JP2003004841A - レーダ装置及びコヒーレント積分方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 従来、フィルタがなかったので、Ａ／Ｄ変換
した段階でのＳＮＲが低いという課題があった。 【解決手段】 送受信機１により受信された信号中から
計測不要な周波数帯域の信号を除去するフィルタ２と、
前記フィルタの出力をサンプリング周期によりＡ／Ｄ変
換するＡ／Ｄ変換手段３と、前記Ａ／Ｄ変換手段の出力
に時間軸上でゲートをかけ、ゲート内の受信信号を抽出
するゲート手段４と、前記受信信号をフーリエ変換する
フーリエ変換手段６ａ、６ｂと、前記フーリエ変換され
た前半のデータと後半のデータの同期をとる遅延手段７
と、前記フーリエ変換されたゲート内の後半のデータの
複素共役を求める複素共役手段８と、前記遅延手段の出
力と前記複素共役手段の出力の複素乗算を行う複素乗算
手段９と、前記複素乗算手段の出力信号を加算する複素
加算手段１０とを備えた。 【効果】 システムノイズを抑圧して受信信号における
ＳＮＲを向上することができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、光波、電磁波、
あるいは音波といった波動からなるパルスを送受信し、
受信信号の周波数スペクトルから、計測対象の性状、例
えば計測対象の形状や移動速度といったものを検出する
レーダ装置及びコヒーレント積分方法に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】従来のこの種のレーダ装置は、光波、電
磁波あるいは音波等をパルス変調して送信し、計測の対
象となる距離に相当する遅延時間をおいて計測対象から
の反射信号を受信する。送信したパルスの時間幅に等し
い時間の受信信号をフーリエ変換して周波数ごとに信号
を積分することにより、計測対象の性状、例えば移動速
度を計測するものであった。

【０００３】このような装置では、信号対雑音電力比
（以下においてはＳＮＲと称する）を向上させるための
積分時間はパルス幅で制限されていた。ＳＮＲを向上さ
せるには、パルス幅を拡大すること、もしくパルスを複
数回送信することが考えられるが、計測対象からの反射
信号がコヒーレンス時間（文献［１］、日置 隆一編、
光用語辞典、オーム社、昭和５６年１１月３０日発行、
８４頁）を持つことにより位相揺らぎが生じ、コヒーレ
ント積分による十分なＳＮＲの向上効果が得られなかっ
た。

【０００４】この問題を解決するレーダ装置の一つは、
特願平１１−３１２８７６号（平成１１年１１月２日提
出）に示されている。

【０００５】従来のレーダ装置について図面を参照しな
がら説明する。図４は、例えば特願平１１−３１２８７
６号に示された従来のレーダ装置の構成を示す図であ
る。

【０００６】図４において、１は送受信機、３はＡ／Ｄ
変換手段、４はゲート手段、１１はデータ分割手段、６
ａ及び６ｂはフーリエ変換手段、８は複素共役手段、９
は複素乗算手段、１０は複素加算手段である。

【０００７】つぎに、従来のレーダ装置の動作について
図面を参照しながら説明する。

【０００８】送受信機１からのパルス変調された送信信
号は、計測対象により反射されて送受信機１により受信
される。この受信信号は、Ａ／Ｄ変換手段３でＡ／Ｄ変
換された後、ゲート手段４により受信信号中から、計測
対象からの反射信号が含まれている時間ゲートを抽出す
る。

【０００９】ゲート内の受信信号は、データ分割手段１
１により偶奇もしくは前後半の２組のデータに分割され
る。この分割された各々のデータは、フーリエ変換手段
６ａ及び６ｂによりフーリエ変換される。

【００１０】フーリエ変換された２つの結果の内の１つ
について、複素共役手段８により複素共役が求められ、
もう一つのフーリエ変換の結果との複素乗算を複素数乗
算手段９で求める。送信信号を複数回送信して同じ計測
を繰り返し、上記複素乗算の結果を複素加算手段１０で
積分する。これにより、送信信号を送信した毎に得られ
るデータの位相揺らぎを補償し、コヒーレント積分によ
る十分なＳＮＲの向上を図ることができた。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】上述したような従来の
レーダ装置では、Ａ／Ｄ変換の前段に計測に必要な周波
数帯域以外の周波数成分を除去するためのフィルタがな
かったので、Ａ／Ｄ変換した段階でのＳＮＲが低いとい
う問題点があった。

【００１２】装置内で発生するシステムノイズは、白色
ランダムノイズであるが、Ａ／Ｄ変換の前段にフィルタ
を有することにより、フィルタの通過帯域幅の逆数に相
当するコヒーレンス時間を有する。しかし、上記従来の
レーダ装置においては、このようなシステムノイズがコ
ヒーレンス時間を持つケースについて、上記ゲートの時
間幅、上記データ分割、所望の信号に関するコヒーレン
ス時間、及びフィルタの通過周波数範囲等関する考慮が
なされていなかった。したがって、上記従来のレーダ装
置に対し、単にフィルタを備えるだけでは、十分なＳＮ
Ｒの向上効果が得られるものではなかった。

【００１３】この発明は、前述した問題点を解決するた
めになされたもので、フィルタを備えることによりシス
テムノイズがコヒーレンス時間を持つ場合においても所
望の信号のみを同相でコヒーレント積分し、システムノ
イズを抑圧して受信信号におけるＳＮＲを向上すること
ができるレーダ装置及びコヒーレント積分方法を得るこ
とを目的とする。

【００１４】

【課題を解決するための手段】この発明の請求項１に係
るレーダ装置は、波動からなるパルスを送信するととも
に、計測対象からの反射信号を受信する送受信機と、送
受信機により受信された信号中から計測不要な周波数帯
域の信号を除去するフィルタと、前記フィルタの出力を
予め決められたサンプリング周期によりＡ／Ｄ変換する
Ａ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段の出力に時間軸
上でゲートをかけ、ゲート内の受信信号を抽出するゲー
ト手段と、前記ゲート内の受信信号をフーリエ変換する
フーリエ変換手段と、前記フーリエ変換されたゲート内
の前半のデータと後半のデータの同期をとる遅延手段
と、前記フーリエ変換されたゲート内の後半のデータの
複素共役を求める複素共役手段と、前記遅延手段の出力
信号と前記複素共役手段の出力信号の複素乗算を行う複
素乗算手段と、前記複素乗算手段の出力信号を加算する
複素加算手段とを備えたものである。

【００１５】この発明の請求項２に係るレーダ装置は、
前記ゲート手段により抽出された受信信号を前半のデー
タと後半のデータに分割する切り替えスイッチをさらに
備え、前記フーリエ変換手段は、前記分割された前半の
データをフーリエ変換する第１のフーリエ変換手段と、
前記分割された後半のデータをフーリエ変換する第２の
フーリエ変換手段とを有するものである。

【００１６】この発明の請求項３に係るレーダ装置は、
計測における必要周波数の下限値をｆｓ、上限値をｆｅ
とし、前記Ａ／Ｄ変換手段におけるサンプリング周期を
２ｆｅ以上とし、前記フィルタの通過周波数範囲の下限
値をｆｂｓ、上限値をｆｂｅとし、前記計測対象の性質
により決まる反射信号のコヒーレンス時間をτｃとした
場合、１／（ｆｂｅ−ｆｂｓ）＜τｃ／２、ｆｂｅ＜ｆ
ｓ、ｆｅ＜ｆｂｓの関係を満足し、前記送信パルスの時
間幅、及びゲート時間幅τは、１／（ｆｂｅ−ｆｂｓ）
＜τ／２、τ＜τｃの関係を満足するものである。

【００１７】この発明の請求項４に係るコヒーレント積
分方法は、受信された信号中からフィルタにより計測不
要な周波数帯域の信号を除去するステップと、前記フィ
ルタの出力に時間軸上でゲートをかけ、ゲート内の受信
信号を抽出するステップと、前記抽出されたゲート内の
受信信号を前半のデータ及び後半のデータの２つに分割
してそれぞれをフーリエ変換するステップと、前記フー
リエ変換された前半のデータ又は後半のデータの一方の
複素共役を求めるステップと、前記フーリエ変換された
前半のデータ又は後半のデータの他方と前記求められた
複素共役のデータの複素乗算を行うステップと、前記複
素乗算の結果を加算するステップとを含むものである。

【００１８】この発明の請求項５に係るコヒーレント積
分方法は、計測における必要周波数の下限値をｆｓ、上
限値をｆｅとし、前記フィルタの通過周波数範囲の下限
値をｆｂｓ、上限値をｆｂｅとし、計測対象の性質によ
り決まる反射信号のコヒーレンス時間をτｃとした場
合、１／（ｆｂｅ−ｆｂｓ）＜τｃ／２、ｆｂｅ＜ｆ
ｓ、ｆｅ＜ｆｂｓの関係を満足し、ゲート時間幅τは、
１／（ｆｂｅ−ｆｂｓ）＜τ／２、τ＜τｃの関係を満
足するものである。

【００１９】

【発明の実施の形態】実施の形態１．この発明の実施の
形態１に係るレーダ装置について図面を参照しながら説
明する。図１は、この発明の実施の形態１に係るレーダ
装置の構成を示す図である。なお、各図中、同一符号は
同一又は相当部分を示す。

【００２０】図１において、１は光波、電磁波、あるい
は音波といった波動を送受信するための送受信機、２は
受信信号中から計測に不要な周波数帯域の信号を除去す
るためのフィルタ、３はＡ／Ｄ変換を行うＡ／Ｄ変換手
段、４は受信信号に時間軸上でゲートをかけ、ゲート内
の受信信号を抽出するゲート手段、５はゲート手段４に
より抽出された受信信号を前半のデータと後半のデータ
に分割するための切り替えスイッチである。

【００２１】また、同図において、６ａ及び６ｂは同一
ゲート内の受信信号をフーリエ変換するフーリエ変換手
段、７は各ゲート中の前半のデータをフーリエ変換する
フーリエ変換手段６ａの出力と、後半のデータをフーリ
エ変換するフーリエ変換手段６ｂの出力の同期をとるた
めに、前半のデータのフーリエ変換手段６ａの後段に設
けられた遅延手段、８はフーリエ変換手段６ｂの出力信
号の複素共役を求める複素共役手段、９は遅延手段７の
出力信号と複素共役手段８の出力信号の複素乗算を行う
複素乗算手段、１０は複素乗算手段９の出力信号を加算
する複素加算手段である。なお、複素乗算手段９は、同
一の周波数毎に複素乗算を行う。

【００２２】つぎに、この実施の形態１に係るレーダ装
置の動作について図面を参照しながら説明する。

【００２３】図２は、この発明の実施の形態１に係るレ
ーダ装置の送受信動作を示すタイミングチャートであ
る。

【００２４】図２において、（ａ）は送信タイミング、
（ｂ）は受信タイミングをそれぞれ示す。また、τは送
信パルスの時間幅、τＰＲＩは送信パルスの時間間隔、
τｄは計測対象までの距離に相当する遅延時間、ｎ（＝
０、１、２、３、…）は送信及び受信回数である。

【００２５】この実施の形態１に係るレーダ装置は、光
波、電磁波、あるいは音波といった波動を送受信し、受
信信号の周波数スペクトルから、計測対象の性状、例え
ば計測対象の形状や移動速度といったものを検出する装
置に適用可能である。

【００２６】ここでは、その具体的例として、光波を大
気中に送信し、大気中のエアロゾルから反射された反射
信号をヘテロダイン検波してドップラースペクトルを求
め、このドップラースペクトルから大気の風速を測定す
るケースについて説明する。

【００２７】送受信機１からの受信信号には、所望の信
号であるドップラー信号と、不要信号であるレーダ装置
内部のシステムノイズとが含まれている。

【００２８】ドップラー信号は、大気の性質により決ま
るコヒーレンス時間を持つ信号である。本明細書におけ
るコヒーレンス時間とは、信号の位相揺らぎが起こらな
い範囲の時間であり、信号の周波数スペクトル幅の逆数
により与えられる。その定義は、上記の文献［１］に示
されている。この文献［１］では、光波の場合について
記述されているが、使用する波動が電磁波や、音波の場
合においても同様の記述が可能であることは明らかであ
る。

【００２９】レーダ装置内部におけるシステムノイズ
は、白色ランダムノイズであり、コヒーレンス時間を持
たない信号である。

【００３０】図１において、計測における必要周波数の
下限値をｆｓ、上限値をｆｅとし、Ａ／Ｄ変換における
サンプリング周期を２ｆｅ以上とする。フィルタ２の通
過周波数範囲は、通過周波数範囲の下限値をｆｂｓ、通
過周波数範囲の上限値をｆｂｅとし、計測対象（大気）
の性質により決まる反射信号（ドップラー信号）のコヒ
ーレンス時間をτｃとし、次の式（１）、及び式（２）
を満足するように設定する。

【００３１】 １／（ｆｂｅ−ｆｂｓ）＜τｃ／２ （１）

【００３２】 ｆｂｅ＜ｆｓ、ｆｅ＜ｆｂｓ （２）

【００３３】まず、図２（ａ）に示すように、送受信機
１により、時間幅τの送信パルスを、送信パルス間隔τ
ＰＲＩで繰り返し送信する。この送信パルスは、大気中
のエアロゾルにより反射され、この反射信号は送受信機
１により受信される。送受信機１においては、この反射
信号はヘテロダイン検波され（以下、ヘテロダイン検波
された反射信号をドップラー信号と称する。）、風速と
光波の伝播速度とで決まるドップラースペクトルを持つ
信号となる。なお、このドップラー信号は、フィルタ２
の通過周波数帯域内の成分のみ持つ信号である。

【００３４】送受信機１からのドップラー信号、及びシ
ステムノイズは、フィルタ２を通過する。これにより計
測不要な周波数帯域の成分が除去される。所望のドップ
ラー信号は、フィルタ２の通過帯域内の成分のみ持つた
め、信号のレベル及びコヒーレンス時間に変化はない。
それに対し、システムノイズは、白色ランダムノイズな
ので、フィルタ２を通過することにより通過帯域以外の
成分が除去されてノイズレベルが低減される。このよう
に、フィルタ２を備えることで、受信信号におけるＳＮ
Ｒが向上するという効果が生じる。

【００３５】また、システムノイズがフィルタ２を通過
することにより、白色ランダムノイズから有色ノイズに
変化し、フィルタの通過周波数帯域幅の逆数に相当する
コヒーレンス時間を有するようになる。したがって、こ
のシステムノイズのコヒーレンス時間は、１／（ｆｂｅ
−ｆｂｓ）となる。

【００３６】フィルタ２を通過したドップラー信号、及
びシステムノイズは、Ａ／Ｄ変換手段３によってデジタ
ル信号に変換される。

【００３７】次に、計測対象の距離に応じた遅延時間τ
ｄをおいて送信パルスの時間幅と同じ時間幅τを持つ信
号をゲート手段４により抽出する。これにより、計測対
象からのドップラー信号が含まれているゲート信号が抽
出される。このとき、送信パルスの時間幅、及びゲート
時間幅τは、大気の性質により決まるドップラー信号の
コヒーレンス時間をτｃとし、次の式（３）を満たすよ
うに設定する。

【００３８】 １／（ｆｂｅ−ｆｂｓ）＜τ／２、τ＜τｃ （３）

【００３９】ゲートの時間幅τは、システムノイズのコ
ヒーレンス時間１／（ｆｂｅ−ｆｂｓ）より大きく、ド
ップラー信号のコヒーレンス時間τｃより小さいので、
ゲート内におけるドップラー信号の位相揺らぎはなく、
システムノイズは位相揺らぎのある信号となっている。

【００４０】次に、切り替えスイッチ５によって、ゲー
ト手段４から出力される時間幅τの信号を時間軸上で前
半と後半の２組のデータに分割する。分割された受信信
号データは、Ｎを送信パルスの繰り返し送信数（以下、
計測回数）、Ｍを分割されたデータにおけるサンプル数
として、次の式（４）、及び式（５）により与えられ
る。

【００４１】

【数１】

【００４２】このとき、フィルタ２の通過周波数範囲が
式（１）により設定されているので、前半のデータと後
半のデータの時間差τ／２は、システムノイズのコヒー
レント時間１／（ｆｂｅ−ｆｂｓ）よりも大きく、ドッ
プラー信号のコヒーレンス時間τｃよりも小さくなって
いる。

【００４３】分割された２つのデータの内、前半のデー
タＳ^former _{τ d}（ｎ，ｋ）は、フーリエ変換手段６ａ
で、後半のデータＳ^latter _{τ d}（ｎ，ｋ）は、フーリエ
変換手段６ｂでそれぞれフーリエ変換され、次の式
（６）、及び式（７）で表される値となる。

【００４４】

【数２】

【００４５】これらの式（６）、及び式（７）は、前半
のデータ、及び後半のデータをドップラー周波数毎に分
解し、同一のドップラー周波数成分についてコヒーレン
ト積分する演算に相当する。

【００４６】なお、本明細書におけるフーリエ変換と
は、時間領域のデジタル信号のフーリエ変換という意味
であり、ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ
Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉ
ｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）のどちらでもよい。前者の
ＤＦＴを用いれば、ドップラー信号のコヒーレント時間
τｃに合わせてゲート時間を細かく設定できるという効
果があり、また、後者のＦＦＴを用いれば計算時間が速
くなるという効果が生じる。

【００４７】このフーリエ変換手段６ａ、及び６ｂによ
り求められるドップラースペクトルは、ゲート内におい
て分割された２つの受信信号をドップラー周波数毎に分
解し、同一のドップラー周波数成分についてコヒーレン
ト積分されたものである。このとき、ゲート内における
ドップラー信号の位相揺らぎはなく、システムノイズは
位相揺らぎのある信号となっている。したがって、フー
リエ変換手段６ａ、及び６ｂにより、ドップラー信号の
みを同相でコヒーレント積分し、システムノイズをキャ
ンセルすることができるので、ＳＮＲが向上する効果が
生じる。

【００４８】前半のデータのフーリエ変換結果Ｓ^former
_{τ d}（ｎ，ｌ）は、遅延手段７によって後半のデータの
フーリエ変換結果Ｓ^lattar _{τ d}（ｎ，ｌ）の出力との同
期がとられる。

【００４９】次に、複素共役手段８は、フーリエ変換手
段６ｂの出力（後半のデータのフーリエ変換結果）の複
素共役を求める。複素乗算手段９では、複素共役手段８
の出力とフーリエ変換手段６ａの出力の複素乗算を同一
のドップラー周波数成分毎に行う。つまり、複素共役手
段８及び複素乗算手段９においては、次の式（８）に相
当する演算が行われる。

【００５０】

【数３】

【００５１】ここで、Ａ（ｎ，ｌ）は、複素乗算された
結果の振幅項、φ（ｎ，ｌ）は複素乗算された結果の位
相であり、ゲート内における前半のデータと後半のデー
タの間の信号の位相差である。

【００５２】次に、送信パルスを時間間隔τＰＲＩで繰
り返し送信して同じ計測をＮ回繰り返す。時間間隔τＰ
ＲＩがドップラー信号のコヒーレンス時間τｃよりも大
きい場合、計測回数Ｎ間における抽出したゲート内のド
ップラー信号の位相は揺らいでいる。しかし、計測回数
Ｎ間において、抽出したゲート内における前半のデータ
と後半のデータの時間差は、ドップラー信号のコヒーレ
ンス時間τｃより小さいので、ドップラー信号に関する
前半データと後半データの位相差は、計測回数Ｎ間で一
定である。それに対し、前半のデータと後半のデータの
時間差は、システムノイズのコヒーレンス時間１／（ｆ
ｂｅ−ｆｂｓ）よりも大きいので、シテムノイズに関す
る前半データと後半データの位相差は計測回数Ｎ間でラ
ンダムな値をとる。

【００５３】次に、式（８）によるドップラースペクト
ルの複素共役、及び複素乗算によって得られた結果Ｓ
（ｎ，ｌ）について、次の式（９）に示す複素加算処理
を行う。これにより、送信パルス間隔τＰＲＩがドップ
ラー信号のコヒーレンス時間τｃよりも大きく、計測回
数Ｎ間のドップラー信号の位相が揺らぐ場合であって
も、ドップラー信号のみ同相でコヒーレント積分するこ
とができ、システムノイズについてはランダムな位相で
積分することになるので、受信信号におけるＳＮＲを向
上させることが可能になる。

【００５４】

【数４】

【００５５】この実施の形態１に係るレーダ装置では、
受信信号を２組のデータに分割し、それぞれのドップラ
ースペクトルを求め、一方のドップラースペクトルの複
素共役結果ともう一方のドップラースペクトルの複素乗
算を行うように装置を構成し、ドップラー信号のコヒー
レンス時間より大きい時間間隔にわたって計測および処
理を複数繰り返し、得られた結果を繰り返し回数分複素
加算することでドップラー信号を抽出したゲート内及び
計測回数Ｎ間の両方について同相でコヒーレント積分で
き、十分なＳＮＲの向上が得られるという効果がある。

【００５６】また、この実施の形態１に係るレーダ装置
では、Ａ／Ｄ変換の前段階にフィルタ２を備えているの
で、不要周波数成分を除去し、従来装置よりもシステム
ノイズレベルを低減することができる。

【００５７】さらに、計測対象の性質により決まるコヒ
ーレンス時間をτｃとし、計測における必要周波数の下
限値をｆｓ、上限値をｆｅとし、フィルタ２の通過周波
数範囲の下限値をｆｂｓ、上限値をｆｂｅとし、式
（１）、及び式（２）を満足するように設定し、また、
ゲートの時間幅τを式（３）の範囲に設定し、受信信号
を２組のデータに分割しているので、分割した２組のデ
ータの時間間隔を、システムノイズのコヒーレンス時間
より大きく、所望の信号のコヒーレンス時間より小さく
することができる。これにより、フィルタ２を備えるこ
とによりシステムノイズがコヒーレンス時間を持つ場合
においても所望の信号のみを同相でコヒーレント積分
し、システムノイズを抑圧して受信信号におけるＳＮＲ
を向上する効果が生じる。

【００５８】実施の形態２．この発明の実施の形態２に
係るレーダ装置について図面を参照しながら説明する。
図３は、この発明の実施の形態２に係るレーダ装置の構
成を示す図である。

【００５９】上記実施の形態１に係るレーダ装置では、
ゲート手段４により抽出する時間幅τの受信信号を２組
のデータに分割する。したがって、これらの分割された
２組のデータを高速フーリエ変換するために、２つのフ
ーリエ変換手段６ａ、及び６ｂを備えていた。

【００６０】この実施の形態２に係るレーダ装置では、
受信信号データの分割が時間軸上の前半と後半とで実施
されることに着目し、ゲート手段４内の２Ｍ個のデータ
の前半のＭ個と、後半のＭ個について逐次的にフーリエ
変換することで、フーリエ変換手段を１つに減らすこと
ができる。さらに、ゲート手段４と２つのフーリエ変換
手段６ａ、及び６ｂとの接続を切り替えていた切り替え
スイッチ５も削除できる。

【００６１】以上述べたように、この実施の形態２に係
るレーダ装置では、上記実施の形態１における２つのフ
ーリエ変換手段６ａ、及び６ｂの内の１つと、切り替え
スイッチ５を削減することができるので、装置を廉価に
するという効果が生じる。

【００６２】

【発明の効果】この発明の請求項１に係るレーダ装置
は、以上説明したとおり、波動からなるパルスを送信す
るとともに、計測対象からの反射信号を受信する送受信
機と、送受信機により受信された信号中から計測不要な
周波数帯域の信号を除去するフィルタと、前記フィルタ
の出力を予め決められたサンプリング周期によりＡ／Ｄ
変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段の出力
に時間軸上でゲートをかけ、ゲート内の受信信号を抽出
するゲート手段と、前記ゲート内の受信信号をフーリエ
変換するフーリエ変換手段と、前記フーリエ変換された
ゲート内の前半のデータと後半のデータの同期をとる遅
延手段と、前記フーリエ変換されたゲート内の後半のデ
ータの複素共役を求める複素共役手段と、前記遅延手段
の出力信号と前記複素共役手段の出力信号の複素乗算を
行う複素乗算手段と、前記複素乗算手段の出力信号を加
算する複素加算手段とを備えたので、システムノイズを
抑圧して受信信号におけるＳＮＲを向上することができ
るという効果を奏する。

【００６３】この発明の請求項２に係るレーダ装置は、
以上説明したとおり、前記ゲート手段により抽出された
受信信号を前半のデータと後半のデータに分割する切り
替えスイッチをさらに備え、前記フーリエ変換手段は、
前記分割された前半のデータをフーリエ変換する第１の
フーリエ変換手段と、前記分割された後半のデータをフ
ーリエ変換する第２のフーリエ変換手段とを有するの
で、システムノイズを抑圧して受信信号におけるＳＮＲ
を向上することができるという効果を奏する。

【００６４】この発明の請求項３に係るレーダ装置は、
以上説明したとおり、計測における必要周波数の下限値
をｆｓ、上限値をｆｅとし、前記Ａ／Ｄ変換手段におけ
るサンプリング周期を２ｆｅ以上とし、前記フィルタの
通過周波数範囲の下限値をｆｂｓ、上限値をｆｂｅと
し、前記計測対象の性質により決まる反射信号のコヒー
レンス時間をτｃとした場合、１／（ｆｂｅ−ｆｂｓ）
＜τｃ／２、ｆｂｅ＜ｆｓ、ｆｅ＜ｆｂｓの関係を満足
し、前記送信パルスの時間幅、及びゲート時間幅τは、
１／（ｆｂｅ−ｆｂｓ）＜τ／２、τ＜τｃの関係を満
足するので、システムノイズを抑圧して受信信号におけ
るＳＮＲを向上することができるという効果を奏する。

【００６５】この発明の請求項４に係るコヒーレント積
分方法は、以上説明したとおり、受信された信号中から
フィルタにより計測不要な周波数帯域の信号を除去する
ステップと、前記フィルタの出力に時間軸上でゲートを
かけ、ゲート内の受信信号を抽出するステップと、前記
抽出されたゲート内の受信信号を前半のデータ及び後半
のデータの２つに分割してそれぞれをフーリエ変換する
ステップと、前記フーリエ変換された前半のデータ又は
後半のデータの一方の複素共役を求めるステップと、前
記フーリエ変換された前半のデータ又は後半のデータの
他方と前記求められた複素共役のデータの複素乗算を行
うステップと、前記複素乗算の結果を加算するステップ
とを含むので、システムノイズを抑圧して受信信号にお
けるＳＮＲを向上することができるという効果を奏す
る。

【００６６】この発明の請求項５に係るコヒーレント積
分方法は、以上説明したとおり、計測における必要周波
数の下限値をｆｓ、上限値をｆｅとし、前記フィルタの
通過周波数範囲の下限値をｆｂｓ、上限値をｆｂｅと
し、計測対象の性質により決まる反射信号のコヒーレン
ス時間をτｃとした場合、１／（ｆｂｅ−ｆｂｓ）＜τ
ｃ／２、ｆｂｅ＜ｆｓ、ｆｅ＜ｆｂｓの関係を満足し、
ゲート時間幅τは、１／（ｆｂｅ−ｆｂｓ）＜τ／２、
τ＜τｃの関係を満足するので、システムノイズを抑圧
して受信信号におけるＳＮＲを向上することができると
いう効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の実施の形態１に係るレーダ装置の
構成を示す図である。

【図２】 この発明の実施の形態１に係るレーダ装置の
動作を示すタイミングチャートである。

【図３】 この発明の実施の形態２に係るレーダ装置の
構成を示す図である。

【図４】 従来のレーダ装置の構成を示す図である。

【符号の説明】

１ 送受信機、２ フィルタ、３ Ａ／Ｄ変換手段、４
ゲート手段、５ 切り替えスイッチ、６ａ、６ｂ、６
フーリエ変換手段、７ 遅延手段、８ 複素共役手
段、９ 複素乗算手段、１０ 複素加算手段。

フロントページの続き (72)発明者 平野 嘉仁 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 (72)発明者 和高 修三 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 (72)発明者 藤坂 貴彦 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 Ｆターム(参考） 5J070 AB07 AC02 AC06 AH02 AH35 AH39 AK22 AK28 BA01

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 波動からなるパルスを送信するととも
   に、計測対象からの反射信号を受信する送受信機と、 送受信機により受信された信号中から計測不要な周波数
   帯域の信号を除去するフィルタと、 前記フィルタの出力を予め決められたサンプリング周期
   によりＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換手段と、 前記Ａ／Ｄ変換手段の出力に時間軸上でゲートをかけ、
   ゲート内の受信信号を抽出するゲート手段と、 前記ゲート内の受信信号をフーリエ変換するフーリエ変
   換手段と、 前記フーリエ変換されたゲート内の前半のデータと後半
   のデータの同期をとる遅延手段と、 前記フーリエ変換されたゲート内の後半のデータの複素
   共役を求める複素共役手段と、 前記遅延手段の出力信号と前記複素共役手段の出力信号
   の複素乗算を行う複素乗算手段と、 前記複素乗算手段の出力信号を加算する複素加算手段と
   を備えたことを特徴とするレーダ装置。
2. 【請求項２】 前記ゲート手段により抽出された受信信
   号を前半のデータと後半のデータに分割する切り替えス
   イッチをさらに備え、 前記フーリエ変換手段は、前記分割された前半のデータ
   をフーリエ変換する第１のフーリエ変換手段と、前記分
   割された後半のデータをフーリエ変換する第２のフーリ
   エ変換手段とを有することを特徴とする請求項１記載の
   レーダ装置。
3. 【請求項３】 計測における必要周波数の下限値をｆ
   ｓ、上限値をｆｅとし、前記Ａ／Ｄ変換手段におけるサ
   ンプリング周期を２ｆｅ以上とし、前記フィルタの通過
   周波数範囲の下限値をｆｂｓ、上限値をｆｂｅとし、前
   記計測対象の性質により決まる反射信号のコヒーレンス
   時間をτｃとした場合、 １／（ｆｂｅ−ｆｂｓ）＜τｃ／２、 ｆｂｅ＜ｆｓ、ｆｅ＜ｆｂｓ の関係を満足し、 前記送信パルスの時間幅、及びゲート時間幅τは、 １／（ｆｂｅ−ｆｂｓ）＜τ／２、τ＜τｃ の関係を満足することを特徴とする請求項１又は２記載
   のレーダ装置。
4. 【請求項４】 受信された信号中からフィルタにより計
   測不要な周波数帯域の信号を除去するステップと、 前記フィルタの出力に時間軸上でゲートをかけ、ゲート
   内の受信信号を抽出するステップと、 前記抽出されたゲート内の受信信号を前半のデータ及び
   後半のデータの２つに分割してそれぞれをフーリエ変換
   するステップと、 前記フーリエ変換された前半のデータ又は後半のデータ
   の一方の複素共役を求めるステップと、 前記フーリエ変換された前半のデータ又は後半のデータ
   の他方と前記求められた複素共役のデータの複素乗算を
   行うステップと、 前記複素乗算の結果を加算するステップとを含むことを
   特徴とするコヒーレント積分方法。
5. 【請求項５】 計測における必要周波数の下限値をｆ
   ｓ、上限値をｆｅとし、前記フィルタの通過周波数範囲
   の下限値をｆｂｓ、上限値をｆｂｅとし、計測対象の性
   質により決まる反射信号のコヒーレンス時間をτｃとし
   た場合、 １／（ｆｂｅ−ｆｂｓ）＜τｃ／２、 ｆｂｅ＜ｆｓ、ｆｅ＜ｆｂｓ の関係を満足し、 ゲート時間幅τは、 １／（ｆｂｅ−ｆｂｓ）＜τ／２、τ＜τｃ の関係を満足することを特徴とする請求項４記載のコヒ
   ーレント積分方法。