JP2003111392A - 昇降圧コンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 入力電圧による過電流動作点の変動が少な
く、垂下特性の良好な過電流保護回路を有する昇降圧コ
ンバータを提供する。 【解決手段】 本発明の昇降圧コンバータは、第１のス
イッチ２と第１の整流器３とインダクタ４と第２のスイ
ッチ５と第２の整流器６と出力コンデンサ７と制御回路
９と、第１のスイッチ２に流れる電流を検出する電流検
出回路１０と、入力直流電圧Ｅｉ≧出力直流電圧Ｖｏの
時に電流検出回路１０の出力値が第１の電流制限値Ｖ１
＝ａＥｉ＋Ｖ０に達すると第１のスイッチ２をオフ状態
にし、Ｅｉ＜Ｖｏの時は動作しない第１の過電流制限回
路１１と、電流検出回路１０の出力値が第２の電流制限
値Ｖ２＝−ｂＥｉ＋（ａ＋ｂ）Ｖｏ＋Ｖ０に達すると第
２のスイッチ５をオフ状態にする第２の過電流制限回路
１２とを有する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、バッテリ等の直流
電圧を入力して制御された直流電圧を負荷に供給する昇
降圧コンバータに関する。

【０００２】

【従来の技術】出力直流電圧よりも高い電圧から低い電
圧まで変化する入力直流電圧を入力し、一定の出力直流
電圧を出力する昇降圧コンバータが、各種電子機器に用
いられている。昇降圧コンバータとしては、特許第１２
１０６９６号公報に記載されたものが知られている。こ
れを従来例１の昇降圧コンバータとして図６に示す。図
６において、従来例１の昇降圧コンバータ６０１の入力
部１には、電圧Ｅｉの直流電源１３が接続されており、
その出力部８には負荷１４が接続されている。昇降圧コ
ンバータ６０１は、入力部１、第１のスイッチ２、ダイ
オードからなる第１の整流器３、インダクタ４、第２の
スイッチ５、ダイオードからなる第２の整流器６、出力
コンデンサ７及び出力部８を有する。出力部８は、電圧
Ｖｏの出力直流電圧を負荷１４に供給する。

【０００３】入力部１は、従来例及び実施例において直
流電源１３と昇降圧コンバータとを接続する端子であ
る。しかしこれに限られず入力部１は、１つのプリント
基板上に配置された電池等の直流電源と昇降圧コンバー
タとを接続する導体経路等であっても良い。同様に出力
部８は、従来例及び実施例において昇降圧コンバータと
負荷１４とを接続する端子である。しかしこれに限られ
ず出力部８は、１つのプリント基板上に配置された昇降
圧コンバータと負荷とを接続する導体経路等であっても
良い。

【０００４】第１のスイッチ２と第２のスイッチ５は、
制御部６１によって、それぞれデューティ比δ１、δ２
で周期的にオンオフされる（１周期の時間長を１とす
る。）。これらデューティ比の関係は１≧δ１＞δ２≧
０とし、さらに、第２のスイッチ５のオン期間は第１の
スイッチ２のオン期間のみに発生するように設定され
る。まず、第１のスイッチ２と第２のスイッチ５がとも
にオン状態の時、インダクタ４には入力直流電圧Ｅｉが
印加され、磁気エネルギーが蓄えられていく。次に、第
１のスイッチ２がオン状態で、第２のスイッチ５がオフ
状態の時は、インダクタ４には入力直流電圧Ｅｉと出力
直流電圧Ｖｏとの差Ｅｉ−Ｖｏが印加され、電流は第２
の整流器６を介して出力コンデンサ７へ流れる。そし
て、第１のスイッチ２と第２のスイッチ５がともにオフ
状態の時には、インダクタ４は出力直流電圧Ｖｏが印加
され、蓄積した磁気エネルギーを放出する電流源として
機能する。インダクタ４の出力電流は第２の整流器６を
介して出力コンデンサ７及び負荷１４に流れ、第１の整
流器３を通じてインダクタ４に戻る。この状態が終わる
と、再び第１のスイッチ２と第２のスイッチ５がともに
オン状態となる。

【０００５】以上のような動作が繰返され、インダクタ
４に蓄積・放出される磁気エネルギーが均衡している
時、次式が成り立つ。 Ｖｏ／Ｅｉ＝δ１／（１−δ２） 制御部６１がδ１及びδ２を調整することにより、出力
直流電圧Ｖｏを入力直流電圧Ｅｉに対し、理論上任意の
電圧値に制御できる。以後、このような動作状態を昇降
圧モードと呼ぶ。また、第１のスイッチ２が常時オン状
態の場合、δ１＝１であるから昇降圧コンバータはＶｏ
＞Ｅｉの昇圧コンバータの変換特性を示す。以後、この
ような動作状態を昇圧モードと呼ぶ。さらに、第２のス
イッチ５が常時オフ状態の場合、δ２＝０であるから昇
降圧コンバータはＶｏ＜Ｅｉの降圧コンバータの変換特
性を示す。以後、このような動作状態を降圧モードと呼
ぶ。制御部６１は入力直流電圧Ｅｉを検知し、Ｅｉが制
御したい出力直流電圧値Ｅｏよりも高い場合は降圧モー
ド、低い場合は昇圧モード、所定の差異内にある場合は
昇降圧モードを選択するものとする。

【０００６】昇降圧コンバータは、出力端の短絡等の異
常事態により容易に破壊されないように過電流保護機能
を有することが好ましい。図７ａ、図７ｂ、図８ａ及び
図８ｂを用いて、過電流保護機能を有する従来例２及び
従来例３の昇降圧コンバータを説明する。図７ａは従来
例２の昇降圧コンバータ７０１の構成を示す図である。
従来例２の昇降圧コンバータ７０１は、過電流を検出す
る抵抗７２、及び制御部６１に代えて制御部７１を有す
る点で、従来例１の昇降圧コンバータ６０１と異なる。
それ以外の点は同一である。図７ａにおいて、図６と同
一のブロックには同一の符号を付している。図６と同一
ブロックについては説明を省略する。図７ａにおいて、
抵抗７２は、昇降圧コンバータ７０１の出力電流を検出
する。制御部７１は、従来例１の制御部６１と同様の機
能を有する他、抵抗７２の両端電圧を入力し、抵抗７２
での電圧降下が所定値（一定値）を越えないようにδ１
とδ２の値を制限する。昇降圧コンバータに限らず、最
も一般的な過電流保護の方法である。図７ｂはその垂下
特性である。

【０００７】図８ａは従来例３の昇降圧コンバータ８０
１の構成を示す図である。従来例３の昇降圧コンバータ
８０１は、過電流を検出する抵抗８２、８３、及び制御
部６１に代えて制御部８１を有する点で、従来例１の昇
降圧コンバータ６０１と異なる。それ以外の点は同一で
ある。図８ａにおいて、図６と同一のブロックには同一
の符号を付している。図６と同一ブロックについては説
明を省略する。図８ａにおいて、抵抗８２は第１のスイ
ッチ２を流れる電流を検出する。同様に抵抗８３は第２
のスイッチ５を流れる電流を検出する。制御部８１は、
従来例１の制御部６１と同様の機能を有する他、抵抗８
２の両端電圧及び抵抗８３の両端電圧を入力し、抵抗８
２、８３での電圧降下が所定値（一定値）に達するとス
イッチを強制的にオフ状態にする。高周波でスイッチン
グするスイッチの１スイッチング周期ごとに過電流動作
するため、パルスバイパルス過電流保護と呼ばれる方法
である。保護機能が高速に応答できるスイッチの過電流
保護の方法として、昇降圧コンバータに限らず、一般的
な過電流保護の方法である。図８ｂはその垂下特性であ
る。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図７ａ
に示した従来例２の昇降圧コンバータの過電流保護方法
では、スイッチの過電流保護としては応答が遅いという
問題点がある。また、図８ａに示した従来例３の昇降圧
コンバータの過電流保護方法では、各スイッチに対して
保護機能が高速に応答できるが、図８ｂに示すように過
電流保護機能が動作する出力電流値が入力電圧によって
変動し、垂下特性も安定しないという問題点がある。例
えば昇圧モードの過電流動作で、第２のスイッチ５に過
電流保護が働く場合（図８ｂのＥｏ＞Ｅｉのカーブ）、
出力直流電圧が垂下して入力直流電圧に等しくなると、
第２のスイッチ５が常時オフ状態となる。この場合、第
１のスイッチ２に過電流保護が働くまで出力電流は大き
くなる。一方、昇圧モードの過電流動作で、第１のスイ
ッチ２が過電流保護によってターンオフすると、動作モ
ードが変わるので出力電圧もしくは出力電流が急変す
る。本発明は、過電流保護機能が動作する出力電流値の
入力電圧による変動を抑制し、良好な垂下特性を有する
ようにパルスバイパルス過電流保護機能を改善した昇降
圧コンバータの提供を目的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明に係る昇降圧コンバータは下記の構成を有す
る。第１の発明は、入力直流電圧を入力する入力部と、
前記入力部に両端が接続された第１の分枝と、出力直流
電圧を出力する出力部と、前記出力部に両端が接続され
た第２の分枝と、前記出力部に両端が接続され、インダ
クタを前記第１の分枝と共有する第３の分枝と、を有
し、前記第１の分枝は、直列に接続された第１のスイッ
チと、前記インダクタと、第２のスイッチと、を有し、
前記第２の分枝は、出力コンデンサを有し、前記第３の
分枝は、直列に接続された第１の整流器と、前記インダ
クタと、第２の整流器と、を有する昇降圧コンバータで
あって、前記第１及び第２のスイッチのオンオフを調整
して前記出力直流電圧を制御する制御部と、前記第１の
スイッチに流れる電流を検出する電流検出部と、前記入
力直流電圧が前記出力直流電圧以上の時に、前記電流検
出部の出力値が、前記入力直流電圧又は前記出力直流電
圧の関数である第１の電流制限値に達すると、所定の時
間だけ前記第１のスイッチをオフ状態にし、前記入力直
流電圧が前記出力直流電圧より低い時は動作しない第１
の過電流制限部と、前記電流検出部の出力値が、前記入
力直流電圧又は前記出力直流電圧の関数である第２の電
流制限値に達すると、所定の時間だけ前記第２のスイッ
チをオフ状態にする第２の過電流制限部と、を有する昇
降圧コンバータである。

【００１０】第２の発明は、前記第１の電流制限値は、
前記入力直流電圧が高いほど大きくなるように設定さ
れ、前記第２の電流制限値は、前記入力直流電圧が高い
ほど小さくなるように設定された第１の発明の昇降圧コ
ンバータである。

【００１１】第３の発明は、前記第２の電流制限値は、
前記出力直流電圧が高いほど大きくなるように設定され
た第１の発明の昇降圧コンバータである。

【００１２】第４の発明は、前記入力直流電圧と前記出
力直流電圧が等しい場合に、前記第１の電流制限値と前
記第２の電流制限値とが等しくなるように設定された第
２の発明又は第３の発明の昇降圧コンバータである。

【００１３】第５の発明は、前記電流検出部は前記第１
の分枝に挿入された検出抵抗であり、前記第１及び第２
の過電流制限部は、前記入力直流電圧を分割する第１の
抵抗対と、前記第１の抵抗対の内の一端が接地された抵
抗と並列に接続された定電流回路とを有し、前記第１の
抵抗対及び前記定電流回路の分割電圧を出力する第４の
分枝を共有し、前記第１の過電流制限部は、前記第４の
分枝と、前記入力直流電圧と前記検出抵抗の出力電圧と
を分割してその分割電圧を出力する第２の抵抗対と、前
記第４の分枝の出力電圧と前記第２の抵抗対の出力電圧
とを入力してそれらの比較結果を出力する第１の比較器
と、を有し、前記第２の過電流制限部は、前記第４の分
枝と、前記出力直流電圧と前記検出抵抗の出力電圧とを
分割してその分割電圧を出力する第３の抵抗対と、前記
第４の分枝の出力電圧と前記第３の抵抗対の出力電圧と
を入力してそれらの比較結果を出力する第２の比較器
と、を有し、前記第２の抵抗対と前記第３の抵抗対の分
割比が等しくなるように設定された第４の発明の昇降圧
コンバータである。

【００１４】本発明は、過電流保護機能が動作する出力
電流値の入力電圧による変動が少なく、垂下特性の良好
なパルスバイパルス過電流保護機能を有する昇降圧コン
バータを実現出来るという作用を有する。

【００１５】

【発明の実施の形態】以下、本発明に係る昇降圧コンバ
ータの好ましい実施の形態について添付の図面を参照し
つつ説明する。

【００１６】《実施例１》図１〜４を用いて、本発明の
実施例１の昇降圧コンバータを説明する。図１は本発明
に係る実施例１の昇降圧コンバータ１０１の構成を示す
回路図である。図１に示すように、実施例１の昇降圧コ
ンバータ１０１の入力部１には電圧Ｅｉの直流電源１３
が接続されており、その出力部８には負荷１４が接続さ
れている。昇降圧コンバータ１０１は、入力部１、第１
のスイッチ２、ダイオードからなる第１の整流器３、イ
ンダクタ４、第２のスイッチ５、ダイオードからなる第
２の整流器６、出力コンデンサ７、出力部８、制御部
９、検出抵抗１００からなる電流検出部１０、第１の過
電流制限部１１及び第２の過電流制限部１２を有する。
出力部８は、電圧Ｖｏの出力直流電圧を負荷１４に供給
する。第１のスイッチ２と第２のスイッチ５は、制御部
９によって、それぞれデューティ比δ１、δ２で周期的
にオンオフされる（１周期の時間長を１とする。）。こ
れらデューティ比の関係は１≧δ１＞δ２≧０とし、さ
らに、第２のスイッチ５のオン期間は第１のスイッチ２
のオン期間のみに発生するように設定される。

【００１７】以上のような昇降圧コンバータとしての構
成は従来のものと同様なので詳細な説明は省略する。昇
降圧モードにおいて、 Ｖｏ／Ｅｉ＝δ１／（１−δ
２）の変換式が得られ、δ１＝１では昇圧モード、δ２
＝０では降圧モードとなるのも同様である。制御部９は
入力直流電圧Ｅｉを検知し、Ｅｉが制御したい出力直流
電圧値Ｅｏよりも高い場合は降圧モード、低い場合は昇
圧モード、所定の差異内にある場合は昇降圧モードを選
択するものとする。

【００１８】次に本実施例の過電流保護動作について説
明する。抵抗値Ｒを有する検出抵抗１００よりなる電流
検出部１０は、第１のスイッチ２と直列に接続され、第
１のスイッチ２に流れる電流Ｉによる電圧降下Ｒ・Ｉを
検出信号として出力する。第１の過電流制限部１１は、
入力直流電圧Ｅｉが高いほど大きくなる第１の電流制限
値Ｖ１を下記の式により設定する。 Ｖ１＝ａ・Ｅｉ＋Ｖ１０ （１） ａはａ＞０を満たす定数であり、入力直流電圧Ｅｉによ
る過電流動作設定点の変動を補正する。第２の過電流制
限部１２は、入力直流電圧Ｅｉが高いほど小さく、出力
直流電圧Ｖｏが低いほど小さくなる第２の電流制限値Ｖ
２を下記の式により設定する。 Ｖ２＝−ｂ・Ｅｉ＋ｃ・Ｖｏ＋Ｖ２０ （２） ｂ，ｃはｂ＞０、ｃ＞０を満たす定数であり、入力直流
電圧Ｅｉによる過電流動作設定点の変動を補正すると共
に、過電流垂下特性を改善する。

【００１９】また、第１の電流制限値Ｖ１と第２の電流
制限値Ｖ２は、Ｅｉ＝Ｖｏの時に等しくなるように設定
する。即ち、ａ＋ｂ−ｃ＝０ 且つ、Ｖ１０＝Ｖ２０＝
Ｖ０として、 Ｖ１＝ａ・Ｅｉ＋Ｖ０， Ｖ２＝−ｂ・
Ｅｉ＋（ａ＋ｂ）Ｖｏ＋Ｖ０とする。このように設定す
ると、 Ｖ１−Ｖ２＝（ａ＋ｂ）（Ｅｉ−Ｖｏ） （３） となるので、Ｅｉ≧Ｖｏ においては Ｖ１≧Ｖ２ と
なる。第１の過電流制限部１１は、入力直流電圧Ｅｉと
出力直流電圧Ｖｏを検知し、Ｅｉ≧Ｖｏの場合に、第１
の電流制限値Ｖ１と検出信号Ｒ・Ｉを比較し、検出信号
が第１の電流制限値に達すると第１のスイッチ２をオフ
状態にする指令を制御部９に伝送する。制御部９は、第
１のスイッチ２をオフ状態にする。第１の過電流制限部
１１は、Ｅｉ＜Ｖｏの場合に動作しない。また、第２の
過電流制限部１２は、検出信号Ｒ・Ｉを第２の電流制限
値Ｖ２と比較し、検出信号Ｒ・Ｉが第２の電流制限値Ｖ
２に達すると第２のスイッチ５をオフ状態にするする指
令を制御部９に伝送する。制御部９は、第２のスイッチ
５をオフ状態にする。

【００２０】まず、入力直流電圧Ｅｉ＞制御したい出力
直流電圧Ｅｏ（目標出力直流電圧）の降圧モードにおけ
る過電流保護動作を説明する。出力電流が過大となり、
検出信号Ｒ・Ｉが第１の制限信号Ｖ１に達すると第１の
スイッチ２がオフ状態にされる。第１のスイッチ２のオ
ン時間が、制御部９によって設定されるよりも短くなる
ので、実際の出力直流電圧Ｖｏは目標出力直流電圧Ｅｏ
から低下する。このため制御部９は、実際の出力直流電
圧ＶｏをＥｏに近づけるように（回路動作を安定化する
ように）第１のスイッチ２のオン時間を延ばす方向に働
く。しかし、第１のスイッチ２は、第１の過電流制限部
１１によって実際のオン時間は制限された動作となる。

【００２１】一方、第２のスイッチ５は、Ｅｉ＞Ｖｏで
あるのでＶ１＞Ｖ２となり（（３）式参照）、第１の過
電流制限部１１が働くような状況では、既に第２の過電
流制限部１２が動作して、結果的に第２のスイッチ５は
常時オフ状態となる。あるいは、制御部９の機能とし
て、降圧モードとなる入力直流電圧Ｅｉでは、第２のス
イッチ５を常時オフ状態としてもよい。

【００２２】第１の過電流制限部１１によって制限され
る電流値をＩｐ１（＝Ｖ１／Ｒ）、インダクタ４のイン
ダクタンスをＬ、スイッチング周期をＴとすると、降圧
モードにおいて、出力電流Ｉｏは次式で表される。 Ｉｏ＝Ｉｐ１−(Ｖｏ／Ｅｉ)(Ｅｉ−Ｖｏ)Ｔ／(２Ｌ) （４） この式（４）はＶｏ＝Ｅｏとし、Ｉｐ１，Ｌ，Ｔを固定
とすると、Ｅｉが大きいほどＩｏが小さくなる傾向を示
す。入力電圧Ｅｉが高いほど、第１のスイッチ２のデュ
ーティδ１は小さくなり、第１のスイッチ２を流れる電
流のピーク値は高くなる。入力電圧Ｅｉの変動にかかわ
らず過電流動作点となる出力電流Ｉｏを一定に保つこと
が好ましい。実施例１においては、Ｅｉが大きいほど制
限電流値Ｉｐ１を大きくすることにより、過電流動作点
となる出力電流ＩｏのＥｉによる変動を抑制できる。第
１の電流制限値Ｖ１を、入力直流電圧Ｅｉが高いほど大
きくなるように Ｖ１＝ａ・Ｅｉ＋Ｖ０ （１） と設
定したのはこのためである。図２（ａ）は本発明の実施
例１の昇降圧コンバータのＥｉ＞Ｅｏである場合の垂下
特性を示す図である。垂下特性は、負荷１４の抵抗値を
無限大から次第に小さくした場合の出力電流Ｉｏと出力
電圧Ｖｏとの関係を意味する。式（４）において、Ｖｏ
はＥｏから０へ変動する。Ｖｏの低下とともにＩｏは一
旦減少した後に再び増加し、Ｖｏ＝０でＩｏ＝Ｉｐ１と
なる。

【００２３】次に、昇降圧モードで、Ｅｉ≧Ｅｏの場合
の過電流保護動作を説明する。Ｅｉ≧ＶｏよりＶ１≧Ｖ
２が成立する（（３）式参照）。出力電流Ｉｏが過大と
なり、検出信号Ｒ・Ｉが第２の制限信号Ｖ２に達すると
第２のスイッチ５がオフ状態にされる。第２のスイッチ
５のオン時間が、制御部９によって設定されるよりも短
くなるので、実際の出力直流電圧Ｖｏは目標出力直流電
圧Ｅｏから低下する。このため制御部９は実際の出力直
流電圧Ｖｏを目標直流電圧Ｅｏに近づけるように、第１
のスイッチ２及び第２のスイッチ５のオン時間を延ばす
方向に働く。しかし、第２のスイッチ５のオン時間は第
２の過電流制限部１２によって制限されるため、延びる
のは第１のスイッチ２のオン時間のみである。

【００２４】更に出力電流Ｉｏが増大すると、やがて検
出信号Ｒ・Ｉが第１の制限信号Ｖ１に達し、第１のスイ
ッチ２がオフ状態にされるようになる。このように検出
信号Ｒ・Ｉが第１の電流制限値Ｖ１に達するような状況
では、第１のスイッチ２のオフ状態が終了して再び各ス
イッチがオン状態になろうとする際、インダクタ４が過
大な出力電流Ｉｏを流し続けている故に、検出信号Ｒ・
Ｉが第２の電流制限値Ｖ２以上になっている。即ち、結
果的に第２のスイッチ５は常時オフ状態となる。従っ
て、この場合の過電流保護動作は前述の降圧モードの場
合と同様になる。

【００２５】昇降圧モードでＥｉ＜Ｅｏの場合の過電流
保護動作を説明する。Ｅｉ＜ＶｏよりＶ１＜Ｖ２が成立
する（（３）式参照）。出力電流Ｉｏが過大となり、検
出信号Ｒ・Ｉが第２の電流制限値Ｖ２に達すると第２の
スイッチ５がオフ状態にされる。第２のスイッチ５のオ
ン時間が、制御部９によって設定されるよりも短くなる
ので、実際の出力直流電圧Ｖｏは目標出力直流電圧Ｅｏ
から低下する。このため制御部９は実際の出力直流電圧
Ｖｏを目標直流電圧Ｅｏに近づけるように、第１のスイ
ッチ２及び第２のスイッチ５のオン時間を延ばす方向に
働く。しかし、第２のスイッチ５のオン時間は第２の過
電流制限部１２によって制限されるため、延びるのは第
１のスイッチ２のオン時間のみである。しかしＥｉ＜Ｖ
ｏであるため、第１の過電流制限部１１は動作せず、第
１のスイッチ２は常時オン状態の昇圧モードになる。従
って、昇降圧モードでＥｉ＜Ｅｏの場合の過電流保護動
作は、次に説明する昇圧モードの過電流保護動作と同様
になる。

【００２６】昇圧モード（Ｅｉ＜Ｖｏ）の過電流保護動
作を説明する。Ｅｉ＜Ｖｏにおいては、第１の過電流制
限部１１は動作しない。出力電流Ｉｏが過大となり、検
出信号Ｒ・Ｉが第２の電流制限値Ｖ２に達すると第２の
スイッチ５がオフ状態にされる。第２のスイッチ５のオ
ン時間が、制御部９によって設定されるよりも短くなる
ので、実際の出力直流電圧Ｖｏは目標出力直流電圧Ｅｏ
から低下する。このため制御部９は実際の出力直流電圧
Ｖｏを目標直流電圧Ｅｏに近づけるように、第２のスイ
ッチ５のオン時間を延ばす方向に働く。しかし、第２の
スイッチ５は、第２の過電流制限部１２によって実際の
オン時間は制限された動作となる。一方、第１のスイッ
チ２は、常時オン状態のままである。第２の過電流制限
部１２によって制限される電流値をＩｐ２（＝Ｖ２／
Ｒ）とすると、昇圧モードにおいて、出力電流Ｉｏは次
式で表される。 Ｉｏ＝(Ｅｉ／Ｖｏ)｛Ｉｐ２−(Ｅｉ／Ｖｏ)(Ｖｏ−Ｅｉ)Ｔ／(２Ｌ)｝（５） この式（５）は、Ｖｏ＝Ｅｏとし、Ｉｐ１，Ｌ，Ｔを固
定とすると、Ｅｉが大きいほどＩｏが大きくなる傾向を
示す。実施例１においては、Ｅｉが大きいほど制限電流
値Ｉｐ２を小さくすることにより（（２）式参照）、過
電流動作点となる出力電流ＩｏのＥｉによる変動を抑制
できる。

【００２７】また、垂下特性は、ＶｏをＥｏから低下さ
せることにより得ることができる。Ｉｐ２が固定値の場
合、Ｖｏの低下とともにＩｏは大きくなる。やがてＶｏ
＝Ｅｉ で Ｉｏ＝Ｉｐ２ となり、第２のスイッチ５
は常時オフ状態となる。垂下特性を改善するには、Ｖｏ
の低下とともに制限電流値Ｉｐ２を小さくすればよい。
第２の電流制限値Ｖ２を、入力直流電圧Ｅｉが高いほど
小さく、そして出力直流電圧Ｖｏが低いほど小さくなる
ように Ｖ２＝−ｂ・Ｅｉ＋（ａ＋ｂ）Ｖｏ＋Ｖ０
（２）と設定したのはこのためである。

【００２８】出力直流電圧Ｖｏが低下して、入力直流電
圧Ｅｉに至ると、第１の過電流制限部１１が動作するよ
うになる。この時、第１の電流制限値Ｖ１は第２の電流
制限値Ｖ２と等しいので、常時オン状態であった第１の
スイッチ２がターンオフするようになる。即ち、降圧モ
ードの過電流垂下特性となる。Ｖｏ＝Ｅｉの時にＶ１＝
Ｖ２となるように設定したのは、昇圧モードの過電流動
作から降圧モードの過電流動作へ連続的に切換わるよう
にするためである。図２（ｂ）は本発明の実施例１の昇
降圧コンバータのＥｉ＜Ｅｏである場合の垂下特性を示
す図である。

【００２９】図３は第１の過電流制限部１１の具体的な
回路構成を示す。第１の過電流制限部１１は、抵抗１１
０及び１１１、定電流回路１１２、比較器１１３及び１
１４を有する。抵抗１１０、１１１の抵抗値をそれぞ
れ、Ｒ１１０，Ｒ１１１とし、定電流回路１１２の電流
をＩ１とする。抵抗１１０及び１１１並びに定電流回路
１１２は、入力直流電圧を分割し、分割電圧を出力す
る。比較器１１３は、当該分割電圧をその非反転入力端
子に入力し、検出抵抗１００の出力電圧（入力直流電圧
から検出抵抗１００で電圧降下した電圧）を反転入力端
子に入力し、それらの比較結果を制御部９に出力する。
検出抵抗１００の出力電圧が抵抗１１０等の分割電圧よ
り低くなると（検出抵抗１００での降下電圧Ｒ・Ｉが、
抵抗１１０での降下電圧Ｖ１より低くなると）、比較器
１１３はHighレベル（過電流検出信号）を出力する。比
較器１１３の出力がHighになると、制御部９は第１のス
イッチ２をオフ状態とし、スイッチング周期の残りをオ
フ状態に維持する。

【００３０】抵抗１１０での降下電圧Ｖ１（過電流制限
閾値）は、 Ｖ１＝Ｒ１１０（Ｅｉ＋Ｒ１１１・Ｉ１）
／（Ｒ１１０＋Ｒ１１１）である。これと（１）式とを
比較すると、Ｒ１１０／（Ｒ１１０＋Ｒ１１１）＝ａ，
Ｒ１１０・Ｒ１１１・Ｉ１／（Ｒ１１０＋Ｒ１１１）＝
Ｖ０ となる。実施例１においては、これらの等式が成
立するようにＲ１１０、Ｒ１１１、Ｉ１の値を決定して
いる。

【００３１】比較器１１４は、出力直流電圧Ｖｏをその
非反転入力端子に入力し、入力直流電圧Ｅｉをその反転
入力端子に入力し、それらの比較結果を出力する。比較
器１１４の出力端子は、比較器１１３の非反転入力端子
に接続されている。入力直流電圧Ｅｉ＜出力直流電圧Ｖ
ｏ の時比較器１１４がLowレベルを出力し（実施例１
の比較器１１４はオープンコレクタ出力である。）、比
較器１１３の非反転入力端子の電圧は０Ｖになる。これ
により比較器１１３はLowレベル（過電流ではない状態
を示す。）を出力する。比較器１１４により、第１の過
電流制限部１１は、入力直流電圧Ｅｉ＜出力直流電圧Ｖ
ｏ の時に動作しない。

【００３２】図４は第２の過電流制限部１２の具体的な
回路構成を示す。第２の過電流制限部１２は、抵抗１２
０〜１２３、カレントミラーを構成するＰＮＰトランジ
スタ１２４及び１２５（その電流値は、（Ｅｉ−Ｖbe）
／Ｒ１２２）、カレントミラーを構成するＮＰＮトラン
ジスタ１２６及び１２７（その電流値は、（Ｖｏ−Ｖb
e）／Ｒ１２３）、定電流回路１２８、比較器１２９で
構成される。抵抗１２０と１２２と１２３の抵抗値をそ
れぞれ、Ｒ１２０，Ｒ１２２，Ｒ１２３とし、定電流回
路１２８の電流をＩ２とし、トランジスタのベース・エ
ミッタ電圧をＶbeする。抵抗１２０での降下電圧Ｖ２
（過電流制限閾値）は、 Ｖ２＝Ｒ１２０（−Ｅｉ／Ｒ
１２２＋Ｖｏ／Ｒ１２３＋Ｉ２＋Ｖbe／Ｒ１２２−Ｖbe
／Ｒ１２３）となる。これと（２）式とを比較すると、
Ｒ１２０／Ｒ１２２＝ｂ，Ｒ１２０／Ｒ１２３＝ａ＋
ｂ，Ｒ１２０(Ｉ２＋Ｖbe／Ｒ１２２−Ｖbe／Ｒ１２３)
＝Ｖ０である。実施例１においては、これらの等式が成
立するように各素子の値を決定している。

【００３３】この電圧Ｖ２と検出抵抗１００での電圧降
下Ｒ・Ｉを、比較器１２９が比較する。比較器１２９の
出力がHighレベル（過電流検出信号）になると、制御部
９は第２のスイッチ５をオフ状態とし、スイッチング周
期の残りをオフ状態に維持する。以上のように本実施例
による昇降圧コンバータは、過電流保護機能が動作する
出力電流値の入力電圧による変動を抑制することがで
き、さらに良好な垂下特性を有する。

【００３４】《実施例２》図５を用いて、本発明の実施
例１の昇降圧コンバータを説明する。図５は本発明に係
る実施例２の昇降圧コンバータの構成のうち、第１及び
第２の過電流制限部に相当する部分の回路図である。そ
の他の部分については、図１に示した実施例１の昇降圧
コンバータと同様であるので省略した。本実施例２の昇
降圧コンバータでは、第１及び第２の過電流制限部が共
有する部分がある。以下のその動作を説明する。本実施
例２の昇降圧コンバータの過電流制限部は、抵抗１３０
〜１３５、定電流回路１３６、比較器１３７〜１３９を
有する。第１及び第２の過電流制限部が共有する部分
は、抵抗１３０と抵抗１３１と定電流回路１３６であ
る。抵抗１３０と１３１の抵抗値をそれぞれ Ｒ１３
０，Ｒ１３１とし、抵抗分割比ｋ＝Ｒ１３０／（Ｒ１３
０＋Ｒ１３１）とし、定電流回路１３６の電流をＩｘと
すると、抵抗１３０の電圧降下Ｖｘは、Ｖｘ＝ｋ（Ｅｉ
＋Ｒ１３１・Ｉｘ）となる。Ｅｉ−Ｖｘが比較器１３７
及び比較器１３８の非反転入力端子に接続される。

【００３５】第１の過電流制限部に相当する部分は、上
記共有部分と抵抗１３２と抵抗１３３と比較器１３７で
ある。検出抵抗１００での電圧降下Ｒ・Ｉは抵抗１３２
と抵抗１３３で分割される。各抵抗値をそれぞれ Ｒ１
３２，Ｒ１３３とし、分割比ｋ１＝Ｒ１３３／（Ｒ１３
２＋Ｒ１３３）とすると、抵抗１３３の電圧降下Ｖ３
は、Ｖ３＝ｋ１・Ｒ・Ｉとなる。（Ｅｉ−Ｖ３）が比較
器１３７の反転入力端子に接続される。比較器１３７の
出力がHighレベル（過電流検出信号）になると、制御部
９は第１のスイッチ２をオフ状態とし、スイッチング周
期の残りをオフ状態に維持する。従って、第１の電流制
限値Ｖ１は、Ｖ１＝Ｒ・Ｉｐ１＝（ｋ／ｋ１）（Ｅｉ＋
Ｒ１３１・Ｉｘ）となる。実施例１と同様に、Ｖ１＝ａ
・Ｅｉ＋Ｖ０とすると、ｋ／ｋ１＝ａ，（ｋ／ｋ１）
（Ｒ１３１・Ｉｘ）＝Ｖ０となる。実施例２において
は、これらの等式が成立するように各素子の値を決定し
ている。

【００３６】比較器１３９は、出力直流電圧Ｖｏをその
非反転入力端子に入力し、入力直流電圧Ｅｉをその反転
入力端子に入力し、それらの比較結果を出力する。比較
器１３７及び１３９の出力端子は共通の線に接続されて
いる（実施例１においては比較器１３７〜１３９はオー
プンコレクタ出力である。）。入力直流電圧Ｅｉ＜出力
直流電圧Ｖｏ の時比較器１３９がLowレベルを出力
し、比較器１３７及び１３９の出力端子の電圧はLowレ
ベル（過電流ではない状態を示す。）になる。比較器１
３９により、第１の過電流制限部１１は、入力直流電圧
Ｅｉ＜出力直流電圧Ｖｏ の時に動作しない。

【００３７】次に、第２の過電流制限部に相当する部分
は、上記共用部分と抵抗１３４と抵抗１３５と比較器１
３８である。抵抗１３４及び１３５は、検出抵抗１００
の出力電圧と昇降圧コンバータの出力部８の出力電圧Ｖ
ｏとを入力して分割し、分割電圧を出力する。各抵抗値
をそれぞれ Ｒ１３４，Ｒ１３５とし、分割比ｋ２＝Ｒ
１３５／（Ｒ１３４＋Ｒ１３５）すると、抵抗１３４の
電圧降下Ｖ４は、Ｖ４＝（１−ｋ２）・（Ｅｉ−Ｒ・Ｉ
−Ｖｏ）となる。比較器１３８は、その非反転入力端子
に抵抗１３０、１３１及び定電流回路１３６の分割電圧
を入力し、その反転入力端子に抵抗１３４及び１３５の
分割電圧（Ｅｉ−Ｒ・Ｉ−Ｖ４）を入力し、比較結果を
出力する。比較器１３７の出力がHigh（過電流検出信
号）になると、制御部９は第２のスイッチ５をオフ状態
とし、スイッチング周期の残りをオフ状態に維持する。
従って、第２の電流制限値Ｖ２は、Ｖ２＝Ｒ・Ｉｐ２＝
｛（ｋ−１＋ｋ２）／ｋ２｝・Ｅｉ＋｛（１−ｋ２）／
ｋ２｝・Ｖｏ＋（ｋ／ｋ２）（Ｒ１３１・Ｉｘ）とな
る。実施例１と同様に、Ｖ２＝−ｂ・Ｅｉ＋（ａ＋ｂ）
Ｖｏ＋Ｖ０とすると、（ｋ−１＋ｋ２）／ｋ２＝−ｂ，
（１−ｋ２）／ｋ２＝ａ＋ｂ，（ｋ／ｋ２）（Ｒ１３１
・Ｉｘ）＝Ｖ０となる。ここで、ｋ１＝ｋ２であれば、
以上の各式が矛盾無く成立する。実施例２においては、
これらの等式が成立するように各素子の値を決定してい
る。以上のように本実施例による昇降圧コンバータは、
安価で簡単な回路構成によって、過電流保護機能が動作
する出力電流値の入力電圧による変動を抑制するととも
に、良好な垂下特性を示す過電流制限部を有する。

【００３８】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、過電流保
護機能が動作する出力電流値の入力電圧による変動が少
なく、良好な垂下特性の過電流制限部を具備する昇降圧
コンバータを実現できるという有利な効果が得られる。
また、本発明によれば過電流保護機能が改善されること
により、構成部品の電流ストレスが軽減されるので、安
価で小型な昇降圧コンバータを実現できるという有利な
効果も得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例１の昇降圧コンバータの構成を
示す回路図

【図２】図２（ａ）は本発明の実施例１の昇降圧コンバ
ータのＥｉ＞Ｅｏである場合の垂下特性を示す図、図２
（ｂ）はそのＥｉ＜Ｅｏである場合の垂下特性を示す図

【図３】本発明の実施例１の昇降圧コンバータの第１の
過電流制限部の構成を示す図

【図４】本発明の実施例１の昇降圧コンバータの第２の
過電流制限部の構成を示す図

【図５】本発明の実施例２の昇降圧コンバータの第１及
び第２の過電流制限部の構成を示す図

【図６】従来例１の昇降圧コンバータの構成を示す回路
図

【図７ａ】従来例２の昇降圧コンバータの構成を示す回
路図

【図７ｂ】従来例２の昇降圧コンバータの構成を示す回
路の垂下特性を示す図

【図８ａ】従来例３の昇降圧コンバータの構成を示す回
路図

【図８ｂ】従来例３の昇降圧コンバータの構成を示す回
路の垂下特性を示す図

【符号の説明】

１ 入力部 ２ 第１のスイッチ ３ 第１の整流器 ４ インダクタ ５ 第２のスイッチ ６ 第２の整流器 ７ 出力コンデンサ ８ 出力部 ９、６１、７１、８１ 制御部 １０ 電流検出部 １１ 第１の過電流制限部 １２ 第２の過電流制限部 １３ 直流電源 １４ 負荷 １０１、６０１、７０１、８０１ 昇降圧コンバータ

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力直流電圧を入力する入力部と、前記
   入力部に両端が接続された第１の分枝と、出力直流電圧
   を出力する出力部と、前記出力部に両端が接続された第
   ２の分枝と、前記出力部に両端が接続され、インダクタ
   を前記第１の分枝と共有する第３の分枝と、を有し、 前記第１の分枝は、直列に接続された第１のスイッチ
   と、前記インダクタと、第２のスイッチと、を有し、 前記第２の分枝は、出力コンデンサを有し、 前記第３の分枝は、直列に接続された第１の整流器と、
   前記インダクタと、第２の整流器と、を有する昇降圧コ
   ンバータであって、 前記第１及び第２のスイッチのオンオフを調整して前記
   出力直流電圧を制御する制御部と、 前記第１のスイッチに流れる電流を検出する電流検出部
   と、 前記入力直流電圧が前記出力直流電圧以上の時に、前記
   電流検出部の出力値が、前記入力直流電圧又は前記出力
   直流電圧の関数である第１の電流制限値に達すると、所
   定の時間だけ前記第１のスイッチをオフ状態にし、前記
   入力直流電圧が前記出力直流電圧より低い時は動作しな
   い第１の過電流制限部と、 前記電流検出部の出力値が、前記入力直流電圧又は前記
   出力直流電圧の関数である第２の電流制限値に達する
   と、所定の時間だけ前記第２のスイッチをオフ状態にす
   る第２の過電流制限部と、 を有する昇降圧コンバータ。
2. 【請求項２】 前記第１の電流制限値は、前記入力直流
   電圧が高いほど大きくなるように設定され、前記第２の
   電流制限値は、前記入力直流電圧が高いほど小さくなる
   ように設定された請求項１に記載の昇降圧コンバータ。
3. 【請求項３】 前記第２の電流制限値は、前記出力直流
   電圧が高いほど大きくなるように設定された請求項１に
   記載の昇降圧コンバータ。
4. 【請求項４】 前記入力直流電圧と前記出力直流電圧が
   等しい場合に、前記第１の電流制限値と前記第２の電流
   制限値とが等しくなるように設定された請求項２又は請
   求項３に記載の昇降圧コンバータ。
5. 【請求項５】 前記電流検出部は前記第１の分枝に挿入
   された検出抵抗であり、 前記第１及び第２の過電流制限部は、前記入力直流電圧
   を分割する第１の抵抗対と、前記第１の抵抗対の内の一
   端が接地された抵抗と並列に接続された定電流回路とを
   有し、前記第１の抵抗対及び前記定電流回路の分割電圧
   を出力する第４の分枝を共有し、 前記第１の過電流制限部は、前記第４の分枝と、前記入
   力直流電圧と前記検出抵抗の出力電圧とを分割してその
   分割電圧を出力する第２の抵抗対と、前記第４の分枝の
   出力電圧と前記第２の抵抗対の出力電圧とを入力してそ
   れらの比較結果を出力する第１の比較器と、を有し、 前記第２の過電流制限部は、前記第４の分枝と、前記出
   力直流電圧と前記検出抵抗の出力電圧とを分割してその
   分割電圧を出力する第３の抵抗対と、前記第４の分枝の
   出力電圧と前記第３の抵抗対の出力電圧とを入力してそ
   れらの比較結果を出力する第２の比較器と、を有し、 前記第２の抵抗対と前記第３の抵抗対の分割比が等しく
   なるように設定された請求４に記載の昇降圧コンバー
   タ。