JP2003078367A - 増幅回路 - Google Patents
増幅回路Info
- Publication number
- JP2003078367A JP2003078367A JP2001261967A JP2001261967A JP2003078367A JP 2003078367 A JP2003078367 A JP 2003078367A JP 2001261967 A JP2001261967 A JP 2001261967A JP 2001261967 A JP2001261967 A JP 2001261967A JP 2003078367 A JP2003078367 A JP 2003078367A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- current source
- mos transistors
- load
- voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/45—Differential amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/45—Differential amplifiers
- H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
- H03F3/45179—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using MOSFET transistors as the active amplifying circuit
- H03F3/45183—Long tailed pairs
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
- H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
- H03F2203/45466—Indexing scheme relating to differential amplifiers the CSC being controlled, e.g. by a signal derived from a non specified place in the dif amp circuit
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
- H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
- H03F2203/45696—Indexing scheme relating to differential amplifiers the LC comprising more than two resistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
- H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
- H03F2203/45702—Indexing scheme relating to differential amplifiers the LC comprising two resistors
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
を持つ出力電圧を出力することができる増幅回路を提供
することを課題とする。 【解決手段】 本発明の増幅回路は、ゲートに正論理入
力信号又は参照電位を入力するための第1の入力端子が
接続され、ドレインに第1の負荷が接続される第1のM
OSトランジスタ(102a)と、ゲートに正論理入力
信号と差動入力信号を構成する負論理入力信号又は参照
電位を入力するための第2の入力端子が接続され、ドレ
インに出力端子及び第2の負荷が接続され、第1のMO
Sトランジスタと対となる第2のMOSトランジスタ
(102b)と、第1及び第2のMOSトランジスタの
ソースが接続され、第1及び第2の入力端子の電圧の差
が所定範囲のときには定電流を流し、所定範囲外のとき
には流す電流を変化させる電流源(320)とを有す
る。
Description
第1及び第2の入力端子に入力される電圧に応じた電圧
を出力端子から出力する増幅回路に関する。
プの回路を示す。NチャネルMOS(metal-oxide-semi
conductor)トランジスタ702aは、ゲートが正論理
入力端子INに接続され、ソースが定電流源703の一
端に接続され、ドレインが負荷701aの一端に接続さ
れる。定電流源703の他端は、グランド電位に接続さ
れる。負荷701aの他端は、正の電源電位Vddに接
続される。
は、ゲートが負論理入力端子XINに接続され、ソース
が定電流源703の上記一端に接続され、ドレインが出
力端子OUT及び負荷701bの一端に接続される。負
荷701bの他端は、電源電位Vddに接続される。
力信号Vin及び負論理入力端子XINに入力される負
論理入力信号Vxinは、相互に差動信号を構成する。
すなわち、両信号は、互いに論理が逆となる信号であ
る。
動作を示すグラフである。横軸は差動電圧Vin−Vx
inを示し、縦軸は電流Isrc,Iout及び電圧V
outを示す。電流Isrcは、電流源703を流れる
電流であり、差動電圧Vin−Vxinにかかわらず一
定である。電流Ioutは、負荷701bを流れる電流
であり、所定範囲で差動電圧Vin−Vxinに応じて
直線的に変化する。出力電圧Voutは、出力端子OU
Tの電圧である。負荷701bの抵抗値をRで示すと、
出力電圧Voutは次式で表される。
回路を示す。このオペアンプは、図7(A)の負荷701
a及び701bの代わりに、PチャネルMOSトランジ
スタ801a及び801bを設けることにより、出力電
圧Voutの利得を大きくすることができる。Pチャネ
ルMOSトランジスタ801aは、ソースが電源電位V
ddに接続され、ドレインがNチャネルMOSトランジ
スタ702aのドレインに接続される。PチャネルMO
Sトランジスタ801bは、ソースが電源電位Vddに
接続され、ドレインがNチャネルMOSトランジスタ7
02bのドレインに接続される。トランジスタ801a
及び801bのゲートは、トランジスタ702aのドレ
インに接続される。
ると、トランジスタ801aに流れる電流が増加し、ト
ランジスタ702aのドレインの電圧が下がる。する
と、トランジスタ801aのゲート電圧が下がり、トラ
ンジスタ801aに流れる電流がより増加する。その結
果、トランジスタ801bを流れる電流が減少し、出力
端子OUTの出力電圧がより上昇し、大きな利得を得る
ことができる。
ンプの回路を示す。このオペアンプは、図7(A)のオ
ペアンプの電流源703の代わりに、NチャネルMOS
トランジスタ901を設けることにより、出力電圧Vo
utの利得を大きくすることができる。トランジスタ9
01は、ゲートがトランジスタ702aのドレインに接
続され、ソースがグランド電位に接続され、ドレインが
トランジスタ702a,702bのソースに接続され
る。
ると、トランジスタ702aに流れる電流が増大し、ト
ランジスタ702aのドレインの電圧が下がる。する
と、トランジスタ901のゲート電圧が下がり、トラン
ジスタ901に流れる電流が減少する。その結果、トラ
ンジスタ702bに流れる電流も減少し、出力端子OU
Tの出力電圧Voutが上昇し、大きな利得を得ること
ができる。
記のようなオペアンプを使用し、外部からの信号を入力
して増幅する。小振幅入力回路には、データ及びクロッ
クを同時に入力するものがある。
001は、データ1002に比べ、周波数が高いため、
信号伝播により信号波形がなまると、信号振幅が小さく
なってしまう。例えば、クロック1001は、ローレベ
ルが1V、ハイレベルが2Vの2値論理信号であり、デ
ータ1002は、ローレベルが0V、ハイレベルが3.
3Vの2値論理信号である。
002が時刻t1で同時に立ち下がりを開始しても、ク
ロック1001とデータ1002との間では遅延時間T
dが生じてしまう。すなわち、クロック1001及びデ
ータ1002の振幅が異なると、クロック1001及び
データ1002の間に遅延時間Tdが生じてしまう。ま
た、信号の振幅の大きさによって、遅延時間Tdが変化
してしまう問題がある。
プは、0〜Vdd[V]の範囲の出力電圧Voutを出
力することができる。入力信号Vin,Vxinの振幅
が小さければ出力電圧Voutの振幅も小さくなり、入
力信号Vin,Vxinの振幅が大きければ出力電圧V
outの振幅も大きくなる。入力信号Vin,Vxin
の振幅に応じて、図10に示したように、1〜2Vの信
号1001を出力したり、0〜3.3Vの信号1002
を出力したりする。
によらず一定の振幅を持つ出力電圧を出力することがで
きる増幅回路を提供することである。
ば、ゲートに正論理入力信号又は参照電位を入力するた
めの第1の入力端子が接続され、ドレインに第1の負荷
が接続される第1のMOSトランジスタと、ゲートに前
記正論理入力信号と差動入力信号を構成する負論理入力
信号又は参照電位を入力するための第2の入力端子が接
続され、ドレインに出力端子及び第2の負荷が接続さ
れ、前記第1のMOSトランジスタと対となる第2のM
OSトランジスタと、前記第1及び第2のMOSトラン
ジスタのソースが接続され、前記第1及び第2の入力端
子の電圧の差が所定範囲のときには前記第1及び/又は
第2の負荷に定電流を流し、所定範囲外のときには前記
第1及び/又は第2の負荷に流す電流を変化させる電流
源とを有する増幅回路が提供される。
の差が所定範囲のときには前記第1及び/又は第2の負
荷に定電流を流し、所定範囲外のときには第1及び/又
は第2の負荷に流す電流を変化させることにより、所定
範囲外では出力端子の電圧を一定値に抑制することがで
きる。この結果、入力信号の振幅が大きいときには、そ
の振幅を抑制し、常に同一の振幅を持つ出力信号を出力
することができる。出力信号の振幅を一定にすれば、信
号間の遅延時間をなくしたり、遅延時間を一定に保つこ
とができる。
は、本発明の第1の実施形態によるオペアンプ(増幅回
路)の構成を示す。NチャネルMOS(metal-oxide-se
miconductor)トランジスタ102aは、ゲートが正論
理入力端子INに接続され、ソースが電流源103の一
端に接続され、ドレインが負荷101aの一端に接続さ
れる。電流源103の他端は、グランド電位に接続され
る。負荷101aの他端は、正の電源電位Vddに接続
される。電源電位Vddは、グランド電位よりも高い。
は、ゲートが負論理入力端子XINに接続され、ソース
が電流源103の上記一端に接続され、ドレインが出力
端子OUT及び負荷101bの一端に接続される。負荷
101bの他端は、電源電位Vddに接続される。
力信号Vin及び負論理入力端子XINに入力される負
論理入力信号Vxinは、相互に差動信号を構成する。
すなわち、両信号は、互いに論理が逆となる信号であ
る。
なしており、負荷101a及び101bも対をなしてい
る。負荷101a,101bは、例えば抵抗であり、M
OSトランジスタを用いて抵抗を構成してもよい。
に応じて、流す電流が変化する可変電流源である。オペ
アンプ104は、第1の入力が上記の正論理入力端子I
Nに接続され、第2の入力が上記の負論理入力端子XI
Nに接続され、正論理入力信号Vin及び負論理入力信
号Vxinの差分に応じた電圧を出力する。
動作を示すグラフである。横軸は差動電圧Vin−Vx
inを示し、縦軸は電流Isrc,Iout及び電圧V
outを示す。電流Isrcは、電流源103を流れる
電流である。電流Ioutは、負荷101bを流れる電
流である。出力電圧Voutは、出力端子OUTの電圧
である。負荷101bの抵抗値をRで示すと、出力電圧
Voutは次式で表され、正論理入力信号Vinと同じ
論理の信号になる。
が一定の場合には、電流Ioutは、差動電圧Vin−
Vxinが所定範囲内のとき、差動電圧Vin−Vxi
nに応じて直線的に変化する。
nが負の閾値(−Vth[V])よりも小さいときに
は、電流Ioutが一定値になるように、電流Isrc
を制御する。すなわち、電流Isrcは、差動電圧Vi
n−Vxinが負の閾値(−Vth[V])以上のとき
には一定値になり、負の閾値(−Vth[V])よりも
小さいときには直線的に減少し、その後、電流Iout
と同じ一定値になる。電流源103は、オペアンプ10
4の出力に応じて、上記のような電流Isrcを流す。
の閾値(−Vth[V])よりも小さいときには、電流
Ioutは一定値に抑制され、出力電圧Voutも一定
値に抑制される。例えば、図10に示すように、ローレ
ベルが0Vの信号1002が入力されても、ローレベル
が1Vの信号1001が入力されても、いずれの場合
も、ローレベルが1Vの信号を出力電圧Voutとして
出力することができる。
所定値に抑制する手段を説明した。次に、ハイレベルの
電位を所定値に抑制する手段を、第2の実施形態として
説明する。なお、入力信号は、2値論理信号に限定され
ないが、説明の便宜上、2値論理デジタル信号を例に説
明する。
の第2の実施形態によるオペアンプの構成を示す。第2
の実施形態(図2(A))が第1の実施形態(図1
(A))と異なる点のみを説明する。負荷101a及び
101bの上記他端は、負荷201を介して、電源電位
Vddに接続される。負荷201には、電流源103と
同じ電流Isrcが流れる。負荷101bの抵抗値をR
1とし、負荷201の抵抗値をR2とすると、出力端子
OUTの出力電圧Voutは、次式で表される。
の出力に応じて流す電流の制御方法が異なる。その制御
方法を、図2(B)を参照しながら説明する。
動作を示すグラフである。横軸及び縦軸は図1(B)と
同じである。
が一定の場合には、出力電圧Voutは、差動電圧Vi
n−Vxinが所定範囲内のとき、差動電圧Vin−V
xinに応じて直線的に変化する。
nが正の閾値(+Vth[V])よりも大きいときに
は、出力電圧Voutが一定値になるように、電流Is
rcを制御する。すなわち、電流Isrcは、差動電圧
Vin−Vxinが正の閾値(+Vth[V])以下の
ときには一定値になり、正の閾値(+Vth[V])よ
り大きいときには直線的に増加し、その後、一定値にな
る。電流源103は、オペアンプ104の出力に応じ
て、上記のような電流Isrcを流す。
の閾値(+Vth[V])より大きいときには、電流I
outが減少するので、電流Isrcを大きくすること
により、上記の出力電圧Voutの式に従い、出力電圧
Voutを一定値にすることができる。例えば、図10
に示すように、ハイレベルが3.3Vの信号1002が
入力されても、ハイレベルが2Vの信号1001が入力
されても、いずれの場合も、ハイレベルが2Vの信号を
出力電圧Voutとして出力することができる。
定値に抑制する手段を説明し、第2の実施形態ではハイ
レベルの電位を所定値に抑制する手段を説明した。次に
ローレベル及びハイレベルの電位を所定値に抑制する手
段を、第3の実施形態として説明する。
の第3の実施形態によるオペアンプの構成を示す。第3
の実施形態(図3(A))が第2の実施形態(図2
(A))と異なる点のみを説明する。電流源320は、
一端がトランジスタ102a及び102bのソースに接
続され、他端がグランド電位に接続される。
る。電流源320は、一定の電流を流すNチャネルMO
Sトランジスタ(定電流源)301、及び可変の電流を
流すNチャネルMOSトランジスタ(可変電流源)30
2及び303を有する。
アス電位に接続され、ソースがグランド電位に接続さ
れ、ドレインがトランジスタ102a及び102bのソ
ースに接続され、定電流Isrc1を流す。
プ312の出力に接続され、ソースがグランド電位に接
続され、ドレインがトランジスタ102a及び102b
のソースに接続され、可変電流Isrc2を流す。
プ313の出力に接続され、ソースがグランド電位に接
続され、ドレインがトランジスタ102a及び102b
のソースに接続され、可変電流Isrc3を流す。
流源103及びオペアンプ104は、図3(A)のトラ
ンジスタ301,302及びオペアンプ312により構
成することができる。この場合、電流源103を流れる
電流Isrcは、次式で表される。
rcの最小バイアス値が電流Isrc1となり、電流I
src1に電流Isrc2を加算することにより、電流
Isrcを構成する。
に示すように、差動電圧Vin−Vout=0を中心に
した出力電圧特性Voutが形成されるが、このオペア
ンプ312は、出力電圧直線変化特性を左に移動させた
オフセットを持たせている。その直線変化部分では、差
動電圧Vin−Voutが大きくなると、オペアンプ3
12の出力電圧が大きくなる。すると、トランジスタ3
02のゲート電圧が大きくなり、トランジスタ302を
流れる電流Isrc2が大きくなり、電流Isrcも大
きくなる。なお、オフセットを持たせたオペアンプ31
2の構成は、後に図4(A)、(B)を参照しながら説
明する。
流源103及びオペアンプ104は、図3(A)のトラ
ンジスタ301,303及びオペアンプ313により構
成することができる。この場合、電流源103を流れる
電流Isrcは、次式で表される。
rcの最小バイアス値が電流Isrc1となり、電流I
src1に電流Isrc3を加算することにより、電流
Isrcを構成する。
線変化特性を右に移動させたオフセットを持たせてい
る。その直線変化部分では、差動電圧Vin−Vout
が大きくなると、オペアンプ313の出力電圧が大きく
なる。すると、トランジスタ303のゲート電圧が大き
くなり、トランジスタ303を流れる電流Isrc3が
大きくなり、電流Isrcも大きくなる。なお、オフセ
ットを持たせたオペアンプ313の構成は、後に図4
(A)、(B)を参照しながら説明する。
電流源320が流す電流Isrcは、次式で表される。
る。電流源320が流す電流Isrcの制御方法を、図
3(B)を参照しながら説明する。
動作を示すグラフである。横軸及び縦軸は図1(B)と
同じである。図3(B)は、図1(B)の特性と図2
(B)の特性を併合させた特性を有する。
nが負の閾値(−Vth[V])よりも小さいときに
は、第1の実施形態(図1(A)、(B))と同様に、
電流Ioutが一定値になるように、電流Isrcを制
御し、出力電圧Voutを一定値に抑制する。また、差
動電圧Vin−Vxinが正の閾値(+Vth[V])
よりも大きいときには、出力電圧Voutが一定値にな
るように、電流Isrcを制御する。
圧Vin−Vxinが負の閾値(−Vth[V])以上
かつ正の閾値(+Vth[V])以下の範囲では、差動
電圧Vin−Vxinに応じて直線的に変化し、負の閾
値(−Vth[V])より小さい領域及び正の閾値(+
Vth[V])より大きい領域では一定値に抑制され
る。
ローレベルが0V、ハイレベルが3.3Vの信号100
2が入力されても、ローレベルが1V、ハイレベルが2
Vの信号1001が入力されても、いずれの場合も、ロ
ーレベルが1V、ハイレベルが2Vの信号を出力電圧V
outとして出力することができる。
閾値(−Vth[V])とは、互いに絶対値が同じであ
ることが好ましい。
力回路に使用して、外部からの信号を入力して増幅する
ことができる。特に、データ及びクロックを同時に入力
する小振幅入力回路に適している。
振幅が異なるクロック1001及びデータ1002の間
では遅延時間Tdが生じてしまう。また、入力信号の振
幅の大きさによって、遅延時間Tdが変化してしまう問
題があった。
きさによらず一定の振幅を持つ信号を出力することがで
きる。すなわち、入力信号の振幅が大きいときには、そ
の振幅を抑制し、常に同一の振幅を持つ出力信号を出力
することができる。出力信号の振幅を一定にすれば、信
号間の遅延時間をなくしたり、遅延時間を一定に保つこ
とができる。
しないため、論理状態が落ち着くセットリングにかかる
時間が短くなり、このオペアンプ及びこの出力電圧を処
理する回路の動作速度を高速にすることができる。
102aのドレインに負論理出力端子XOUTを接続し
てもよい。この場合、出力端子OUTが正論理出力端子
になる。正論理出力端子OUT及び負論理出力端子XO
UTからそれぞれ出力される正論理出力信号及び負論理
出力信号は、互いに差動信号を構成する。
持つオペアンプ312及び313の構成を示す。
は、ゲートが正論理入力端子INに接続され、ソースが
定電流源403の一端に接続され、ドレインが負荷40
1aの一端に接続される。定電流源403の他端は、グ
ランド電位に接続される。負荷401aの他端は、電源
電位Vddに接続される。
は、ゲートが負論理入力端子XINに接続され、ソース
が電流源403の上記一端に接続され、ドレインが出力
端子OUT及び負荷401bの一端に接続される。負荷
401bの他端は、電源電位Vddに接続される。
なしており、負荷401a及び401bも対をなしてい
る。ただし、トランジスタ402a及び402bのサイ
ズが互いに異なるように製造することにより、図1
(B)、図2(B)、図3(B)に示す差動電圧−出力
電圧特性にオフセットを持たせることができる。トラン
ジスタ402a及び402bのうちのいずれのサイズが
大きいかにより、オフセットする方向を決めることがで
きる。
inに応じて、オフセットを持った電圧を出力する。す
なわち、図1(B)、図2(B)、図3(B)に示すよ
うに、差動電圧Vin−Vxinの横軸が左又は右に移
動した出力電圧特性をもつ。
持つオペアンプ312及び313の他の構成を示す。図
4(A)では、トランジスタ402a及び402bのサ
イズを変化させたが、図4(B)では、その代わりに、
抵抗404を挿入する。抵抗404は、トランジスタ4
02aのソース及び定電流源403の上記一端の間に接
続される。抵抗404は、MOSトランジスタを用いて
構成してもよい。これにより、図4(A)の場合と同様
に、差動電圧−出力電圧特性にオフセットを持たせるこ
とができる。
ンジスタ402bのソース及び定電流源403の上記一
端の間に接続すれば、逆方向にオフセットを持たせるこ
とができる。すなわち、トランジスタ402aのソース
に抵抗404を直列に接続するか又はトランジスタ40
2bのソースに抵抗404を直列に接続するかにより、
オフセットする方向を決めることができる。
Sトランジスタ102a及び102bにNチャネルMO
Sトランジスタを用いる場合を説明したが、Pチャネル
MOSトランジスタを用いてもよい。PチャネルMOS
トランジスタを用いたオペアンプを、次に説明する。
の実施形態によるオペアンプの構成を示す。第4の実施
形態は、第1の実施形態(図1(A))のオペアンプを
PチャネルMOSトランジスタで構成したものである。
は、ゲートが正論理入力端子INに接続され、ソースが
電流源303の一端に接続され、ドレインが負荷501
aの一端に接続される。電流源503の他端は、電源電
位Vddに接続される。負荷501aの他端は、グラン
ド電位に接続される。
は、ゲートが負論理入力端子XINに接続され、ソース
が電流源503の上記一端に接続され、ドレインが出力
端子OUT及び負荷501bの一端に接続される。負荷
501bの他端は、グランド電位に接続される。
INには、それぞれ正論理入力信号Vin及び負論理入
力信号Vxinが入力される。トランジスタ502a及
び502bは対をなしており、負荷501a及び501
bも対をなしている。
に応じて、流す電流が変化する可変電流源である。オペ
アンプ504は、第1の入力が上記の正論理入力端子I
Nに接続され、第2の入力が上記の負論理入力端子XI
Nに接続され、正論理入力信号Vin及び負論理入力信
号Vxinの差分に応じた電圧を出力する。
(A)、(B))の動作と同様である。ただし、図1
(B)のグラフにおいて、横軸の差動電圧Vin−Vx
inの正負符号が逆になる。すなわち、電流源503
は、差動電圧Vin−Vxinが正の閾値(+Vth
[V])より大きいときに、負荷501bを流れる電流
Ioutが一定になるような電流Isrcを流し、出力
電圧Voutを一定値に抑制する。
子OUTは、次式の出力電圧Voutを出力する。
とは異なり、この回路の出力電圧Voutは電流Iou
tに比例する。出力電圧Voutは、正論理入力信号V
inと同じ論理の信号となる。
の実施形態によるオペアンプの構成を示す。第5の実施
形態は、第2の実施形態(図2(A))のオペアンプを
PチャネルMOSトランジスタで構成したものである。
と異なる点のみを説明する。負荷501a及び501b
の上記他端は、負荷601を介して、グランド電位に接
続される。負荷601には、電流源503と同じ電流I
srcが流れる。
(A)、(B))の動作と同様である。ただし、図2
(B)のグラフにおいて、横軸の差動電圧Vin−Vx
inの正負符号が逆になる。すなわち、電流源503
は、差動電圧Vin−Vxinが負の閾値(−Vth
[V])より小さいときに、出力電圧Voutが一定に
なるように電流Isrcを制御する。
01の抵抗値をR2とすると、出力端子OUTの出力電
圧Voutは、次式で表される。
とは異なり、この回路では、電流Isrcが一定の領域
において電流Ioutが増加すると出力電圧Voutも
増加する。出力電圧Voutは、正論理入力信号Vin
と同じ論理の信号となる。
態によるオペアンプは、第3の実施形態(図3(A))
のオペアンプをPチャネルMOSトランジスタで構成し
たものであり、図6の回路と同様である。図6の回路に
おいて、電流源503及びオペアンプ504は、図3
(A)で示す電流源320と同様の構成である。
(A)、(B))の動作と同様である。ただし、図3
(B)のグラフにおいて、横軸の差動電圧Vin−Vx
inの正負符号が逆になる。すなわち、電流源503
は、差動電圧Vin−Vxinが正の閾値(+Vth
[V])より大きいとき及び負の閾値(−Vth
[V])より小さいときに、出力電圧Voutが一定に
なるように電流Isrcを制御する。
01の抵抗値をR2とすると、出力端子OUTの出力電
圧Voutは、次式で表される。
とは異なり、この回路では、電流Isrcが一定の領域
において電流Ioutが増加すると出力電圧Voutも
増加する。出力電圧Voutは、正論理入力信号Vin
と同じ論理の信号となる。
は、差動電圧が所定範囲のときには定電流を流し、所定
範囲外のときには流す電流を変化させることにより、所
定範囲外では出力端子の電圧を一定値に抑制することが
できる。この結果、入力信号の振幅が大きいときには、
その振幅を抑制し、常に同一の振幅を持つ出力信号を出
力することができる。出力信号の振幅を一定にすれば、
信号間の遅延時間をなくしたり、遅延時間を一定に保つ
ことができる。
しないため、論理状態が落ち着くセットリングにかかる
時間が短くなり、このオペアンプ及びこの出力電圧を処
理する回路の動作速度を高速にすることができる。
入力端子IN及び負論理入力端子XINにそれぞれ正論
理入力信号Vin及び負論理入力信号Vxinを入力す
る場合を例に説明したが、これに限定されない。正論理
入力端子IN及び負論理入力端子XINのいずれかに固
定の参照電位を入力しても、出力端子OUTから同様の
出力電圧Voutを出力させることができる。
にあたっての具体化のほんの一例を示したものに過ぎ
ず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈
されてはならないものである。すなわち、本発明はその
技術思想、またはその主要な特徴から逸脱することな
く、様々な形で実施することができる。
種々の適用が可能である。 (付記1)ゲートに正論理入力信号又は参照電位を入力
するための第1の入力端子が接続され、ドレインに第1
の負荷が接続される第1のMOSトランジスタと、ゲー
トに前記正論理入力信号と差動入力信号を構成する負論
理入力信号又は参照電位を入力するための第2の入力端
子が接続され、ドレインに出力端子及び第2の負荷が接
続され、前記第1のMOSトランジスタと対となる第2
のMOSトランジスタと、前記第1及び第2のMOSト
ランジスタのソースが接続され、前記第1及び第2の入
力端子の電圧の差が所定範囲のときには前記第1及び/
又は第2の負荷に定電流を流し、所定範囲外のときには
前記第1及び/又は第2の負荷に流す電流を変化させる
電流源とを有する増幅回路。 (付記2)前記第1及び第2の負荷は、一端が前記第1
及び第2のMOSトランジスタのドレインに接続され、
他端が第3の負荷を介して又は直接第1の電位に接続さ
れ、前記電流源は、一端が前記第1及び第2のMOSト
ランジスタのソースに接続され、他端が第2の電位に接
続される付記1記載の増幅回路。 (付記3)前記第1及び第2のMOSトランジスタは、
NチャネルMOSトランジスタであり、前記電流源は、
前記第1及び第2の入力端子の電圧の差が所定の負の閾
値よりも小さいときには前記出力端子の電圧が一定にな
るような電流を流す付記2記載の増幅回路。 (付記4)前記電流源は、前記第1及び第2の入力端子
の電圧の差が所定の負の閾値よりも小さいときには前記
第2の負荷に流す電流が一定になるような電流を流す付
記3記載の増幅回路。 (付記5)前記第1及び第2のMOSトランジスタは、
NチャネルMOSトランジスタであり、前記第1及び第
2の負荷は、前記他端が第3の負荷を介して第1の電位
に接続され、前記電流源は、前記第1及び第2の入力端
子の電圧の差が所定の正の閾値よりも大きいときには前
記出力端子の電圧が一定になるような電流を流す付記2
記載の増幅回路。 (付記6)前記第1及び第2のMOSトランジスタは、
NチャネルMOSトランジスタであり、前記第1及び第
2の負荷は、前記他端が第3の負荷を介して第1の電位
に接続され、前記電流源は、前記第1及び第2の入力端
子の電圧の差が負の第1の閾値よりも小さいとき及び正
の第2の閾値よりも大きいときにはそれぞれ前記出力端
子の電圧が第1及び第2の出力電圧値で一定になるよう
な電流を流す付記2記載の増幅回路。 (付記7)前記第1及び第2の閾値の絶対値は相互に同
じである付記6記載の増幅回路。 (付記8)前記出力端子は、前記第1及び第2の入力端
子の電圧の差が前記第1の閾値から前記第2の閾値まで
の間のときには該電圧の差に応じて変化する電圧を出力
する付記7記載の増幅回路。 (付記9)前記第1の電位は、前記第2の電位よりも高
い付記8記載の増幅回路。 (付記10)前記電流源は、一定の電流を流す定電流源
と、可変の電流を流す可変電流源を有する付記9記載の
増幅回路。 (付記11)前記可変電流源は、対となるMOSトラン
ジスタのサイズを変えることによりオフセットを持たせ
たオペアンプを有する付記10記載の増幅回路。 (付記12)前記可変電流源は、対となるMOSトラン
ジスタの一方のソースに抵抗を直列に接続することによ
りオフセットを持たせたオペアンプを有する付記10記
載の増幅回路。 (付記13)前記第1及び第2のMOSトランジスタ
は、PチャネルMOSトランジスタであり、前記電流源
は、前記第1及び第2の入力端子の電圧の差が所定の正
の閾値よりも大きいときには前記出力端子の電圧が一定
になるような電流を流す付記2記載の増幅回路。 (付記14)前記電流源は、前記第1及び第2の入力端
子の電圧の差が所定の正の閾値よりも大きいときには前
記第2の負荷に流す電流が一定になるような電流を流す
付記13記載の増幅回路。 (付記15)前記第1及び第2のMOSトランジスタ
は、PチャネルMOSトランジスタであり、前記第1及
び第2の負荷は、前記他端が第3の負荷を介して第1の
電位に接続され、前記電流源は、前記第1及び第2の入
力端子の電圧の差が所定の負の閾値よりも小さいときに
は前記出力端子の電圧が一定になるような電流を流す付
記2記載の増幅回路。 (付記16)前記第1及び第2のMOSトランジスタ
は、PチャネルMOSトランジスタであり、前記第1及
び第2の負荷は、前記他端が第3の負荷を介して第1の
電位に接続され、前記電流源は、前記第1及び第2の入
力端子の電圧の差が正の第1の閾値よりも大きいとき及
び負の第2の閾値よりも小さいときにはそれぞれ前記出
力端子の電圧が第1及び第2の出力電圧値で一定になる
ような電流を流す付記2記載の増幅回路。 (付記17)前記第1及び第2の閾値の絶対値は相互に
同じである付記16記載の増幅回路。 (付記18)前記出力端子は、前記第1及び第2の入力
端子の電圧の差が前記第1の閾値から前記第2の閾値ま
での間のときには該電圧の差に応じて変化する電圧を出
力する付記17記載の増幅回路。 (付記19)前記第1の電位は、前記第2の電位よりも
低い付記18記載の増幅回路。 (付記20)前記電流源は、一定の電流を流す定電流源
と、可変の電流を流す可変電流源を有する付記19記載
の増幅回路。 (付記21)前記可変電流源は、対となるMOSトラン
ジスタのサイズを変えることによりオフセットを持たせ
たオペアンプを有する付記20記載の増幅回路。 (付記22)前記可変電流源は、対となるMOSトラン
ジスタの一方のソースに抵抗を直列に接続することによ
りオフセットを持たせたオペアンプを有する付記20記
載の増幅回路。
流源は、第1及び第2の入力端子の電圧の差が所定範囲
のときには前記第1及び/又は第2の負荷に定電流を流
し、所定範囲外のときには第1及び/又は第2の負荷に
流す電流を変化させることにより、所定範囲外では出力
端子の電圧を一定値に抑制することができる。この結
果、入力信号の振幅が大きいときには、その振幅を抑制
し、常に同一の振幅を持つ出力信号を出力することがで
きる。出力信号の振幅を一定にすれば、信号間の遅延時
間をなくしたり、遅延時間を一定に保つことができる。
態によるオペアンプの構成及び特性を示す図である。
態によるオペアンプの構成及び特性を示す図である。
態によるオペアンプの構成及び特性を示す図である。
オペアンプの構成を示す図である。
成を示す図である。
ンプの構成を示す図である。
ンプの構成及び特性を示す図である。
である。
を示す図である。
す図である。
Claims (10)
- 【請求項1】 ゲートに正論理入力信号又は参照電位を
入力するための第1の入力端子が接続され、ドレインに
第1の負荷が接続される第1のMOSトランジスタと、 ゲートに前記正論理入力信号と差動入力信号を構成する
負論理入力信号又は参照電位を入力するための第2の入
力端子が接続され、ドレインに出力端子及び第2の負荷
が接続され、前記第1のMOSトランジスタと対となる
第2のMOSトランジスタと、 前記第1及び第2のMOSトランジスタのソースが接続
され、前記第1及び第2の入力端子の電圧の差が所定範
囲のときには前記第1及び/又は第2の負荷に定電流を
流し、所定範囲外のときには前記第1及び/又は第2の
負荷に流す電流を変化させる電流源とを有する増幅回
路。 - 【請求項2】 前記第1及び第2のMOSトランジスタ
は、NチャネルMOSトランジスタであり、 前記電流源は、前記第1及び第2の入力端子の電圧の差
が所定の負の閾値よりも小さいときには前記出力端子の
電圧が一定になるような電流を流す請求項1記載の増幅
回路。 - 【請求項3】 前記第1及び第2のMOSトランジスタ
は、NチャネルMOSトランジスタであり、 前記第1及び第2の負荷は、一端が前記第1及び第2の
MOSトランジスタのドレインに接続され、他端が第3
の負荷に接続され、 前記電流源は、前記第1及び第2の入力端子の電圧の差
が所定の正の閾値よりも大きいときには前記出力端子の
電圧が一定になるような電流を流す請求項1記載の増幅
回路。 - 【請求項4】 前記第1及び第2のMOSトランジスタ
は、NチャネルMOSトランジスタであり、 前記第1及び第2の負荷は、一端が前記第1及び第2の
MOSトランジスタのドレインに接続され、他端が第3
の負荷に接続され、 前記電流源は、前記第1及び第2の入力端子の電圧の差
が負の第1の閾値よりも小さいとき及び正の第2の閾値
よりも大きいときにはそれぞれ前記出力端子の電圧が第
1及び第2の出力電圧値で一定になるような電流を流す
請求項1記載の増幅回路。 - 【請求項5】 前記電流源は、一定の電流を流す定電流
源と、可変の電流を流す可変電流源を有する請求項4記
載の増幅回路。 - 【請求項6】 前記可変電流源は、対となるMOSトラ
ンジスタのサイズを変えることによりオフセットを持た
せたオペアンプを有する請求項5記載の増幅回路。 - 【請求項7】 前記可変電流源は、対となるMOSトラ
ンジスタの一方のソースに抵抗を直列に接続することに
よりオフセットを持たせたオペアンプを有する請求項5
記載の増幅回路。 - 【請求項8】 前記第1及び第2のMOSトランジスタ
は、PチャネルMOSトランジスタであり、 前記電流源は、前記第1及び第2の入力端子の電圧の差
が所定の正の閾値よりも大きいときには前記出力端子の
電圧が一定になるような電流を流す請求項1記載の増幅
回路。 - 【請求項9】 前記第1及び第2のMOSトランジスタ
は、PチャネルMOSトランジスタであり、 前記第1及び第2の負荷は、一端が前記第1及び第2の
MOSトランジスタのドレインに接続され、他端が第3
の負荷に接続され、 前記電流源は、前記第1及び第2の入力端子の電圧の差
が所定の負の閾値よりも小さいときには前記出力端子の
電圧が一定になるような電流を流す請求項1記載の増幅
回路。 - 【請求項10】 前記第1及び第2のMOSトランジス
タは、PチャネルMOSトランジスタであり、 前記第1及び第2の負荷は、一端が前記第1及び第2の
MOSトランジスタのドレインに接続され、他端が第3
の負荷に接続され、 前記電流源は、前記第1及び第2の入力端子の電圧の差
が正の第1の閾値よりも大きいとき及び負の第2の閾値
よりも小さいときにはそれぞれ前記出力端子の電圧が第
1及び第2の出力電圧値で一定になるような電流を流す
請求項1記載の増幅回路。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2001261967A JP2003078367A (ja) | 2001-08-30 | 2001-08-30 | 増幅回路 |
US10/095,944 US6636109B2 (en) | 2001-08-30 | 2002-03-13 | Amplification circuit with constant output voltage range |
TW091104976A TWI256768B (en) | 2001-08-30 | 2002-03-15 | Amplification circuit |
KR1020020016729A KR100743004B1 (ko) | 2001-08-30 | 2002-03-27 | 증폭 회로 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2001261967A JP2003078367A (ja) | 2001-08-30 | 2001-08-30 | 増幅回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2003078367A true JP2003078367A (ja) | 2003-03-14 |
Family
ID=19088931
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2001261967A Pending JP2003078367A (ja) | 2001-08-30 | 2001-08-30 | 増幅回路 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6636109B2 (ja) |
JP (1) | JP2003078367A (ja) |
KR (1) | KR100743004B1 (ja) |
TW (1) | TWI256768B (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2008129629A1 (ja) * | 2007-04-11 | 2008-10-30 | Fujitsu Limited | ミキサ |
KR100912967B1 (ko) | 2008-02-29 | 2009-08-20 | 주식회사 하이닉스반도체 | 센스증폭기 및 반도체메모리장치의 수신회로 |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008312075A (ja) * | 2007-06-18 | 2008-12-25 | Toshiba Corp | Mos抵抗制御装置、mos減衰器、無線送信機 |
US7889006B1 (en) * | 2009-09-23 | 2011-02-15 | Maxim Integrated Products, Inc. | dB-linear process-independent variable gain amplifier |
US9882532B1 (en) * | 2016-03-04 | 2018-01-30 | Inphi Corporation | Linear amplifier with extended linear output range |
Family Cites Families (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6240814A (ja) | 1985-08-16 | 1987-02-21 | Toshiba Corp | 遅延回路 |
JPH0793544B2 (ja) * | 1992-11-09 | 1995-10-09 | 日本電気株式会社 | 差動回路及び差動増幅回路 |
JPH07263987A (ja) * | 1994-03-17 | 1995-10-13 | Fujitsu Ltd | 増幅回路 |
JP2556293B2 (ja) * | 1994-06-09 | 1996-11-20 | 日本電気株式会社 | Mos ota |
JP3544243B2 (ja) * | 1995-05-11 | 2004-07-21 | 富士通株式会社 | 差動増幅器 |
KR100227072B1 (ko) * | 1997-07-01 | 1999-10-15 | 구본준 | 인풋버퍼 |
US6218902B1 (en) * | 1999-04-20 | 2001-04-17 | Nortel Networks Limited | Wide-band linearization technique |
JP2000307364A (ja) * | 1999-04-22 | 2000-11-02 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 利得制御増幅器 |
JP2001185964A (ja) * | 1999-12-22 | 2001-07-06 | Hitachi Ltd | カレントミラー回路および演算増幅器 |
-
2001
- 2001-08-30 JP JP2001261967A patent/JP2003078367A/ja active Pending
-
2002
- 2002-03-13 US US10/095,944 patent/US6636109B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2002-03-15 TW TW091104976A patent/TWI256768B/zh not_active IP Right Cessation
- 2002-03-27 KR KR1020020016729A patent/KR100743004B1/ko not_active IP Right Cessation
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2008129629A1 (ja) * | 2007-04-11 | 2008-10-30 | Fujitsu Limited | ミキサ |
KR100912967B1 (ko) | 2008-02-29 | 2009-08-20 | 주식회사 하이닉스반도체 | 센스증폭기 및 반도체메모리장치의 수신회로 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
TWI256768B (en) | 2006-06-11 |
US6636109B2 (en) | 2003-10-21 |
KR100743004B1 (ko) | 2007-07-27 |
US20030042973A1 (en) | 2003-03-06 |
KR20030019069A (ko) | 2003-03-06 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US7514966B2 (en) | Fast, low offset ground sensing comparator | |
KR100355082B1 (ko) | 연산 증폭 방법 및 연산 증폭기 | |
US20030132872A1 (en) | Tail current node equalization for a variable offset amplifier | |
US5585747A (en) | High speed low power sense amplifier | |
US6066985A (en) | Large swing input/output analog buffer | |
EP0594305A1 (en) | Comparator circuit | |
US6005439A (en) | Unity gain signal amplifier | |
US7446607B2 (en) | Regulated cascode circuit, an amplifier including the same, and method of regulating a cascode circuit | |
US6879198B2 (en) | Differential input receiver with hysteresis | |
US6924702B2 (en) | Low supply voltage and self-biased high speed receiver | |
KR20060056419A (ko) | Am 중간 주파 가변 이득 증폭 회로, 가변 이득 증폭 회로및 그 반도체 집적 회로 | |
KR100681239B1 (ko) | 연산 증폭기 | |
US6278322B1 (en) | Transconductance amplifier and automatic gain control device using it | |
JP2003078367A (ja) | 増幅回路 | |
US6930530B1 (en) | High-speed receiver for high I/O voltage and low core voltage | |
US6496066B2 (en) | Fully differential operational amplifier of the folded cascode type | |
KR100280492B1 (ko) | 적분기 입력회로 | |
US7579911B2 (en) | Semiconductor circuit | |
JP4087540B2 (ja) | プッシュプル型増幅回路 | |
JP2002314399A (ja) | 半導体集積回路 | |
US11742812B2 (en) | Output pole-compensated operational amplifier | |
CN114362700B (zh) | 差分放大器及其背栅控制方法 | |
US5296754A (en) | Push-pull circuit resistant to power supply and temperature induced distortion | |
US5773992A (en) | Output buffer circuit capable of supressing ringing | |
US6448822B1 (en) | Comparator for negative and near-ground signals |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050902 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20080107 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20080304 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20080502 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20080729 |
|
A711 | Notification of change in applicant |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A712 Effective date: 20080731 |