JP2002542703A - シングルエンド信号から差信号への変換装置および変換方法 - Google Patents
シングルエンド信号から差信号への変換装置および変換方法Info
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Abstract
(57)【要約】
本発明は、シングルエンド信号を差信号へ変換する変換回路(200)に関する。本発明によれば、変換回路(200)内ではいずれのトランジスタ(214、208、206)も直接にグラウンド(210)には接続されないことが保証されるのでクロストークが回避される。トランジスタ(214、208、206)が直接にグラウンド(210)へ接続されないことによりグラウンド電流が発生せず、グラウンド電流に起因するクロストークが消去される。
Description
【0001】 従来の技術 本発明はプリアンプ回路に使用される変換回路に関する。特に、本発明はシン
グルエンド信号から差信号への変換装置および変換方法に関する。
グルエンド信号から差信号への変換装置および変換方法に関する。
【0002】 発明の背景 プリアンプ回路は典型的にはディスクドライブに組み込まれた低ノイズ増幅器
であり、ディスクドライブで使用される信号の増幅のために用いられる。プリア
ンプの低ノイズ要求に対しては、シングルエンド信号を差信号へ変換してクロス
トークを低減ないし消去することが試みられている。シングルエンド信号は典型
的には1つの電圧または電流によって定義される信号である。差信号は典型的に
は2つの電流の差によって定義される信号である。クロストークとはシステムの
コンポーネント間での望ましくない信号伝送である。
であり、ディスクドライブで使用される信号の増幅のために用いられる。プリア
ンプの低ノイズ要求に対しては、シングルエンド信号を差信号へ変換してクロス
トークを低減ないし消去することが試みられている。シングルエンド信号は典型
的には1つの電圧または電流によって定義される信号である。差信号は典型的に
は2つの電流の差によって定義される信号である。クロストークとはシステムの
コンポーネント間での望ましくない信号伝送である。
【0003】 電流供給部のノイズは典型的にはシングルエンド信号でも認識される。なぜな
ら電流供給部は補償が行われない場合シングルエンド信号に影響するからである
。ただし供給部におけるノイズは典型的には差信号によって形成された信号では
認識されない。これはこのノイズが2つの差信号へ反映され、2つの信号の差が
保持されるためである。したがってシングルエンド信号を差信号へ変換すれば、
典型的にはクロストークが低減される。
ら電流供給部は補償が行われない場合シングルエンド信号に影響するからである
。ただし供給部におけるノイズは典型的には差信号によって形成された信号では
認識されない。これはこのノイズが2つの差信号へ反映され、2つの信号の差が
保持されるためである。したがってシングルエンド信号を差信号へ変換すれば、
典型的にはクロストークが低減される。
【0004】 プリアンプ回路では典型的にはシングルエンド信号に対する増幅(しばしば利
得と称される)はシングルエンド信号から差信号への変換よりも前に行われる。
シングルエンド信号の利得は電流供給部に影響を与え、また逆に電流供給部は供
給源を介してシングルエンド信号に影響を与え、クロストークを発生する。した
がってクロストークは典型的にはシングルエンド信号を制限し、シングルエンド
信号を差動変換器へ供給する。クロストークのためにプリアンプでの電流増幅は
典型的には高周波数では遮断される。これは回路に対するインピーダンスがきわ
めて高くなり、高周波数信号を搬送できなくなってしまうからである。
得と称される)はシングルエンド信号から差信号への変換よりも前に行われる。
シングルエンド信号の利得は電流供給部に影響を与え、また逆に電流供給部は供
給源を介してシングルエンド信号に影響を与え、クロストークを発生する。した
がってクロストークは典型的にはシングルエンド信号を制限し、シングルエンド
信号を差動変換器へ供給する。クロストークのためにプリアンプでの電流増幅は
典型的には高周波数では遮断される。これは回路に対するインピーダンスがきわ
めて高くなり、高周波数信号を搬送できなくなってしまうからである。
【0005】 付加的にグラウンドへ流れる電流によるクロストークが存在し、一般にグラウ
ンド電流と称される。電流がグラウンドへ流れると、グラウンドはフローティン
グ状態となる。信号はグラウンドに対して測定されるので、グラウンドのフロー
ティングは信号のフローティングを生じさせ、クロストークを発生させる。
ンド電流と称される。電流がグラウンドへ流れると、グラウンドはフローティン
グ状態となる。信号はグラウンドに対して測定されるので、グラウンドのフロー
ティングは信号のフローティングを生じさせ、クロストークを発生させる。
【0006】 したがってシングルエンド信号を差信号へ変換してクロストークを回避する手
段が所望される。またシングルエンド信号から差信号への変換器により信号を高
周波数で処理できるようにすることも所望される。本発明はこれらの要求を解決
するものである。
段が所望される。またシングルエンド信号から差信号への変換器により信号を高
周波数で処理できるようにすることも所望される。本発明はこれらの要求を解決
するものである。
【0007】 発明の概要 本発明はシングルエンド信号から差信号への変換回路に関する。本発明の第1
の実施形態によれば、変換回路内のいずれのトランジスタも直接にはグラウンド
へ接続されないことが保証されることによりクロストークが回避される。トラン
ジスタが直接にグラウンドへ接続されないことによりグラウンド電流は回避され
、グラウンド電流に関連するクロストークは消去される。
の実施形態によれば、変換回路内のいずれのトランジスタも直接にはグラウンド
へ接続されないことが保証されることによりクロストークが回避される。トラン
ジスタが直接にグラウンドへ接続されないことによりグラウンド電流は回避され
、グラウンド電流に関連するクロストークは消去される。
【0008】 さらに本発明の1つの実施形態によれば、変換回路は信号を1よりも大きい利
得で増幅する。したがって典型的には変換回路への信号入力に先行して行われて
いた増幅は変換回路内で行われる。変換回路の前方で行われる増幅を変換回路内
で行われるようにシフトすることにより、電流源とシングルエンド形の入力信号
との間のクロストークは回避される。
得で増幅する。したがって典型的には変換回路への信号入力に先行して行われて
いた増幅は変換回路内で行われる。変換回路の前方で行われる増幅を変換回路内
で行われるようにシフトすることにより、電流源とシングルエンド形の入力信号
との間のクロストークは回避される。
【0009】 本発明ではシングルエンド信号を差信号へ変換する変換装置が提供される。装
置は電流を電圧へ変換する第1のデバイスと、第1のデバイスに結合された第2
のデバイスと、第1のデバイスおよび第2のデバイスに結合された第3のデバイ
スとを有しており、第1のデバイス、第2のデバイスおよび第3のデバイスのい
ずれも直接にグラウンドには接続されておらず、電流は2以上の利得で増幅され
る。
置は電流を電圧へ変換する第1のデバイスと、第1のデバイスに結合された第2
のデバイスと、第1のデバイスおよび第2のデバイスに結合された第3のデバイ
スとを有しており、第1のデバイス、第2のデバイスおよび第3のデバイスのい
ずれも直接にグラウンドには接続されておらず、電流は2以上の利得で増幅され
る。
【0010】 また本発明ではシングルエンド信号を差信号へ変換する変換方法が提供される
。電流を電圧へ変換し、差電圧を差形成手段の組へ入力し、電流を2以上の利得
で増幅し、その際にグラウンド電流をほとんど生じさせない。
。電流を電圧へ変換し、差電圧を差形成手段の組へ入力し、電流を2以上の利得
で増幅し、その際にグラウンド電流をほとんど生じさせない。
【0011】 図面の簡単な説明 図1にはシングルエンド信号から差信号への変換を行う従来の変換回路の概略
図が示されている。図2には本発明の第1の実施例による変換回路の概略図が示
されている。図3には本発明の第2の実施例による変換回路の概略図が示されて
いる。図4にはシングルエンド信号から差信号への変換を行う本発明の方法のフ
ローチャートが示されている。
図が示されている。図2には本発明の第1の実施例による変換回路の概略図が示
されている。図3には本発明の第2の実施例による変換回路の概略図が示されて
いる。図4にはシングルエンド信号から差信号への変換を行う本発明の方法のフ
ローチャートが示されている。
【0012】 有利な実施例の詳細な説明 当業者が本発明を構成し実施することができるように、特許明細書およびその
要件のコンテクストにおいて以下に説明する。有利な実施例に対する種々の修正
は当業者にとっては直ちに理解可能であり、その基本概念は他の実施例にも適用
することができる。したがって本発明はここで示されている実施例のみに限定さ
れるものではなく、最も広い範囲の概念および特徴に一致する。
要件のコンテクストにおいて以下に説明する。有利な実施例に対する種々の修正
は当業者にとっては直ちに理解可能であり、その基本概念は他の実施例にも適用
することができる。したがって本発明はここで示されている実施例のみに限定さ
れるものではなく、最も広い範囲の概念および特徴に一致する。
【0013】 図1には従来のシングルエンド信号を差信号へ変換する変換回路の例を表す概
略図が示されている。変換回路100は電流供給部102、電圧計104、グラ
ウンド110、およびトランジスタ106、108を有している。トランジスタ
106、108のタイプの例はエンハンストn型金属酸化物半導体NMOSであ
る。エンハンストNMOSトランジスタは典型的には正の閾値電圧を有する。
略図が示されている。変換回路100は電流供給部102、電圧計104、グラ
ウンド110、およびトランジスタ106、108を有している。トランジスタ
106、108のタイプの例はエンハンストn型金属酸化物半導体NMOSであ
る。エンハンストNMOSトランジスタは典型的には正の閾値電圧を有する。
【0014】 増幅されたシングルエンド電流は変換回路100へ入力される。入力電流II N はトランジスタ106によって発生されたインピーダンスに相当する。このイ
ンピーダンスIINは電圧へ変換される。トランジスタ108はこの電圧を正の
電圧として有し、トランジスタ106はこの電圧を負の電圧として受け取る。定
義によれば、トランジスタ106を通る電流の増幅は利得1を有し、トランジス
タ108の電流利得はトランジスタ106の利得に等しい。したがってトランジ
スタ108の電流利得も1である。差信号IOUTP112aおよびIOUTN 112bは同じ大きさである。したがって差形成回路100は電流利得2を有す
る。
ンピーダンスIINは電圧へ変換される。トランジスタ108はこの電圧を正の
電圧として有し、トランジスタ106はこの電圧を負の電圧として受け取る。定
義によれば、トランジスタ106を通る電流の増幅は利得1を有し、トランジス
タ108の電流利得はトランジスタ106の利得に等しい。したがってトランジ
スタ108の電流利得も1である。差信号IOUTP112aおよびIOUTN 112bは同じ大きさである。したがって差形成回路100は電流利得2を有す
る。
【0015】 シングルエンド信号は典型的には差形成回路100へ入力される前に増幅され
るので、シングルエンド信号の利得が電流供給部へ作用してクロストークが発生
することがある。電流供給部での効果は逆にシングルエンド信号にも作用する。
このクロストークは変換回路の電流利得を高周波数、例えば約160MHzで遮
断する。
るので、シングルエンド信号の利得が電流供給部へ作用してクロストークが発生
することがある。電流供給部での効果は逆にシングルエンド信号にも作用する。
このクロストークは変換回路の電流利得を高周波数、例えば約160MHzで遮
断する。
【0016】 従来の変換回路100ではトランジスタ108からグラウンド110へ流れる
グラウンド電流に起因してクロストークが発生することがある。信号がグラウン
ド110へ送出されると、グラウンド110はフローティング状態となる。全て
の信号がグラウンド110に対して測定されるので、全信号がフローティング状
態となりクロストークが発生する。
グラウンド電流に起因してクロストークが発生することがある。信号がグラウン
ド110へ送出されると、グラウンド110はフローティング状態となる。全て
の信号がグラウンド110に対して測定されるので、全信号がフローティング状
態となりクロストークが発生する。
【0017】 このようなクロストークを回避するために、シングルエンド信号を差信号へ変
換する変換回路が所望される。またシングルエンド信号から差信号への変換器に
より信号を高周波数で処理できるようにすることも所望される。本発明はこれら
の要求を満足する。
換する変換回路が所望される。またシングルエンド信号から差信号への変換器に
より信号を高周波数で処理できるようにすることも所望される。本発明はこれら
の要求を満足する。
【0018】 図2には本発明の第1の実施例によるシングルエンド信号を差信号へ変換する
変換回路の概略図が示されている。図2にはシングルエンド信号を差信号へ変換
する変換回路200の実施例が示されており、これは3つのトランジスタ214
、208、206、電圧源204、電流供給部202、およびグラウンド210
を有している。使用されるトランジスタ214、208、206のタイプの例は
NMOSトランジスタである。トランジスタ208、206の第1の機能は差形
成手段の組として動作することである。電圧はトランジスタ208、206へ入
力され、この電圧は電流へ変換されて差電流の出力として得られる。
変換回路の概略図が示されている。図2にはシングルエンド信号を差信号へ変換
する変換回路200の実施例が示されており、これは3つのトランジスタ214
、208、206、電圧源204、電流供給部202、およびグラウンド210
を有している。使用されるトランジスタ214、208、206のタイプの例は
NMOSトランジスタである。トランジスタ208、206の第1の機能は差形
成手段の組として動作することである。電圧はトランジスタ208、206へ入
力され、この電圧は電流へ変換されて差電流の出力として得られる。
【0019】 電流IINは変換回路200へ入力される。電流IINは例えば約0.5mA
であり、約10μAまたはIINの約1%の信号を有している。トランジスタ2
14はIINを電圧へ変換する。トランジスタ214によって変換された電圧の
例は入力側で約10mVである。トランジスタ214での電圧降下により共通の
トランジスタソース216a、216b、216cでの電圧は1/2Vとなり、
ここでVは入力電圧である。例えば共通のトランジスタソース216a、216
b、216cでの電圧1/2Vは5mVである。トランジスタ214を通って流
れる電流はトランジスタ208の電流に加えられ、トランジスタ206のソース
216cを介してIOUTP212bで流出する。例えばIOUTPは約2mA
の直流電流DCであり、約40μAの信号電流を有する。
であり、約10μAまたはIINの約1%の信号を有している。トランジスタ2
14はIINを電圧へ変換する。トランジスタ214によって変換された電圧の
例は入力側で約10mVである。トランジスタ214での電圧降下により共通の
トランジスタソース216a、216b、216cでの電圧は1/2Vとなり、
ここでVは入力電圧である。例えば共通のトランジスタソース216a、216
b、216cでの電圧1/2Vは5mVである。トランジスタ214を通って流
れる電流はトランジスタ208の電流に加えられ、トランジスタ206のソース
216cを介してIOUTP212bで流出する。例えばIOUTPは約2mA
の直流電流DCであり、約40μAの信号電流を有する。
【0020】 電流IOUTNを形成するために、IINはトランジスタ214を通って流れ
、トランジスタ208での電流へ加えられ、回路からIOUTN212aとして
出力される。IOUTN、IOUTPは相互に相補的であり、したがって例えば
IOUTNは約2mAの直流電流であり、40μAの信号電流を有する。例えば
電流源202の電流は約5mAである。変換回路200ではいずれのデバイスも
直接にはグラウンドへ接続されていないのでグラウンド210へは電流は流れな
いことを指摘しておく。したがってグラウンド電流からのクロストークは発生し
ない。
、トランジスタ208での電流へ加えられ、回路からIOUTN212aとして
出力される。IOUTN、IOUTPは相互に相補的であり、したがって例えば
IOUTNは約2mAの直流電流であり、40μAの信号電流を有する。例えば
電流源202の電流は約5mAである。変換回路200ではいずれのデバイスも
直接にはグラウンドへ接続されていないのでグラウンド210へは電流は流れな
いことを指摘しておく。したがってグラウンド電流からのクロストークは発生し
ない。
【0021】 この変換回路200の更なる利点は大きな電流利得が達成されることである。
例えばトランジスタ208のドレイン218bとトランジスタ214のドレイン
218aとの比を4:1に設定し、トランジスタ206のドレイン218cとト
ランジスタ214のドレイン218aとの比を4:1に設定すると電流利得8が
達成される。ドレイン218b、218cをドレイン218aの4倍に設定する
と、電流利得はトランジスタ208とトランジスタ206とで4ずつ得られ、差
信号の全利得は8となる。
例えばトランジスタ208のドレイン218bとトランジスタ214のドレイン
218aとの比を4:1に設定し、トランジスタ206のドレイン218cとト
ランジスタ214のドレイン218aとの比を4:1に設定すると電流利得8が
達成される。ドレイン218b、218cをドレイン218aの4倍に設定する
と、電流利得はトランジスタ208とトランジスタ206とで4ずつ得られ、差
信号の全利得は8となる。
【0022】 したがってシングルエンド信号を変換回路200への入力前に増幅する必要は
ない。シングルエンド信号は増幅信号ではないので、変換回路200の前方では
利得は存在せず、電流源によるクロストークは発生しない。したがって変換回路
200は信号を高周波数、例えば200MHzまでの高周波数で処理することが
できる。
ない。シングルエンド信号は増幅信号ではないので、変換回路200の前方では
利得は存在せず、電流源によるクロストークは発生しない。したがって変換回路
200は信号を高周波数、例えば200MHzまでの高周波数で処理することが
できる。
【0023】 図3にはシングルエンド信号を差信号へ変換する変換回路200の第2の実施
例の概略図が示されている。この回路はこの実施例ではより大きな変換回路内へ
組み込まれている。例えば2Vの入力電圧が変換回路300へ入力される。トラ
ンジスタ302は電圧を電流へ変換する。トランジスタ304は交流電流ACを
供給しトランジスタ303は直流電流成分(DC成分)を平衡化する。トランジ
スタ302の電流出力は例えば約1000μAの直流電流および10μAの交流
電流である。
例の概略図が示されている。この回路はこの実施例ではより大きな変換回路内へ
組み込まれている。例えば2Vの入力電圧が変換回路300へ入力される。トラ
ンジスタ302は電圧を電流へ変換する。トランジスタ304は交流電流ACを
供給しトランジスタ303は直流電流成分(DC成分)を平衡化する。トランジ
スタ302の電流出力は例えば約1000μAの直流電流および10μAの交流
電流である。
【0024】 電流はトランジスタ304を通過する。このトランジスタはトランジスタ21
4をキャパシタンスから保護する。トランジスタ304はカスコードデバイスと
して動作し、トランジスタ214がきわめて低いインピーダンスおよび低い利得
を有するようにする。カスコードデバイスは共通のゲートを有する複数のトラン
ジスタであり、電流をソースからドレインへ電圧利得とともに通過させる。カス
コードデバイスはトランジスタ(例えばトランジスタ214)のドレインでの低
利得および低キャパシタンスをもたらし、トランジスタのドレインを出力電圧か
ら保護する。カスコードデバイスの動作の詳細は当業者には周知である。電流が
回路200へ入力されると、図2に関連して説明したイベントが発生する。
4をキャパシタンスから保護する。トランジスタ304はカスコードデバイスと
して動作し、トランジスタ214がきわめて低いインピーダンスおよび低い利得
を有するようにする。カスコードデバイスは共通のゲートを有する複数のトラン
ジスタであり、電流をソースからドレインへ電圧利得とともに通過させる。カス
コードデバイスはトランジスタ(例えばトランジスタ214)のドレインでの低
利得および低キャパシタンスをもたらし、トランジスタのドレインを出力電圧か
ら保護する。カスコードデバイスの動作の詳細は当業者には周知である。電流が
回路200へ入力されると、図2に関連して説明したイベントが発生する。
【0025】 前述のように電流IINは変換回路200へ入力される。トランジスタ214
は電流IINを電圧へ変換する。トランジスタ214で電圧降下が発生するため
、共通のトランジスタソース216a、216b、216cでの電圧が1/2V
となる。ここでVは入力電圧である。電流はトランジスタ214を通って流れ、
トランジスタ208の電流へ加えられ、トランジスタ206のソース216cを
介してIOUTP212bで流出する。電流IOUTNを形成するために、電流
IINはトランジスタ214を通って流れ、トランジスタ208での電流へ加え
られ、回路からIOUTN212aとして出力される。
は電流IINを電圧へ変換する。トランジスタ214で電圧降下が発生するため
、共通のトランジスタソース216a、216b、216cでの電圧が1/2V
となる。ここでVは入力電圧である。電流はトランジスタ214を通って流れ、
トランジスタ208の電流へ加えられ、トランジスタ206のソース216cを
介してIOUTP212bで流出する。電流IOUTNを形成するために、電流
IINはトランジスタ214を通って流れ、トランジスタ208での電流へ加え
られ、回路からIOUTN212aとして出力される。
【0026】 トランジスタ306は回路200に結合され、トランジスタ214を平衡化す
る。トランジスタ206での電流利得はトランジスタ214の負の電流利得であ
る。例えばトランジスタ214が電流利得1を有する場合、トランジスタ306
は電流利得−1を有する。回路が平衡化されていれば、トランジスタ208、2
06での電流は等しく、入力電流は電流源202としての同じレベルの電流で動
作する。
る。トランジスタ206での電流利得はトランジスタ214の負の電流利得であ
る。例えばトランジスタ214が電流利得1を有する場合、トランジスタ306
は電流利得−1を有する。回路が平衡化されていれば、トランジスタ208、2
06での電流は等しく、入力電流は電流源202としての同じレベルの電流で動
作する。
【0027】 トランジスタ308〜312は回路200に結合され、出力電圧をトランジス
タ208、206、214に対するキャパシタンスからそれぞれ保護する。これ
はトランジスタ308〜312がトランジスタ208、206、214がきわめ
て低いインピーダンスおよび低い利得を有するようにするカスコードデバイスと
して動作することにより達成される。さらにトランジスタ308〜312は多重
化スイッチとして使用され、トライステートの出力をオフ状態とする。このよう
なトライステートデバイスとしてのカスコードデバイスの使用法は当業者には周
知である。
タ208、206、214に対するキャパシタンスからそれぞれ保護する。これ
はトランジスタ308〜312がトランジスタ208、206、214がきわめ
て低いインピーダンスおよび低い利得を有するようにするカスコードデバイスと
して動作することにより達成される。さらにトランジスタ308〜312は多重
化スイッチとして使用され、トライステートの出力をオフ状態とする。このよう
なトライステートデバイスとしてのカスコードデバイスの使用法は当業者には周
知である。
【0028】 図4には本発明のシングルエンド信号から差信号への変換方法のフローチャー
トが示されている。初期電流は電圧へ変換される(ステップ400)。この電圧
は差電圧を形成するために使用され、差電圧は差形成手段の組へ入力され、差電
流を形成する(ステップ402)。初期電流は2以上の利得で増幅され、その際
にグラウンド電流はほとんど生じない(ステップ404)。
トが示されている。初期電流は電圧へ変換される(ステップ400)。この電圧
は差電圧を形成するために使用され、差電圧は差形成手段の組へ入力され、差電
流を形成する(ステップ402)。初期電流は2以上の利得で増幅され、その際
にグラウンド電流はほとんど生じない(ステップ404)。
【0029】 本発明を有利な実施例に則して説明したが、当業者にとってはこれらの実施例
に本発明の範囲内で修正を加えることができることは明らかである。したがって
当業者にとっては請求項の内容から離れないかぎりにおいて種々の修正が可能で
ある。
に本発明の範囲内で修正を加えることができることは明らかである。したがって
当業者にとっては請求項の内容から離れないかぎりにおいて種々の修正が可能で
ある。
【図1】 シングルエンド信号から差信号への変換を行う従来の変換回路の概略図である
。
。
【図2】 本発明の第1の実施例による変換回路の概略図である。
【図3】 本発明の第2の実施例による変換回路の概略図である。
【図4】 本発明の方法のフローチャートである。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 スティーヴン ジェイ フランク アメリカ合衆国 カリフォルニア フェル トン クーパー ストリート 6633 (72)発明者 ザビー トゥースキー アメリカ合衆国 カリフォルニア サンタ クルーズ ニコルス ドライヴ 50 Fターム(参考) 5J066 AA01 AA12 CA52 FA20 HA10 KA59 MA17 TA07 5J092 AA01 AA12 CA52 FA20 HA10 KA59 MA17 TA07
Claims (7)
- 【請求項1】 電流を電圧へ変換する第1のデバイス(214)と、 第1のデバイス(214)に結合された第2のデバイス(208)と、 第1のデバイス(214)および第2のデバイス(208)に結合された第3
のデバイス(206)とを有しており、 第1のデバイス、第2のデバイスおよび第3のデバイス(206、214、2
08)のいずれも直接にグラウンド(210)には接続されておらず、電流は2
以上の利得で増幅される、 ことを特徴とするシングルエンド信号から差信号への変換装置。 - 【請求項2】 第1のデバイス、第2のデバイスおよび第3のデバイス(2
06、214、208)は共通の電源(202)を共有している、請求項1記載
の装置。 - 【請求項3】 第2のデバイスおよび第3のデバイス(206、208)は
差形成手段の組である、請求項1記載の装置。 - 【請求項4】 第5のデバイス(308)は第2のデバイス(208)に結
合されており、第5のデバイス(308)はカスコードデバイスとして機能する
、請求項1記載の装置。 - 【請求項5】 第5のデバイス(308)は多重化スイッチとして機能する
、請求項4記載の装置。 - 【請求項6】 電流を電圧へ変換し(400)、 差電圧を差形成手段の組へ入力し(402)、 電流を2以上の利得で増幅し、グラウンド電流をほとんど生じさせない(40
4)、 ことを特徴とするシングルエンド信号から差信号への変換方法。 - 【請求項7】 さらに共通の電源を設ける(202)、請求項6記載の方法
。
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KR20020053777A (ko) * | 2000-03-31 | 2002-07-05 | 롤페스 요하네스 게라투스 알베르투스 | 증폭단의 차동출력부에 소정의 공통모드 전압을 인가하는전자회로 |
US6404281B1 (en) * | 2000-11-14 | 2002-06-11 | Sirenza Microdevices, Inc. | Wide dynamic range transimpedance amplifier |
US6573802B2 (en) * | 2000-11-30 | 2003-06-03 | Intersil Americas Inc. | Single-ended to differential and differential to single-ended conversion using a common mode shunt |
US6566961B2 (en) * | 2001-03-30 | 2003-05-20 | Institute Of Microelectronics | Wide-band single-ended to differential converter in CMOS technology |
US6639473B1 (en) | 2002-04-16 | 2003-10-28 | Sirenza Microdevices, Inc. | Method and/or apparatus for controlling a common-base amplifier |
US8788996B2 (en) | 2003-09-15 | 2014-07-22 | Nvidia Corporation | System and method for configuring semiconductor functional circuits |
US8775997B2 (en) | 2003-09-15 | 2014-07-08 | Nvidia Corporation | System and method for testing and configuring semiconductor functional circuits |
US8732644B1 (en) | 2003-09-15 | 2014-05-20 | Nvidia Corporation | Micro electro mechanical switch system and method for testing and configuring semiconductor functional circuits |
US8711161B1 (en) | 2003-12-18 | 2014-04-29 | Nvidia Corporation | Functional component compensation reconfiguration system and method |
US7099646B1 (en) | 2004-01-27 | 2006-08-29 | Marvell International Ltd. | Signal mixer having a single-ended input and a differential output |
US8723231B1 (en) | 2004-09-15 | 2014-05-13 | Nvidia Corporation | Semiconductor die micro electro-mechanical switch management system and method |
US8711156B1 (en) | 2004-09-30 | 2014-04-29 | Nvidia Corporation | Method and system for remapping processing elements in a pipeline of a graphics processing unit |
WO2006117599A2 (en) * | 2004-11-26 | 2006-11-09 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Single - ended to differential transformer circuit |
CN1855750B (zh) * | 2005-04-20 | 2010-09-01 | 周宗善 | 抗干扰单端信号传输方法及其装置 |
US8021193B1 (en) | 2005-04-25 | 2011-09-20 | Nvidia Corporation | Controlled impedance display adapter |
US7793029B1 (en) | 2005-05-17 | 2010-09-07 | Nvidia Corporation | Translation device apparatus for configuring printed circuit board connectors |
US8412872B1 (en) | 2005-12-12 | 2013-04-02 | Nvidia Corporation | Configurable GPU and method for graphics processing using a configurable GPU |
US8417838B2 (en) * | 2005-12-12 | 2013-04-09 | Nvidia Corporation | System and method for configurable digital communication |
KR100833186B1 (ko) * | 2006-10-18 | 2008-05-28 | 삼성전자주식회사 | 증폭 회로, 및 증폭 회로의 바이어스 전압 발생 방법 |
US8724483B2 (en) | 2007-10-22 | 2014-05-13 | Nvidia Corporation | Loopback configuration for bi-directional interfaces |
US8687639B2 (en) * | 2009-06-04 | 2014-04-01 | Nvidia Corporation | Method and system for ordering posted packets and non-posted packets transfer |
US9176909B2 (en) | 2009-12-11 | 2015-11-03 | Nvidia Corporation | Aggregating unoccupied PCI-e links to provide greater bandwidth |
US9331869B2 (en) * | 2010-03-04 | 2016-05-03 | Nvidia Corporation | Input/output request packet handling techniques by a device specific kernel mode driver |
US9330031B2 (en) | 2011-12-09 | 2016-05-03 | Nvidia Corporation | System and method for calibration of serial links using a serial-to-parallel loopback |
CN103063957A (zh) * | 2012-12-28 | 2013-04-24 | 成都泰格微电子研究所有限责任公司 | 表面贴装微波器件自动测试系统 |
CN104422867B (zh) * | 2013-09-03 | 2017-06-06 | 安凯(广州)微电子技术有限公司 | 一种芯片器件及其测试方法 |
US9841455B2 (en) * | 2015-05-20 | 2017-12-12 | Xilinx, Inc. | Transmitter configured for test signal injection to test AC-coupled interconnect |
Family Cites Families (16)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB1528201A (en) * | 1975-02-24 | 1978-10-11 | Rca Corp | Differential amplifier |
US3743764A (en) * | 1972-05-18 | 1973-07-03 | Rca Corp | Electronic phase shifting apparatus |
JPS6133709Y2 (ja) * | 1977-11-24 | 1986-10-02 | ||
CA1134463A (en) | 1978-10-13 | 1982-10-26 | Kyoichi Murakami | Circuit for converting single-ended input signals to a pair of differential output signals |
JPS5643808A (en) * | 1979-09-18 | 1981-04-22 | Sony Corp | Signal converting circuit |
US4945263A (en) | 1989-08-23 | 1990-07-31 | National Semiconductor Corporation | TTL to ECL/CML translator circuit with differential output |
IT1239899B (it) * | 1990-03-22 | 1993-11-23 | Sgs Thomson Microelectronics | Amplificatore a basso rumore e alta impedenza d'ingresso, particolarmente per microfoni |
US5068621A (en) | 1990-08-13 | 1991-11-26 | Triquint Semiconductor, Inc. | Compensation method and apparatus for enhancing single-ended to differential conversion |
US5132559A (en) | 1991-05-03 | 1992-07-21 | Motorola, Inc. | Circuit for trimming input offset voltage utilizing variable resistors |
US5220286A (en) | 1991-06-28 | 1993-06-15 | International Business Machines Corporation | Single ended to fully differential converters |
JPH0721059B2 (ja) * | 1991-11-13 | 1995-03-08 | 工業技術院長 | ポリシロキサン系ケイ素化合物、その製造方法、およびそれを用いた感光性材料 |
GB2295289B (en) | 1992-10-28 | 1996-07-17 | Plessey Semiconductors Ltd | Wideband constant impedance amplifiers |
FR2712127B1 (fr) | 1993-11-02 | 1995-12-01 | Alcatel Radiotelephone | Elément d'amplification à structure différentielle en mode de courant. |
US5422529A (en) * | 1993-12-10 | 1995-06-06 | Rambus, Inc. | Differential charge pump circuit with high differential and low common mode impedance |
US5521552A (en) * | 1995-06-06 | 1996-05-28 | Analog Devices, Inc. | Bipolar micro-power rail-to-rail amplifier |
DE19725286A1 (de) * | 1997-06-14 | 1998-12-17 | Philips Patentverwaltung | Schaltungsanordnung mit einer Differenzverstärkerstufe |
-
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-
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-
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