JP2003134873A - モータ駆動装置 - Google Patents
モータ駆動装置Info
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- JP2003134873A JP2003134873A JP2001326277A JP2001326277A JP2003134873A JP 2003134873 A JP2003134873 A JP 2003134873A JP 2001326277 A JP2001326277 A JP 2001326277A JP 2001326277 A JP2001326277 A JP 2001326277A JP 2003134873 A JP2003134873 A JP 2003134873A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 携帯用のディスクメディアを低消費電力で高
速に駆動するためのモータ駆動装置に関して誘導性負荷
を駆動するブリッジ駆動回路を提供すること。 【解決手段】 モータ巻線と、モータ巻線に一端が接続
されたシンクおよびソース側に接続された出力トランジ
スタと、巻線に流れる電流を検出する電流検出抵抗と、
電流検出抵抗の両端の電圧と入力信号とを比較するコン
パレータと、ＰＷＭ制御のスイッチング周波数を決定す
るクロック信号と、コンパレータ出力とクロック信号で
動作するフリップフロップ回路と、フリップフロップ回
路のセット、リセット信号に応じて出力トランジスタを
導通、非導通とするＰＷＭ制御回路と、通電する相を決
定する通電制御回路とを備えることによって入力信号に
応じたモータ電流を得る。
速に駆動するためのモータ駆動装置に関して誘導性負荷
を駆動するブリッジ駆動回路を提供すること。 【解決手段】 モータ巻線と、モータ巻線に一端が接続
されたシンクおよびソース側に接続された出力トランジ
スタと、巻線に流れる電流を検出する電流検出抵抗と、
電流検出抵抗の両端の電圧と入力信号とを比較するコン
パレータと、ＰＷＭ制御のスイッチング周波数を決定す
るクロック信号と、コンパレータ出力とクロック信号で
動作するフリップフロップ回路と、フリップフロップ回
路のセット、リセット信号に応じて出力トランジスタを
導通、非導通とするＰＷＭ制御回路と、通電する相を決
定する通電制御回路とを備えることによって入力信号に
応じたモータ電流を得る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はモータに使用する誘
導性負荷のブリッジ駆動回路に関するものである。
導性負荷のブリッジ駆動回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】以下に従来のブリッジ駆動装置について
説明する。
説明する。
【０００３】図６は従来例のブリッジ駆動装置の構成を
示し、三相全波モータを駆動するモータ駆動装置を示す
ものである。１は通電制御回路、２〜４はソース側出力
トランジスタ、５〜７はシンク側出力トランジスタ、８
〜１０はフライホイルダイオード、１１は電流検出抵
抗、１２は入力信号、１３はＰＷＭ制御回路、１４〜１
６は通電切替信号、１９は電源、２０はコンパレータ、
２１はＰＷＭ基準信号であるクロックを発生するクロッ
ク発生回路、２２はフリップフロップ、２４〜２６はモ
ータ巻線である。２〜４のソース側出力トランジスタ、
５〜７のシンク側出力トランジスタのオン抵抗は等し
い。
示し、三相全波モータを駆動するモータ駆動装置を示す
ものである。１は通電制御回路、２〜４はソース側出力
トランジスタ、５〜７はシンク側出力トランジスタ、８
〜１０はフライホイルダイオード、１１は電流検出抵
抗、１２は入力信号、１３はＰＷＭ制御回路、１４〜１
６は通電切替信号、１９は電源、２０はコンパレータ、
２１はＰＷＭ基準信号であるクロックを発生するクロッ
ク発生回路、２２はフリップフロップ、２４〜２６はモ
ータ巻線である。２〜４のソース側出力トランジスタ、
５〜７のシンク側出力トランジスタのオン抵抗は等し
い。
【０００４】図７は従来のモータ駆動装置の各点におけ
る波形である。尚、波形はシンク側トランジスタをＰＷ
Ｍ制御しているが、ソース側トランジスタを制御しても
同様である。
る波形である。尚、波形はシンク側トランジスタをＰＷ
Ｍ制御しているが、ソース側トランジスタを制御しても
同様である。
【０００５】以上のように構成されたモータ駆動装置に
ついて、図６にて以下その動作を説明する。通電切替信
号１４〜１６は通常ホール素子等のセンサーを用い、モ
ータの回転軸に対して互いに電気角で１２０度の位置に
配置され、モータのロータ磁界を検出し通電切替信号を
出力する。また、コイルに発生する逆起電圧を通電切替
信号として利用する場合もある。通電制御回路１はモー
タの回転磁界の変化を検知した通電切替信号に応じて、
巻線２４〜２６の各相ごとに通電を切替え、ソース側出
力トランジスタ２〜４、シンク側出力トランジスタ５〜
７の各ベースに１２０度の位相のずれた通電角で切替え
られた信号を与える。ソース側出力トランジスタ２〜
４、シンク側出力トランジスタ５〜７は各々、モータ巻
線２４〜２６が接続されており、通電制御回路１の出力
信号で１２０度の通電角ごとに順次通電する。フライホ
イルダイオード８〜１０は、シンク側出力トランジスタ
５〜７で前記通電制御回路により通電されたトランジス
タがＰＷＭ制御回路により非導通状態になった時に、前
記フライホイルダイオードを通って電流が流れる。例え
ば、ソース側出力トランジスタ２とシンク側出力トラン
ジスタ７の相を通電させているとき、ＰＷＭ制御回路１
３によって非導通状態になった場合には、電流経路はソ
ース側出力トランジスタ２、モータ巻線２６、モータ巻
線２４、フライホイルダイオード１０となる。
ついて、図６にて以下その動作を説明する。通電切替信
号１４〜１６は通常ホール素子等のセンサーを用い、モ
ータの回転軸に対して互いに電気角で１２０度の位置に
配置され、モータのロータ磁界を検出し通電切替信号を
出力する。また、コイルに発生する逆起電圧を通電切替
信号として利用する場合もある。通電制御回路１はモー
タの回転磁界の変化を検知した通電切替信号に応じて、
巻線２４〜２６の各相ごとに通電を切替え、ソース側出
力トランジスタ２〜４、シンク側出力トランジスタ５〜
７の各ベースに１２０度の位相のずれた通電角で切替え
られた信号を与える。ソース側出力トランジスタ２〜
４、シンク側出力トランジスタ５〜７は各々、モータ巻
線２４〜２６が接続されており、通電制御回路１の出力
信号で１２０度の通電角ごとに順次通電する。フライホ
イルダイオード８〜１０は、シンク側出力トランジスタ
５〜７で前記通電制御回路により通電されたトランジス
タがＰＷＭ制御回路により非導通状態になった時に、前
記フライホイルダイオードを通って電流が流れる。例え
ば、ソース側出力トランジスタ２とシンク側出力トラン
ジスタ７の相を通電させているとき、ＰＷＭ制御回路１
３によって非導通状態になった場合には、電流経路はソ
ース側出力トランジスタ２、モータ巻線２６、モータ巻
線２４、フライホイルダイオード１０となる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
構成ではモータ出力ソース側トランジスタのオン抵抗と
モータ出力シンク側トランジスタのオン抵抗を等しくし
ていたために、ＰＷＭ制御回路により非導通状態にな
り、前記フライホイルダイオードを通って電流が流れる
ときの時定数が小さく、モータ電流の平均値が低下する
ために回転効率の低下や消費電力が増加するという問題
点をもっていた。このことは、近年ディスクメディアを
駆動するモータに要望される低消費電力、高効率を実現
するためには不十分なものであった。
構成ではモータ出力ソース側トランジスタのオン抵抗と
モータ出力シンク側トランジスタのオン抵抗を等しくし
ていたために、ＰＷＭ制御回路により非導通状態にな
り、前記フライホイルダイオードを通って電流が流れる
ときの時定数が小さく、モータ電流の平均値が低下する
ために回転効率の低下や消費電力が増加するという問題
点をもっていた。このことは、近年ディスクメディアを
駆動するモータに要望される低消費電力、高効率を実現
するためには不十分なものであった。
【０００７】本発明は、上記従来の問題点を解決するも
ので、特に携帯用のディスクメディアを駆動するモータ
で低消費電力が必要で、かつ高速回転が必要なモータ駆
動装置を提供することを目的とする。
ので、特に携帯用のディスクメディアを駆動するモータ
で低消費電力が必要で、かつ高速回転が必要なモータ駆
動装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明のモータ駆動装置は、一端が共通接続されたｎ
相（ｎは２以上の整数）のモータ巻線と、前記巻線の他
端に接続されたオン抵抗R2のシンク側出力トランジスタ
と、前記巻線の他端に接続されたオン抵抗1=R2/N(N>1)
のソース側出力トランジスタと、前記巻線に通電する電
流が流れる電流検出抵抗と、入力信号と前記電流検出抵
抗に発生した電圧を比較するコンパレータと、PWM制御
のスイッチング周波数を決定するクロックと、前記クロ
ックと前記コンパレータの出力とで動作するフリップフ
ロップ回路と、前記フリップフロップ回路のセット時の
出力で前記シンク側出力トランジスタを導通状態にし、
リセット時の出力で、前記シンク側出力トランジスタを
非導通状態にするＰＷＭ制御回路と、通電切替信号で通
電する相を決定する通電制御回路を備え、前記入力信号
に応じたモータ電流を得るよう構成している。
に本発明のモータ駆動装置は、一端が共通接続されたｎ
相（ｎは２以上の整数）のモータ巻線と、前記巻線の他
端に接続されたオン抵抗R2のシンク側出力トランジスタ
と、前記巻線の他端に接続されたオン抵抗1=R2/N(N>1)
のソース側出力トランジスタと、前記巻線に通電する電
流が流れる電流検出抵抗と、入力信号と前記電流検出抵
抗に発生した電圧を比較するコンパレータと、PWM制御
のスイッチング周波数を決定するクロックと、前記クロ
ックと前記コンパレータの出力とで動作するフリップフ
ロップ回路と、前記フリップフロップ回路のセット時の
出力で前記シンク側出力トランジスタを導通状態にし、
リセット時の出力で、前記シンク側出力トランジスタを
非導通状態にするＰＷＭ制御回路と、通電切替信号で通
電する相を決定する通電制御回路を備え、前記入力信号
に応じたモータ電流を得るよう構成している。
【０００９】第２の発明のモータ駆動装置は、一端が共
通接続されたｎ相（ｎは２以上の整数）のモータ巻線
と、前記巻線の他端に接続されたオン抵抗R1のソース側
出力トランジスタと、前記巻線の他端に接続されたオン
抵抗R2=R1/NN>1)のシンク側出力トランジスタと、前記
巻線に通電する電流が流れる電流検出抵抗と、入力信号
と前記電流検出抵抗に発生した電圧を比較するコンパレ
ータと、PWM制御のスイッチング周波数を決定するクロ
ックと、前記クロックと前記コンパレータの出力とで動
作するフリップフロップ回路と、前記フリップフロップ
回路のセット時の出力で前記ソース側出力トランジスタ
を導通状態にし、リセット時の出力で、前記ソース側出
力トランジスタを非導通状態にするＰＷＭ制御回路と、
通電切替信号で通電する相を決定する通電制御回路を備
え、前記入力信号に応じたモータ電流を得るよう構成し
ている。
通接続されたｎ相（ｎは２以上の整数）のモータ巻線
と、前記巻線の他端に接続されたオン抵抗R1のソース側
出力トランジスタと、前記巻線の他端に接続されたオン
抵抗R2=R1/NN>1)のシンク側出力トランジスタと、前記
巻線に通電する電流が流れる電流検出抵抗と、入力信号
と前記電流検出抵抗に発生した電圧を比較するコンパレ
ータと、PWM制御のスイッチング周波数を決定するクロ
ックと、前記クロックと前記コンパレータの出力とで動
作するフリップフロップ回路と、前記フリップフロップ
回路のセット時の出力で前記ソース側出力トランジスタ
を導通状態にし、リセット時の出力で、前記ソース側出
力トランジスタを非導通状態にするＰＷＭ制御回路と、
通電切替信号で通電する相を決定する通電制御回路を備
え、前記入力信号に応じたモータ電流を得るよう構成し
ている。
【００１０】第３の発明のモータ駆動装置はリング状に
接続されたｎ相（ｎは２以上の整数）のモータ巻線と、
前記巻線の他端に接続されたオン抵抗R2のシンク側出力
トランジスタと、前記巻線の他端に接続されたオン抵抗
R1=R2/N(N>1)のソース側出力トランジスタと、前記巻線
に通電する電流が流れる電流検出抵抗と、入力信号と前
記電流検出抵抗に発生した電圧を比較するコンパレータ
と、PWM制御のスイッチング周波数を決定するクロック
と、前記クロックと前記コンパレータの出力とで動作す
るフリップフロップ回路と、前記フリップフロップ回路
のセット時の出力で前記シンク側出力トランジスタを導
通状態にし、リセット時の出力で、前記シンク側出力ト
ランジスタを非導通状態にするＰＷＭ制御回路と、通電
切替信号で通電する相を決定する通電制御回路を備え、
前記入力信号に応じたモータ電流を得るよう構成してい
る。
接続されたｎ相（ｎは２以上の整数）のモータ巻線と、
前記巻線の他端に接続されたオン抵抗R2のシンク側出力
トランジスタと、前記巻線の他端に接続されたオン抵抗
R1=R2/N(N>1)のソース側出力トランジスタと、前記巻線
に通電する電流が流れる電流検出抵抗と、入力信号と前
記電流検出抵抗に発生した電圧を比較するコンパレータ
と、PWM制御のスイッチング周波数を決定するクロック
と、前記クロックと前記コンパレータの出力とで動作す
るフリップフロップ回路と、前記フリップフロップ回路
のセット時の出力で前記シンク側出力トランジスタを導
通状態にし、リセット時の出力で、前記シンク側出力ト
ランジスタを非導通状態にするＰＷＭ制御回路と、通電
切替信号で通電する相を決定する通電制御回路を備え、
前記入力信号に応じたモータ電流を得るよう構成してい
る。
【００１１】第４の発明のモータ駆動装置はリング状に
接続されたｎ相（ｎは２以上の整数）のモータ巻線と、
前記巻線の他端に接続されたオン抵抗R1のソース側出力
トランジスタと、前記巻線の他端に接続されたオン抵抗
R2=R1/N(N>1)のシンク側出力トランジスタと、前記巻線
に通電する電流が流れる電流検出抵抗と、入力信号と前
記電流検出抵抗に発生した電圧を比較するコンパレータ
と、PWM制御のスイッチング周波数を決定するクロック
と、前記クロックと前記コンパレータの出力とで動作す
るフリップフロップ回路と、前記フリップフロップ回路
のセット時の出力で前記ソース側出力トランジスタを導
通状態にし、リセット時の出力で、前記ソース側出力ト
ランジスタを非導通状態にするＰＷＭ制御回路と、通電
切替信号で通電する相を決定する通電制御回路を備え、
前記入力信号に応じたモータ電流を得るよう構成してい
る。
接続されたｎ相（ｎは２以上の整数）のモータ巻線と、
前記巻線の他端に接続されたオン抵抗R1のソース側出力
トランジスタと、前記巻線の他端に接続されたオン抵抗
R2=R1/N(N>1)のシンク側出力トランジスタと、前記巻線
に通電する電流が流れる電流検出抵抗と、入力信号と前
記電流検出抵抗に発生した電圧を比較するコンパレータ
と、PWM制御のスイッチング周波数を決定するクロック
と、前記クロックと前記コンパレータの出力とで動作す
るフリップフロップ回路と、前記フリップフロップ回路
のセット時の出力で前記ソース側出力トランジスタを導
通状態にし、リセット時の出力で、前記ソース側出力ト
ランジスタを非導通状態にするＰＷＭ制御回路と、通電
切替信号で通電する相を決定する通電制御回路を備え、
前記入力信号に応じたモータ電流を得るよう構成してい
る。
【００１２】（作用）この構成によって、従来の低消費
電力をさらに改善しつつ、かつモータ巻線に流れる電流
の平均値を減少させることができる。
電力をさらに改善しつつ、かつモータ巻線に流れる電流
の平均値を減少させることができる。
【００１３】
【発明の実施の形態】以下本発明の実施形態について、
図面に基づき説明する。
図面に基づき説明する。
【００１４】図１は本発明の第１の実施形態におけるモ
ータ駆動装置の構成を示し、三相全波モータを駆動する
モータ駆動装置を示すものである。１は通電制御回路、
２〜４はソース側出力トランジスタ、５〜７はシンク側
出力トランジスタ、８〜１０はフライホイルダイオー
ド、１１は電流検出抵抗、１２は入力信号、１３はＰＷ
Ｍ制御回路、１４〜１６は通電切替信号、１９は電源、
２０はコンパレータ、２１はＰＷＭ基準信号であるクロ
ックを発生するクロック発生回路、２２はフリップフロ
ップ、２４〜２６はモータ巻線である。オン抵抗R1のソ
ース側出力トランジスタ２〜４と、オン抵抗R2=R1/N(N>
1)のシンク側出力トランジスタ５〜７を形成する方法と
しては、シンク側出力トランジスタの素子数をソース側
出力トランジスタの素子数のN個並列にするか、素子面
積をN倍にするなどして実現できる。
ータ駆動装置の構成を示し、三相全波モータを駆動する
モータ駆動装置を示すものである。１は通電制御回路、
２〜４はソース側出力トランジスタ、５〜７はシンク側
出力トランジスタ、８〜１０はフライホイルダイオー
ド、１１は電流検出抵抗、１２は入力信号、１３はＰＷ
Ｍ制御回路、１４〜１６は通電切替信号、１９は電源、
２０はコンパレータ、２１はＰＷＭ基準信号であるクロ
ックを発生するクロック発生回路、２２はフリップフロ
ップ、２４〜２６はモータ巻線である。オン抵抗R1のソ
ース側出力トランジスタ２〜４と、オン抵抗R2=R1/N(N>
1)のシンク側出力トランジスタ５〜７を形成する方法と
しては、シンク側出力トランジスタの素子数をソース側
出力トランジスタの素子数のN個並列にするか、素子面
積をN倍にするなどして実現できる。
【００１５】以上のように構成されたモータ駆動装置に
ついて、以下その動作を説明する。通電切替信号１４〜
１６は通常ホール素子等のセンサーを用い、モータのロ
ータ回転軸に対して互いに電気角で１２０度の位置に配
置され、モータの回転磁界を検出し通電切替信号を出力
する。又、コイルに発生する逆起電圧を通電切替信号と
して利用する場合もある。通電制御回路１はモータの回
転磁界の変化を検知した通電切替信号に応じて、巻線２
４〜２６の各相ごとに通電を切替え、ソース側出力トラ
ンジスタ２〜４、シンク側出力トランジスタ５〜７の各
ベースに１２０度の通電角で切替えられた信号を与え
る。ソース側出力トランジスタ２〜４、シンク側出力ト
ランジスタ５〜７は各々、モータ巻線２４〜２６が接続
されており、通電制御回路１の出力信号で１２０度の通
電角ごとに順次通電する。フライホイルダイオード８〜
１０はシンク側出力トランジスタ５〜７で前記通電制御
回路により通電されたトランジスタがＰＷＭ制御回路に
より非導通状態になった時に前記フライホイルダイオー
ドを通って電流が流れる。
ついて、以下その動作を説明する。通電切替信号１４〜
１６は通常ホール素子等のセンサーを用い、モータのロ
ータ回転軸に対して互いに電気角で１２０度の位置に配
置され、モータの回転磁界を検出し通電切替信号を出力
する。又、コイルに発生する逆起電圧を通電切替信号と
して利用する場合もある。通電制御回路１はモータの回
転磁界の変化を検知した通電切替信号に応じて、巻線２
４〜２６の各相ごとに通電を切替え、ソース側出力トラ
ンジスタ２〜４、シンク側出力トランジスタ５〜７の各
ベースに１２０度の通電角で切替えられた信号を与え
る。ソース側出力トランジスタ２〜４、シンク側出力ト
ランジスタ５〜７は各々、モータ巻線２４〜２６が接続
されており、通電制御回路１の出力信号で１２０度の通
電角ごとに順次通電する。フライホイルダイオード８〜
１０はシンク側出力トランジスタ５〜７で前記通電制御
回路により通電されたトランジスタがＰＷＭ制御回路に
より非導通状態になった時に前記フライホイルダイオー
ドを通って電流が流れる。
【００１６】次に図８を用いて電流が増加するときの動
作を説明する。
作を説明する。
【００１７】クロック発生回路２１のクロックの立ち下
がりエッジによりフリップフロップ２２がセットされ、
フリップフロップ２２の出力でＰＷＭ制御回路１３がシ
ンク側出力トランジスタ５〜７を導通状態にし、モータ
巻線２４〜２６に通電され、検出抵抗１１に電流が流れ
る。このときソース側出力トランジスタ２〜４のオン抵
抗をＲ１、シンク側トランジスタ５〜７のオン抵抗をＲ
２、モータ巻線２４〜２６の巻線抵抗をそれぞれＲ３、
モータ巻線のリアクタンスをＬとすると、電流増加時の
時定数はτ１＝Ｌ／（Ｒ１＋Ｒ２＋２Ｒ３）で表せる。
さらに電流が減少する時の動作を説明する。モータの巻
線に流す電流に指令する電圧が入力信号１２に入力さ
れ、コンパレータ２０の一端の電圧を設定する。次に、
前記コンパレータの他端は電流検出抵抗１１に接続さ
れ、モータ電流により電圧が変動する。出力トランジス
タ５〜７のうちどれかが導通状態で電流検出抵抗１１の
電圧が上昇し、前記入力信号１２の電圧より大きくなる
と、コンパレータ２０が動作し、フリップフロップ２２
をリセットしＰＷＭ制御回路１３がシンク側出力トラン
ジスタ５〜７を非導通状態にし、モータ巻線２４〜２６
に流れる電流はフライホイールダイオード８〜１０を通
して減少する。よってモータ巻線に流れる電流のピーク
電流は入力信号１２によってコントロールされ、入力信
号１２に応じたモータ電流を得ることが出来る。電流減
少時の時定数は、フライホイールダイオードの抵抗値を
Ｒ４とすると、τ２＝Ｌ／（Ｒ１＋Ｒ３＋Ｒ４）で表せ
る。従来例ではＲ１＝Ｒ２であったが本発明ではＲ１＜
Ｒ２であるため、電流減少時の時定数が大きくなる。こ
のためモータ電流の減少は緩やかになり、検出抵抗電流
が増加する。そのためコンパレータ２０の出力タイミン
グも早くなり、モータ回転１周期における検出抵抗電流
が流れる時間が短くなるため、駆動回路で消費する電力
は低下する。従来例と本発明のモータ電流波形図を図８
に示す。点線で示したのが従来例、実線で示したのが本
発明である。電流増加時の波形については従来例、本発
明とも同一波形であるが、電流減少時の波形については
本発明が従来例に比べ時定数が大きいために、一周期後
のモータ電流が大きい。よってモータの平均電流値は従
来例に比べて本発明の方が大きくなり、ＰＷＭ基準信号
の周期が一定ならば本発明の方がモータ回転数は高くな
る。
がりエッジによりフリップフロップ２２がセットされ、
フリップフロップ２２の出力でＰＷＭ制御回路１３がシ
ンク側出力トランジスタ５〜７を導通状態にし、モータ
巻線２４〜２６に通電され、検出抵抗１１に電流が流れ
る。このときソース側出力トランジスタ２〜４のオン抵
抗をＲ１、シンク側トランジスタ５〜７のオン抵抗をＲ
２、モータ巻線２４〜２６の巻線抵抗をそれぞれＲ３、
モータ巻線のリアクタンスをＬとすると、電流増加時の
時定数はτ１＝Ｌ／（Ｒ１＋Ｒ２＋２Ｒ３）で表せる。
さらに電流が減少する時の動作を説明する。モータの巻
線に流す電流に指令する電圧が入力信号１２に入力さ
れ、コンパレータ２０の一端の電圧を設定する。次に、
前記コンパレータの他端は電流検出抵抗１１に接続さ
れ、モータ電流により電圧が変動する。出力トランジス
タ５〜７のうちどれかが導通状態で電流検出抵抗１１の
電圧が上昇し、前記入力信号１２の電圧より大きくなる
と、コンパレータ２０が動作し、フリップフロップ２２
をリセットしＰＷＭ制御回路１３がシンク側出力トラン
ジスタ５〜７を非導通状態にし、モータ巻線２４〜２６
に流れる電流はフライホイールダイオード８〜１０を通
して減少する。よってモータ巻線に流れる電流のピーク
電流は入力信号１２によってコントロールされ、入力信
号１２に応じたモータ電流を得ることが出来る。電流減
少時の時定数は、フライホイールダイオードの抵抗値を
Ｒ４とすると、τ２＝Ｌ／（Ｒ１＋Ｒ３＋Ｒ４）で表せ
る。従来例ではＲ１＝Ｒ２であったが本発明ではＲ１＜
Ｒ２であるため、電流減少時の時定数が大きくなる。こ
のためモータ電流の減少は緩やかになり、検出抵抗電流
が増加する。そのためコンパレータ２０の出力タイミン
グも早くなり、モータ回転１周期における検出抵抗電流
が流れる時間が短くなるため、駆動回路で消費する電力
は低下する。従来例と本発明のモータ電流波形図を図８
に示す。点線で示したのが従来例、実線で示したのが本
発明である。電流増加時の波形については従来例、本発
明とも同一波形であるが、電流減少時の波形については
本発明が従来例に比べ時定数が大きいために、一周期後
のモータ電流が大きい。よってモータの平均電流値は従
来例に比べて本発明の方が大きくなり、ＰＷＭ基準信号
の周期が一定ならば本発明の方がモータ回転数は高くな
る。
【００１８】次に本発明の第２の実施形態におけるモー
タ駆動装置について、図３を用いて説明する。図３は本
発明の一実施形態におけるモータ駆動装置の構成を示
し、三相全波モータを駆動するモータ駆動装置を示すも
のである。１は通電制御回路、２〜４はソース側出力ト
ランジスタ、５〜７はシンク側出力トランジスタ、８〜
１０はフライホイルダイオード、１１は電流検出抵抗、
１２は入力信号、１３はＰＷＭ制御回路、１４〜１６は
通電切替信号、１９は電源、２０はコンパレータ、２１
はＰＷＭ基準信号であるクロックを発生するクロック発
生回路、２２はフリップフロップ、２４〜２６はモータ
巻線である。オン抵抗R1=R2/N(N>1)のソース側出力トラ
ンジスタ２〜４と、オン抵抗R2=のシンク側出力トラン
ジスタ５〜７を形成する方法としては、ソース側出力ト
ランジスタの素子数をシンク側出力トランジスタの素子
数のN個並列にするか、素子面積をN倍にするなどして実
現できる。
タ駆動装置について、図３を用いて説明する。図３は本
発明の一実施形態におけるモータ駆動装置の構成を示
し、三相全波モータを駆動するモータ駆動装置を示すも
のである。１は通電制御回路、２〜４はソース側出力ト
ランジスタ、５〜７はシンク側出力トランジスタ、８〜
１０はフライホイルダイオード、１１は電流検出抵抗、
１２は入力信号、１３はＰＷＭ制御回路、１４〜１６は
通電切替信号、１９は電源、２０はコンパレータ、２１
はＰＷＭ基準信号であるクロックを発生するクロック発
生回路、２２はフリップフロップ、２４〜２６はモータ
巻線である。オン抵抗R1=R2/N(N>1)のソース側出力トラ
ンジスタ２〜４と、オン抵抗R2=のシンク側出力トラン
ジスタ５〜７を形成する方法としては、ソース側出力ト
ランジスタの素子数をシンク側出力トランジスタの素子
数のN個並列にするか、素子面積をN倍にするなどして実
現できる。
【００１９】以上のように構成されたモータ駆動装置に
ついて、以下その動作を説明する。通電切替信号１４〜
１６は通常ホール素子等のセンサーを用い、モータの回
転軸に対して互いに電気角で１２０度の位置に配置さ
れ、モータの回転磁界を検出し通電切替信号を出力す
る。又、コイルに発生する逆起電圧を通電切替信号とし
て利用する場合もある。通電制御回路１はモータの回転
磁界の変化を検知した通電切替信号に応じて、巻線２４
〜２６の各相ごとに通電を切替え、ソース側出力トラン
ジスタ２〜４、シンク側出力トランジスタ５〜７の各ベ
ースに１２０度の通電角で切替えられた信号を与える。
ソース側出力トランジスタ２〜４、シンク側出力トラン
ジスタ５〜７は各々、モータ巻線２４〜２６が接続され
ており、通電制御回路１の出力信号で１２０度の通電角
ごとに順次通電する。フライホイルダイオード８〜１０
はソース側出力トランジスタ２〜４で前記通電制御回路
により通電されたトランジスタがＰＷＭ制御回路により
非導通状態になった時に前記フライホイルダイオードを
通って電流が流れる。
ついて、以下その動作を説明する。通電切替信号１４〜
１６は通常ホール素子等のセンサーを用い、モータの回
転軸に対して互いに電気角で１２０度の位置に配置さ
れ、モータの回転磁界を検出し通電切替信号を出力す
る。又、コイルに発生する逆起電圧を通電切替信号とし
て利用する場合もある。通電制御回路１はモータの回転
磁界の変化を検知した通電切替信号に応じて、巻線２４
〜２６の各相ごとに通電を切替え、ソース側出力トラン
ジスタ２〜４、シンク側出力トランジスタ５〜７の各ベ
ースに１２０度の通電角で切替えられた信号を与える。
ソース側出力トランジスタ２〜４、シンク側出力トラン
ジスタ５〜７は各々、モータ巻線２４〜２６が接続され
ており、通電制御回路１の出力信号で１２０度の通電角
ごとに順次通電する。フライホイルダイオード８〜１０
はソース側出力トランジスタ２〜４で前記通電制御回路
により通電されたトランジスタがＰＷＭ制御回路により
非導通状態になった時に前記フライホイルダイオードを
通って電流が流れる。
【００２０】次に図２を用いて電流が増加するときの動
作を説明する。
作を説明する。
【００２１】クロック発生回路２１のクロックの立ち下
がりエッジによりフリップフロップ２２がセットされ、
フリップフロップ２２の出力でＰＷＭ制御回路１３がシ
ンク側出力トランジスタ５〜７を導通状態にし、モータ
巻線２４〜２６に通電され、検出抵抗１１に電流が流れ
る。このときソース側出力トランジスタ２〜４のオン抵
抗をＲ１、シンク側トランジスタ５〜７のオン抵抗をＲ
２、モータ巻線２４〜２６の巻線抵抗をＲ３、モータ巻
線のリアクタンスをＬとすると、電流増加時の時定数は
τ１＝Ｌ／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）で表せる。さらに電流
が減少する時の動作を説明する。モータの巻線に流す電
流に指令する電圧が入力信号１２に入力され、コンパレ
ータ２０の一端の電圧を設定する。次に、前記コンパレ
ータの他端は電流検出抵抗１１に接続され、モータ電流
により電圧が変動する。出力トランジスタ５〜７のうち
どれかが導通状態で電流検出抵抗１１の電圧が上昇し、
前記入力信号１２の電圧より大きくなると、コンパレー
タ２０が動作し、フリップフロップ２２をリセットしＰ
ＷＭ制御回路１３がシンク側出力トランジスタ５〜７を
非導通状態にし、モータ巻線２４〜２６に流れる電流は
フライホイールダイオード８〜１０を通して減少する。
よってモータ巻線に流れる電流のピーク電流は入力信号
１２によってコントロールされ、入力信号１２に応じた
モータ電流を得ることが出来る。電流減少時の時定数
は、フライホイールダイオードの抵抗値をＲ４とする
と、τ２＝Ｌ／（Ｒ２＋Ｒ３＋Ｒ４）で表せる。従来例
ではＲ１＝Ｒ２であったが本発明ではＲ１＞Ｒ２である
ため、電流減少時の時定数が大きくなる。このためモー
タ電流の減少は緩やかになり、検出抵抗電流が増加す
る。そのためコンパレータ２０の出力タイミングも早く
なり、モータ回転１周期における検出抵抗電流が流れる
時間が短くなるため、駆動回路で消費する電力は低下す
る。従来例と本発明のモータ電流波形図を図８に示す。
点線で示したのが従来例、実線で示したのが本発明であ
る。電流増加時の波形については従来例、本発明とも同
一波形であるが、電流減少時の波形については本発明が
従来例に比べ時定数が大きいために、一周期後のモータ
電流が大きい。よってモータの平均電流値は従来例に比
べて本発明の方が大きくなり、ＰＷＭ基準信号の周期が
一定ならば本発明の方がモータ回転数は高くなる。
がりエッジによりフリップフロップ２２がセットされ、
フリップフロップ２２の出力でＰＷＭ制御回路１３がシ
ンク側出力トランジスタ５〜７を導通状態にし、モータ
巻線２４〜２６に通電され、検出抵抗１１に電流が流れ
る。このときソース側出力トランジスタ２〜４のオン抵
抗をＲ１、シンク側トランジスタ５〜７のオン抵抗をＲ
２、モータ巻線２４〜２６の巻線抵抗をＲ３、モータ巻
線のリアクタンスをＬとすると、電流増加時の時定数は
τ１＝Ｌ／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）で表せる。さらに電流
が減少する時の動作を説明する。モータの巻線に流す電
流に指令する電圧が入力信号１２に入力され、コンパレ
ータ２０の一端の電圧を設定する。次に、前記コンパレ
ータの他端は電流検出抵抗１１に接続され、モータ電流
により電圧が変動する。出力トランジスタ５〜７のうち
どれかが導通状態で電流検出抵抗１１の電圧が上昇し、
前記入力信号１２の電圧より大きくなると、コンパレー
タ２０が動作し、フリップフロップ２２をリセットしＰ
ＷＭ制御回路１３がシンク側出力トランジスタ５〜７を
非導通状態にし、モータ巻線２４〜２６に流れる電流は
フライホイールダイオード８〜１０を通して減少する。
よってモータ巻線に流れる電流のピーク電流は入力信号
１２によってコントロールされ、入力信号１２に応じた
モータ電流を得ることが出来る。電流減少時の時定数
は、フライホイールダイオードの抵抗値をＲ４とする
と、τ２＝Ｌ／（Ｒ２＋Ｒ３＋Ｒ４）で表せる。従来例
ではＲ１＝Ｒ２であったが本発明ではＲ１＞Ｒ２である
ため、電流減少時の時定数が大きくなる。このためモー
タ電流の減少は緩やかになり、検出抵抗電流が増加す
る。そのためコンパレータ２０の出力タイミングも早く
なり、モータ回転１周期における検出抵抗電流が流れる
時間が短くなるため、駆動回路で消費する電力は低下す
る。従来例と本発明のモータ電流波形図を図８に示す。
点線で示したのが従来例、実線で示したのが本発明であ
る。電流増加時の波形については従来例、本発明とも同
一波形であるが、電流減少時の波形については本発明が
従来例に比べ時定数が大きいために、一周期後のモータ
電流が大きい。よってモータの平均電流値は従来例に比
べて本発明の方が大きくなり、ＰＷＭ基準信号の周期が
一定ならば本発明の方がモータ回転数は高くなる。
【００２２】次に本発明の第３の実施形態におけるモー
タ駆動装置について、図４を用いて説明する。図４は本
発明の一実施形態におけるモータ駆動装置の構成を示
し、三相全波モータを駆動するモータ駆動装置を示すも
のである。１は通電制御回路、２〜４はソース側出力ト
ランジスタ、５〜７はシンク側出力トランジスタ、８〜
１０はフライホイルダイオード、１１は電流検出抵抗、
１２は入力信号、１３はＰＷＭ制御回路、１４〜１６は
通電切替信号、１９は電源、２０はコンパレータ、２１
はＰＷＭ基準信号であるクロックを発生するクロック発
生回路、２２はフリップフロップ、２４〜２６はモータ
巻線である。オン抵抗R1のソース側出力トランジスタ２
〜４と、オン抵抗R2=R1/N(N>1)のシンク側出力トランジ
スタ５〜７を形成する方法としては、シンク側出力トラ
ンジスタの素子数をソース側出力トランジスタの素子数
のN個並列にするか、素子面積をN倍にするなどして実現
できる。
タ駆動装置について、図４を用いて説明する。図４は本
発明の一実施形態におけるモータ駆動装置の構成を示
し、三相全波モータを駆動するモータ駆動装置を示すも
のである。１は通電制御回路、２〜４はソース側出力ト
ランジスタ、５〜７はシンク側出力トランジスタ、８〜
１０はフライホイルダイオード、１１は電流検出抵抗、
１２は入力信号、１３はＰＷＭ制御回路、１４〜１６は
通電切替信号、１９は電源、２０はコンパレータ、２１
はＰＷＭ基準信号であるクロックを発生するクロック発
生回路、２２はフリップフロップ、２４〜２６はモータ
巻線である。オン抵抗R1のソース側出力トランジスタ２
〜４と、オン抵抗R2=R1/N(N>1)のシンク側出力トランジ
スタ５〜７を形成する方法としては、シンク側出力トラ
ンジスタの素子数をソース側出力トランジスタの素子数
のN個並列にするか、素子面積をN倍にするなどして実現
できる。
【００２３】以上のように構成されたモータ駆動装置に
ついて、以下その動作を説明する。通電切替信号１４〜
１６は通常ホール素子等のセンサーを用い、モータの回
転軸に対して互いに電気角で１２０度の位置に配置さ
れ、モータの回転磁界を検出し通電切替信号を出力す
る。又、コイルに発生する逆起電圧を通電切替信号とし
て利用する場合もある。通電制御回路１はモータの回転
磁界の変化を検知した通電切替信号に応じて、巻線２４
〜２６の各相ごとに通電を切替え、ソース側出力トラン
ジスタ２〜４、シンク側出力トランジスタ５〜７の各ベ
ースに１２０度の通電角で切替えられた信号を与える。
ソース側出力トランジスタ２〜４、シンク側出力トラン
ジスタ５〜７は各々、モータ巻線２４〜２６が接続され
ており、通電制御回路１の出力信号で１２０度の通電角
ごとに順次通電する。フライホイルダイオード８〜１０
はシンク側出力トランジスタ５〜７で前記通電制御回路
により通電されたトランジスタがＰＷＭ制御回路により
非導通状態になった時に前記フライホイルダイオードを
通って電流が流れる。
ついて、以下その動作を説明する。通電切替信号１４〜
１６は通常ホール素子等のセンサーを用い、モータの回
転軸に対して互いに電気角で１２０度の位置に配置さ
れ、モータの回転磁界を検出し通電切替信号を出力す
る。又、コイルに発生する逆起電圧を通電切替信号とし
て利用する場合もある。通電制御回路１はモータの回転
磁界の変化を検知した通電切替信号に応じて、巻線２４
〜２６の各相ごとに通電を切替え、ソース側出力トラン
ジスタ２〜４、シンク側出力トランジスタ５〜７の各ベ
ースに１２０度の通電角で切替えられた信号を与える。
ソース側出力トランジスタ２〜４、シンク側出力トラン
ジスタ５〜７は各々、モータ巻線２４〜２６が接続され
ており、通電制御回路１の出力信号で１２０度の通電角
ごとに順次通電する。フライホイルダイオード８〜１０
はシンク側出力トランジスタ５〜７で前記通電制御回路
により通電されたトランジスタがＰＷＭ制御回路により
非導通状態になった時に前記フライホイルダイオードを
通って電流が流れる。
【００２４】次に図２を用いて電流が増加するときの動
作を説明する。
作を説明する。
【００２５】クロック発生回路２１のクロックの立ち下
がりエッジによりフリップフロップ２２がセットされ、
フリップフロップ２２の出力でＰＷＭ制御回路１３がシ
ンク側出力トランジスタ５〜７を導通状態にし、モータ
巻線２４〜２６に通電され、検出抵抗１１に電流が流れ
る。このときソース側出力トランジスタ２〜４のオン抵
抗をＲ１、シンク側トランジスタ５〜７のオン抵抗をＲ
２、モータ巻線２４〜２６の巻線抵抗をＲ３、モータ巻
線のリアクタンスをＬとすると、電流増加時の時定数は
τ１＝Ｌ／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）で表せる。さらに電流
が減少する時の動作を説明する。モータの巻線に流す電
流に指令する電圧が入力信号１２に入力され、コンパレ
ータ２０の一端の電圧を設定する。次に、前記コンパレ
ータの他端は電流検出抵抗１１に接続され、モータ電流
により電圧が変動する。出力トランジスタ５〜７のうち
どれかが導通状態で電流検出抵抗１１の電圧が上昇し、
前記入力信号１２の電圧より大きくなると、コンパレー
タ２０が動作し、フリップフロップ２２をリセットしＰ
ＷＭ制御回路１３がシンク側出力トランジスタ５〜７を
非導通状態にし、モータ巻線２４〜２６に流れる電流は
フライホイールダイオード８〜１０を通して減少する。
よってモータ巻線に流れる電流のピーク電流は入力信号
１２によってコントロールされ、入力信号１２に応じた
モータ電流を得ることが出来る。電流減少時の時定数
は、フライホイールダイオードの抵抗値をＲ４とする
と、τ２＝Ｌ／（Ｒ１＋Ｒ３＋Ｒ４）で表せる。従来例
ではＲ１＝Ｒ２であったが本発明ではＲ１＜Ｒ２である
ため、電流減少時の時定数が大きくなる。このためモー
タ電流の減少は緩やかになり、検出抵抗電流が増加す
る。そのためコンパレータ２０の出力タイミングも早く
なり、モータ回転１周期における検出抵抗電流が流れる
時間が短くなるため、駆動回路で消費する電力は低下す
る。従来例と本発明のモータ電流波形図を図８に示す。
点線で示したのが従来例、実線で示したのが本発明であ
る。電流増加時の波形については従来例、本発明とも同
一波形であるが、電流減少時の波形については本発明が
従来例に比べ時定数が大きいために、一周期後のモータ
電流が大きい。よってモータの平均電流値は従来例に比
べて本発明の方が大きくなり、ＰＷＭ基準信号の周期が
一定ならば本発明の方がモータ回転数は高くなる。
がりエッジによりフリップフロップ２２がセットされ、
フリップフロップ２２の出力でＰＷＭ制御回路１３がシ
ンク側出力トランジスタ５〜７を導通状態にし、モータ
巻線２４〜２６に通電され、検出抵抗１１に電流が流れ
る。このときソース側出力トランジスタ２〜４のオン抵
抗をＲ１、シンク側トランジスタ５〜７のオン抵抗をＲ
２、モータ巻線２４〜２６の巻線抵抗をＲ３、モータ巻
線のリアクタンスをＬとすると、電流増加時の時定数は
τ１＝Ｌ／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）で表せる。さらに電流
が減少する時の動作を説明する。モータの巻線に流す電
流に指令する電圧が入力信号１２に入力され、コンパレ
ータ２０の一端の電圧を設定する。次に、前記コンパレ
ータの他端は電流検出抵抗１１に接続され、モータ電流
により電圧が変動する。出力トランジスタ５〜７のうち
どれかが導通状態で電流検出抵抗１１の電圧が上昇し、
前記入力信号１２の電圧より大きくなると、コンパレー
タ２０が動作し、フリップフロップ２２をリセットしＰ
ＷＭ制御回路１３がシンク側出力トランジスタ５〜７を
非導通状態にし、モータ巻線２４〜２６に流れる電流は
フライホイールダイオード８〜１０を通して減少する。
よってモータ巻線に流れる電流のピーク電流は入力信号
１２によってコントロールされ、入力信号１２に応じた
モータ電流を得ることが出来る。電流減少時の時定数
は、フライホイールダイオードの抵抗値をＲ４とする
と、τ２＝Ｌ／（Ｒ１＋Ｒ３＋Ｒ４）で表せる。従来例
ではＲ１＝Ｒ２であったが本発明ではＲ１＜Ｒ２である
ため、電流減少時の時定数が大きくなる。このためモー
タ電流の減少は緩やかになり、検出抵抗電流が増加す
る。そのためコンパレータ２０の出力タイミングも早く
なり、モータ回転１周期における検出抵抗電流が流れる
時間が短くなるため、駆動回路で消費する電力は低下す
る。従来例と本発明のモータ電流波形図を図８に示す。
点線で示したのが従来例、実線で示したのが本発明であ
る。電流増加時の波形については従来例、本発明とも同
一波形であるが、電流減少時の波形については本発明が
従来例に比べ時定数が大きいために、一周期後のモータ
電流が大きい。よってモータの平均電流値は従来例に比
べて本発明の方が大きくなり、ＰＷＭ基準信号の周期が
一定ならば本発明の方がモータ回転数は高くなる。
【００２６】次に本発明の第４の実施形態におけるモー
タ駆動装置について、図５を用いて説明する。図５は本
発明の一実施形態におけるモータ駆動装置の構成を示
し、三相全波モータを駆動するモータ駆動装置を示すも
のである。１は通電制御回路、２〜４はソース側出力ト
ランジスタ、５〜７はシンク側出力トランジスタ、８〜
１０はフライホイルダイオード、１１は電流検出抵抗、
１２は入力信号、１３はＰＷＭ制御回路、１４〜１６は
通電切替信号、１９は電源、２０はコンパレータ、２１
はＰＷＭ基準信号であるクロックを発生するクロック発
生回路、２２はフリップフロップ、２４〜２６はモータ
巻線である。オン抵抗R1=R2/N(N>1)のソース側出力トラ
ンジスタ２〜４と、オン抵抗R2=のシンク側出力トラン
ジスタ５〜７を形成する方法としては、ソース側出力ト
ランジスタの素子数をシンク側出力トランジスタの素子
数のN個並列にするか、素子面積をN倍にするなどして実
現できる。
タ駆動装置について、図５を用いて説明する。図５は本
発明の一実施形態におけるモータ駆動装置の構成を示
し、三相全波モータを駆動するモータ駆動装置を示すも
のである。１は通電制御回路、２〜４はソース側出力ト
ランジスタ、５〜７はシンク側出力トランジスタ、８〜
１０はフライホイルダイオード、１１は電流検出抵抗、
１２は入力信号、１３はＰＷＭ制御回路、１４〜１６は
通電切替信号、１９は電源、２０はコンパレータ、２１
はＰＷＭ基準信号であるクロックを発生するクロック発
生回路、２２はフリップフロップ、２４〜２６はモータ
巻線である。オン抵抗R1=R2/N(N>1)のソース側出力トラ
ンジスタ２〜４と、オン抵抗R2=のシンク側出力トラン
ジスタ５〜７を形成する方法としては、ソース側出力ト
ランジスタの素子数をシンク側出力トランジスタの素子
数のN個並列にするか、素子面積をN倍にするなどして実
現できる。
【００２７】以上のように構成されたモータ駆動装置に
ついて、以下その動作を説明する。通電切替信号１４〜
１６は通常ホール素子等のセンサーを用い、モータの回
転軸に対して互いに電気角で１２０度の位置に配置さ
れ、モータの回転磁界を検出し通電切替信号を出力す
る。又、コイルに発生する逆起電圧を通電切替信号とし
て利用する場合もある。通電制御回路１はモータの回転
磁界の変化を検知した通電切替信号に応じて、巻線２４
〜２６の各相ごとに通電を切替え、ソース側出力トラン
ジスタ２〜４、シンク側出力トランジスタ５〜７の各ベ
ースに１２０度の通電角で切替えられた信号を与える。
ソース側出力トランジスタ２〜４、シンク側出力トラン
ジスタ５〜７は各々、モータ巻線２４〜２６が接続され
ており、通電制御回路１の出力信号で１２０度の通電角
ごとに順次通電する。フライホイルダイオード８〜１０
はソース側出力トランジスタ２〜４で前記通電制御回路
により通電されたトランジスタがＰＷＭ制御回路により
非導通状態になった時に前記フライホイルダイオードを
通って電流が流れる。
ついて、以下その動作を説明する。通電切替信号１４〜
１６は通常ホール素子等のセンサーを用い、モータの回
転軸に対して互いに電気角で１２０度の位置に配置さ
れ、モータの回転磁界を検出し通電切替信号を出力す
る。又、コイルに発生する逆起電圧を通電切替信号とし
て利用する場合もある。通電制御回路１はモータの回転
磁界の変化を検知した通電切替信号に応じて、巻線２４
〜２６の各相ごとに通電を切替え、ソース側出力トラン
ジスタ２〜４、シンク側出力トランジスタ５〜７の各ベ
ースに１２０度の通電角で切替えられた信号を与える。
ソース側出力トランジスタ２〜４、シンク側出力トラン
ジスタ５〜７は各々、モータ巻線２４〜２６が接続され
ており、通電制御回路１の出力信号で１２０度の通電角
ごとに順次通電する。フライホイルダイオード８〜１０
はソース側出力トランジスタ２〜４で前記通電制御回路
により通電されたトランジスタがＰＷＭ制御回路により
非導通状態になった時に前記フライホイルダイオードを
通って電流が流れる。
【００２８】次に図２を用いて電流が増加するときの動
作を説明する。
作を説明する。
【００２９】クロック発生回路２１のクロックの立ち下
がりエッジによりフリップフロップ２２がセットされ、
フリップフロップ２２の出力でＰＷＭ制御回路１３がシ
ンク側出力トランジスタ５〜７を導通状態にし、モータ
巻線２４〜２６に通電され、検出抵抗１１に電流が流れ
る。このときソース側出力トランジスタ２〜４のオン抵
抗をＲ１、シンク側トランジスタ５〜７のオン抵抗をＲ
２、モータ巻線２４〜２６の巻線抵抗をＲ３、モータ巻
線のリアクタンスをＬとすると、電流増加時の時定数は
τ１＝Ｌ／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）で表せる。さらに電流
が減少する時の動作を説明する。モータの巻線に流す電
流に指令する電圧が入力信号１２に入力され、コンパレ
ータ２０の一端の電圧を設定する。次に、前記コンパレ
ータの他端は電流検出抵抗１１に接続され、モータ電流
により電圧が変動する。出力トランジスタ５〜７のうち
どれかが導通状態で電流検出抵抗１１の電圧が上昇し、
前記入力信号１２の電圧より大きくなると、コンパレー
タ２０が動作し、フリップフロップ２２をリセットしＰ
ＷＭ制御回路１３がシンク側出力トランジスタ５〜７を
非導通状態にし、モータ巻線２４〜２６に流れる電流は
フライホイールダイオード８〜１０を通して減少する。
よってモータ巻線に流れる電流のピーク電流は入力信号
１２によってコントロールされ、入力信号１２に応じた
モータ電流を得ることが出来る。電流減少時の時定数
は、フライホイールダイオードの抵抗値をＲ４とする
と、τ２＝Ｌ／（Ｒ２＋Ｒ３＋Ｒ４）で表せる。従来例
ではＲ１＝Ｒ２であったが本発明ではＲ１＞Ｒ２である
ため、電流減少時の時定数が大きくなる。このためモー
タ電流の減少は緩やかになり、検出抵抗電流が増加す
る。そのためコンパレータ２０の出力タイミングも早く
なり、モータ回転１周期における検出抵抗電流が流れる
時間が短くなるため、駆動回路で消費する電力は低下す
る。従来例と本発明のモータ電流波形図を図８に示す。
点線で示したのが従来例、実線で示したのが本発明であ
る。電流増加時の波形については従来例、本発明とも同
一波形であるが、電流減少時の波形については本発明が
従来例に比べ時定数が大きいために、一周期後のモータ
電流が大きい。よってモータの平均電流値は従来例に比
べて本発明の方が大きくなり、ＰＷＭ基準信号の周期が
一定ならば本発明の方がモータ回転数は高くなる。
がりエッジによりフリップフロップ２２がセットされ、
フリップフロップ２２の出力でＰＷＭ制御回路１３がシ
ンク側出力トランジスタ５〜７を導通状態にし、モータ
巻線２４〜２６に通電され、検出抵抗１１に電流が流れ
る。このときソース側出力トランジスタ２〜４のオン抵
抗をＲ１、シンク側トランジスタ５〜７のオン抵抗をＲ
２、モータ巻線２４〜２６の巻線抵抗をＲ３、モータ巻
線のリアクタンスをＬとすると、電流増加時の時定数は
τ１＝Ｌ／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）で表せる。さらに電流
が減少する時の動作を説明する。モータの巻線に流す電
流に指令する電圧が入力信号１２に入力され、コンパレ
ータ２０の一端の電圧を設定する。次に、前記コンパレ
ータの他端は電流検出抵抗１１に接続され、モータ電流
により電圧が変動する。出力トランジスタ５〜７のうち
どれかが導通状態で電流検出抵抗１１の電圧が上昇し、
前記入力信号１２の電圧より大きくなると、コンパレー
タ２０が動作し、フリップフロップ２２をリセットしＰ
ＷＭ制御回路１３がシンク側出力トランジスタ５〜７を
非導通状態にし、モータ巻線２４〜２６に流れる電流は
フライホイールダイオード８〜１０を通して減少する。
よってモータ巻線に流れる電流のピーク電流は入力信号
１２によってコントロールされ、入力信号１２に応じた
モータ電流を得ることが出来る。電流減少時の時定数
は、フライホイールダイオードの抵抗値をＲ４とする
と、τ２＝Ｌ／（Ｒ２＋Ｒ３＋Ｒ４）で表せる。従来例
ではＲ１＝Ｒ２であったが本発明ではＲ１＞Ｒ２である
ため、電流減少時の時定数が大きくなる。このためモー
タ電流の減少は緩やかになり、検出抵抗電流が増加す
る。そのためコンパレータ２０の出力タイミングも早く
なり、モータ回転１周期における検出抵抗電流が流れる
時間が短くなるため、駆動回路で消費する電力は低下す
る。従来例と本発明のモータ電流波形図を図８に示す。
点線で示したのが従来例、実線で示したのが本発明であ
る。電流増加時の波形については従来例、本発明とも同
一波形であるが、電流減少時の波形については本発明が
従来例に比べ時定数が大きいために、一周期後のモータ
電流が大きい。よってモータの平均電流値は従来例に比
べて本発明の方が大きくなり、ＰＷＭ基準信号の周期が
一定ならば本発明の方がモータ回転数は高くなる。
【００３０】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、通電制御
回路により通電されたトランジスタがＰＷＭ制御回路に
より非導通状態になった時に前記フライホイルダイオー
ドを通って電流が流れるときのモータ電流の減少を緩や
かにして、検出抵抗電流を増加させ、駆動回路の消費電
力を低減させて回転効率の向上をはかることができる。
回路により通電されたトランジスタがＰＷＭ制御回路に
より非導通状態になった時に前記フライホイルダイオー
ドを通って電流が流れるときのモータ電流の減少を緩や
かにして、検出抵抗電流を増加させ、駆動回路の消費電
力を低減させて回転効率の向上をはかることができる。
【図１】本発明の第１の実施形態における三相全波モー
タ駆動装置の構成図
タ駆動装置の構成図
【図２】図１の動作を説明するタイミングチャート
【図３】本発明の第２の実施形態における三相全波モー
タ駆動装置の構成図
タ駆動装置の構成図
【図４】本発明の第３の実施形態における三相全波モー
タ駆動装置の構成図
タ駆動装置の構成図
【図５】本発明の第４の実施形態における三相全波モー
タ駆動装置の構成図
タ駆動装置の構成図
【図６】従来例の三相全波モータ駆動装置の構成図
【図７】図６の動作を説明するタイミングチャート
【図８】従来例と本発明のモータ電流波形図
１ 通電制御回路
２〜４ ソース側出力トランジスタ
５〜７ シンク側出力トランジスタ
８〜１０ フライホイルダイオード
１１ 電流検出抵抗
１２ 入力信号
１３ ＰＷＭ制御回路
１４〜１６ 通電切替信号
１９ 電源
２０ コンパレータ
２１ クロック発生回路
２２ フリップフロップ
２４〜２６ モータ巻線
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
Ｆターム(参考） 5H560 BB04 BB12 DA02 DC12 EC02
HC04 RR04 SS01 TT04 TT07
UA06 XA02 XA12 XB02
Claims (4)
- 【請求項１】 一端が共通接続されたｎ相（ｎは２以上
の整数）のモータ巻線と、前記巻線の他端に接続された
オン抵抗R2のシンク側出力トランジスタと、前記巻線の
他端に接続されたオン抵抗R1=R2/N(N>1)のソース側出力
トランジスタと、前記巻線に通電する電流が流れる電流
検出抵抗と、入力信号と前記電流検出抵抗に発生した電
圧を比較するコンパレータと、PWM制御のスイッチング
周波数を決定するクロックと、前記クロックと前記コン
パレータの出力とで動作するフリップフロップ回路と、
前記フリップフロップ回路のセット時の出力で前記シン
ク側出力トランジスタを導通状態にし、リセット時の出
力で、前記シンク側出力トランジスタを非導通状態にす
るＰＷＭ制御回路と、通電切替信号で通電する相を決定
する通電制御回路を備え、前記入力信号に応じたモータ
電流を得るよう構成したことを特徴とするブリッジ駆動
回路。 - 【請求項２】 一端が共通接続されたｎ相（ｎは２以上
の整数）のモータ巻線と、前記巻線の他端に接続された
オン抵抗R1のソース側出力トランジスタと、前記巻線の
他端に接続されたオン抵抗R2=R1/N(N>1)のシンク側出力
トランジスタと、前記巻線に通電する電流が流れる電流
検出抵抗と、入力信号と前記電流検出抵抗に発生した電
圧を比較するコンパレータと、PWM制御のスイッチング
周波数を決定するクロックと、前記クロックと前記コン
パレータの出力とで動作するフリップフロップ回路と、
前記フリップフロップ回路のセット時の出力で前記ソー
ス側出力トランジスタを導通状態にし、リセット時の出
力で、前記ソース側出力トランジスタを非導通状態にす
るＰＷＭ制御回路と、通電切替信号で通電する相を決定
する通電制御回路を備え、前記入力信号に応じたモータ
電流を得るよう構成したことを特徴とするブリッジ駆動
回路。 - 【請求項３】 リング状に接続されたｎ相（ｎは２以上
の整数）のモータ巻線と、前記巻線の他端に接続された
オン抵抗R2のシンク側出力トランジスタと、前記巻線の
他端に接続されたオン抵抗R1=R2/N(N>1)のソース側出力
トランジスタと、前記巻線に通電する電流が流れる電流
検出抵抗と、入力信号と前記電流検出抵抗に発生した電
圧を比較するコンパレータと、PWM制御のスイッチング
周波数を決定するクロックと、前記クロックと前記コン
パレータの出力とで動作するフリップフロップ回路と、
前記フリップフロップ回路のセット時の出力で前記シン
ク側出力トランジスタを導通状態にし、リセット時の出
力で、前記シンク側出力トランジスタを非導通状態にす
るＰＷＭ制御回路と、通電切替信号で通電する相を決定
する通電制御回路を備え、前記入力信号に応じたモータ
電流を得るよう構成したことを特徴とするブリッジ駆動
回路。 - 【請求項４】 リング状に接続されたｎ相（ｎは２以上
の整数）のモータ巻線と、前記巻線の他端に接続された
オン抵抗R1のソース側出力トランジスタと、前記巻線の
他端に接続されたオン抵抗R2=R1/N(N>1)のシンク側出力
トランジスタと、前記巻線に通電する電流が流れる電流
検出抵抗と、入力信号と前記電流検出抵抗に発生した電
圧を比較するコンパレータと、PWM制御のスイッチング
周波数を決定するクロックと、前記クロックと前記コン
パレータの出力とで動作するフリップフロップ回路と、
前記フリップフロップ回路のセット時の出力で前記ソー
ス側出力トランジスタを導通状態にし、リセット時の出
力で、前記ソース側出力トランジスタを非導通状態にす
るＰＷＭ制御回路と、通電切替信号で通電する相を決定
する通電制御回路を備え、前記入力信号に応じたモータ
電流を得るよう構成したことを特徴とするブリッジ駆動
回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001326277A JP2003134873A (ja) | 2001-10-24 | 2001-10-24 | モータ駆動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001326277A JP2003134873A (ja) | 2001-10-24 | 2001-10-24 | モータ駆動装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003134873A true JP2003134873A (ja) | 2003-05-09 |
Family
ID=19142685
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001326277A Pending JP2003134873A (ja) | 2001-10-24 | 2001-10-24 | モータ駆動装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003134873A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009142034A (ja) * | 2007-12-05 | 2009-06-25 | Asahi Kasei Electronics Co Ltd | 電力供給装置 |
| JP6117389B1 (ja) * | 2016-01-27 | 2017-04-19 | 株式会社東海理化電機製作所 | モータ駆動装置 |
-
2001
- 2001-10-24 JP JP2001326277A patent/JP2003134873A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009142034A (ja) * | 2007-12-05 | 2009-06-25 | Asahi Kasei Electronics Co Ltd | 電力供給装置 |
| JP6117389B1 (ja) * | 2016-01-27 | 2017-04-19 | 株式会社東海理化電機製作所 | モータ駆動装置 |
| JP2017135821A (ja) * | 2016-01-27 | 2017-08-03 | 株式会社東海理化電機製作所 | モータ駆動装置 |
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