここで、被試験装置（ＤＵＴ）４
６をインピーダンス・テスト・ポート３２及び伝送テス
ト・ポート４８の間に結合する。被試験装置４６からの
伝送信号を伝送チャネル・ミキサ（第３ミキサ）５０に
入力するが、このミキサ５０には、局部発振器用スイッ
チ３８からの局部発振器信号も入力する。信号源及び局
部発振器に対して上述と同じ設定により、局部発振器信
号が局部発振器用スイッチ３８を介して伝送チャネル・
ミキサ５０に順次に供給される。その結果の中間周波数
信号は、出力スイッチ４２を介してアナログ・デジタル
変換器２８に供給され、ＤＳＰ４４により処理されて、
利得及び損失の測定結果を得る。
【００１５】利得及び損失の測定での問題は、ユーザが
損失の極値、例えば、９０ｄＢ、１００ｄＢ又はそれ以
上の測定をしばしば望むことである。かかるダイナミッ
ク・レンジを扱う際、図２に示す従来装置では、信号源
からの小さな漏れ信号により測定誤差が生じるのを防ぐ
ために、極度な注意深さが必要となる。しかし、本発明
では、局部発振器用スイッチ３８及び出力スイッチ４２
により、その時の測定に未使用のミキサに局部発振器信
号が漏れるのを防止して、任意の望ましくない周波数変
換処理を阻止することにより、信号源からの直接的な漏
れによる問題を軽減し、中間周波数信号の分離を充分に
行って、高いダイナミック・レンジの測定を可能にでき
る。さらに、スイッチ３８及び４２を用いて、測定して
いるチャネルへの信号源信号の低レベルの漏れを最小と
しているため、充分な分離を行う別の回路を用いる場合
よりも、本発明は、一層経済的で、消費電力が低くな
る。シンセサイザ技術の改良して、位相ノイズを最小に
することにより、本発明の時間シーケンス・アプローチ
は、より安価な回路で、より少ない遮蔽により、反射係
数の測定と、利得／損失の測定との両方を所望の確度で
行える。
損失の極値、例えば、９０ｄＢ、１００ｄＢ又はそれ以
上の測定をしばしば望むことである。かかるダイナミッ
ク・レンジを扱う際、図２に示す従来装置では、信号源
からの小さな漏れ信号により測定誤差が生じるのを防ぐ
ために、極度な注意深さが必要となる。しかし、本発明
では、局部発振器用スイッチ３８及び出力スイッチ４２
により、その時の測定に未使用のミキサに局部発振器信
号が漏れるのを防止して、任意の望ましくない周波数変
換処理を阻止することにより、信号源からの直接的な漏
れによる問題を軽減し、中間周波数信号の分離を充分に
行って、高いダイナミック・レンジの測定を可能にでき
る。さらに、スイッチ３８及び４２を用いて、測定して
いるチャネルへの信号源信号の低レベルの漏れを最小と
しているため、充分な分離を行う別の回路を用いる場合
よりも、本発明は、一層経済的で、消費電力が低くな
る。シンセサイザ技術の改良して、位相ノイズを最小に
することにより、本発明の時間シーケンス・アプローチ
は、より安価な回路で、より少ない遮蔽により、反射係
数の測定と、利得／損失の測定との両方を所望の確度で
行える。
【００１６】
【発明の効果】したがって、本発明のネットワーク・ア
ナライザ及びＲＦ測定方法は、時間シーケンスで順次の
測定を行うので、被試験装置の反射係数測定（大きさ及
び位相の測定）と、利得／損失測定と行う際、信号源か
らの漏れを測定結果から遮蔽でき、測定誤差を少なくす
ることができる。また、順次の測定を行う際、測定対象
以外のミキサは、スイッチにより分離されているので、
信号源からの漏れの影響を最小にできる。
ナライザ及びＲＦ測定方法は、時間シーケンスで順次の
測定を行うので、被試験装置の反射係数測定（大きさ及
び位相の測定）と、利得／損失測定と行う際、信号源か
らの漏れを測定結果から遮蔽でき、測定誤差を少なくす
ることができる。また、順次の測定を行う際、測定対象
以外のミキサは、スイッチにより分離されているので、
信号源からの漏れの影響を最小にできる。
【図１】本発明により、時間的に連続な測定を行うネッ
トワーク・アナライザのブロック図である。
トワーク・アナライザのブロック図である。
【図２】同時測定を行う従来のネットワーク・アナライ
ザのブロック図である。
ザのブロック図である。
１２ 基準信号源
１４ 信号源用位相拘束ループ
１６ 局部発振器用位相拘束ループ
１７、１９ シンセサイザ
１８、２０ 発振器（信号源）
２２、２４ ２進分周カウンタ
２６ Ｍ分周カウンタ
２８ アナログ・デジタル変換器
２９ バンドパス・フィルタ
３０ スプリッタ
３２ インピーダンス・テスト・ポート
３４ リターン・ロス・ブリッジ
３６ 基準チャネル・ミキサ（第１ミキサ）
３８ 局部発振器用スイッチ（第１スイッチ）
４０ テスト・チャネル・ミキサ（第２ミキサ）
４２ 出力スイッチ（第２スイッチ）
４４ デジタル信号プロセッサ（処理手段）
４６ 被試験装置
４８ 伝送テスト・ポート
５０ 伝送チャネル・ミキサ（第３ミキサ）
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
Ｆターム(参考） 2G028 AA01 BD04 BE10 CG20 DH15
FK03 GL07
Claims (7)
- 【請求項１】 リターン・ロス・ブリッジに結合される
と共に、可変局部発振器信号を受けて所望中間周波数の
出力信号を発生する基準チャネル・ミキサに結合された
可変周波数信号源と、 上記リターン・ロス・ブリッジからのリターン・ロス信
号及び上記可変局部発振器信号を受けて、上記所望中間
周波数の出力信号を発生するテスト・チャネル・ミキサ
と、 上記基準チャネル・ミキサ及び上記テスト・チャネル・
ミキサからの上記中間周波数信号を処理して、インピー
ダンス・テスト・ポートに結合された被試験装置のＲＦ
測定結果を得る処理手段とを具えたネットワーク・アナ
ライザであって、 上記基準チャネル・ミキサ及び上記テスト・チャネル・
ミキサに上記可変局部発振器信号を順次に供給する第１
スイッチと、 上記基準チャネル・ミキサ及び上記テスト・チャネル・
ミキサの出力端からの上記中間周波数を上記処理手段に
順次に供給する第２スイッチとを更に具えたことを特徴
とするネットワーク・アナライザ。 - 【請求項２】 伝送テスト・ポートと、 第１入力端に上記伝送テスト・ポートからの信号を受
け、第２入力端に上記第１スイッチを介して上記可変局
部発振器信号を順次に受け、出力端が上記第２スイッチ
を介して上記処理手段に順次に結合された伝送チャネル
・ミキサとを更に具え、 上記被試験装置が上記インピーダンス・テスト・ポート
及び上記伝送テスト・ポートの間に結合されたときに、
上記被試験装置の利得／損失測定を行うことを特徴とす
る請求項１のネットワーク・アナライザ。 - 【請求項３】 被試験装置のＲＦ測定を行う方法であっ
て、 信号源からの信号を、リターン・ロス・ブリッジを介し
て上記被試験装置の入力端に供給すると共に、第１ミキ
サにも供給し、 上記被試験装置の入力端からのリターン・ロス信号を、
上記リターン・ロス・ブリッジを介して、第２ミキサに
供給し、 上記第１ミキサ及び上記第２ミキサの各々からの中間周
波数信号出力の大きさ及び位相を順次に測定し、 上記大きさ及び位相の測定から、上記被試験装置の反射
係数を求めることを特徴とするＲＦ測定方法。 - 【請求項４】 上記順次に測定するステップは、 局部発振器信号を所定時間だけ上記第１ミキサに供給
し、 該第１ミキサからの中間周波数信号出力の大きさ及び位
相を測定し、 その後、上記局部発振器信号を所定時間だけ上記第２ミ
キサに供給し、 上記第２ミキサからの中間周波数信号出力の大きさ及び
位相を測定することを特徴とする請求項３のＲＦ測定方
法。 - 【請求項５】 上記被試験装置の出力端に第３ミキサを
結合し、 該第３ミキサからの中間周波数信号出力の大きさ及び位
相を測定し、 上記第１ミキサ及び上記第３ミキサの大きさ及び位相の
測定から、上記被試験装置の利得／損失測定結果を求め
ることを特徴とする請求項３のＲＦ測定方法。 - 【請求項６】 被試験装置のＲＦ測定を行う方法であっ
て、 信号源の信号を、上記被試験装置の入力端にリターン・
ロス・ブリッジを介して供給すると共に、第１ミキサに
も供給し、 上記被試験装置の出力信号を、上記リターン・ロス・ブ
リッジを介して、第３ミキサに供給し、 上記第１ミキサ及び上記第３ミキサの各々からの中間周
波数信号出力の大きさ及び位相を順次に測定し、 上記大きさ及び位相の測定の各々から、上記被試験装置
の利得／損失測定結果を求めることを特徴とするＲＦ測
定方法。 - 【請求項７】 上記順次に測定するステップは、 局部発振器信号を上記第１ミキサに所定時間だけ供給
し、 上記第１ミキサからの中間周波数信号出力の大きさ及び
位相を測定し、 その後、上記局部発振器信号を上記第３ミキサに所定時
間だけ供給し、 上記第３ミキサからの中間周波数信号出力の大きさ及び
位相を測定することを特徴とする請求項６のＲＦ測定方
法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/938,704 US6608475B2 (en) | 2001-08-23 | 2001-08-23 | Network analyzer using time sequenced measurements |
| US09/938,704 | 2001-08-23 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003149279A true JP2003149279A (ja) | 2003-05-21 |
| JP4076822B2 JP4076822B2 (ja) | 2008-04-16 |
Family
ID=25471825
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002239359A Expired - Fee Related JP4076822B2 (ja) | 2001-08-23 | 2002-08-20 | ネットワーク・アナライザ及びｒｆ測定方法 |
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| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6608475B2 (ja) |
| JP (1) | JP4076822B2 (ja) |
| DE (1) | DE10233618B4 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006184264A (ja) * | 2004-12-01 | 2006-07-13 | Tohoku Univ | アンテナ装置および磁界発生装置 |
| KR101366525B1 (ko) | 2013-03-07 | 2014-03-12 | 주식회사 이노와이어리스 | 이동통신 장비의 ｒｆ 성능 자동 계측 시스템 |
| JP2018157609A (ja) * | 2014-09-30 | 2018-10-04 | バヤール イメージング リミテッド | マルチモジュールシステムにおける基準信号の分配 |
| JP2019045469A (ja) * | 2017-09-04 | 2019-03-22 | ローデ ウント シュヴァルツ ゲーエムベーハー ウント コンパニ カーゲー | ベクトルネットワークアナライザおよび周波数変換測定方法 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006017658A (ja) * | 2004-07-05 | 2006-01-19 | Agilent Technol Inc | 周波数変換装置を測定する方法、周波数変換装置を測定するためのプログラム、周波数変換装置を測定するためのシステム |
| DE102006035827B4 (de) * | 2006-03-15 | 2021-12-23 | Rohde & Schwarz GmbH & Co. Kommanditgesellschaft | Verfahren und Vorrichtung zur vektoriellen Messung der Streuparameter von frequenzumsetzenden Schaltungen |
| DE102007020073A1 (de) * | 2007-04-26 | 2008-10-30 | Ademics Sensor Technology Gmbh | Vektorieller Netzwerkanalysator mit synchronisierten und in der relativen Phase einstellbaren heterodynen Frequenzsynthesizern |
| US8422588B2 (en) | 2009-04-01 | 2013-04-16 | Intel Mobile Communications GmbH | Variable-size mixer for high gain range transmitter |
| US9144051B2 (en) | 2012-02-15 | 2015-09-22 | Microchip Technology Incorporated | Proximity detection using an antenna and directional coupler switch |
| CN103645378B (zh) * | 2013-12-13 | 2016-05-25 | 中国电子科技集团公司第四十一研究所 | 一种高速无缝捕获的脉冲功率统计测量方法 |
| RU2652650C1 (ru) * | 2017-03-29 | 2018-04-28 | Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Сибирский государственный университет геосистем и технологий" | Способ адекватного измерения S-параметров транзисторов на имитаторе-анализаторе усилителей и автогенераторов СВЧ |
| US11474141B1 (en) | 2019-02-06 | 2022-10-18 | University Of Rhode Island Board Of Trustees | Methods and apparatuses for identifying transmission lines via impedance inhomogeneity patterns |
| CN109743120B (zh) * | 2019-02-22 | 2021-06-04 | 维沃移动通信有限公司 | 时序控制电路、时序控制方法和终端 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA2030272C (en) * | 1989-11-24 | 1995-06-27 | David R. Brunfeldt | Vector network analyzer |
| US5642039A (en) * | 1994-12-22 | 1997-06-24 | Wiltron Company | Handheld vector network analyzer |
-
2001
- 2001-08-23 US US09/938,704 patent/US6608475B2/en not_active Expired - Fee Related
-
2002
- 2002-07-24 DE DE10233618A patent/DE10233618B4/de not_active Expired - Fee Related
- 2002-08-20 JP JP2002239359A patent/JP4076822B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006184264A (ja) * | 2004-12-01 | 2006-07-13 | Tohoku Univ | アンテナ装置および磁界発生装置 |
| KR101366525B1 (ko) | 2013-03-07 | 2014-03-12 | 주식회사 이노와이어리스 | 이동통신 장비의 ｒｆ 성능 자동 계측 시스템 |
| JP2018157609A (ja) * | 2014-09-30 | 2018-10-04 | バヤール イメージング リミテッド | マルチモジュールシステムにおける基準信号の分配 |
| JP2019045469A (ja) * | 2017-09-04 | 2019-03-22 | ローデ ウント シュヴァルツ ゲーエムベーハー ウント コンパニ カーゲー | ベクトルネットワークアナライザおよび周波数変換測定方法 |
| JP7129186B2 (ja) | 2017-09-04 | 2022-09-01 | ローデ ウント シュヴァルツ ゲーエムベーハー ウント コンパニ カーゲー | ベクトルネットワークアナライザおよび周波数変換測定方法 |
Also Published As
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|---|---|
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| US20030038618A1 (en) | 2003-02-27 |
| DE10233618B4 (de) | 2006-07-27 |
| DE10233618A1 (de) | 2003-03-06 |
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