JP2003133948A - 半導体集積回路 - Google Patents
半導体集積回路Info
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Abstract
線と、遅延量をさらに細分化して調整可能な補間遅延回
路とを備えた遅延回路において、回路固有の固定遅延の
低減を図り、高周波動作を可能にする。 【解決手段】 複数の遅延段A1〜Anを直列形態に接
続してなり且つ各段の出力が分岐出力可能にされた第1
遅延ブロック10と、複数の駆動インバータが並列に接
続された第1駆動回路21および第2駆動回路22を有
し、これらの各駆動インバータをそれぞれアクティブ又
は非アクティブに制御することで出力遅延を変化させる
第2遅延ブロック20とを備えた遅延回路100におい
て、第1遅延ブロック10から遅延出力を分岐出力する
構成は、各出力ノードにそれぞれ1個ずつ接続された複
数のトライステートバッファであり、各トライステート
バッファの出力が上記第1駆動回路21或いは第2駆動
回路22の何れかに固定的に入力されるようにした。
Description
よって遅延時間を変化させることが可能な遅延回路に関
し、高周波出力を行うDLL(Delay Locked Loop)回
路に利用して特に有用な技術に関する。
る従来の遅延回路として、IEEE JOURNAL OF SOLID-STAT
E CIRCUITS, VOL.31, NO.7, JULY 1996, PP.958-965に
掲載の技術がある。
に、複数の遅延段A1,A2,…,Anを直列形態に接
続し、且つ各段からその出力が取り出せるように構成さ
れた粗調整用の遅延線(図5)と、この遅延線から取り
出した信号にさらに細分化した遅延を付加する微調整用
の補間遅延回路(図6)とから構成される。
の各出力ノードには、遅延出力を取り出すために2個ず
つトライステートインバータD1〜Dn,E1〜Enが
設けられている。これらのうち、一方のトライステート
インバータD1〜Dnの出力は図6の第1系統の駆動回
路21へ、他方のトライステートインバータE1〜En
の出力は第2系統の駆動回路22へ出力されるように接
続されている。
される選択信号SELECT X,SELECT X+1により、連続する
2個の遅延段の各出力が選択出力されるように構成され
ている。これら2個の遅延信号は、前段の信号が補間遅
延回路の第1系統の駆動回路21の入力端子Aへ、後段
の信号が第2系統の駆動回路22の入力端子Bへ出力さ
れるように選択される。
21a〜21e,22a〜22eがそれぞれ並列接続さ
れた第1系統および第2系統の駆動回路21,22と、
これら第1系統と第2系統の駆動回路21,22の両出
力により駆動されるCMOSインバータからなるバッフ
ァ回路23とを備えた構成である。第1系統の駆動回路
21と第2系統の駆動回路22は、並列接続されるイン
バータ21a〜21e,22a〜22eの数や各インバ
ータの駆動力がそれぞれ対称的な構成にされ、且つ、各
インバータ21a〜21e,22a〜22eは制御信号
COM1,COM2によりアクティブ又は非アクティブ
に制御可能で、両系統に同一の制御信号が入力された場
合には互いに対応するインバータがアクティブになるよ
うに構成されている。
入力される制御信号SEL2は、第2系統側へはそのま
ま、第1系統側へはインバータ42により反転されて入
力され、それにより、アクティブにされるインバータと
非アクティブにされるインバータとが、第1系統側と第
2系統側とで正反対になるようにされる。例えば、第1
系統側で上から2つのインバータ21a,21bがアク
ティブにされたときは、第2系統側では下から3つのイ
ンバータ22c,22d,22eがアクティブにされ
る。つまり、このような制御により、第1系統と第2系
統の駆動回路21,22がともに動作したときには、常
に同一の駆動力が得られるようになっている。
から取り出された2個の遅延信号のうち、前段の信号は
第1系統の駆動回路21の入力端子Aに、後段の信号は
第2系統の駆動回路22の入力端子Bに、それぞれ供給
される。
に遅延線からの遅延信号が入力されて、駆動回路21の
うちアクティブに制御されているインバータが動作す
る。それによりバッファ回路23の駆動が開始される。
端子Aに信号が入力されてもバッファ回路23の出力
は、その入力端子の寄生容量C1により直ぐには変化し
ない。
路22に入力されて、第2系統側でアクティブにされて
いるインバータが動作する。ここで第1系統と第2系統
の駆動回路21,22で動作するインバータの駆動力、
すなわち、寄生容量C1を充放電する電流値の合計は、
制御信号SEL2によらず常に一定となる。そして、こ
の動作によりバッファ回路23の駆動が加速されてバッ
ファ回路23から反転信号が出力される。
は、1個目の遅延信号の入力から2個目の遅延信号の入
力までの間に、動作させるインバータの駆動力を制御信
号SEL2により変化させることで、バッファ回路23
の動作遅延時間が変化し、遅延量の微調整が可能になっ
ている。
きな調整と図6の補間遅延回路における微調整とが合わ
されて、比較的大きな範囲で且つ高い分解能で遅延量の
調整を行うことが出来るようになっている。
を例えば周波数レンジの広いリングオシレータのような
クロック発生回路に利用するためには、遅延線に設ける
遅延段の数を増加させたり、補間遅延回路で調整可能な
遅延時間の分解能をさらに細分化する必要がある。
遅延線に設けられた複数の遅延段の各出力ノードに2個
のトライステートインバータをそれぞれ設ける必要があ
ったため、各遅延段の出力ノードの寄生容量が大きくな
る上、遅延段の数を増加させればそれに比例して回路の
寄生容量が大きな割合で増加してしまう。そのため、回
路固有の固定遅延が大きくなってしまい、高周波の信号
を生成する場合に障害になるという問題があった。
態に接続してなる遅延線と、遅延量をさらに細分化して
調整可能な補間遅延回路とを備えた遅延回路において、
回路固有の固定遅延の低減を図り、遅延回路をクロック
発生回路に利用する場合などに従来と比較してより高周
波動作を可能とすることにある。
さな遅延回路を用いて高周波クロックの生成が可能なD
LL回路を備えた半導体集積回路を提供することにあ
る。
新規な特徴については、本明細書の記述および添附図面
から明らかになるであろう。
発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のと
おりである。すなわち、複数の遅延段を直列形態に接続
してなる第1遅延手段と、これら複数の遅延段の出力を
それぞれ分岐出力可能な信号取出手段と、複数の駆動回
路が並列に接続された第1駆動手段および第2駆動手段
を有し、これらの駆動回路がそれぞれアクティブ又は非
アクティブに制御されることで出力遅延が変化される第
2遅延手段とを備え、上記第1遅延手段から連続する2
つの遅延段の出力が選択されてそれぞれ上記第1駆動手
段と第2駆動手段の動作タイミング信号として供給され
ることで、第1遅延手段の遅延と第2遅延手段の遅延と
が加算された遅延信号が上記第2遅延手段から出力され
るように構成された遅延回路を備えた半導体集積回路に
おいて、上記信号取出手段は、上記複数の遅延段の各出
力ノードにそれぞれ1個ずつ接続された複数のトライス
テートバッファ回路であり、各トライステートバッファ
回路の出力が上記第1駆動手段或いは第2駆動手段の何
れかに固定的に入力される構成である。
1〜図4の図面に基づいて説明する。図1は、本発明の
実施例の遅延回路を用いたリングオシレータの構成を示
す概略図である。このリングオシレータは、本発明に係
る遅延回路100と、遅延回路100の出力を一方の入
力としリセット信号を他方の入力とするNAND回路等
の論理ゲート2とにより構成され、遅延回路100の出
力を論理ゲート2で反転して入力側に帰還させること
で、遅延回路100の遅延量に応じた周波数で発振動作
を行うようにしたものである。
nを直列形態に接続してなる第1遅延手段としての粗調
整用の遅延ブロック10と、駆動回路として複数の駆動
用インバータ21a〜21e,22a〜22eを並列接
続してなる第1系統の駆動回路(第1駆動手段)21お
よび第2系統の駆動回路(第2駆動手段)22を備えた
第2遅延手段としての微調整用の補間遅延ブロック20
とから構成される。
図の一例を示す。遅延ブロック10を構成する各遅延段
A1〜Anは、例えばCMOSインバータを2段縦続に
接続したもので、それぞれ同一の遅延量を有するように
構成されている。この遅延ブロック10には、信号取出
手段として各遅延段A1〜Anの出力を取り出すトライ
ステートインバータ(トライステートバッファ回路)B
1〜Bnが、各遅延段A1〜Anの出力ノードに1個ず
つ接続されており、これらのうち何れかのトライステー
トインバータB1〜Bnが選択されることで、そこから
遅延信号が取り出されるようになっている。
ド回路を介して選択信号SELECT X,SELECT X+1…の何れ
かが入力され、トライステートインバータB1〜Bnの
うち連続する何れか2個が選択されて、その箇所の遅延
信号が取り出されるようになっている。また、上記のデ
コード回路に入力される選択信号SEL1によりそれら
連続する2個の遅延段が何段目のものか選択されるよう
になっている。
テートインバータB1〜Bnから出力されて補間遅延ブ
ロック20に送られるが、各トライステートインバータ
B1〜Bnの出力端子は、例えば、奇数番目の遅延段A
1,A3,A5…から出力を取り出すトライステートイ
ンバータB1,B3,B5…が第1系統の駆動回路21
の入力端子Aに、偶数番目の遅延段A2,A4,A6…
から出力を取り出すトライステートインバータB2,B
4,B6…が第2系統の駆動回路22の入力端子Bに、
それぞれ固定的に接続されている。
回路図の一例を示す。補間遅延ブロック20は、第1系
統および第2系統の駆動回路21,22と、これら駆動
回路21,22により駆動されるCMOSインバータか
らなるバッファ回路23と、上記駆動回路21,22の
状態を制御する制御回路30から構成される。
バータ21a〜21e,22a〜22eは、例えば電源
線をスイッチにより接続或いは遮断可能に構成されたト
ライステートのCMOSインバータであり、スイッチの
切換制御によりアクティブ/非アクティブの制御が可能
になっている。
トの制御信号COM1の各ビット信号によりそれぞれ切
換制御される5組の駆動用インバータ21a〜21eを
並列接続したものである。これら5組の駆動用インバー
タ21a〜21eは、MOSFETの素子定数又はCM
OSインバータの数を異ならせて形成することで、1組
目から5組目にかけて駆動力が順に2倍ずつ大きくなる
ように設定されている。
動回路21と対称的な構成にされたものである。すなわ
ち、駆動回路22の5組の駆動用インバータ22a〜2
2eと、それに対応する駆動回路21の5組の駆動用イ
ンバータ21a〜21eとは、それぞれ同一の駆動力に
形成され、また、各駆動回路21,22にそれぞれ入力
される制御信号COM1,COM2は、同一ビットの信
号が、第1系統と第2系統とで同じ駆動力に形成された
2組の駆動用インバータにそれぞれ同様に作用するよう
に構成されている。
系統の駆動回路21,22により駆動され、補間遅延ブ
ロック20から遅延信号の出力を行うものである。バッ
ファ回路23には寄生容量C1などの入力負荷があるた
め、入力端子の駆動力に応じて動作遅延が異なってく
る。
インバータの選択パターンを示す選択信号SEL2と反
転制御信号REVとを外部入力し、駆動用インバータ2
1a〜21e,22a〜22eの状態をアクティブ又は
非アクティブにする制御信号COM1,COM2を生成
する。詳細には、上記の選択信号SEL2と反転制御信
号REVとを入力する排他的論理和回路31と、第1系
統側と第2系統側とに入力される制御信号が互いに逆相
関係になるように選択信号を反転させる反転器32とか
ら構成される。
号SEL2を反転させるか否かを示す2値の信号であ
り、粗調整用の遅延ブロック10に入力される選択信号
SEL1に基づき一義的に決定されるものである。つま
り、遅延ブロック10で選択された2個の遅延信号の出
力先が、出力順にみて入力端子A,Bの順である場合に
は、反転制御信号REVは“0”(反転せず)にされ、
入力端子B,Aの順である場合には、反転制御信号RE
Vは“1”(反転)とされるように設定されている。
ば、選択信号SEL1,SEL2が入力された状態で、
ディレイブロック10に信号が入力されると、先ず、複
数の遅延段A1〜Anの中から選択信号SEL1により
選択状態にある連続する2個の遅延段の出力が取り出さ
れ、補間遅延ブロック20に出力される。ここで、遅延
ブロック10のうち何段目の遅延段の出力が取り出され
るかが選択されることにより、先ず、比較的大きな遅延
量の調整が行われる。
次のような処理が行われる。すなわち、先ず、第1系統
および第2系統の駆動用インバータ21a〜21e,2
2a〜22eのうち、選択信号SEL2と反転制御信号
REVにより選択された駆動用インバータがアクティブ
に、その他が非アクティブに制御される。ここで、第1
系統側と第2系統側とでは、反転器32により制御信号
COM1,COM2が互いに反転関係にされることで、
アクティブにされる駆動用インバータと、非アクティブ
にされる駆動用インバータとが正反対になるように制御
される。
10から取り出された出力タイミングの異なる2個の遅
延出力が、補間遅延ブロック20の第1系列の駆動回路
21と第2系列の駆動回路22へ、所定の遅延時間隔て
て、それぞれ入力される。
ブロック10の1段目と2段目の遅延出力が選択された
場合には、先ず、1段目の遅延出力が第1系統の駆動回
路21に入力され、その後、所定の遅延時間を隔てて、
2段目の遅延出力が第2系統の駆動回路22に入力され
る。また、図2のセレクト信号X+1により遅延ブロッ
ク10の2段目と3段目の遅延出力が選択された場合に
は、先ず、2段目の遅延出力が第2系統の駆動回路22
に入力され、その後、所定の遅延時間を隔てて、3段目
の遅延出力が第1系統の駆動回路21に入力される。
動回路21,22のうち先に遅延出力が入力される方
は、遅延ブロック10における遅延信号の選択位置によ
り入れ替わるのであるが、例えば、遅延信号が先に第1
系統側へ入力される場合には、それにより、先ず、第1
系統の駆動用インバータ21a〜21eのうち制御信号
によりアクティブに選択されているものが動作して、補
間遅延ブロック20のバッファ回路23の駆動が開始さ
れる。バッファ回路23には寄生容量C1などの入力負
荷があり、それに対して駆動回路21,22の駆動力は
比較的小さく設定されているので、バッファ回路23の
入力電位はしきい値Vthを超えないところまで変位さ
れる。
動回路22に入力されるが、それにより、第2系統の駆
動用インバータ22a〜22eのうちアクティブに選択
されていたものが動作して、バッファ回路23の駆動が
加速される。ここで、動作される第1系統と第2系統の
駆動回路の総合的な駆動力は、選択信号SEL2に関わ
らず一定のものとなる。そして、それにより、バッファ
回路23の入力電位がしきい値Vthを超えてバッファ
回路23から信号出力がなされる。
合には、第1系統の駆動回路21と第2系統の駆動回路
22との動作順序が入れ替わるだけで、その他は同様に
動作を行う。
は、最初の遅延信号が入力されてから2番目の遅延信号
が入力されるまでの間に、動作する駆動回路21又は2
2の駆動力を変化させることで、バッファ回路23の動
作遅延をほぼ一定間隔毎に変化させて、信号遅延の微調
整が可能になっている。
0によれば、粗調整用の遅延ブロック10における比較
的大きな遅延量の調整と、補間遅延ブロック20におけ
る遅延量の微調整とが合わされて、比較的大きな範囲で
且つ高い分解能で遅延量の調整を行うことが出来る。さ
らに、粗調整用の遅延ブロック10から遅延信号を取り
出すためのトライステートインバータB1〜Bnの数
が、図5の従来例に較べて2分の1に削減されているの
で、回路に寄生する寄生容量を小さくすることができ、
回路の固定遅延を小さくすることが出来る。また、チッ
プ占有面積や消費電力の低減も図れる。
信号SEL1,SEL2との関係について説明する。先
にも述べたが、遅延回路100の遅延量は、粗調整用の
遅延ブロック10に供給される選択信号SEL1と、補
間遅延ブロック20の制御回路30に入力される選択信
号SEL2および反転制御信号REVにより決定され
る。
所定ビットのバイナリコードにより表現され、これらの
うち上位数ビットが選択信号SEL1に、残りの下位数
ビット(図3の場合は5ビット)が選択信号SEL2に
当てられる。そして、このバイナリコードの大きさに比
例して遅延回路100の遅延量が大きくなるように構成
されている。
ないデコード回路を介して、実際にトライステートイン
バータB1〜Bnを選択する信号に変換されるが、この
デコード回路の構成が、選択信号SEL1により表され
る値が1ずつ大きくなるに従って、遅延信号の選択箇所
が1段ずつ前段にずれていくように設定されている。
が、第1系統および第2系統の駆動回路21,22に設
けられた5組の駆動インバータ21a〜21e,22a
〜22eのそれぞれをアクティブ、又は非アクティブに
制御する信号になっている。そして、この選択信号SE
L2により派生された制御信号COM1,COM2のう
ち、上位1ビットの信号が駆動力の一番大きな駆動イン
バータ21e,22eに、上位2ビット目の信号が2番
目に駆動力が大きな駆動インバータ21d,22diに
対応するというように、各ビットの信号が各組の駆動イ
ンバータにそれぞれ対応付けられている。そして、反転
器32により制御信号COM1とCOM2とが反転関係
にされ、さらに、反転制御信号REVにより、セレクト
信号SEL2と制御信号COM2とが同一又は反転関係
になるように制御される。
EL1の下位1ビットの信号と同一の信号とすることが
可能である。それにより、選択信号SEL1により選択
される2個の遅延段のうち前段のものが、奇数番目の遅
延段A1,A3…である場合には反転制御信号REVは
“0”(反転せず)に、偶数番目の遅延段A2,A4…
である場合には反転制御信号REVは“1”(反転)に
される。
回路100の遅延量を次第に大きくしていくには、選択
信号SEL1,SEL2により表される数値を1ずつ大
きくしていくことで達成される。すなわち、上位複数ビ
ットの選択信号SEL1は固定にして、下位複数ビット
の選択信号SEL2を「00000」から「1」ずつ加
算していく。そして、選択信号SEL2の値が「111
11」になったら、次は、選択信号SEL1の値を
「1」加算すると共に、選択信号SEL1の値を再び
「00000」に戻す。その後は、これの繰返しにより
遅延量が次第に大きくなっていく。
と、選択信号SEL2の値が「11111」から「00
000」へ変化する場合が生じる。このとき、本実施例
の遅延回路100では、選択信号SEL1の値が「1」
加算されるので、反転制御信号REVが“0”(反転せ
ず)から“1”(反転)に変化する。それゆえ、選択信
号SEL2が上記のように変化した場合でも、排他的論
理和回路31を通過した信号は、変化の前後でともに
「11111」となる。
は、選択信号SEL2が「11111」から「0000
0」へ変化する前後で、補間遅延ブロック20の駆動用
インバータ21a〜21e,22a〜22eの状態に変
化は生じない。
1が「11111」から「00000」へ変化した場合
には、その信号の変化は、そのまま第1系統と第2系統
の駆動回路21,22に伝わるので、第1系統の駆動用
インバータ21a〜22eでは全て非アクティブの状態
からアクティブの状態に変化し、第2系統の駆動用イン
バータ22a〜22eでは全てアクティブの状態から非
アクティブの状態に変化する。このように多くの回路状
態を一度に変化させるには、必要な電流量も大きくなる
ことから、状態の遷移にかかる時間は他の場合に較べて
大きくなってしまう。そのため、従来の遅延回路では、
選択信号SEL1が「00000」から「11111」
に変化する際に、信号の通過タイミングに状態の遷移が
間に合わず、遅延量にトビが生じてしまうと云う恐れが
あった。
では、上記のような場合においても、駆動用インバータ
21a〜21e,22a〜22eの急激な状態変化が発
生しないので、遅延量を滑らかに増減させる場合に、遅
延量のトビが発生する恐れがないという効果がもたらさ
れる。
周波数可変発振器として用いたDLL回路のブロック図
を示す。この図において、70は遅延ブロック10と補
間遅延ブロック20とを備えた遅延回路100と信号反
転する論理ゲート2とを環状に接続してなるリングオシ
レータ、71はリングオシレータ80からの逓倍クロッ
クφnを計数して逓倍数n回目のクロックを検出しn回カ
ウント信号を出力するn進カウンタ、72はn回カウン
ト信号と基準クロックφrとの時間差を比較してその比
較結果信号を出力する周波数比較器、遅延回路100の
遅延時間をデジタル信号に換算した値が格納される遅延
制御カウンタ、73は比較結果信号に基づき周波数比較
器72での比較結果が「0」になるように遅延制御カウ
ンタ75の加算・減算値を決定する制御回路としての加
算値制御論理、74は加算値制御論理73の制御に基づ
き遅延制御カウンタ75の値を加算・減算するy値加算
器、76は選択信号SEL1をデコードして遅延ブロッ
ク10のトライステートインバータB1〜Bnの選択信
号を生成するデコード回路である。
ックφrとの同期を図りつつ基準クロックφrをn逓倍
した高周波クロックφnを安定して生成することが出来
る。また、デジタル制御によりクロック信号を生成する
ので、アナログ制御のPLL(Phase locked loop)回
路などに較べて温度特性や電圧特性についても安定した
結果が得られるという効果がある。さらに、この実施例
の遅延回路100を用いていることで、その固定遅延が
小さい分、より高周波のクロック信号に対応することが
でき、さらに、遅延回路100の遅延量をなだらかに変
化させたときに遅延量のトビが発生する恐れがないの
で、安定した高周波動作が可能であるという効果があ
る。
例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に
限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で
種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、上
記実施例では、補間遅延ブロック20の制御回路30に
制御信号COM1とCOM2を反転関係にする反転器3
2を設けているが、制御回路30と駆動用インバータ2
1a〜21eの各制御端子とを結ぶ制御線の配線態様を
オン・オフが逆さになるように変えることで、反転器3
2を設けないでも同様の作用を得ることが出来る。
に、反転制御信号REVと選択信号SEL2を入力する
排他的論理和回路を設けた例を示したが、遅延制御カウ
ンタの下位5ビットの値が下位6ビット目の信号に応じ
て反転されるようなカウント制御を行えば、上記排他的
論理和回路のような構成をなくすことも出来る。
回路100を用いたリングオシレータの発振動作により
出力クロックを生成する構成について説明したが、本発
明のDLL回路には、基準クロックを遅延回路100を
通過させて出力クロックを生成するとともに、出力クロ
ックを帰還させて基準クロックと比較し、この比較結果
により遅延回路100の遅延量を制御するように構成さ
れたDLL回路も含まれる。
なされた発明をその背景となった利用分野であるDLL
回路に適用した例について説明したがこの発明はそれに
限定されるものでなく、例えば、周波数可変のクロック
ジェネレータなどに広く利用することができる。
的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記
のとおりである。すなわち、本発明に従うと、第1遅延
手段における比較的大きな遅延量の調整と、第2遅延手
段における遅延量の微調整とを合わせて、比較的大きな
範囲で且つ高い分解能で遅延量の調整が出来るととも
に、第1遅延手段から2個の遅延信号を取り出すための
トライステートバッファの数を、従来のものに較べて半
分にすることが出来るので、その分、回路の占有面積や
消費電力の低減が図れるとともに、回路の固定遅延が低
減されるので、回路をより高い周波数の動作に対応させ
ることが可能になるという効果がある。
レータの回路構成を示す図である。
の詳細を示す回路図である。
ックの詳細を示す回路図である。
を示すブロック図である。
回路の粗調整用の遅延線を示す回路図である。
を示す回路図である。
Claims (5)
- 【請求項1】 複数の遅延段を直列形態に接続してなる
第1遅延手段と、これら複数の遅延段の出力をそれぞれ
分岐出力可能な信号取出手段と、複数の駆動回路が並列
に接続された第1駆動手段およびこの第1駆動手段と対
称的に複数の駆動回路が並列に接続された第2駆動手段
を有し、これら第1駆動手段および第2駆動手段の出力
ノードが共通にされるとともに上記複数の駆動回路がそ
れぞれアクティブ又は非アクティブに制御されることで
出力遅延が変化される第2遅延手段とを備え、上記第2
遅延手段の各駆動回路のうちアクティブのものと非アク
ティブのものとが第1駆動手段と第2駆動手段とで正反
対になるように制御されるとともに、上記第1遅延手段
から連続する2つの遅延段の出力が選択されてそれぞれ
上記第1駆動手段と第2駆動手段の動作タイミング信号
として供給されることで、第1遅延手段の遅延と第2遅
延手段の遅延とが加算された遅延信号が上記第2遅延手
段から出力されるように構成された遅延回路を備えた半
導体集積回路であって、 上記信号取出手段は、上記複数の遅延段の各出力ノード
にそれぞれ1個ずつ接続された複数のトライステートバ
ッファ回路であり、各トライステートバッファ回路の出
力が上記第1駆動手段或いは第2駆動手段の何れかに固
定的に入力されるように構成されていることを特徴とす
る半導体集積回路。 - 【請求項2】 上記遅延回路には、第2遅延回路の各駆
動回路のうちアクティブにする駆動回路の選択パターン
が示された選択信号と、該選択信号の供給先を上記第1
駆動手段側と第2駆動手段側との何れかで切り換える反
転制御信号が入力される排他的論理和回路と、第1駆動
手段と第2駆動手段に供給される制御信号を互いに逆相
関係にする反転器とが設けられていることを特徴とする
請求項1記載の半導体集積回路。 - 【請求項3】 上記第2遅延手段には、上記第1駆動手
段および第2駆動手段により駆動され、その駆動力によ
り出力遅延を変化させるバッファ回路が設けられている
ことを特徴とする請求項1又は2に記載の半導体集積回
路。 - 【請求項4】 上記第2遅延手段の各駆動回路と上記バ
ッファ回路とは各々CMOSインバータにより構成され
ていることを特徴とする請求項3記載の半導体集積回
路。 - 【請求項5】 上記遅延回路と、該遅延回路の遅延量を
決定するバイナリコードが格納されるカウンタと、基準
クロックの周波数と上記遅延回路から出力された出力ク
ロックに基づく信号との周波数を比較する周波数比較器
と、該周波数比較器の比較結果に基づき上記カウンタの
値を制御する制御回路とを有するDLL回路が設けられ
ていることを特徴とする請求項1〜4の何れかに記載の
半導体集積回路。
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